JP2009195058A - 交流電力供給装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 単相交流無停電電源装置の部品点数の低減及び電力損失の低減が要求されている。
【解決手段】 第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２と第１及び第２のコンデンサ７、８と第１のリアクトル６によってハーフブリッジ型のAC−DC変換回路を形成する。第１及び第２のコンデンサ７、８の直列回路の下端に蓄電池１２を接続する。第１及び第２のコンデンサ７、８の直列回路に並列にハーフブリッジ型インバータを構成するための第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列回路を接続する。第１及び第２のコンデンサ７、８の相互接続点Ｐ１と第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２と交流電源１と負荷２と蓄電池１２との接続関係を切換えるための第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７を設ける。
【選択図】図４

Description

本発明は、交流電源電圧に基づいて負荷に所望周波数及び所望電圧値を有する 交流電圧を供給することができる例えば単相交流無停電電源装置等の交流電力供給装置に関する。

従来の典型的な単相交流無停電電源装置は、図１に示すように交流電源ＡＣと負荷Ｒとの間に、入力高周波コンデンサＣ１と入力リアクトルＬ１，Ｌ２と直流―交流変換器即ちコンバータＣＯＮＶと蓄電池ＢＴと直流リンクコンデンサＣ２と交流―直流変換器即ちインバータＩＮＶと出力リアクトルＬ３，Ｌ４と出力高周波コンデンサＣ３と商用トランスＴｒとを順次に有する。コンバータＣＯＮＶはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で示された第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１１、Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４と第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４とを備えたフルブリッジ型コンバータである。インバータＩＮＶはＩＧＢＴで示された第５、第６、第７及び第８のスイッチＱ１５、Ｑ１６，Ｑ１７，Ｑ１８と第５、第６、第７及び第８のダイオードＤ１５，Ｄ１６，Ｄ１７，Ｄ１８とを備えたフルブリッジ型インバータである。

図１の単相交流無停電電源装置は、入力電圧が歪みを有している場合であっても歪みのない一定振幅の電圧を出力することができという特長、及び入力電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を改善させることができという特長を有する。しかし、図１の単相交流無停電電源装置は、コンバータＣＯＮＶとインバータＩＮＶとを合わせて８個のスイッチＱ１１〜Ｑ１８と８個のダイオードＤ１１〜Ｄ１８を備え、且つトランスＴｒを備えているので、大型且つ高価になるという欠点を有する。

図１の単相交流無停電電源装置の欠点を解決するためにハーフブリッジ型コンバータとハーフブリッジ型インバータとを組み合わせた図２の単相交流無停電電源装置が知られている。この図２の単相交流無停電電源装置は、交流電源ＡＣと、昇圧用リアクトルＬ１１と、ハーフブリッジ型コンバータを構成するトランジスタから成る第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂと、ハーフブリッジ型インバータを構成するトランジスタから成る第３及び第４のスイッチＱｃ，Ｑｄと、第１、第２、第３及び第４のダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄと、第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、平滑用リアクトルＬ１２と、蓄電池ＢＴと、負荷Ｒとから成る。第１のコンデンサＣ１１は第１のダイオードＤａを介して充電され、第２のコンデンサＣ１２は第２のダイオードＤｂを介して充電される。リアクトルＬ１１に対するエネルギーの蓄積は第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂによって制御される。リアクトルＬ１１にエネルギーが蓄積されることによって、第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２は交流電源ＡＣの電圧とリアクトルＬ１１の電圧とを加算した電圧によって充電され、ハーフブリッジ型インバータの直流電源として機能する。

図２の単相交流無停電電源装置は、ハーフブリッジ型コンバータとハーフブリッジ型インバータとに基づいて構成されているので、図１の単相交流無停電電源装置に比べて、トランスが不要になり、且つスイッチ、ダイオード及びリアクトルの数が半分になり、小型化且つ低コスト化が可能であるという長所を有する反面、各スイッチＱａ〜Ｑｄと各ダイオードＤａ〜Ｄｄとにかかる電圧が第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の電圧の２倍になるため、スイッチングによる損失が大きくなるという欠点を有する。例えば、２００V（実効値）の交流電源ＡＣを使用して負荷Ｒに交流電圧２００V（実効値）を供給する場合、図１の方式では最低で２８２V（ピーク値）の電圧が各スイッチＱ１１〜Ｑ１８と各ダイオードＤ１１〜Ｄ１８とにかかるが、図２の方式ではその倍の５６４Vの電圧が各スイッチＱａ〜Ｑｄと各ダイオードＤａ〜Ｄｄとにかかり、スイッチング損失が大幅に上昇してしまう。また、各スイッチＱａ〜Ｑｄを負荷Ｒが必要とする電流のすべてが流れるため、各スイッチＱａ〜Ｑｄにおける導通損失が比較的大きくなる。

図２のハーフブリッジ型コンバータ及びハーフブリッジ型インバータの変形として、負荷Ｒの一端（左端）を第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の相互接続点に接続する代りに鎖線で示すように交流電源ＡＣの一端に接続する方式が特開平７−３３７０３６号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１の方式では、交流電源ＡＣの電圧にインバータの電圧を加算した電圧が負荷Ｒに印加される。しかし、特許文献１には図２の蓄電池ＢＴを有さない回路が開示されているのみであり、比較的長い停電に対応することができる無停電電源装置は開示されていない。また、交流電源ＡＣの交流電源の周波数が異常の場合の対処の方法が開示されていない。

負荷に安定化された交流電圧を供給するための電圧調整回路として、図３に示す交流チョッパ回路を使用した電圧調整回路が知られている。この電圧調整回路では、交流電源ＡＣの一端と負荷Ｒの一端との間に交流チョッパ回路が接続され、交流電源ＡＣの他端と負荷Ｒの他端とが共にグランド端子に接続されている。交流チョッパ回路は第１及び第２のスイッチＱ１１，Ｑ１２の直列回路と、この第１及び第２のスイッチＱ１１，Ｑ１２の直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチＱ１３，Ｑ１４の直列回路と、この第３及び第４のスイッチＱ１３，Ｑ１４の直列回路に対して並列に接続されたコンデンサＣｓ並びに第５及び第６のスイッチＱ１５，Ｑ１６の直列回路とを有する。第１及び第２のスイッチＱ１１，Ｑ１２の相互接続点は入力リアクトルＬｉを介して交流電源ＡＣの一端に接続されている。第３及び第４のスイッチＱ１３，Ｑ１４の相互接続点は交流電源ＡＣの他端に接続されている。交流電源ＡＣに並列に入力フイルタ用コンデンサＣｉが接続されている。第５及び第６のスイッチＱ１５，Ｑ１６の相互接続点は出力リアクトルＬｏを介して負荷Ｒの一端に接続されている。負荷Ｒに並列に出力フイルタ用コンデンサＣｏが接続されている。第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６には逆方向並列に第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１５，Ｄ１６が接続されている。

