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JP2009004499A - ｐｎダイオード、電気回路装置、および電力変換装置 - Google Patents

ｐｎダイオード、電気回路装置、および電力変換装置 Download PDF

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勝則 浅野
Yoshitaka Sugawara
良孝 菅原
Atsutsugu Tanaka
篤嗣 田中
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Kansai Electric Power Co Inc
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Abstract

【課題】小型,安価でオン抵抗の大きなｐｎダイオードを提供する。
【解決手段】このＳｉＣｐｎダイオードは、約３×１０１３ｃｍ−２以上の電子線を照射したことで、ライフタイム制御がなされている。このライフタイム制御の結果、図１の電流電圧特性Ｋ１０に示すように、このＳｉＣｐｎダイオードでは、電流は約３２Ｖから流れ出し、１００Ａ通電時のオン電圧は５０Ｖとなった。このときの上記ＳｉＣｐｎダイオードのオン時の抵抗は０.５Ωである。このＳｉＣｐｎダイオードの通電領域は０.４ｃｍ２であり、上記ライフタイム制御によってオン抵抗を増大させて、０.２Ωｃｍ２にしたから、例えば、従来はダイオードと抵抗とを直列に接続して使用していた電気回路装置において、上記抵抗を省略可能となる。
【選択図】図１

Description

この発明は、ｐｎダイオード、電気回路装置、および電力変換装置に関し、一例として、高抵抗なダイオードおよびそれを備える電力変換装置に関する。
ダイオードの順方向特性は、図４に示す特性Ｋ１０１のように、しきい値電圧を超えると電流が流れ出し、定格電流を通電したときのオン電圧は高々５Ｖ程度以下に抑えられている。このようにオン電圧を抑えるのは、ダイオードの接合温度を定格最高接合温度(Ｓｉの場合は約１２５℃)以内に抑えるためである。つまり、通電時の損失により接合温度が定格最高接合温度を超えないようにオン電圧を低くしている。
ＳｉＣ,ＧａＮ,ダイヤモンド等のワイドギャップ半導体では、バンドギャップがＳｉよりも広く高耐熱であるので、オン電圧を数Ｖ程度以内に抑えつつ、通電時の電流密度を増加させることが可能である。
図６の回略図に、ＧＴＯ(ゲート・ターンオフ・サイリスタ)をスイッチング素子として用いた典型的な従来の三相インバータ装置を示す。この三相インバータ装置は、直流ＤＣの正端子１０１と負端子１０２との間に、ダイオード１０５と抵抗１０３の直列接続体と、リアクトル１０６との並列接続体からなる直列スナバ回路ＳＳ１０１、ＧＴＯ１０７とダイオード１０８とを逆並列接続した第１のスイッチング回路ＳＷ１０１を有する。この第１のスイッチング回路ＳＷ１０１に第２のスイッチング回路ＳＷ１０２が接続され、この第２のスイッチング回路ＳＷ１０２は上記第１のスイッチング回路ＳＷ１０１と同様の構成である。この第２のスイッチング回路ＳＷ１０２には直列スナバ回路ＳＳ１０２が接続され、この直列スナバ回路ＳＳ１０２は直列スナバ回路ＳＳ１０１と同様の構成である。この第１および第２のスイッチング回路ＳＷ１０１,ＳＷ１０２と２つの上記直列スナバ回路ＳＳ１０１,ＳＳ１０２とが１相分のインバータ回路ＩＮＶ１０１を構成している。同様に、上記正端子１０１と負端子１０２との間に、上記１相分のインバータ回路ＩＮＶ１０１と同様の２つのインバータ回路ＩＮＶ１０２,ＩＮＶ１０３が接続され、合計３つのインバータ回路ＩＮＶ１０１〜ＩＮＶ１０３でもって三相インバータ装置を構成している。なお、正端子１０１と負端子１０２との間にキャパシタ１１０が接続されている。
