JP2009170240A - Ｌｅｄの調光装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＥＤ負荷を交流電源で低損失で調光できると共に調光ミスを防ぐことができるＬＥＤの調光装置を提供する。
【解決手段】このＬＥＤの調光装置によれば、制御回路７は、フォトトライアックカプラ３に出力するトリガ信号である位相制御信号ＦＣ１１によるトリガポイントｔ１０の位相を、交流電圧ＳＶの半サイクルよりも狭い可変範囲Ｒ１１内で変える。これにより、制御回路７は、交流電圧ＳＶの半サイクルのうちの交流電圧ＳＶのゼロクロスポイント近傍でフォトトライアックカプラ３にトリガ信号を出力することを回避できる。よって、調光の上限付近の設定であるにもかかわらずＬＥＤが全く点灯しないという現象を回避できる。
【選択図】図５Ａ

Description

この発明は、直列に複数接続されたＬＥＤ(発光ダイオード:Ｌight Ｅmitting Ｄiode)を交流電源を用いて発光させるＬＥＤの調光装置およびそれを備えたＬＥＤ電源モジュールおよびＬＥＤ照明装置に関する。

近年、ＬＥＤの発光効率は急速に向上し、価格低下も手伝って、従来の表示装置の用途だけではなく、小規模な照明器具にも使用されるようになってきた。

ＬＥＤを照明器具に使用する場合は、従来の白熱電球や蛍光灯用の照明器具との置き換えを考慮する必要があり、価格面や信頼性面を考えると電源回路や制御回路はできるだけ部品数が少なく簡単な回路構成が望まれる。

ＬＥＤは、電流を流す方向が決まっており、逆方向の耐圧も通常のダイオード等に比べて小さいことにより、従来から直流電源で駆動することが一般的である。また、照明用器具についても、電源トランスや整流ダイオード,平滑用コンデンサ等を使用した電源またはスイッチング電源を用いて、商用電源を直流の比較的低い電圧に変換して使用する場合が多い。また、調光機能を備えたものについては、スイッチング電源のスイッチングのデューティを変化させるような回路が必要となり更に複雑な回路構成となっている。

ところで、ＬＥＤは、直流用素子ではあるが、極性を逆方向に並列に接続することや整流ダイオードを追加することで交流電源でも使用が可能である。また直列に複数接続することによりＬＥＤ負荷全体の順方向電圧と商用電源電圧との差は小さくなり、商用交流電源を降圧する必要もなくなる。つまり、ＬＥＤを点灯するだけであれば、ＬＥＤと電流制限抵抗だけで点灯回路を構成できる。

実際、上述の方法を用いたＬＥＤ照明器具や、商用電源を直接接続可能なＡＣ ＬＥＤと呼ばれるＬＥＤユニットも近年商品化されている。

一方、交流電源をＬＥＤの電源とし、かつこのＬＥＤを調光する方法としては、従来からトライアック等の双方向スイッチング素子を交流電源とＬＥＤ負荷(光源)との間に接続しスイッチング素子をオンする位相角を変化させることにより、交流電圧の実効値を可変させる位相制御方式がよく用いられている。

また、この位相制御方式は、双方向のスイッチング素子とトリガ信号の位相を変えるための比較的簡単な回路とで構成できるので、白熱灯を調光する手段としてよく用いられている。

このような位相制御方式をＬＥＤを負荷とする場合でも使用するための技術が、特許文献１(特開２００７−１９４０７１号公報)や、特許文献２〜５(特開２００６−３２０３０号公報,特開２００６−３２０３１号公報,特開２００６−３２０３２号公報,特開２００６−３２０３３号公報)にも開示されている。

ところで、ＬＥＤを用いた照明等において、複数のＬＥＤを商用電源で直接点灯させるためには、この複数のＬＥＤを直列に接続して、この直列接続された複数のＬＥＤ負荷の全体の順方向電圧を大きくし、電流制限抵抗を小さくすることで電流制限抵抗での電力損失を小さくする方法が一般的である。この場合は、上記商用電源の電源電圧が上記直列接続されたＬＥＤの順方向電圧よりも低い領域では上記ＬＥＤは点灯しない。

もっとも、上記商用電源の電源電圧が低い部分で、上記ＬＥＤが点灯しなくても、上記電源電圧の交流波形の全体の面積から考えると上記電源電圧が低い部分の面積は小さいから、その分、電流制限抵抗を小さく設定しておけば、ＬＥＤの明るさとしては問題にならない。

しかしながら、このようなＬＥＤ負荷を従来のパルストリガ方式の位相制御回路で調光した場合、電源電圧がＬＥＤ負荷の順方向電圧より低い領域では、スイッチング素子にトリガ信号を入力しても、スイッチング素子に保持電流以上の電流が流れないので、スイッチング素子の自己保持機能が働かないという問題が生じる。この問題は、調光の上限付近や下限付近で発生し、特に、上限付近で発生した場合は、調光の上限付近の設定であるにもかかわらず、ＬＥＤが全く点灯しない現象が発生することとなるので、大きな問題となる。
特開２００７−１９４０７１号公報 特開２００６−３２０３０号公報 特開２００６−３２０３１号公報 特開２００６−３２０３２号公報 特開２００６−３２０３３号公報

そこで、この発明の課題は、ＬＥＤ負荷を交流電源で低損失で調光できると共に調光ミスを防ぐことができるＬＥＤの調光装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明のＬＥＤの調光装置は、順方向が同一となるように直列に複数接続された発光ダイオードを有するＬＥＤ負荷部と交流電源との間に接続されて閉回路を形成すると共に自己保持機能を持った双方向スイッチング素子と、
上記双方向スイッチング素子にトリガ信号を出力して上記双方向スイッチング素子をオンさせると共に上記トリガ信号の位相を上記交流電圧の半サイクルよりも狭い可変範囲内で変えることで上記ＬＥＤ負荷部へ入力される実効電力を変えて調光を行うパルストリガ方式の位相制御部とを備えることを特徴としている。