図３に示す交流チョッパ回路を使用した電圧調整回路は、交流電源電圧の振幅変動を補償した出力電圧（負荷電圧）を比較的簡単な回路で得ることができるという特長を有する。しかし、交流電源電圧の周期的変化（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの変化）に応じてグランド（接地）に対するコンデンサＣｓの一端及び他端の電位が変化する。このため、交流電源電圧の周波数が変動した時に、負荷Ｒに一定周波数の交流電圧を供給できないという欠点を有する。また、図２の無停電電源装置に比べてスイッチの数及びダイオードの数が２個多くなるという欠点を有する。
特開平７−３３７０３６号公報

本発明が解決しようとする課題は、小型且つ低コストな例えば無停電電源装置等の交流電力供給装置が要求されていることであり、本発明の目的はこの要求に応えることができる交流電力供給装置を提供することである。

次に、本発明の実施例を示す図面の参照符号を伴って本発明を説明する。なお、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本発明の理解を助けるためのものであり、本発明を限定するものではない。
本発明に従う交流電力供給装置は、
交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１６、又はＤ及びＦ２）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数が異常であり且つ電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
前記交流電源電圧を直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路とを備えている。
なお、本願において、負荷に対する電力供給が無視できるほど短い時間（例えば、交流電源電圧Ｖ_ACの１／４サイクル以下）停止した場合も無停電とみなす。
また、本願において、コンバータは交流―直流変換回路又は直流―直流変換回路を意味し、インバータは直流―交流変換回路を意味している。

なお、請求項２に示すように、交流電力供給装置を、
交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
直流電圧を供給するための一端及び他端を有し、前記一端が前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の一端に接続されている蓄電池と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
前記蓄電池の他端と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１５、又はＣ及びＦ２）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の両方が異常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記交流電源電圧を直流電圧に変換し、前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の両方が異常の時に前記蓄電池の直流電圧を前記第１及び第２のコンデンサの直列回路が要求している直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路とで構成することもできる。
また、請求項３に示すように、交流電力供給装置を、
交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
直流電圧を供給するための一端及び他端を有し、前記一端が前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の一端に接続されている蓄電池と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
前記蓄電池の他端と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１５、又はＣ及びＦ２）と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１６、又はＤ及びＦ２）と、
前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第５のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第５のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２、第３及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数が異常であり且つ電圧値が正常の時に前記第１、第３及び第５のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の電圧値が正常の時に前記交流電源電圧を直流電圧に変換し、前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の一方又は両方が異常の時に前記蓄電池の直流電圧を前記第１及び第２のコンデンサの直列回路が要求している直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路とで構成することもできる。
また、請求項４に示すように、更に、前記第１及び第２のスイッチの相互接続点に接続された第１のリアクトル（インダクタンス）と、前記第３及び第４のスイッチの相互接続点に接続された第２のリアクトル（インダクタンス）とを有していることが望ましい。
また、請求項５に示すように、更に、前記蓄電池を充電する充電手段を有していることが望ましい。

各請求項の発明は次の効果を有する。
（１）図１の従来の単相交流無停電電源装置よりも回路構成が簡略化され、小型化及び低コスト化が図られているにも拘わらず、第１〜第４のモード切換スイッチが設けられているので、交流電源電圧の周波数異常が生じても負荷に所望周波数の交流電圧の供給を継続することができる。
（２）交流電源電圧が正常の時には、第１及び第２のスイッチに、入力電流の歪みを補償する電流と直流電圧を一定に維持する電流とが流れるのみであり、負荷のための有効電流は流れない。従って、第１及び第２のスイッチにおける電力損失が低減される。

次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

図４に示す本発明の実施例１に従う交流電力供給装置としての単相交流無停電電源装置は、交流発電機又は商用交流電源等から成る交流電源１から負荷２に交流電力を無停電で供給するためのものであって、図２の従来回路と同様に交流―直流変換機能（コンバータ機能）と直流―交流変換機能（インバータ機能）とを有する。しかし、実施例１に従う単相交流無停電電源装置は、図２の従来回路に比べて次の新規な点を有する。
１．負荷２が交流電源１の一端とインバータの出力端子３との間に接続されている。
２．交流電源電圧の振幅変動がインバータで補正される。
３．交流電源電圧の周波数又は電圧値（振幅又は実効値）又はこれらの両方が異常の時に、好ましくは電磁接触器又はメカニカルリレー又は半導体スイッチから成る第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換スイッチ手段としての第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１４，１５，１６、１７によって第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４による電力変換モードの切換が行われ、負荷２に所望の周波数又は電圧値（振幅又は実効値）を有する交流電圧が供給される。

次に、図４の単相交流無停電電源装置の各部を詳しく説明する。この単相交流無停電電源装置は、交流電源１と負荷２との間に交流―直流―交流変換回路を有する。この変換回路は第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路と、この第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列回路と、第１及び第２のリアクトル６、９とで構成されている。

交流電源１は定格電圧（目標電圧）が例えば１００Ｖ（実効値）、定格周波数（目標周波数）が５０Ｈｚの電源であり、第１及び第２の電源端子１ａ、１ｂに接続されている。なお、この実施例では第２の電源端子１ｂがグランドに接続されている。また、交流電源１の交流電源電圧Ｖ_ACの正方向が第１の電源端子１ａから第２の電源端子１ｂに向う方向に決められている。また、交流電源１は交流電源電圧Ｖ_ACの周波数と電圧値との一方又は両方が変動すること、又は停電することがあり得るものから成る。

第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路は正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１は第１のモード切換スイッチ１３を介して交流電源１の第１の電源端子１ａに接続され且つ第２のモード切換スイッチ１４を介して交流電源１の第２の電源端子１ｂに接続されている。第１及び第２のコンデンサ７，８はハーフブリッジ型コンバータ及びハーフブリッジ型インバータのための直流電圧分割機能を有する。

単相交流無停電電源装置は、交流電源１の停電又は異常をバックアップするための蓄電池１２を有する。この蓄電池１２の一端（負端子）は負側直流導体（ライン）５に接続されている。蓄電池１２の他端（正端子）は第３のモード切換スイッチ１５と第１のリアクトル６とを介して第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２に接続されている。また、蓄電池１２の他端（正端子）は充電手段１２ａに接続されている。充電手段１２ａは交流電源１の交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換して蓄電池１２を充電する。なお、充電手段１２ａをスイッチとし、点線１２ｂに示すように蓄電池１２を充電手段１２ａのスイッチを介して正側直流導体（ライン）４に選択的に接続して蓄電池１２を充電することができる。蓄電池１２の充電はインバータ動作を妨害しない期間に行う。