この三相インバータ装置では、上記第１のスイッチング回路ＳＷ１０１と第２のスイッチング回路ＳＷ１０２の接続点１１１から交流が出力され、接続点１１２,１１３からも交流が出力されるので、合計で三相分の交流が出力される。この三相インバータ装置では、３相分で６つの上記直列スナバ回路ＳＳ１０１,ＳＳ１０２,…は、全て同じ構成であり、同じ動作をする。よって、以下では、直流側に最も近い１相目のスナバ回路ＳＳ１０１,ＳＳ１０２について説明する。また、６つのスイッチング回路ＳＷ１０１,ＳＷ１０２…、つまり、３相分の第１,第２のスイッチング回路はすべて同じ構成であり、同じ動作をする。よって、以下では、代表として直流側に最も近い１相目の第１,第２のスイッチング回路ＳＷ１０１,ＳＷ１０２について説明する。
上記直列スナバ回路ＳＳ１０１は、インダクタであるアノードリアクトル１０６に、ダイオード１０５と抵抗１０３との直列接続体が並列に接続されている。また、第１のスイッチング回路ＳＷ１０１は、スイッチング素子としてＧＴＯ１０７を有し、このＧＴＯ１０７のアノード・カソード間にフリーホイーリングダイオード１０８が逆並列に接続されている。
なお、ＧＴＯ１０７のアノード・カソード間に、上記フリーホイーリングダイオード１０８の他に並列スナバ回路が接続される場合がある。この並列スナバ回路は、ＧＴＯ１０７の遮断電流を増大させたり、ＧＴＯ１０７のアノード・カソード間の電圧上昇率や過電圧を抑えるために接続される回路である。
ＧＴＯ１０７のゲート端子には、図示を省略した既知の制御回路から制御信号が印加される。この制御信号により、このＧＴＯ１０７を有する第１のスイッチング回路ＳＷ１０１、および他の５つのスイッチング回路のスイッチング素子であるＧＴＯは所定のタイミングでオン・オフし、直流ＤＣを交流に変換して接続点１１１,１１２,１１３に接続された出力線から出力する。ＧＴＯ１０７がターンオンすると、直流ＤＣからの電流がアノードリアクトル１０６およびＧＴＯ１０７を経て流れる。ここで、直列スナバ回路ＳＳ１０１のアノードリアクトル１０６は、ＧＴＯ１０７がターンオンするときの電流の立上がり(dｉ/dt)を緩やかにして、ＧＴＯ１０７の臨界電流上昇率以内に抑制する機能がある。
また、アノードリアクトル１０６は、負荷短絡、交流側連系系統地絡あるいは相間短絡、または直流短絡が発生した際に自己消弧型半導体素子が電流を遮断し始める時点において短絡電流ピーク値を最大可制御電流値以内に抑制し、素子破壊を起こさせずに事故電流を遮断する目的にも用いられている。
ＧＴＯ１０７がターンオフすると、アノードリアクトル１０６に蓄えられていた電磁エネルギーによる電流は、アノードリアクトル１０６に並列に接続されているダイオード１０５と抵抗１０３を経て流れる。この抵抗１０３によって、ＧＴＯ１０７の次のターンオンまでに上記電磁エネルギーを消費し、アノードリアクトル１０６に流れている電流を減衰させている。
また、過電流を抑制するための限流回路(図示せず)では、リアクトルにより事故電流を限流し、その電流は半導体素子や遮断器などにより遮断される。この電流遮断時の過電圧を防止するために、上記リアクトルには並列にダイオードと抵抗の直列体を接続し、上記リアクトルに流れた事故電流をダイオードにより抵抗に環流させて、その抵抗でリアクトルに蓄えられたエネルギーを消費させている。
ところで、従来の自己消弧型半導体素子を用いた電力変換装置のアノードリアクトルは、特許文献１(特開２０００−１６６２４８号公報)に記載されているように、自己消弧型半導体素子の臨界オン電流上昇率、臨界オフ電圧上昇率およびフリーホイールダイオードの逆回復耐量、直流短絡時の短絡電流ピーク値によって、それぞれ決まるインダクタンス値のうちで、最も大きなインダクタンス値にする必要がある。
特に、並列スナバ回路を有しない電力変換装置では、電圧上昇を抑えるスナバコンデンサがない。このため、アノードリアクトルのインダクタンス値が小さいとフリーホイールダイオードの逆電圧が回復する際の電圧上昇率が高くなり、フリーホイールダイオードの逆回復耐量を越えたり、フリーホイールダイオードに逆並列接続されている自己消弧型半導体素子が誤点弧したりする。このため、アノードリアクトルのインダクタンス値を並列スナバ回路を有した電力変換装置の場合より大きくする必要がある。
しかし、アノードリアクトルのインダクタンス値を大きくすると、それに蓄積されるエネルギーも大きくなる。そのエネルギーを回収しない場合には、アノードリアクトル用環流抵抗でそのエネルギーを消費させる必要がある。このため、蓄積エネルギーが大きい場合にはその環流抵抗での損失が大きくなり、その結果、電力変換装置の損失が大きくなる。