この発明のＬＥＤの調光装置によれば、上記位相制御部は、上記トリガ信号による上記双方向スイッチング素子のトリガポイントの位相を、上記交流電源が出力する交流電圧に対して上記交流電圧の半サイクルよりも狭い可変範囲内で変える。これにより、上記位相制御部は、上記交流電圧の半サイクルのうちの上記交流電圧のゼロクロスポイント近傍で上記双方向スイッチング素子にトリガ信号を出力することを回避できる。よって、この発明によれば、調光の上限付近の設定であるにもかかわらずＬＥＤが全く点灯しないという現象を回避できる。

したがって、この発明によれば、ＬＥＤ負荷を交流電源で低損失で調光できると共に調光ミスを防ぐことができる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記位相制御部は、
上記交流電源の交流電圧の絶対値が０Ｖになるゼロクロスポイントを検出するゼロクロス検出回路と、
上記交流電圧の絶対値が増大する期間のうち、上記ゼロクロス検出回路で検出したゼロクロスポイントからの所定期間を上記トリガ信号の位相の可変範囲としない制御回路とを有する。

この実施形態によれば、上記位相制御部は、上記交流電圧の絶対値が０Ｖになるゼロクロスポイントから上記交流電圧の絶対値が増大する所定期間では、上記双方向スイッチング素子にトリガ信号を出力しないので、調光の上限付近の設定であるにもかかわらずＬＥＤが全く点灯しないという現象を確実に回避できる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記制御回路は、
上記交流電圧の絶対値が減少する期間のうち、上記交流電圧の絶対値が所定値であるときから上記ゼロクロス検出回路で検出したゼロクロスポイントまでの期間を上記トリガ信号の位相の可変範囲としない。

この実施形態によれば、調光の上限付近におけるトリガミスを回避できるだけでなく調光の下限付近におけるトリガミスも回避できる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記位相制御部が出力する上記トリガ信号は、上記交流電圧の次のゼロクロスポイントまでオンしている。

この実施形態によれば、上記トリガ信号による上記双方向スイッチング素子のオンミスを回避して正常なパルストリガ方式の位相制御ができる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記ＬＥＤ負荷部に流れる電流を検出して上記位相制御部へ負荷電流検出信号を出力する負荷電流検出部を備え、
上記位相制御部は、
上記負荷電流検出部からの上記負荷電流検出信号を受けた場合に、上記トリガ信号をオフにする。

この実施形態によれば、上記トリガ信号のパルス幅を短縮できる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記トリガ信号は上記双方向スイッチング素子のターンオン時間よりも長いパルス幅を有し、
上記制御回路は、
上記トリガ信号の位相の可変範囲を、上記双方向スイッチング素子に保持電流以上の電流が流れる範囲の両端から、上記ターンオン時間よりも上記パルス幅が長い分の２分の１だけ広くする。

この実施形態によれば、ＬＥＤ負荷部で使用するＬＥＤの製造上の問題による順方向電圧のバラツキや、使用中の温度変化による順方向電圧の変化により、設定した制御範囲よりもＬＥＤに電流が流れる範囲が狭くなった場合に、出力設定の上限付近で点灯しない現象を回避できる。また、この実施形態の位相制御部によれば、上記順方向電圧のバラツキや変化により、設定した制御範囲よりもＬＥＤに電流が流れる範囲が広くなった場合に、この広くなった範囲における０〜１００％の調光ができなくなるという現象を回避できる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記ＬＥＤ負荷部に流れる電流を検出して上記位相制御部へ負荷電流検出信号を出力する負荷電流検出部を備え、
上記位相制御部は、
上記トリガ信号の位相の可変範囲のうちの上記交流電圧の絶対値が最小値となる付近に上記トリガ信号の位相を設定した場合であって、上記負荷電流検出部からの負荷電流検出信号を受けない場合に、上記トリガ信号の位相を変更する。

この実施形態によれば、上記位相制御部は、上記トリガ信号によるトリガミスが生じた場合に、上記トリガ信号の位相を自動的に変更することで、上記双方向スイッチング素子に再度トリガをかけることができる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記負荷電流検出部は、上記閉回路において上記ＬＥＤ負荷部に直列に接続されるフォトトランジスタカプラを有する。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記ＬＥＤ負荷部に電流が流れていなくても、上記交流電源のゼロクロスポイント以外では、上記双方向スイッチング素子に保持電流以上の電流を流す保持電流確保回路を有する。

この実施形態によれば、正常な位相制御ができる範囲を広げることができる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記保持電流確保回路は、上記ＬＥＤ負荷部に並列接続される抵抗素子である。

この実施形態によれば、上記保持電流確保回路を簡素化できる。

また、一実施形態のＬＥＤの調光装置では、上記保持電流確保回路は、上記ＬＥＤ負荷に並列接続される定電流素子または定電流回路である。

この実施形態によれば、上記保持電流確保回路による損失低減を図れる。

また、一実施形態のＬＥＤ電源モジュールは、上記ＬＥＤの調光装置を備えた。

また、一実施形態のＬＥＤ照明装置は、上記ＬＥＤの調光装置を備えた。

この発明のＬＥＤの調光装置によれば、位相制御部は、交流電圧の半サイクルのうちの上記交流電圧のゼロクロスポイント近傍で上記双方向スイッチング素子にトリガ信号を出力することを回避できる。よって、この発明によれば、調光の上限付近の設定であるにもかかわらずＬＥＤが全く点灯しないという現象を回避できる。したがって、この発明によれば、ＬＥＤ負荷を交流電源で低損失で調光できると共に調光ミスを防ぐことができる。

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

(第１の実施の形態)
図１に、この発明のＬＥＤの調光装置の第１実施形態の基本構成を示す。この調光装置は、交流電源としての商用電源(ＡＣ１００Ｖ)１とＬＥＤ負荷部２との間に接続されて閉回路を形成する双方向スイッチング素子としてのフォトトライアックカプラ３を備える。このフォトトライアックカプラ３の２次側とＬＥＤ負荷部２との間には電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。

上記ＬＥＤ負荷部２は、白色ＬＥＤを２５個直列に接続した２組のユニットＵ１,Ｕ２を極性が逆方向になるように接続したものである。また、上記フォトトライアックカプラ３は、入力側のＬＥＤ３Ｂと出力側のフォトトライアック３Ａとが絶縁された光結合素子であり、入力側のＬＥＤ３Ｂに電流を流すことにより出力側のフォトトライアック３Ａがトリガされる。