第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路は、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列接続され且つ正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２によってアクティブフイルタ機能を有するハーフブリッジ型コンバータが構成されている。第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２は第１のリアクトル６と第４のモード切換スイッチ１６とを介して第１の電源端子１ａに接続され且つ第１のリアクトル６と第５のモード切換スイッチ１７を介して第２の電源端子１ｂに接続されている。第１のリアクトル６は昇圧型コンバータのための昇圧用インダクタンス及びフイルタとして機能する。

第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列回路は、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列接続され且つ正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４によってハーフブリッジ型インバータが構成されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点Ｐ３は出力フイルタ用の第２のリアクトル９を介して交流出力端子３に接続されている。

第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４のそれぞれは絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなり、第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有する。第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４はドレイン、ソース及びゲート（制御端子）をそれぞれ有する。第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対して逆方向並列に接続されている。第１及び第２の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２はコンバータ動作時の整流ダイオードとして機能する。第３及び第４の寄生ダイオードＤ３，Ｄ４はインバータの回生電流又は循環電流を流すために寄与する。なお、第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を個別ダイオードに置き換えることもできる。

第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１と第１の交流リアクトル６の入力側導体２８との間に入力段のフイルタコンデンサ１０が接続されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点Ｐ３と第２の電源端子１ｂとの間に第２の交流リアクトル９を介して出力段のフイルタコンデンサ１１が接続されている。

負荷２の一端は出力端子３に接続され、他端は第２の電源端子１ｂに接続されている。負荷２に印加される電圧Ｖ_ABの詳細は後述する。

第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４、及び第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７を制御するために第１及び第２の電流検出器１８，１９が設けられ、更に制御回路３２が設けられている。第１の電流検出器１８は交流入力電流検出信号を得るために第２の電源端子１ｂと第５のモード切換スイッチ１７との間の電源ラインに電磁結合され、第２の電流検出器１９は出力電流検出信号を得るために第３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４の相互接続点Ｐ３と出力端子３との間の電源ラインに電磁結合されている。第１及び第２の電流検出器１８，１９はライン１８ａ、２９によって制御回路３２に接続されている。また、第１の電源端子１ａの電位を検出するためのライン２０、第２の電源端子１ｂの電位Ｖ_Aを検出すためのライン２１、正側直流導体４の電位を検出するためのライン２２、負側直流導体５の電位を検出するためのライン２３、出力端子３の電位Ｖ_Bを検出するためのライン３０、及び負荷２の下端の電位を検出するためのライン３１が制御回路３２にそれぞれ接続されている。また、第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲートと制御回路３２との間がライン２４，２５，２６，２７によってそれぞれ接続されている。なお、第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート制御信号は各ゲート・ソース間に印加される。従って、実際にはゲート制御信号を印加するためにゲートのみならずソースも制御回路３２に接続されているが、この接続は図示を簡略化するために省かれている。第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１４，１５，１６、１７の制御端子はライン１３ａ，１４ａ，１５ａ，１６ａ、１７ａによって制御回路３２に接続されている。

制御回路３２は次の機能を有する。
１．交流電源電圧Ｖ_ACが第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂに正常に供給されている時には、ハーフブリッジ型コンバータ動作によって交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための制御信号を形成し、これを第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給する。また、ハーフブリッジ型インバータ動作によって直流電圧を交流電源電圧Ｖ_ACに同期した交流電圧に変換するための制御信号を形成し、これを第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のゲートに供給する。また、第１及び第５のモード切換スイッチ１３，１７をオンに制御する信号、並びに第２、第３及び第４のモード切換スイッチ１４，１５，１６をオフに制御する信号を形成する。また、第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂを流れる交流入力電流が正弦波になるように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御する。即ち、アクティブフイルタ動作が生じるように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御する。また、交流電源電圧Ｖ_ACに対してハーフブリッジ型インバータの出力電圧を重畳した電圧に相当する負荷電圧Ｖ_ABが所望値になるように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４を制御する。以下、この制御モードを第１の制御モード又は正常制御モードと呼ぶ。図４に第１の制御モードの単相交流無停電電源装置が示されている。
２．第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂ間の交流電源電圧Ｖ_ACの周波数が異常、電圧値（振幅及び実効値）が正常の時には、第２及び第４のモード切換スイッチ１４，１６をオンに制御する信号、並びに第１、第３及び第５のモード切換スイッチ１３，１５，１７をオフに制御する信号を形成する。また、ハーフブリッジ型コンバータ動作によって交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための制御信号を形成し、これを第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給する。また、ハーフブリッジ型インバータ動作によって直流電圧を交流電源電圧Ｖ_ACに対して非同期の交流電圧に変換するための制御信号を形成し、これを第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のゲートに供給する。この制御モードでは、交流電源電圧Ｖ_ACにインバータ出力電圧を重畳しないで、インバータ出力電圧が負荷電圧Ｖ_ABにする。以下、この制御モードを第２の制御モード、又は周波数異常制御モードと呼ぶ。図５に第２の制御モードの単相交流無停電電源装置が示されている。
３．第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂ間の交流電源電圧Ｖ_ACの周波数と電圧値（振幅及び実効値）との両方が異常又は停電の時には、第２及び第３のモード切換スイッチ１４，１５をオンに制御する信号、並びに第１、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１６，１７をオフに制御する信号を形成する。また、昇圧コンバータ動作させるように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための制御信号を形成し、これを第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給する。また、ハーフブリッジ型インバータ動作によって直流電圧を負荷２が要求する周波数と電圧値（振幅及び実効値）の交流電圧に変換するための制御信号を形成し、これを第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のゲートに供給する。以下、この制御モードを第３の制御モード、又は周波数及び電圧値異常制御モードと呼ぶ。図６に第３の制御モードの単相交流無停電電源装置が示されている。

図７に上記第１、第２及び３の制御モードを得るための制御回路３２の詳細が示されている。この制御回路３２は大別してコンバータ制御回路６１と、インバータ制御回路６２と、電源電圧検出回路６３と、モード切換制御回路６４とを有する。