また、この環流抵抗の損失が大きくなるとその還流抵抗の容量も大きくなり、容積が大きくなるために、インバータスタックが大きくなる。また、この環流抵抗の許容容量を大きくするために、フィンを取り付けるなどして冷却をすると、さらに大型化する。
インバータスタックが大型化すると、アノードリアクトルの環流回路の浮遊インダクタンスが大きくなり、自己消弧型半導体素子のターンオフ時およびフリーホイーリングダイオードの逆回復時の電圧跳ね上がりが大きくなる。このため、より耐圧の高い自励式半導体素子およびフリーホイーリングダイオードを用いる必要が発生したり、過電圧保護用クランプ回路を付加することが必要となる。スイッチング素子のスイッチング周波数を高くした場合にも同様に環流抵抗でアノードリアクトルのエネルギーを消費する回数が周波数に応じて増加するため、抵抗の容量を増加させる必要があり、大型化する。
また、事故時の電流を抑制する限流リアクトルにおいても、自励式変換器のアノードリアクトルと同様に半導体素子や遮断器の大電流遮断時に、限流リアクトルのエネルギーを抵抗で消費させるので、抵抗の容量が大きくなり、大型化する問題がある。
そこで、国際公開(ＷＯ２００６/００３９３６)パンフレットには、ｐｎダイオードを高抵抗化することにより、自励式変換器のアノードリアクトルと並列に接続されている抵抗を省略するできることが記載されている。そこでは、ダイオードのドリフト層を厚くすることにより、高抵抗化を図っている。
また、ＳｉＣ ｐｎダイオードにおけるドリフト層の厚さとオン電圧との関係は、図５に示すように、ドリフト層の厚さが厚くなるとオン電圧が増加している(ＩＳＰＳＤ'０１(Ｉnternational Ｓymposium on Ｐower Ｓemiconductor Ｄevices ＆ＩＣｓ)のＰroceedingsの２７〜３０頁を参照)。
図５を参照すれば、ドリフト層の厚さを少なくとも３００μｍ以上にすることで、オン電圧を２０Ｖ以上にできると推測される。そして、ＳｉＣ半導体を用いたダイオードのドリフト層の厚さが３００μｍであれば、３０ｋＶの耐圧を理論的に実現可能であり、ドリフト層の厚さが５０μｍである場合は、数ｋＶの耐圧が実現可能である。
ここで、耐圧５ｋＶのダイオードを必要とする回路に、２０Ｖ以上のオン電圧を有する高抵抗ダイオードを用いる場合、必要とする耐圧５ｋＶの６倍以上である３０ｋＶ以上の耐圧のダイオードを用いることになる。このダイオードのドリフト層の形成時間は、必要とされる耐圧のダイオードのドリフト層の形成時間に比べて６倍以上の形成時間が必要になるので、成膜時間が大幅に長くなり、大幅なコストアップとなる。
また、Ｓｉ半導体を用いたダイオードを高抵抗にすると、その定格最高接合温度は１２５℃程度と低い。このため、通電時の発熱により、接合温度が定格最高接合温度を超えてしまうので、素子サイズを大きくする必要がある。その結果、素子の歩留まりが大幅に低下し、大幅なコストアップにつながってしまう。
特開２０００−１６６２４８号公報
そこで、この発明の課題は、小型,安価でオン抵抗の大きなｐｎダイオードを提供することにある。
上記課題を解決するため、この発明のｐｎダイオードは、ライフタイム制御によりオン抵抗を０.１Ωｃｍ２以上にしたと共にワイドギャップ半導体で作製したことを特徴としている。
この発明のｐｎダイオードによれば、オン抵抗を０.１Ωｃｍ２以上にしたから、例えば、１ｃｍ２チップのオン時の抵抗は０.１Ω以上となる。よって、インダクタンスが１０μＨのアノードリアクトルと並列接続した回路での電流の減衰時間は、１０μＨ/０.１Ω＝１００μ秒 以下となる。そして、この１００μ秒の電流減衰時間は、インバータやチョッパ等のスイッチング回路におけるキャリア周波数が１ｋＨｚであると共に電圧変調率が０.８である場合におけるデッドタイム１００μ秒に一致する。
一方、上記電流の減衰時間が上記デッドタイムよりも長い場合は、次のスイッチング動作の際に、電流がアノードリアクトルで制限されずにスイッチング素子に流れ、スイッチング素子の臨界電流上昇率を越えて、スイッチング素子が破壊されるおそれが生じる。