また、商用電源１には、ゼロクロス検出回路５およびマイクロコンピュータ用電源回路６が接続されている。このゼロクロス検出回路５は、フォトカプラ５Ａが抵抗５Ｂを介して商用電源１に接続されたものである。商用電源１の電圧が大きい場合はフォトカプラ５Ａの入力側のＬＥＤ１１または１２が点灯するので、出力トランジスタ１３はオン状態になる一方、商用電源１の電圧が小さいゼロクロス付近では、ＬＥＤ１１,１２が消灯するので、出力トランジスタ１３はオフする。これにより、ゼロクロス検出回路５は、商用電源１のゼロクロスポイントを検出してゼロクロス検出信号を出力する。図１に示すゼロクロス検出回路５では、出力トランジスタ１３のエミッタがグランドに接続され、コレクタが内部でプルアップされたマイクロコンピュータＭＣ１に接続されている。このマイクロコンピュータＭＣ１は、制御回路７を構成している。また、上記制御回路７とゼロクロス検出回路５が位相制御部を構成している。

上記ゼロクロス検出回路５が出力するゼロクロス検出信号ＺＣは、図５Ａの(ｇ)欄に示すような信号波形になる。つまり、このようなゼロクロス検出回路５では、商用電源１の電源電圧が０Ｖになる前後で入力側のＬＥＤ１１,１２が点灯しないので、ゼロクロス検出信号ＺＣは、上記電源電圧の実際のゼロクロスポイントよりも少し早く出力され一定のパルス幅を持っている。

図１の実施形態では、ゼロクロス検出回路５が出力するゼロクロス検出信号ＺＣのパルス幅として約４００μ秒の幅があり、実際のゼロクロスポイントより２００μ秒前に信号が出力される。なお、図１の実施形態では、ゼロクロス検出回路５は、ＡＣ入力型と呼ばれる逆並列に接続された入力側のＬＥＤ１１,１２を有したが、通常の２個のフォトトランジスタカプラの入力の極性を逆に接続する構成や、フォトトランジスタカプラの前にダイオードブリッジを入れた回路でも動作は同じである。

また、上記マイクロコンピュータ用電源回路６は、商用電源１からの交流電力を整流して直流電力を制御回路７を構成するマイクロコンピュータＭＣ１に出力する。このマイクロコンピュータ用電源回路６は、必要とする電流が１０ｍＡ以下で電圧精度も必要ないので、トランス(変圧器)を使用しない簡単な回路で構成している。

また、この実施形態では、マイクロコンピュータＭＣ１を、回路に実装する前に制御用プログラムを書き込むＰＩＣ(Ｐeripheral Ｉnterface Ｃontroller)と呼ばれるマイクロコンピュータとした。このＰＩＣは、１パッケージ内に発振回路やタイマー回路,コンパレータやデータ保存用メモリ等が内蔵されており、制御用プログラムはフラッシュメモリに書き込まれているものが多く、電源を切っても内容が消えない。また、このＰＩＣは、低価格である上に、数ｍＡの低消費電力で動作電源範囲も広いことから、図１に示すような簡単な電源回路６でも問題なく動作する。その他、プログラムの変更も簡単で使用するＬＥＤ負荷の種類に応じて、条件を細かく分類することも可能である。

このマイクロコンピュータＭＣ１の入出力端子は、プログラムで切り替えが可能でプルアップやプルダウンの抵抗も設定できる。また、図１に示すように、このマイクロコンピュータＭＣ１は、電源と入出力信号端子への接続のみで動作し、その他の部品は不要である。このマイクロコンピュータＭＣ１の役割は、ゼロクロス検出回路５から入力信号端子ＺＸへ入力されるゼロクロス信号に基づき、商用電源１の交流電源電圧ＳＶの半サイクル内の設定された位置でフォトトライアックカプラ３にトリガ信号としてのトリガ信号としての位相制御信号ＦＣを出力することである。この位相制御信号ＦＣは、マイクロコンピュータＭＣ１の出力端子ＯＵＴから抵抗Ｒ０を経由してフォトトライアックカプラ３の入力側のＬＥＤ３Ｂに入力される。

この実施形態は、ＬＥＤ負荷部２を商用電源１による交流で直接点灯させるので、電圧変換や整流時に発生する損失はなく、制御回路７の消費電力も数十ｍＷと少なく、ＬＥＤ負荷部２を高効率で駆動できる。

また、この実施形態は、制御回路７に接続したスイッチ部１５を備え、このスイッチ部１５は、通常の押しボタンスイッチで構成されている。このスイッチ部１５は、３つのスイッチ１５Ａ,１５Ｂ,１５Ｃを有する。このスイッチ１５Ｃは、制御回路７の端子ＯＮ/ＯＦＦに接続されて電源のオンオフを行なう。また、スイッチ１５Ａは、制御回路７の端子ＵＰに接続されている。このスイッチ１５Ａをオンすることにより、制御回路７が出力する位相制御信号ＦＣの位相が進められて、フォトトライアックカプラ３のトリガポイントが上限方向へ移動される。また、スイッチ１５Ｂは、制御回路７の端子ＤＯＷＮに接続されている。このスイッチ１５Ｂをオンすることにより、位相制御信号ＦＣの位相が遅らされて、フォトトライアックカプラ３のトリガポイントが下限方向へ移動される。なお、これらのスイッチ１５Ａ〜１５Ｃの替わりにリモートコントローラ用受信回路を設け、このリモートコントローラ用受信回路へリモートコントローラから信号入力することで、上記制御回路７の電源のオンオフ,上記トリガポイントの上下限方向への移動の操作をしてもよい。

(基本動作)
次に、基本となる動作を説明する。マイクロコンピュータＭＣ１は、フォトトライアックカプラ３のトリガポイントの上限と下限との間の位相可変範囲内において、フォトトライアックカプラ３のトリガ信号となる位相制御信号ＦＣを、設定された時間だけゼロクロス検出信号ＺＣから遅らせて出力端子ＯＵＴから出力する。なお、上記ゼロクロス検出信号ＺＣの位相をずらす刻みは、上記位相可変範囲を例えば２５６等分(８ビット変数の場合)した位相幅とする。