コンバータ制御回路６１は、交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための信号、又は蓄電池１２の直流電圧を昇圧した直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための信号を形成して第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給するためのものであって、直流電圧を検出するためにライン２２、２３に接続された直流電圧検出回路４１と、直流電圧基準値発生器３３と、直流電圧検出回路４１の直流電圧検出信号と直流電圧基準値発生器３３の直流電圧基準値との差を示す信号を形成する減算器３４aと、比例積分回路（PI）３４bとを有する。比例積分回路３４bはライン２２、２３間の直流電圧を一定に制御するための直流電圧制御信号を出力する。なお、減算器３４aと比例積分回路３４bとを一体にして誤差増幅回路とすることもできる。振幅調整回路（G）３６は電源電圧検出回路６３から得られた電源電圧検出信号の振幅を調整して乗算器３５に送る。電源電圧検出回路６３はライン２０，２１の信号に基づいて交流電源電圧V_ACを示す信号を検出する。乗算器３５は振幅調整回路３６から得られた正弦波交流信号に比例積分回路３４bから得られた直流電圧制御信号を乗算して振幅調整された正弦波交流信号を出力する。乗算器３５に接続された減算器３７aは乗算器３５から得られた正弦波交流信号とライン１８ａの交流入力電流検出信号との差を示す信号を形成する。比例積分回路（ＰＩ）３７bは減算器３７aの出力を比例積分して正弦波交流信号と交流入力電流検出信号との差を示す信号を出力する。なお、減算器３７aと比例積分回路３７bとを一体にして誤差増幅回路とすることもできる。比較器３８の一方の入力端子は比例積分回路３７bに接続され、他方の入力端子は三角波発生回路３９に接続されている。従って、比較器３８は比例積分回路３７bから得られた図９（A）に示す信号V1と三角波発生回路３９から得られた交流電源電圧V_ACよりも十分に高い繰返し周波数を有する三角波電圧（又は鋸波電圧）V2とを比較し、図９（B）に示すPWM信号を出力する。比較器３８に入力する信号V1は直流電圧の情報、交流入力電流の振幅及び波形情報を含んでいる。これにより、正側直流導体４と負側直流導体５との間の直流電圧Ｖ_PNを一定に制御すると共に交流入力電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を１に近づけるための信号が比較器３８から出力する。なお、図６に示す第３の制御モードの時には、電源電圧検出回路６３の出力が零になり、且つライン１８の入力電流検出も零になる。そこで、図７のコンバータ制御回路６１に、第３の制御モードの時に比例積分回路３４bの出力を比較器３８の一方の入力端子に直接に入力させる手段が設けられている。この手段は図７に特別に示されていないが、例えば、第３の制御モードの時に比例積分回路３４bの出力を、乗算器３５、減算器３７a、及び比例積分回路（ＰＩ）３７bを無調整で通過させて比較器３８の一方の入力端子に入力させるように構成されるか、又は比例積分回路３４bと比較器３８の一方の入力端子との間に第３の制御モードの時にのみオンになるスイッチを設け、第３の制御モードの時に比例積分回路（ＰＩ）３７bの出力に代わって比例積分回路３４bの出力をスイッチを介して比較器３８の一方の入力端子に入力させるように構成される。
制御信号形成回路４０は比較器３８の出力に基づいて図４の第１及び第２のFETスイッチS1、S2を制御するための信号を形成し、これをライン２４、２５に送出する。ライン２４には図９（B）の信号が送られ、ライン２５には図９（B）の位相反転信号が送られる。

図７のインバータ制御回路６２は、負荷２が要求する正弦波電圧と同一の周波数の基準正弦波を発生する基準正弦波発生器４２を有している。この基準正弦波発生器４２と電源電圧検出回路６３とに接続された位相同期制御回路４３は、交流電源電圧V_ACの位相と基準正弦波発生器４２の基準正弦波の位相とを比較し、基準正弦波発生器４２の基準正弦波の位相を交流電源電圧V_ACの位相に徐々に近づけるように位相シフトした基準正弦波を次段の乗算器４４に送る。もし、停電で交流電源電圧V_ACが発生していない場合には、基準正弦波発生器４２の基準正弦波が位相同期制御回路４３の出力となる。位相同期制御回路４３の出力段の乗算器４４は、位相同期制御回路４３から出力された基準正弦波に対して基準交流電圧振幅信号発生器４５から発生した基準交流電圧の振幅を示す信号を乗算して所望振幅と所望位相及び所望周波数を有する目標交流出力電圧信号を形成する。交流出力電圧検出回路４６はライン３０、３１間に得られる交流出力電圧即ち負荷電圧V_ABを検出し、負荷電圧V_ABを示す信号を交流出力電圧検出信号として減算器４７aに送る。減算器４７aは、乗算器４４から得られた目標交流出力電圧信号と交流出力電圧検出回路４６から得られた交流出力電圧検出信号との差を示す信号を出力する。比例積分回路４７bは減算器４７aの出力信号を比例積分して出力電圧指令信号を出力する。なお、減算器４７aと比例積分回路４７bとを一体化して誤差増幅回路を構成することもできる。比例積分回路４７bの出力段の減算器４８aは比例積分回路４７bの出力からライン２９の出力電流検出信号を減算する。比例積分回路４８bは減算器４８aの出力を比例積分して出力電流によって振幅補正された出力電圧指令信号を出力する。なお、減算器４８aと比例積分回路４８bとを一体化して誤差増幅器を構成することもできる。また、電流による補正が不要の場合には、減算器４８aと比例積分回路４８bとを省くこともできる。比例積分回路４８bの出力段の比較器４９は比例積分回路４８bから得られた出力電圧指令信号と三角波発生器５０から得られた三角波電圧（又は鋸波電圧）とを比較してPWM信号を形成する。三角波発生器５０は交流電源電圧V_ACよりも十分高い繰返し周波数で三角波（又は鋸波電圧）を発生するものであり、コンバータ制御回路６１内の三角波発生回路３９と兼用することもできる。比較器４９の出力段の制御信号形成回路５１は、比較器４９の出力に基づいて第３及び第４のFETスイッチS3、S4をオンオフ制御するための信号を形成する。即ち、制御信号形成回路５１は、第３及び第４のFETスイッチS3、S4をハーフブリッジ型インバータ動作させるための制御信号を形成する。制御信号形成回路５１から導出されたライン２６，２７には比較器４９から得られたＰＷＭ制御信号に対応する信号とこの位相反転信号が送出される。

モード切換制御回路６４は、電源電圧検出回路６３の出力ライン６３ａに接続されており、電源電圧検出回路６３から得られた電源電圧検出信号に基づいて第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１４，１５，１６、１７を制御するための第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換制御信号を形成してライン１３ａ，１４ａ，１５ａ，１６ａ、１７ａに送出する。

図８に図７のモード切換制御回路６４の詳細が示されている。このモード切換制御回路６４は、大別して周波数判定手段７１と電源電圧値判定手段７２と論理回路７３とから成る。

周波数判定手段７１は、電源電圧検出回路６３の出力ライン６３ａに接続された周波数検出手段７５と、基準周波数発生手段７６と、比較手段７７とから成る。比較手段７７は周波数検出手段７５から得られた交流電源電圧Ｖ_ACの周波数を示す信号と基準周波数発生手段７６から得られた基準周波数（負荷２が要求する周波数）を示す信号とを比較し、交流電源電圧Ｖ_ACの周波数が基準周波数から所定範囲（例えば＋１〜―１％）ずれているか否かを判定し、交流電源電圧Ｖ_ACの周波数が基準周波数から所定範囲よりもずれている時に周波数異常を示す第１の電圧レベルの信号（例えば低レベル即ち論理の０信号）を出力し、交流電源電圧Ｖ_ACの周波数が基準周波数から所定範囲よりもずれていない時（正常時）は第２の電圧レベル信号（例えば高レベル即ち論理の１信号）を出力する。なお、周波数判定手段７１は、図８に示す回路に限定されるものではなく、周波数の正常及び異常を判定できるあらゆる回路に置き換えることができる。