よって、本発明の如く、オン抵抗が０.１Ωｃｍ２以上であることで、キャリア周波数が１ｋＨｚ、アノードリアクトルのインダクタンスが１０μＨ、チップが１ｃｍ２である条件下でスイッチング素子の破壊を回避して正常に動作させることが可能になる。オン抵抗をさらに高くすることにより、さらにキャリア周波数を上げることができる。
また、この発明によれば、ｐｎダイオードのオン抵抗をライフタイム制御により制御したから、オン抵抗を高精度に設定できる。また、この発明によれば、ワイドギャップ半導体で作製したことにより、高耐熱化を図れるので、大電流通電や高周波通電が可能となる。
なお、上記スイッチング回路が電流を遮断したときに、上記並列接続回路において上記アノードリアクトルに流れていた電流が、還流回路用ダイオードをなす上記ｐｎダイオードに流れる。このｐｎダイオードに流れる電流と上記ｐｎダイオードの抵抗との積による過電圧がスイッチング回路に印加される。このため、上記過電圧と直流電源電圧の合計がスイッチング部の耐圧以下である必要がある。例えば、１００(Ａ/ｃｍ２)の上記ｐｎダイオードのオン電圧が４００Ｖのとき、上記ｐｎダイオードのオン抵抗は４Ωｃｍ２(＝４００/１００)となる。このオン抵抗が４Ωｃｍ２のｐｎダイオードを還流回路用ダイオードとした場合、このｐｎダイオードが１ｃｍ２チップで、１０００Ａ/ｃｍ２の電流が上記ｐｎダイオードに流れた場合、上記直流電源電圧に加えて、４０００Ｖの電圧がスイッチング回路に印加されることになる。よって、この直流電源電圧が３ｋＶであれば、スイッチング回路のスイッチング素子に印加される電圧が７ｋＶとなる。このため、スイッチング素子の耐電圧が６ｋＶであれば、スイッチング素子は絶縁破壊されるが、スイッチング素子の耐電圧が８ｋＶであれば、絶縁破壊は起こらない。このように、還流回路用ダイオードのオン抵抗やオン電圧の上限値は、スイッチング素子の耐電圧は通電電流の大きさによって変わってくる。スイッチング素子の絶縁破壊を回避するためには、上記還流回路用ダイオードのオン電圧の上限値は、スイッチング素子の耐電圧から上記直流電源電圧を差し引いた値未満にする必要がある。
また、一実施形態のｐｎダイオードは、ライフタイム制御により定格電流通電時のオン電圧を２０Ｖ以上にした。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、例えば、定格電流が１００Ａである場合には、ダイオードのオン時の抵抗は０.２Ω以上になる。通電面積が１ｃｍ２のダイオードの場合、その時のオン電圧は２０Ｖ以上になる。よって、インダクタンスが１０μＨのアノードリアクトルと並列接続した回路での減衰時定数は５０μ秒(＝１０μＨ/０.２Ω)以下になる。したがって、インバータのデッドタイムとしては、５０μ秒以下が可能になり、キャリア周波数としては、２ｋＨｚ以上が可能となる。
ところで、通常のオン電圧のダイオードの定格電流通電時のオン電圧は高くても５Ｖ程度であり、定格電流が１００Ａ、１ｃｍ２チップのダイオードのオン時の抵抗は０.０５Ωとなる。ここで、このダイオードに並列に接続するアノードリアクトルのインダクタンスを１０μＨとすると、減衰時定数は２００μ秒(＝１０μＨ/０.０５Ω)となる。したがって、スイッチング回路のデッドタイムは、２００μ秒以上であることが必要になる。そして、これを満たすキャリア周波数は、５００Ｈｚとなる。この周波数は、インバータとしては、かなり低い周波数になってしまう。この周波数でも、アプリケーションによっては、インバータは使用可能だが、フィルタが大きくなり過ぎる。さらに、単位面積当たりの定格電流がさらに大きくなった場合やオン電圧が小さくなった場合に、アノードリアクトルの還流電流の減衰時間がさらに長くなり、現実的な使用は難しくなって来る。
また、一実施形態のｐｎダイオードは、電子線照射によって上記ライフタイム制御がなされている。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、大線量の電子線を照射することにより、ｐｎダイオード内の少数キャリアのライフタイムを大幅に短くできるので、少数キャリアの拡散長が大幅に短くなり、電流通電時の伝導度変調を大幅に小さくできる。その結果、大線量の電子線を照射してｐｎダイオードがオン時の抵抗を、整流用一般ダイオードに比べて、大幅に大きくできる。