ここで、比較例としての通常のトリガポイントの位相可変範囲は、交流商用電源１の半サイクルであり、６０Ｈｚの場合、約８.３ｍ秒内を、２５６等分するので、約３２.６μ秒ステップでトリガポイントを可変することとなる。つまり、上記２５６等分のステップの０ステップがゼロクロス信号からの遅れが０で０％(電力は１００％)の位相制御が行われ、２５５ステップの時がゼロクロス信号から８.３ｍ秒だけ遅れた位置で１００％(電力は０％)の位相制御が行われる。

なお、前述したように、ゼロクロス検出信号ＺＣが実際のゼロクロスポイントよりずれている場合は、上記位相制御の補正が必要である。この補正は、制御回路７で行われる。この実施形態の場合、上記位相制御の位置から２００μ秒だけ加算した時間をトリガポイントとしている。フォトトライアックカプラ３へ入力するトリガ信号である位相制御信号ＦＣのパルス幅はフォトトライアック３Ａのターンオン時間より長ければよく、１００μ秒もあれば十分である。また、制御回路７の消費電流やフォトトライアックカプラ３のＬＥＤ３Ｂの劣化を考えればパルス幅はできるだけ短い方が望ましい。

(比較例１の動作)
ここで、図１に示す調光装置において、ＬＥＤ負荷部２に替えて、白熱ランプ等の抵抗負荷を接続して、この抵抗負荷を従来の方法で位相制御した場合の電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩａの波形を、図３に示す。図３に示す電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩａの波形では、白熱ランプのフィラメントの温度変化に対する抵抗変化を無視している。この比較例１では、電源電圧ＳＶの半サイクル毎に位相制御信号ＦＣ１を出力することにより、この位相制御信号ＦＣ１でフォトトライアック３Ａがオンし、次のゼロクロスポイントまで負荷電流ＬＩａが流れている。図３に示すゼロクロスポイントＺ１の左側の１サイクルでは約７５％の位相制御が行われ、ゼロクロスポイントＺ１の右側の１サイクルでは約２０％の位相制御が行われている。

(参考例１の動作)
次に、図４の波形図の(ａ)欄に、電源電圧ＳＶを発生する交流電源１に白熱ランプ等の抵抗負荷を接続した場合に、この抵抗負荷に流れる負荷電流ＬＩｂを破線で示す。また、図４の(ｂ)欄に、上記交流電源１に図１で示したＬＥＤ負荷部２を接続した場合に、このＬＥＤ負荷部２に流れる負荷電流ＬＩｃの波形を破線で示す。また、図２に、一例として、白色ＬＥＤを２５個直列に接続したＬＥＤ負荷部の順方向電圧ＶＦと順方向電流ＩＦとの関係を示す。

図４の(ｂ)欄に示した電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩｃの２つの波形から分るように、多数のＬＥＤを直列接続したＬＥＤ負荷部では各ＬＥＤの順方向電圧が合成されて大きくなり、この合成された順方向電圧よりも電源電圧ＳＶが低い場合には、上記ＬＥＤ負荷部に負荷電流ＬＩｃが殆んど流れないことが分る。

(比較例２の動作)
次に、図４の(ｃ),(ｄ)欄を参照して、図１に示すＬＥＤ負荷部２を、従来の方法で位相制御した場合の負荷電流ＬＩｄの波形を破線で示す。この図４の(ｄ)欄において、説明のために、トリガポイントＴＰ１〜ＴＰ４の位置を、電源電圧ＳＶの各半サイクルｔ１〜ｔ４で変更している。この図４の(ｄ)欄における電源電圧ＳＶの左側の２つの半周期ｔ１,ｔ２の波形については、ＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦよりも電源電圧ＳＶの方が大きい領域に、図４の(ｃ)欄に示す位相制御信号ＦＣ１によるトリガポイントＴＰ１,ＴＰ２がある。したがって、トリガポイントＴＰ１,ＴＰ２では、位相制御信号ＦＣ１による正常な位相制御が行われる。つまり、位相制御信号ＦＣ１がオンしている間にフォトトライアック３Ａの保持電流Ｉｈ以上の電流がフォトトライアック３Ａに流れ、ＬＥＤ負荷部２に負荷電流ＬＩが流れる。

一方、図４の(ｄ)欄における電源電圧ＳＶの右側の２つの半周期ｔ３,ｔ４の波形については、電源電圧ＳＶよりもＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦの方が大きい領域に、図４の(ｃ)欄に示す位相制御信号ＦＣ１によるトリガポイントＴＰ３,ＴＰ４がある。このため、トリガポイントＴＰ３,ＴＰ４では、通常のパルス幅で位相制御信号ＦＣ１をフォトトライアックカプラ３のＬＥＤ３Ｂに入力しても、位相制御信号ＦＣ１がオンしている間にフォトトライアック３Ａの保持電流Ｉｈ以上の電流がフォトトライアック３Ａに流れない。このため、図４の(ｄ)欄における電源電圧ＳＶの右側の２つの半周期ｔ３,ｔ４において、フォトトライアック３Ａの自己保持機能が動作せず、ＬＥＤ負荷部２は点灯しない。

なお、図４の(ｄ)欄における半周期ｔ４でのトリガポイントＴＰ４のように下限付近の出力設定では、位相制御が正常な場合(フォトトライアック３Ａの自己保持機能が動作した場合)でも、ＬＥＤ負荷部２が点灯しない領域であるので、トリガミスが問題にならない。これに対し、半周期ｔ３でのトリガポイントＴＰ３のように上限付近の出力設定では、ＬＥＤ負荷部２が最大出力付近となるべきであるにもかかわらず、ＬＥＤ負荷部２のＬＥＤが全く点灯しないため、トリガミスが大きな問題となる。

次に、図５Ａの波形図の(Ｗ)欄および(ａ)〜(ｈ)欄を参照して、この実施形態の動作を説明する。

まず、図５Ａの(Ｗ)欄には、交流電源１の電源電圧ＳＶの波形と、この交流電源１にＬＥＤ負荷部２を接続した場合に、このＬＥＤ負荷部２に流れる負荷電流ＬＩｃの波形を破線で示す。また、図５Ａの(ａ)欄には、前述の比較例２による位相制御信号ＦＣ１の一例、および、この位相制御信号ＦＣ１によるトリガポイントの可変範囲Ｒ１を示す。