電源電圧値判定手段７２は、電源電圧検出回路６３の出力ライン６３ａに接続され実効値検出手段７８と、基準実効値発生手段７９と、比較手段８０とから成る。比較手段８０は実効値検出手段７８から得られた交流電源電圧Ｖ_ACの実効値を示す信号と基準実効値発生手段７９から得られた基準実効値（負荷２が要求する実効値）を示す信号とを比較し、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値が基準実効値から所定範囲（例えば＋２０〜―２０％）ずれているか否かを判定し、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値が基準実効値から所定範囲よりもずれている時に実効値異常（電源電圧値異常）を示す第１の電圧レベルの信号（例えば低レベル即ち論理の０信号）を出力し、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値が基準実効値から所定範囲よりもずれていない時は第２の電圧レベル信号（例えば高レベル即ち論理の１信号）を出力する。なお、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値Ｖと最大振幅（ピーク値）ＶｍとはＶ＝Ｖｍ／２^1/2の関係があり、実効値Ｖは最大振幅（ピーク値）Ｖｍに比例するので、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値の正常及び異常を判定する代わりに交流電源電圧Ｖ_ACの最大振幅の正常及び異常を判定するように変形できる。従って、本願における電源電圧値は、交流電源電圧Ｖ_ACの実効値又は最大振幅又は平均値等の電源電圧の大きさを示す値の全てを意味する。また、電源電圧値判定手段７２は、図８に示す回路に限定されるものではなく、電源電圧値の正常及び異常を判定できるあらゆる回路に置き換えることができる。

論理回路７３は、周波数判定手段７１と電源電圧値判定手段７２との出力に基づいて第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１４，１５，１６、１７を選択的に制御するための第１、第２、第３、第４及び第５のモード切換制御信号を形成し、これをライン１３ａ，１４ａ，１５ａ，１６ａ、１７ａに送出するものであり、第１のＡＮＤ回路（論理積回路）８１と第１のＮＯＴ回路（反転回路）８２と第２のＮＯＴ回路（反転回路）８４と第３のＮＯＴ回路（反転回路）８６と第２のＡＮＤ回路（論理積回路）８７とから成る。第１のＡＮＤ回路８１の一方の入力端子は周波数判定手段７１の比較手段７７に接続され、他方の入力端子は電源電圧値判定手段７２の比較手段８０に接続されている。第１のＡＮＤ回路８１の出力端子にライン１３ａ、１７ａが接続され、且つ第１のＮＯＴ回路８２を介してライン１４ａが接続されている。ライン１５ａは第２のＮＯＴ回路８４を介して電源電圧値判定手段７２の比較手段８０に接続されている。第２のＡＮＤ回路８７の一方の入力端子は第３のＮＯＴ回路８６を介して周波数判定手段７１の比較手段７７に接続され、他方の入力端子は電源電圧値判定手段７２の比較手段８０に接続されている。第２のＡＮＤ回路８７の出力端子にライン１６ａが接続されている。

次に、図４の単相交流無停電電源装置の動作を説明する。
まず、交流電源１の交流電源電圧Ｖ_ACの周波数及び電圧値（振幅又は実効値）の両方が正常の時、即ち、第１の制御モード又は正常制御モード時の単相交流無停電電源装置の動作を説明する。交流電源電圧Ｖ_ACの周波数及び電圧値（振幅又は実効値）の両方が正常の時には、モード切換制御回路６４の周波数判定手段７１及び電源電圧値判定手段７２から正常を示す高レベル信号が出力される。これにより、第１のＡＮＤ回路８１から高レベル信号が出力され、第１及び第５のモード切換スイッチ１３、１７が図４に示すようにオン状態になる。この時、第１のＮＯＴ回路８２から低レベル信号がライン１４ａに出力されるので、第２のモード切換スイッチ１４はオフ状態に制御される。また、第２のＮＯＴ回路８４からライン１５ａに低レベル信号が出力されるので、第３のモード切換スイッチ１５がオフ状態に制御される。また、第３のNOT回路８６から低レベル信号が出力されるので、第２のAND回路８７からも低レベル信号がライン１６aに出力され、第４のモード切換スイッチ１６がオフ状態に制御される。

図４に示す正常制御モード期間であり且つ交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御、第２のFETスイッチＳ２ が オン制御されている時には、第２のコンデンサ８と交流電源１と第１のモード切換スイッチ１３と第５のモード切換スイッチ１７と第１のリアクトル６と第２のFETスイッチＳ２とからなる第１の閉回路が形成され、第２のコンデンサ８の電圧と交流電源電圧Ｖ_ACとの和が第１のリアクトル６に加わり、第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。次に、交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオン制御され、第２のFETスイッチＳ２ がオフ制御されると、交流電源１と第５のモード切換スイッチ１７と第１のリアクトル６と第１のダイオードＤ１又は第１のFETスイッチＳ１と第１のコンデンサ７と第１のモード切換スイッチ１３とから成る第２の閉回路で第１のコンデンサ７が交流電源電圧V_ACより高い値に充電される。

次に、交流電源１から負方向電圧が発生している期間に、第１のＦＥＴスイッチＳ１が オン制御、第２のFETスイッチＳ２がオフ制御された時には、交流電源１と第１のモード切換スイッチ１３と第１のコンデンサ７と第１のFETスイッチＳ１ と第１のリアクトル６と第５のモード切換スイッチ１７とから成る第３の閉回路が形成され、交流電源電圧Ｖ_ACと第１のコンデンサ７の電圧との和の電圧が第１のリアクトル６に加わり、この第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。次に、交流電源１から負方向電圧が発生している期間において、第２のFET スイッチＳ２がオン制御、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御されると、交流電源１と第１のモード切換スイッチ１３と第２のコンデンサ８と第２のダイオードＤ２又は第２のFET スイッチＳ２と第１のリアクトル６と第５のモード切換スイッチ１７とから成る第４の閉回路が形成され、第１のリアクトル６の蓄積エネルギーと交流電源１との両方によって第２のコンデンサ８が交流電源電圧Ｖ_ACよりも高い値に充電される。
交流電源電圧Ｖ_ACが例えば１００Ｖ（実効値）であるとすれば、正側直流導体４と負側直流導体５との間の直流電圧Ｖ_PNは、例えば、交流電源電圧Ｖ_ACのピーク値（１４１Ｖ）の２倍に相当する２８２Ｖに制御される。
第１及び第２のFETスイッチＳ１、Ｓ２が、図７のコンバータ制御回路６１によってオンオフ制御されるために、直流電圧Ｖ_PNは一定値になり、且つ交流入力電流の波形は正弦波に近似する。これにより、インバータの直流電源電圧としての直流電圧Ｖ_PNが安定化され、且つ力率改善が達成される。なお、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２には入力電流の歪みを補償するための電流（正弦波にするための電流）と直流電圧Ｖ_PNを一定値に維持するための電流が流れるのみであり、負荷２のための電流は流れない。従って、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２における電力損失は図２の従来回路の第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂ、第１及び第２のダイオードＤａ、Ｄｂにおける電力損失よりも小さい。