また、一実施形態のｐｎダイオードは、上記電子線照射により、電子線を３×１０１３ｃｍ−２以上で照射した。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、ライフタイム制御によって、ダイオードのオン抵抗を、０.２Ωｃｍ２ 以上にすることが可能となり、インダクタンスが１０μＨのアノードリアクトルと並列接続した回路での電流の減衰時間は、１０μＨ/０.２Ω＝５０μ秒 以下となる。よって、インバータにおけるキャリア周波数を２ｋＨｚ以上にすることが可能になる。
なお、上記電子線量を多くすると、ｐｎダイオードのオン電圧が高くなるので、このｐｎダイオードを還流回路用ダイオードとすれば、還流電流減衰用抵抗を接続しなくても還流電流の減衰時間が短くなり、電力変換装置のキャリア周波数を上げることができる。一方、電力変換装置におけるスイッチング素子がターンオフしたときに、還流ダイオードの高いオン電圧が直流電源電圧に重畳されるので、耐圧の高いスイッチング素子が必要になる。また、跳ね上がり電圧が高くなるので、スイッチングロスが大きくなる。このため、上記電子線の上限値は、スイッチング素子の耐電圧から上記直流電源電圧を差し引いた値が、上記ｐｎダイオードのオン電圧になるような値未満にする必要がある。
また、一実施形態のｐｎダイオードでは、上記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣである。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、ワイドギャップ半導体であるＳｉＣで作製されているので、耐熱性が高く、例えば、数百℃以上の高温に耐えるので、ダイオードを高抵抗としても、素子が破壊することはない。また、この実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードは、耐熱性が高いので、ダイオードにヒートシンクを取り付けなくても使用可能である。
また、一実施形態のｐｎダイオードでは、上記ワイドギャップ半導体は、ＧａＮである。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、ワイドギャップ半導体であるＧａＮで作製されているので、耐熱性が高く、例えば、数百℃以上の高温に耐えるので、ダイオードを高抵抗としても、素子が破壊することはない。
また、一実施形態のｐｎダイオードでは、上記ワイドギャップ半導体は、ダイヤモンドである。
この実施形態のｐｎダイオードによれば、ワイドギャップ半導体であるダイヤモンドで作製されているので、耐熱性が高く、例えば、数百℃以上の高温に耐えるので、ダイオードを高抵抗としても、素子が破壊することはない。
また、一実施形態の電気回路装置は、上記ｐｎダイオードとリアクトルとを並列接続した並列接続回路を備える。
この実施形態の電気回路装置によれば、ライフタイム制御によりｐｎダイオードのオン抵抗を０.１Ωｃｍ２以上の高抵抗にしたから、リアクトルによる還流電流をｐｎダイオードのオン抵抗で減衰でき、大きな還流抵抗を不要とすることができ、装置の大幅なコンパクト化を図れる。
また、一実施形態の電気回路装置は、上記ｐｎダイオードを複数個直列接続した直列接続回路と、上記直列接続回路に並列接続したリアクトルとを備える。
この実施形態の電気回路装置によれば、直列接続した複数個のｐｎダイオードでもって、リアクトルに並列接続した直列接続回路をさらに高抵抗としたので、リアクトルによる還流電流の減衰時間をより短縮することが可能となる。
また、一実施形態の電力変換装置は、上記ｐｎダイオードとリアクトルとを並列接続した並列接続回路と、上記並列接続回路に直列接続したスイッチング部とを備える。
この実施形態の電力変換装置によれば、１相分のインバータ回路を構成できる。そして、この実施形態によれば、ｐｎダイオードを高抵抗にしたことで、還流抵抗を不要とすることができ、並列接続回路の浮遊インダクタンスを小さくでき、スイッチング部に印加される過電圧を低く抑えることができる。さらに、スイッチング部の電圧上昇率を低く抑えることができるので、スイッチ素子の誤点弧を防止できる。
また、一実施形態の半導体装置は、ｐｎダイオードと、スイッチング素子と、上記スイッチング素子に並列接続したフリーホイーリングダイオードと、アノードリアクトルとを備え、上記アノードリアクトルと上記ｐｎダイオードとを並列接続した。