次に、図５Ａの(ｂ)欄には、この実施形態によって制御回路７が出力する第１例のトリガ信号としての位相制御信号ＦＣ１１を示す。この位相制御信号ＦＣ１１の位相可変範囲Ｒ１１は、電源電圧ＳＶのゼロクロスポイントから上記電源電圧ＳＶがＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦに達するまでの位相範囲Ｓ１,Ｓ２を含んでいない。つまり、上記位相制御信号ＦＣ１１の位相可変範囲Ｒ１１は、上記電源電圧ＳＶが上記順方向電圧ＶＦを越えたときｔ１０から、次に上記電源電圧ＳＶがゼロクロスポイントに達した時刻ｔ３０から位相制御信号ＦＣ２のパルス幅を差し引いた時刻ｔ２０までの範囲である。

この第１例の位相制御信号ＦＣ１１は、電源電圧ＳＶが順方向電圧ＶＦ以下となる位相範囲Ｓ１,Ｓ２では出力されないので、前述した比較例２の様に上限付近に出力制御しているにもかかわらずＬＥＤ負荷部２のＬＥＤが全く点灯しないという不具合を解消できる。

次に、図５Ａの(ｃ)欄には、この実施形態によって制御回路７が出力する第２例のトリガ信号としての位相制御信号ＦＣ１２を示す。この位相制御信号ＦＣ１２の位相可変範囲Ｒ１２は、上記電源電圧ＳＶが電源電圧ＳＶのゼロクロスポイントからＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦに達するまでの位相範囲Ｓ１,Ｓ２を含んでいなく、かつ、上記電源電圧ＳＶがＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦ以下に減少してから次のゼロクロスポイントに達するまでの位相範囲Ｓ３,Ｓ４を含んでいない。つまり、上記位相制御信号ＦＣ１２の位相可変範囲Ｒ１２は、上記電源電圧ＳＶが上記順方向電圧ＶＦを越えている範囲に限られる。

この第２例の位相制御信号ＦＣ１２によれば、前述の第１例の位相制御信号ＦＣ１１と同様に、位相範囲Ｓ１,Ｓ２では出力されないので、上限付近に出力制御しているにもかかわらずＬＥＤ負荷部２のＬＥＤが全く点灯しないという不具合を解消できる。また、この第２例の位相制御信号ＦＣ１２によれば、位相範囲Ｓ１,Ｓ２だけでなく位相範囲Ｓ３,Ｓ４でも出力されないので、ＬＥＤ負荷部２のＬＥＤが点灯する範囲で本来の細かい調整(２５６ステップ)を行いたい場合に有効となる。また、ＬＥＤ負荷部２の消灯後も更に下限方向に出力設定ができることが問題となる場合等に有効である。

次に、図５Ａの(ｄ)欄に、この実施形態の制御回路７が出力する第３例のトリガ信号としての位相制御信号ＦＣ１３を示す。この位相制御信号ＦＣ１３は、前述の第２例の位相制御信号ＦＣ１２のパルス幅を長くしたものに相当している。すなわち、この位相制御信号ＦＣ１３は、パルス幅が前述の第２例の位相制御信号ＦＣ１２のパルス幅の３倍になっている。また、この位相制御信号ＦＣ１３は、位相可変範囲Ｒ１３が、位相制御信号ＦＣ１２の位相可変範囲Ｒ１２に比べて、上限方向に位相制御信号ＦＣ１２のパルス幅の分だけ広く、下限方向に位相制御信号ＦＣ１２のパルス幅の分だけ広い。この第３例の位相制御信号ＦＣ１３によれば、ＬＥＤ負荷部２で使用するＬＥＤの製造上の問題による順方向電圧ＶＦのバラツキや、使用中の温度変化による順方向電圧ＶＦの変化により、設定した制御範囲よりもＬＥＤに電流が流れる範囲が狭くなった場合に、出力設定の上限付近で点灯しない現象を回避できる。また、この第３例の位相制御信号ＦＣ１３によれば、上記順方向電圧ＶＦのバラツキや変化により、設定した制御範囲よりもＬＥＤに電流が流れる範囲が広くなった場合に、この広くなった範囲における０〜１００％の調光ができなくなるという現象を回避できる。

なお、上記第３例の位相制御信号ＦＣ１３のパルス幅は、考えられる順方向電圧ＶＦのバラツキや順方向電圧ＶＦの温度特性に基づいて設定すればよい。ただし、位相可変範囲内において下限設定を行った場合でも位相制御信号が次のゼロクロスポイントではオフしている範囲に設定することが必要である。なぜならば、次のゼロクロスポイントで位相制御信号がオンしていれば出力設定は最大の１００％となるからである。

次に、図５Ａの(ｅ)欄に、この実施形態の制御回路７が出力する第４例の位相制御信号ＦＣ１４を示す。この位相制御信号ＦＣ１４は、図５Ａの(ａ)欄に示した比較例２による位相制御信号ＦＣ１によるトリガポイントの可変範囲Ｒ１と同様の可変範囲Ｒ１４を有する。この位相制御信号ＦＣ１４は、図５Ａの(ｅ)欄に例示するように、立上り時刻(トリガポイント)Ｔｓから次のゼロクロス信号が制御回路７に入力されるときまで(可変範囲Ｒ１４の端まで)のパルス幅を有する。

この第４例の位相制御信号ＦＣ１４によれば、双方向スイッチング素子であるフォトトライアックカプラ３に流れる電流が保持電流以下となる上限付近に出力設定した場合も、トリガポイントＴｓは次のゼロクロスポイント近傍までオンのままである。このため、電源電圧ＳＶが大きくなってＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦを超えた時点で、双方向スイッチング素子であるフォトトライアックカプラ３がオンし、オンミスを回避して正常な位相制御ができる。

この実施形態の第４例の位相制御信号ＦＣ１４では、ＬＥＤ負荷部２が有するＬＥＤの個数による順方向電圧ＶＦの違いや、順方向電圧ＶＦのバラツキを全く考慮する必要がない。