図４に示す正常制御モード期間においては、図７のインバータ制御回路６２の出力で第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４がオンオフ制御される。この時の第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオンオフ動作はハーフブリッジ型インバータ動作である。本実施例では、交流電源電圧Ｖ_ACにインバータの出力電圧が重畳（加算又は減算）されたものが負荷２に印加される。更に詳しく説明すると、第３のFETスイッチＳ３のオン期間には、第１のコンデンサ７と第３のFETスイッチＳ３（又は第３のダイオードＤ３）と第２のリアクトル９と負荷２と第５のモード切換スイッチ１７と交流電源１と第１のモード切換スイッチ１３との閉回路が形成され、また、第４のFETスイッチＳ４のオン期間には、第２のコンデンサ８と第１のモード切換スイッチ１３と交流電源１と第５のモード切換スイッチ１７と負荷２と第２のリアクトル９と第４のFETスイッチＳ４（又は第４のダイオードＤ４）との閉回路が形成される。負荷２が電位Ｖ_Aの第２の電源端子１ｂと電位Ｖ_Bの出力端子３との間に接続されているために、負荷２の電圧V_ABは第２の電源端子１ｂと出力端子３との間の電圧となる。ここで、第１及び第２のコンデンサ７、８の相互接続点Ｐ１と出力端子３との間の電圧（インバータ出力電圧）をV_BCとすれば、負荷電圧V_ABと交流電源電圧Ｖ_ACとインバータ出力電圧V_BCとの関係を次式で示すことができる。
Ｖ_AB＝Ｖ_AC―V_BC
もし、図１０（Ａ）に示すように正弦波からなる交流電源電圧Ｖ_ACの最大振幅がその定格電圧Ｖｎよりも電圧ΔＶだけ低い時には、図１０（Ｂ）に示すように図１０（Ａ）の交流電源電圧Ｖ_ACに対して逆相であり且つΔＶの最大振幅を有する正弦波からなるインバータ出力電圧V_BCが形成され、これが交流電源電圧Ｖ_ACに重畳され、負荷電圧V_ABの最大振幅は図１０（Ｃ）に示すように定格電圧Ｖｎになる。

逆に、図１１（Ａ）に示すように交流電源電圧Ｖ_ACの最大振幅がその定格電圧ＶｎよりもΔＶだけ高い時には、図１１（Ｂ）に示すように図１１（Ａ）の交流電源電圧Ｖ_ACに対して同相であり且つΔＶの最大振幅を有するインバータ出力電圧V_BCが形成され、これが交流電源電圧Ｖ_ACに重畳され、負荷電圧V_ABの最大振幅は図１１（Ｃ）に示すように定格電圧Ｖｎになる。即ち、交流電源電圧Ｖ_ACが定格電圧Ｖｎよりも低い時には、交流電源電圧Ｖ_ACから逆相のインバータ出力電圧―V_BCが減算され、Ｖ_AB＝Ｖ_AC−（−V_BC）＝Ｖ_AC＋V_BCの式に従って、交流電源電圧Ｖ_ACよりも高い所望の負荷電圧V_ABが得られる。また、交流電源電圧Ｖ_ACが定格電圧Ｖｎよりも高い時には、交流電源電圧Ｖ_ACから同相のインバータ出力電圧V_BCが減算され、Ｖ_AB＝Ｖ_AC−V_BCの式に従って、交流電源電圧Ｖ_ACよりも低い所望の負荷電圧V_ABが得られる。これにより、交流電源電圧Ｖ_ACの変動にかかわらず、負荷電圧V_ABを所望の一定値（例えば１００Ｖ）に保つことができる。交流電源電圧Ｖ_ACが所望の負荷電圧V_ABと同一の時は、インバータ出力電圧V_BCが零になるように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４を制御する。なお、交流電源電圧Ｖ_ACに波形歪みがある場合には、たとえ実効値又は最大振幅（ピ−ク値）において交流電源電圧Ｖ_ACが所望負荷電圧V_ABと同一であっても、正弦波の負荷電圧V_ABが得られるように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４が制御される。

第２の制御モード即ち周波数異常制御モード時には、周波数判定手段７１から周波数異常を示す低レベル信号が出力され、電源電圧値判定手段７２から電源電圧値正常を示す高レベル信号が出力される。これにより、第１のＡＮＤ回路８１から低レベル信号が出力され、第１のＮＯＴ回路８２から高レベル信号が出力される。また、第３のＮＯＴ回路８６から高レベル信号が出力され、第２のＡＮＤ回路８７からも高レベル信号が出力される。この結果、ライン１４ａ，１６ａから高レベル信号が第２及び第４のモード切換スイッチ１４，１６に供給され、図５に示すように第２及び第４のモード切換スイッチ１４，１６がオン状態になる。また、ライン１３ａ、１５ａ、１７ａは低レベルになるので、第１、第３及び第５のモード切換スイッチ１３、１５、１７は図５に示すようにオフ状態になる。図５に示す第２の制御モード即ち周波数異常制御モード時には、交流電源電圧Ｖ_ACにインバータ出力電圧V_BCを重畳する動作を伴わない交流―直流―交流（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ）変換動作によって負荷２に交流電圧が供給される。即ち、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に基づくハーフブリッジ型コンバータ動作で交流電源電圧Ｖ_ACが直流電圧に変換され、第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４に基づくハーフブリッジ型インバータ動作で直流電圧が交流電圧に変換され、負荷２にハーフブリッジ型インバータの出力電圧が印加される。