この実施形態の半導体装置によれば、ｐｎダイオードを高抵抗にしたことで、還流抵抗を不要とすることができ、浮遊インダクタンスを低減でき、スイッチング素子のターンオフ時およびフリーホイーリングダイオードの逆回復時の電圧跳ね上がりを低減できる。よって、スイッチング素子やフリーホイーリングダイオードに加わる過電圧を低く抑えることができる。
また、一実施形態の半導体装置は、ｐｎダイオードとＧＴＯとを備えると共に上記ｐｎダイオードとＧＴＯとを１つのパッケージに収納した。
この実施形態の半導体装置によれば、個別部品を組合せた場合より部品点数が減るので、信頼性が向上するとともに、トータルのコストが低減され、かつ小型化を図れる。
この発明のｐｎダイオードによれば、ライフタイム制御によりｐｎダイオードのオン抵抗を０.１Ωｃｍ２以上の高抵抗にしたから、リアクトルによる還流電流をｐｎダイオードのオン抵抗で減衰でき、大きな還流抵抗を不要とすることができ、装置の大幅なコンパクト化を図れる。
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
(第１の実施の形態)
図１に、この発明の第１実施形態としての高抵抗ＳｉＣ ｐｎダイオードの順方向電流電圧特性Ｋ１０を示す。
この第１実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードは、約３×１０１３ｃｍ−２から約５×１０１６ｃｍ−２程度の電子線を照射したことで、ライフタイム制御がなされている。すなわち、この第１実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードは、上記電子線照射によって、ｐｎダイオードの少数キャリアライフタイムが大幅に短縮されており、伝導度変調が小さくなっている。電子線照射量は、ダイオードのオン電圧が高くなることによる破壊が起こらなければ、５×１０１６ｃｍ−２以上の照射量でもかまわない。
このライフタイム制御の結果、図１の電流電圧特性Ｋ１０に示すように、この第１実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードでは、電流は約３２Ｖから流れ出し、１００Ａ通電時のオン電圧は５０Ｖとなった。このときの上記ＳｉＣ ｐｎダイオードのオン時の抵抗は０.５Ωである。この第１実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードの通電領域は０.４ｃｍ２であり、電子線を照射していない比較例のＳｉＣ ｐｎダイオードに１００Ａの電流を通電したときのオン電圧３.５Ｖに比べ、オン電圧を１４倍以上に大きくできている。
この実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードによれば、上記ライフタイム制御によってオン抵抗を増大させて、０.２Ωｃｍ２ にしたから、例えば、従来はダイオードと抵抗とを直列に接続して使用していた電気回路装置において、上記抵抗を省略可能となる。これにより、電気回路装置の大幅な小型化を図ることが可能になる。また、この実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードはライフタイム制御技術によって高抵抗化しているので、制御性良く高抵抗化でき、抵抗値のバラツキを少なくできる。なお、ＳｉＣダイオードのオン抵抗を０.１Ωｃｍ２程度あるいは定格電流通電時のオン電圧を２０Ｖ以上にしても同様の効果が期待できる。
また、この実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードは、ワイドギャップ半導体であるＳｉＣで作製されているので、従来のＳｉ ｐｎダイオードに比べて耐熱性が高く、例えば、数百℃以上の高温に耐えるので、ダイオードを高抵抗としても、素子が破壊することはない。また、この実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードは、耐熱性が高いので、ダイオードにヒートシンクを取り付けなくても使用可能である。また、この実施形態の高抵抗ＳｉＣ ｐｎダイオードは、８ｋＶの逆方向耐圧を有している。