もっとも、この第４例の位相制御信号ＦＣ１４では、オン時間が大幅に長くなるので、特に上限付近の設定時に消費電流が増大する。また、フォトトライアックカプラ３のＬＥＤ３Ｂの劣化が早くなる。また、トリガポイントの可変範囲が、実際にＬＥＤ負荷部２が点灯する範囲よりも広くなるので、出力の上限付近や下限付近では設定を変えても光量が変化しない領域が発生する。ただし、実際は、スイッチ１５Ａに取り付けられる調光用のＵＰボタンやスイッチ１５Ｂに取り付けられるＤＯＷＮボタンを押し続けると２５６段階等の細かなステップで、トリガポイントＴｓの位相が高速に変化するので、上限付近や下限付近で光量が変化しない領域があることは分りにくく、調光装置としては、大きな問題にはならない。

なお、図５Ａの(ｂ)〜(ｅ)欄の第１例〜第４例の位相制御信号ＦＣ１１〜ＦＣ１４は、図１に示す調光装置において、マイクロコンピュータＭＣ１のプログラムを変更することのみで実現可能である。

(第２の実施の形態)
次に、図６の回路図を参照して、この発明のＬＥＤの調光装置の第２実施形態の基本構成を説明する。この図６の調光装置は、前述の第１実施形態の調光装置のフォトトライアックカプラ３と電流制限抵抗Ｒ１との間に接続されたフォトトランジスタカプラ６０を備えた点だけが、前述の図１の調光装置と異なる。よって、この第２実施形態では、前述の第１実施形態と異なる点を主に説明する。

上記フォトトランジスタカプラ６０は、ＬＥＤ負荷部２に流れる電流を検出する。すなわち、フォトトライアックカプラ３がオンして、ＬＥＤ負荷部２に電流が流れると、ＬＥＤ負荷部２と同様、フォトトランジスタカプラ６０の入力側のＬＥＤ部６０Ａも点灯し、出力側のフォトトランジスタ６０Ｂに電流が流れる。この出力側のフォトトランジスタ６０Ｂは、ゼロクロス検出回路５と同様、内部でプルアップされたマイクロコンピュータＭＣ１の端子ＯＮに接続されている。

これにより、上記フォトトランジスタカプラ６０からマイクロコンピュータＭＣ１の端子ＯＮに入力される負荷電流検出用信号ＤＳは、図５Ａの(ｈ)欄に示す波形となる。

この第２実施形態では、制御回路７は、フォトトランジスタカプラ６０から入力される負荷電流検出用信号ＤＳを利用して、図５Ａの(ｆ)欄に示す位相制御信号ＦＣ１５をオフさせる。この位相制御信号ＦＣ１５は、図５Ａの(ｆ)欄に示すように、前述の図５Ａの(ｅ)欄の位相制御信号ＦＣ１４と同様の可変範囲Ｒ１５を有する。また、この位相制御信号ＦＣ１５は、図５Ａの(ｆ)欄に示すように、立上り時刻(トリガポイント)Ｔｓから上記負荷電流検出用信号ＤＳの立下り時刻Ｔｄまでのパルス幅を有する。すなわち、ＬＥＤ負荷部２に電流が流れ始めたポイントで位相制御信号ＦＣ１５はオフしている。

なお、電源電圧ＳＶがＬＥＤ負荷部の順方向電圧ＶＦよりも大きい領域では、位相制御信号ＦＣ１５がフォトトライアックカプラ３に入力された直後にフォトトライアック３Ａがオンするので、位相制御信号ＦＣ１５は非常に短くなる。この領域で位相制御信号ＦＣ１５が短くなり過ぎてターンオンが正常に行われない場合や、ＬＥＤ負荷部２に流れる電流が大きい場合には、フォトトランジスタカプラ６０の１次側であるＬＥＤ部６０Ａと並列に抵抗素子を接続し、検出感度を低くすればよい。

ここで、使用したフォトトランジスタカプラ６０もゼロクロス検出回路５と同様、ＡＣ入力用の逆並列に接続された入力側のＬＥＤ６１,６２を有したが、通常の２個のフォトトランジスタカプラの入力の極性を逆に接続する構成や、フォトトランジスタカプラの前にダイオードブリッジを入れた回路でも動作は同じである。

なお、上記位相制御信号ＦＣ１５では、負荷電流検出用信号ＤＳの立下がりで負荷電流が流れることを検出して、図５Ａの(ｆ)欄に示す位相制御信号ＦＣ１５をオフさせたが、負荷電流検出用信号ＤＳの立上がり時刻Ｔｕで負荷電流が流れなくなること(ＬＥＤ負荷部２の消灯)を検出して、位相制御信号ＦＣ１５をオフさせてもよい。

この第２実施形態では、何らかの理由で位相制御信号ＦＣ１５のトリガポイントＴｓが正常に位相制御できる範囲Ｒ１２を超え、上限付近で完全に消灯してしまう現象を解消可能である。

また、次の(1),(2)は、位相制御信号ＦＣ１５のトリガポイントＴｓを、上記可変範囲Ｒ１５において、自動で設定変更する一例である。

(1) 調光が正常な状態から上限方向へ設定を続け(スイッチ１５Ａに取り付けられる調光用のＵＰボタンを押し続け)消灯した場合は、消灯する直前の設定に戻る。

(2) 出力５０％を越えて出力上限までの範囲内の設定をしている場合で、最初から点灯しない場合、または途中で消灯した場合は最も電源電圧ＳＶが大きい出力５０％の設定をするトリガポイントに変更する。

次に、図７に、前述した図１の第１実施形態の調光装置の第１の変形例を示す。この変形例では、ＬＥＤ負荷部２に並列に保持電流確保用の抵抗素子７０を接続した。この場合、電源電圧ＳＶがＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦよりも小さくＬＥＤ負荷部２に電流が流れない領域でも、保持電流確保用の抵抗素子７０に電流が流れる。よって、図５Ｂの(ｉ)欄に点線で示す電流波形Ｉｆのように、電源電圧ＳＶのゼロクロスポイント以外では、フォトトライアック３Ａに、保持電流以上の電流が流れる。したがって、正常な位相制御ができる範囲を広げることができる。