図５に示す第２の制御モード即ち周波数異常制御モード時の交流―直流―交流（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ）変換動作を更に詳しく説明する。交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオン制御、第２のFETスイッチＳ２ が オフ制御された時には、交流電源１と第２のモード切換スイッチ１４と第１のコンデンサ７と第１のFETスイッチＳ１と第１のリアクトル６と第４のモード切換スイッチ１６とからなる閉回路が形成され、第１のコンデンサ７の電圧と交流電源電圧Ｖ_ACとの和が第１のリアクトル６に加わり、この第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。次に、交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御され、第２のFETスイッチＳ２ がオン制御されると、第１のリアクトル６と第４のモード切換スイッチ１６と交流電源１と第２のモード切換スイッチ１４と第２のコンデンサ８と第２のダイオードＤ２又は第２のFETスイッチＳ２とから成る閉回路で第２のコンデンサ８が交流電源電圧V_ACより高い値に充電される。
次に、交流電源１から負方向電圧が発生している期間において、第２のＦＥＴスイッチＳ２が オン制御、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御された時には、第２のコンデンサ８と第２のモード切換スイッチ１４と交流電源１と第４のモード切換スイッチ１６と第１のリアクトル６と第２のFETスイッチＳ２とから成る閉回路が形成され、交流電源電圧Ｖ_ACと第２のコンデンサ８の電圧との和の電圧が第１のリアクトル６に加わり、この第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。
次に、交流電源１から負方向電圧が発生している期間において、第２のFET スイッチＳ２がオフ制御、第１のFETスイッチＳ１がオン制御されると、交流電源１と第４のモード切換スイッチ１６と第１のリアクトル６と第１のFETスイッチＳ１又は第１のダイオードＤ１と第１のコンデンサ７と第２のモード切換スイッチ１４とから成る閉回路で第１のコンデンサ７が交流電源電圧V_ACより高い値に充電される。

図５に示す第２の制御モード即ち周波数異常制御モード時のハーフブリッジ型インバータは次のように形成される。第３のFETスイッチＳ３がオンの期間には、第１のコンデンサ７と第３のFETスイッチＳ３と第２のリアクトル９と負荷２と第２のモード切換スイッチ１４とから成る閉回路で負荷２に正方向電圧が印加される。第４のFETスイッチＳ４がオンの期間には、第２のコンデンサ８と第２のモード切換スイッチ１４と負荷２と第２のリアクトル９と第４のFETスイッチＳ４とから成る閉回路で負荷２に負方向電圧が印加される。

図６に示す第３の制御モード即ち周波数及び電圧値異常制御モードの時には、周波数判定手段７１から周波数異常を示す低レベル信号が出力され、電源電圧値判定手段７２からも電源電圧値異常を示す低レベル信号が出力される。この結果、論理回路７３から導出されているライン１４ａ，１５ａが高レベル、ライン１３ａ，１６ａ，17aが低レベルになり、図６に示すように第２及び第３のモード切換スイッチ１４，１５がオン、第１、第４及び第５のモード切換スイッチ１３，１６，１７がオフになる。これにより、交流電源１は第１〜第４のスイッチQ1~Q4及び負荷２から切り離される。図６において、蓄電池１２と第３のモード切換スイッチ１５と第１のリアクトル６と第１のダイオードD1と第１及び第２のコンデンサ７，８とから成る閉回路が形成され、蓄電池１２の直流電圧が第１及び第２のコンデンサ７，８に印加される。また、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路の直流電圧Ｖ_PNが所望値よりも低い時には、第２のFETスイッチS２のオンオフによる周知の昇圧コンバータ動作が生じ、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路の直流電圧Ｖ_PNが所望値に制御される。
ハーフブリッジ型インバータ動作させるために第３のFETスイッチS３がオン制御されると、第１のコンデンサ７と第３のFETスイッチS３と第２のリアクトル９と負荷２と第２のモード切換スイッチ１４とから成る閉回路が形成され、負荷２に正方向電圧が印加され、第４のFETスイッチS４がオン制御されると、第２のコンデンサ８と第２のモード切換スイッチ１４と負荷２と第２のリアクトル９と第４のFETスイッチS４とから成る閉回路が形成され、負荷２に負方向電圧が印加される。第３及び第４のスイッチQ3,Q4から成るハーフブリッジ型インバータは交流電源１の異常に無関係に負荷２が要求する電圧値（振幅及び実効値）と周波数を有する交流電圧を出力する。これにより、無停電で負荷２に所望の交流電圧を供給することができる。

本実施例は次の効果を有する。
（１）図４の単相交流無停電電源装置は図１の従来の単相交流無停電電源装置よりも回路構成が簡略化され、小型化及び低コスト化が図られているにも拘わらず、第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７が設けられているので、交流電源電圧Ｖ_ACの周波数異常が生じても負荷２に所望周波数の交流電圧の供給することができる。
（２）交流電源電圧Ｖ_ACが正常の時には、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に入力電流の歪みを補償する電流と直流電圧を一定に維持する電流が流れるのみであり、負荷２のための有効電流は流れない。従って、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２における電力損失が低減される。
（３）第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７のオンオフによって図４の第１の制御モード（正常制御モード）と、図５の第２の制御モード（周波数異常制御モード）と図６の第３の制御モード（周波数及び電圧値異常制御モード）を選択的に設定することができ、交流電源１のあらゆる状態に適した電力供給が可能になる。

図１２に実施例２に従う単相交流無停電電源装置が示されている。図１２の単相交流無停電電源装置は、図４の第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７の代わりに第１及び第２の切換器９１，９２を設け、この他は図４と同一に構成したものである。従って、図１２において図４と同一の部分に図４と同一の参照符号を付し、この説明を省略する。

第１の切換器９１は、第１及び第２の接点（固定接点）Ａ，Ｂと第１の共通接点（可動接点）F1とを有し、制御回路３２から導出されたライン１３ａ，１４ａの制御信号に応答して動作する。即ち、ライン１３ａが高レベルの時に、第１の接点Aと第１の共通接点F1とが電気的に接続され、ライン１４ａが高レベルの時に、第２の接点Ｂと第１の共通接点F1とが電気的に接続される。第１の接点Aは第１の電源端子１ａに接続され、第２の接点ｂは第２の電源端子１ｂに接続され、第１の共通接点F1は第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１に接続されている。第１の接点Aと第１の共通接点F1との組み合わせは、図４の第１のモード切換スイッチ１３と等価な機能を有する。従って、第１の接点Aと第１の共通接点F1との組み合わせを第１のモード切換スイッチ手段と呼ぶこともできる。また、第２の接点Ｂと第１の共通接点F1との組み合わせは、図４の第２のモード切換スイッチ１４と等価な機能を有する。従って、第２の接点Ｂと第１の共通接点F1との組み合わせを第２のモード切換スイッチ手段と呼ぶこともできる。