また、図８に、前述した図１の第１実施形態の調光装置の第２の変形例を示す。この変形例では、ＬＥＤ負荷部２に並列に保持電流確保用の定電流素子として定電流ダイオード８０Ａ,８０Ｂよりなる定電流ダイオード部８０を接続した。この場合、電源電圧ＳＶがＬＥＤ負荷部２の順方向電圧ＶＦよりも小さくＬＥＤ負荷部２に電流が流れない領域でも、保持電流確保用の定電流ダイオード部８０に電流が流れる。よって、図５Ｂの(ｉ)欄に破線で示す電流波形Ｉｋのように、電源電圧ＳＶのゼロクロスポイント以外では、フォトトライアック３Ａに、保持電流以上の電流が流れる。したがって、正常な位相制御ができる範囲を広げることができる。

なお、上記第１変形例の抵抗素子７０の抵抗値や上記第２変形例の定電流ダイオード部８０の特性については、双方向スイッチング素子であるフォトトライアックカプラ３の保持電流により決まる。例えば、この実施形態のフォトトライアック３Ａの場合、保持電流は１００μＡ程度であるので、図７の抵抗素子７０を備える場合は、数十ｋΩ〜１００ｋΩ程度で良好な結果が得られた。この程度の抵抗値であれば、抵抗で消費する電力も小さく、抵抗の容量も小さいもので済む。これに対して、負荷部２の負荷が大きく 双方向スイッチング素子に電力用のトライアック等を使用した場合は保持電流も大きくなるので、抵抗素子７０の抵抗値を小さくする必要がある。抵抗素子７０の抵抗値を小さくすると抵抗素子７０で消費する電力が大きくなり、抵抗素子７０が不要な電源電圧の大きい領域では抵抗素子７０に流れる電流が更に大きくなり抵抗素子７０による損失が無視できなくなる。

このように、双方向スイッチング素子の保持電流が大きい場合には、印加電圧に関係なく一定の電流を流すことが可能な定電流素子部８０をＬＥＤ負荷部２と並列に接続する第２変形例が好適である。第２変形例では上記定電流素子として、ＬＥＤに定電流を流す目的でよく使用される定電流ダイオード８０Ａ,８０Ｂを採用した。この定電流ダイオード８０Ａ,８０Ｂとしては、数百μＡ〜数十ｍＡまでの定電流を流すものがある。また、この定電流ダイオード８０Ａ,８０Ｂとしては、逆方向耐圧が１５０Ｖ程度のものを採用した。また、交流負荷の場合は、図８に示すように、この定電流ダイオード８０Ａ,８０Ｂを極性が逆になるように２本接続すればよい。

尚、上記第２変形例では小型で簡単な定電流ダイオードを使用したがトランジスタやツェナーダイオード等を用いた定電流回路を設けてもよい。

また、上述の第１,第２実施形態において、ＬＥＤ負荷部２に替えて、図９に示すＬＥＤ負荷部５１と整流ダイオードブリッジ５２を備えてもよい。このＬＥＤ負荷部５１は、２組のＬＥＤユニット５１Ａと５１Ｂが並列に接続されており、各ＬＥＤユニット５１Ａ,５１Ｂは直列接続された複数のＬＥＤと電流制限抵抗Ｒ２,Ｒ３からなる。また、各ＬＥＤユニット５１Ａ,５１ＢのＬＥＤの配列方向は順方向が同じ方向になっている。また、整流ダイオードブリッジ５２は、商用電源１による交流電流がＬＥＤ負荷部５１に対して常に順方向に流れるように整流する。

また、上記ＬＥＤ負荷部２に流す電流が大きい場合は、図１０に示すように、商用電源１と電流制限抵抗Ｒ１との間にトライアック６１を接続して、フォトトライアックカプラ３でトライアック６１を点弧するようにしてもよい。また、上記フォトトライアックカプラ３に替えて通常のトライアック(図示せず)を上記トライアック６１のゲートに接続し、このトライアック(図示せず)のゲートを制御回路７が出力する位相制御信号で直接制御するようにしてもよい。

また、上述の第１,第２実施形態においては、図１,図６に示す構成の調光装置で説明したが、ゼロクロス検出回路５,負荷電流検出のためのフォトトランジスタカプラ６０は、他の検出手段を用いてもよい。また、上記交流電源は上記商用電源１に限らないのは勿論である。また、上記第１,第２実施形態においては、制御回路７として、位相制御信号のトリガポイント等を簡単にプログラムで変更できるように安価な１チップマイコン(マイクロコンピュータＭＣ１)を使用したが、第１実施形態においては、制御回路７としてのマイクロコンピュータＭＣ１に替えて、２つのタイマー回路とタイマーの時間を変える可変抵抗器等で構成する制御回路等も採用できる。すなわち、ゼロクロス検出回路５からのゼロクロス検出信号を受けて計時を開始し設定された時間だけ計時したときを位相制御信号のトリガポイントとする第１のタイマー回路と、このトリガポイントから所定時間だけ計時したときまでの期間を位相制御信号のパルス幅とする第２のタイマー回路と、この第１,第２のタイマー回路の計時時間を変更する計時設定回路を可変抵抗器等で構成してもよい。

この発明のＬＥＤの調光装置の第１実施形態を示す回路図である。 白色ＬＥＤを２５個直列に接続したＬＥＤ負荷部の順方向電圧ＶＦと順方向電流ＩＦとの関係を示す特性図である 白熱ランプ等の抵抗負荷を駆動する交流の電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩａおよび位相制御信号ＦＣ１を示す波形図である。 (ａ)欄に負荷が白熱ランプ等の抵抗負荷である場合の電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩｂの波形を示し、(ｂ)欄に負荷でＬＥＤ負荷部である場合の電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩｃの波形を示し、(ｃ)欄に比較例２における移動制御信号ＦＣ１を示し、(ｄ)欄に比較例２における電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩｄの波形を示す波形図である。 (Ｗ)欄に交流電源の電源電圧ＳＶと負荷電流ＬＩｃの波形を示し、(ａ)欄に位相制御信号ＦＣ１の波形を示し、(ｂ),(ｃ),(ｄ),(ｅ)欄に第１実施形態におけるトリガ信号の第１,第２,第３,第４例としての位相制御信号ＦＣ１１,ＦＣ１２,ＦＣ１３,ＦＣ１４の波形を示し、(ｆ)欄に第２実施形態におけるトリガ信号としての位相制御信号ＦＣ１５の波形を示し、(ｇ)欄に第１,第２実施形態におけるゼロクロス検出信号ＺＣの波形を示し、(ｈ)欄に第２実施形態における負荷電流検出用信号ＤＳの波形を示す波形図である。 (ｉ)欄に上記第１実施形態の第１,第２変形例における電流波形Ｉｆ,Ｉｋを示す波形図である。 この発明のＬＥＤ調光装置の第２実施形態を示す回路図である。 上記第１実施形態の第１の変形例を示す回路図である。 上記第１実施形態の第２の変形例を示す回路図である。 上記第１実施形態の変形例を示す回路図である。 上記第１実施形態の変形例を示す回路図である。

符号の説明

１ 商用電源
２ ＬＥＤ負荷部
３ フォトトライアックカプラ
３Ａ フォトトライアック
３Ｂ ＬＥＤ
５ ゼロクロス検出回路
５Ａ フォトカプラ
５Ｂ 抵抗
６ マイクロコンピュータ用電源回路
７ 制御回路
１１,１２ ＬＥＤ
１５ スイッチ部
１５Ａ〜１５Ｃ スイッチ
６０ フォトトランジスタカプラ
６０Ａ ＬＥＤ部
６０Ｂ フォトトランジスタ
６１,６２ ＬＥＤ
７０ 抵抗素子
８０ 定電流ダイオード部
８０Ａ,８０Ｂ 定電流ダイオード
ＤＳ 負荷電流検出用信号
ＦＣ１,ＦＣ１１〜ＦＣ１５ 位相制御信号
ＬＩａ〜ＬＩｃ 負荷電流
ＭＣ１ マイクロコンピュータ
ＳＶ 電源電圧
Ｔｓ 立上り時刻
Ｔｄ 立下り時刻
Ｚ１ ゼロクロスポイント
ＺＣ ゼロクロス検出信号
ＺＸ 入力信号端子

Claims (13)

1. 順方向が同一となるように直列に複数接続された発光ダイオードを有するＬＥＤ負荷部と交流電源との間に接続されて閉回路を形成すると共に自己保持機能を持った双方向スイッチング素子と、
   上記双方向スイッチング素子にトリガ信号を出力して上記双方向スイッチング素子をオンさせると共に上記トリガ信号の位相を上記交流電源が出力する交流電圧の半サイクルよりも狭い可変範囲内で変えることで上記ＬＥＤ負荷部へ入力される実効電力を変えて調光を行うパルストリガ方式の位相制御部と
   を備えることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記位相制御部は、
   上記交流電源の交流電圧の絶対値が０Ｖになるゼロクロスポイントを検出するゼロクロス検出回路と、
   上記交流電圧の絶対値が増大する期間のうち、上記ゼロクロス検出回路で検出したゼロクロスポイントからの所定期間を上記トリガ信号の位相の可変範囲としない制御回路とを有することを特徴とするＬＥＤの調光装置。
3. 請求項２に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記制御回路は、
   上記交流電圧の絶対値が減少する期間のうち、上記交流電圧の絶対値が所定値であるときから上記ゼロクロス検出回路で検出したゼロクロスポイントまでの期間を上記トリガ信号の位相の可変範囲としないことを特徴とするＬＥＤの調光装置。
4. 請求項１または２に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記位相制御部が出力する上記トリガ信号は、上記交流電圧の次のゼロクロスポイントまでオンしていることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
5. 請求項１または２に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記ＬＥＤ負荷部に流れる電流を検出して上記位相制御部へ負荷電流検出信号を出力する負荷電流検出部を備え、
   上記位相制御部は、
   上記負荷電流検出部からの上記負荷電流検出信号を受けた場合に、上記トリガ信号をオフにすることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
6. 請求項３に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記トリガ信号は上記双方向スイッチング素子のターンオン時間よりも長いパルス幅を有し、
   上記制御回路は、
   上記トリガ信号の位相の可変範囲を、上記双方向スイッチング素子に保持電流以上の電流が流れる範囲の両端から、上記ターンオン時間よりも上記パルス幅が長い分の２分の１だけ広くすることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
7. 請求項１から６のいずれか１つに記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記ＬＥＤ負荷部に流れる電流を検出して上記位相制御部へ負荷電流検出信号を出力する負荷電流検出部を備え、
   上記位相制御部は、
   上記トリガ信号の位相の可変範囲のうちの上記交流電圧の絶対値が最小値となる付近に上記トリガ信号の位相を設定した場合であって、上記負荷電流検出部からの負荷電流検出信号を受けない場合に、上記トリガ信号の位相を変更することを特徴とするＬＥＤの調光装置。
8. 請求項５または７に記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記負荷電流検出部は、
   上記閉回路において上記ＬＥＤ負荷部に直列に接続されるフォトトランジスタカプラを有することを特徴とするＬＥＤの調光装置。
9. 請求項１から８のいずれか１つに記載のＬＥＤの調光装置において、
   上記ＬＥＤ負荷部に電流が流れていなくても、上記交流電源のゼロクロスポイント以外では、上記双方向スイッチング素子に保持電流以上の電流を流す保持電流確保回路を有することを特徴とするＬＥＤの調光装置。
10. 請求項９に記載のＬＥＤの調光装置において、
    上記保持電流確保回路は、
    上記ＬＥＤ負荷部に並列接続される抵抗素子であることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
11. 請求項９に記載のＬＥＤの調光装置において、
    上記保持電流確保回路は、
    上記ＬＥＤ負荷に並列接続される定電流素子または定電流回路であることを特徴とするＬＥＤの調光装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１つに記載のＬＥＤの調光装置を備えたＬＥＤ電源モジュール。
13. 請求項１から１１のいずれか１つに記載のＬＥＤの調光装置を備えたＬＥＤ照明装置。

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