第２の切換器９２は、第３、第４及び第５の接点（固定接点）Ｃ，Ｄ，Ｅと第２の共通接点（可動接点）F２とを有し、制御回路３２から導出されたライン１５ａ，１６ａ、１７ａの制御信号に応答して動作する。即ち、ライン１５ａが高レベルの時に、第３の接点Ｃと第２の共通接点F２とが電気的に接続され、ライン１６ａが高レベルの時に、第４の接点Ｄと第２の共通接点F２とが電気的に接続され、ライン１７ａが高レベルの時に、第５の接点Ｅと第２の共通接点F２とが電気的に接続される。第３の接点Ｃは蓄電池１２の正側端子に接続され、第４の接点Ｄは第１の電源端子１ａに接続され、第５の接点Ｅは第２の電源端子１ｂに接続され、第２の共通接点F２は第１リアクトル６を介して第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２に接続されている。第３の接点Ｃと第２の共通接点F２との組み合わせは、図４の第３のモード切換スイッチ１５と等価な機能を有する。従って、第３の接点Ｃと第２の共通接点F２との組み合わせを第３のモード切換スイッチ手段と呼ぶこともできる。また、第４の接点Ｄと第２の共通接点F２との組み合わせは、図４の第４のモード切換スイッチ１６と等価な機能を有する。従って、第４の接点Ｄと第２の共通接点F２との組み合わせを第４のモード切換スイッチ手段と呼ぶこともできる。また、第５の接点Ｅと第２の共通接点F２との組み合わせは、図４の第５のモード切換スイッチ１７と等価な機能を有する。従って、第５の接点Ｅと第２の共通接点F２との組み合わせを第５のモード切換スイッチ手段と呼ぶこともできる。

図１２の第１〜第５の接点Ａ〜Ｅのオンオフは、図４の第１〜第５のモード切換スイッチ１３〜１７のオンオフと同様に生じるので、図１２の実施例２よっても図４の実施例１と同一の効果を得ることができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４を、図１のＩＧＢＴから成る第１〜第４のスイッチＱ１１〜Ｑ１４と第１〜第４のダイオードＤ１１〜Ｄ１４との組み合わせと同様なものに置き換えることができる。また、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４を、図２の接合型トランジスタから成る第１〜第４のスイッチＱａ〜Ｑｄと第１〜第４のダイオードＤａ〜Ｄｄとの組み合わせと同様なものに置き換えることができる。
（２）交流電源１と第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２との間のライン、又は交流電源１と第１及び第２のコンデンサ７，８との間のラインがインダクタンスを有する場合には第１のリアクトル６を省くことができる。また、第３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４から成るインバータの出力ラインがインダクタンスを有する場合、又は負荷２がインダクタンスを有する場合には、第２のリアクトル９を省くことができる。
（３）図４の第１の制御モード（正常制御モード）と図５の第２の制御モード（周波数異常制御モード）とのみが要求され、図６の第３の制御モード（周波数及び電圧値異常制御モード）が要求されていない場合は、蓄電池１２及び第３のモード切換スイッチ１５を省くことができる。この変形例に対応する請求項１の場合において、図４及び図５の第４のモード切換スイッチ１６が第３のモード切換スイッチ手段と呼ばれ、第５のモード切換スイッチ１７が第４のモード切換スイッチ手段と呼ばれている。また、この変形例に第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に並列に蓄電池を接続することができる。
（４）図４の第１の制御モード（正常制御モード）と図６の第３の制御モード（周波数及び電圧値異常制御モード）のみが要求され、図５の第２の制御モード（周波数異常制御モード）が要求されていない場合は、第４のモード切換スイッチ１６を省くことができる。この変形例に対応する請求項２の場合において、図４及び図６の第５のモード切換スイッチ１７が第４のモード切換スイッチ手段と呼ばれている。

従来の単相交流無停電電源装置を示す回路図である。 従来の別の単相交流無停電電源装置を示す回路図である。 従来の別の単相交流電力変換装置を示す回路図である。 本発明の実施例１に従う単相交流無停電電源装置を正常制御モードで示す回路図である。 本発明の実施例１に従う単相交流無停電電源装置を周波数異常制御モードで示す回路図である。 本発明の実施例１に従う単相交流無停電電源装置を周波数及び電圧値異常制御モードで示す回路図である。 図４の制御回路を詳しく示す回路図である。 図７のモード切換制御回路を詳しく示す回路図である。 図７の各部の状態を示す波形図である。 交流電源電圧が低い時における図４の各部の状態を示す波形図である。 交流電源電圧が高い時における図４の各部の状態を示す波形図である。 本発明の実施例２に従う単相交流無停電電源装置を正常制御モードで示す回路図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ 負荷
１３〜１７ 第１〜第５のモード切換スイッチ
Ｑ１〜Ｑ４ 第１〜第４のスイッチ

Claims (5)

1. 交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
   第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
   コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
   インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１６、又はＤ及びＦ２）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
   前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
   前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数が異常であり且つ電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
   前記交流電源電圧を直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
   所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路と
   を備えた交流電力供給装置。
2. 交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
   第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
   コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
   インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
   直流電圧を供給するための一端及び他端を有し、前記一端が前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の一端に接続されている蓄電池と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
   前記蓄電池の他端と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１５、又はＣ及びＦ２）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
   前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
   前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の両方が異常の時に前記第１及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第３のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
   前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記交流電源電圧を直流電圧に変換し、前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の両方が異常の時に前記蓄電池の直流電圧を前記第１及び第２のコンデンサの直列回路が要求している直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
   所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路と
   を備えた交流電力供給装置。
3. 交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
   第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
   コンバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
   インバータを構成するために前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
   直流電圧を供給するための一端及び他端を有し、前記一端が前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の一端に接続されている蓄電池と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第１のモード切換スイッチ手段（１３、又はＡ及びＦ１）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された第２のモード切換スイッチ手段（１４、又はＢ及びＦ１）と、
   前記蓄電池の他端と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第３のモード切換スイッチ手段（１５、又はＣ及びＦ２）と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第４のモード切換スイッチ手段（１６、又はＤ及びＦ２）と、
   前記第２の電源端子と前記第１及び第２のスイッチの相互接続点との間に接続された第５のモード切換スイッチ手段（１７、又はＥ及びＦ２）と、
   前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続された負荷と、
   前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の周波数及び電圧値が正常の時に前記第１及び第５のモード切換スイッチ手段をオン制御し且つ前記第２、第３及び第４のモード切換スイッチ手段をオフ制御し、且つ前記交流電源電圧の周波数が異常であり且つ電圧値が正常の時に前記第１、第３及び第５のモード切換スイッチ手段をオフ制御し且つ前記第２及び第４のモード切換スイッチ手段をオン制御するモード切換制御回路と、
   前記第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧の電圧値が正常の時に前記交流電源電圧を直流電圧に変換し、前記交流電源電圧の周波数及び電圧値の一方又は両方が異常の時に前記蓄電池の直流電圧を前記第１及び第２のコンデンサの直列回路が要求している直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御するコンバータ制御回路と、
   所望周波数及び所望電圧値を有する交流電圧を前記負荷に印加するように前記第３及び第４のスイッチを制御するインバータ制御回路と
   を備えた交流電力供給装置。
4. 更に、前記第１及び第２のスイッチの相互接続点に接続された第１のリアクトルと、前記第３及び第４のスイッチの相互接続点に接続された第２のリアクトルとを有していることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の交流電力供給装置。
5. 更に、前記蓄電池を充電する充電手段を有していることを特徴とする請求項２又は３記載の交流電力供給装置。

Images