なお、上記実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードでは、ワイドギャップ半導体をＳｉＣとしたが、ＧａＮやダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体を用いてもよく、この場合も耐熱性を高くすることができる。ワイドギャップ半導体で作製したことで、高耐熱であり、大電流通電や高周波通電が可能なダイオードにすることができる。
また、上記実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードでは、抵抗を大きくするためのライフタイム制御として、高照射量の電子線照射を行ったが、Ａｕ,Ｐｔ等の重金属拡散やプロトン,Ｈｅなどのイオンや分子を照射することによりライフタイム制御を行ってもよい。この場合にも、少数キャリアのライフタイムを短縮し、伝導度変調を小さくして、ダイオードを高抵抗化できる。
また、上記実施形態のＳｉＣ ｐｎダイオードの逆方向耐圧は８ｋＶであったが、１０ｋＶ以上の逆方向耐圧設計をしたｐｎダイオードでは、電子線照射等のライフタイム制御の影響がより大きく、オン電圧やオン抵抗をより大きくでき、高抵抗化できる。
(第２の実施の形態)
次に、図２に、この発明の第２実施形態としての限流回路の回路図を示す。この限流回路は、ＳｉＣ ｐｎダイオード１と限流リアクトル２とを並列接続した並列回路である。上記ＳｉＣ ｐｎダイオード１は、高照射量の電子線照射によってライフタイム制御がなされて、オン時の抵抗が１Ωになされている。
この限流回路は系統に直列に接続される。この限流回路が接続される系統で短絡等の事故が起こった場合、限流リアクトル２により上記事故による電流が制限されて、限流される。そして、上記事故を起こした系統が切り離された場合、もしくは、上記事故が回復した場合、限流リアクトル２に流れていた電流が、限流リアクトル２に並列に接続されているＳｉＣ ｐｎダイオード１に環流する。これにより、限流リアクトル２に起因して、系統に過電圧がかかることを防止する。
ここで、従来の限流回路では、ダイオードと抵抗の直列接続体を限流リアクトルと並列に接続することが必要であった。これに対し、この第２実施形態の限流回路では、上述の如く、高照射量の電子線照射によってＳｉＣ ｐｎダイオード１のライフタイム制御を行って、ＳｉＣ ｐｎダイオード１を高オン抵抗にしているので、ＳｉＣ ｐｎダイオード１に直列に抵抗を接続する必要が無くなり、この限流回路を含む電気回路装置のコンパクト化を図れる。
また、この限流回路では、ＳｉＣ ｐｎダイオード１に直列に抵抗を接続していないので、リアクトル電流を環流する環流回路の配線を短くでき、浮遊インダクタンスを小さくできる。その結果、この限流回路による系統電圧の跳ね上がりを１１００Ｖから１００Ｖに抑制できた。
なお、この第２実施形態の限流回路では、リアクトル２に１つのＳｉＣ ｐｎダイオード１を並列接続したが、リアクトル２に２つ以上のＳｉＣ ｐｎダイオード１を並列接続してもよい。
(第３の実施の形態)
次に、図３の回路図を参照して、この発明の第３実施形態のパワー半導体装置である三相インバータ装置の１相分を説明する。
図３において、直流入力電源の正端子３１と負端子３２の間に、直列スナバ回路Ｓ３１、第１のスイッチング回路ＳＷ１および第２のスイッチング回路ＳＷ２、直列スナバ回路ＳＳ２がこの順序で接続された直列接続体が接続されている。この直列接続体が１相分のインバータ回路をなす。
なお、図３には図示を省略しているが、上記１相分のインバータ回路と同様の回路で構成された他相のインバータ回路も正端子３１と負端子３２の間に接続されて、三相インバータ装置を構成している。また、上記正端子３１と負端子３２の間にはキャパシタ５０が接続されている。また、直列スナバ回路ＳＳ１,ＳＳ２、第１,第２のスイッチング回路ＳＷ１,ＳＷ２は、必ずしも上記の順番で正端子３１と負端子３２との間に接続される必要はなく、任意の順番で接続してもよい。また、直列スナバ回路は１つでもよい。これらのことは他相の直列スナバ回路、第１のスイッチング回路、第２のスイッチング回路についても同様である。
第１,第２のスイッチング回路ＳＷ１,ＳＷ２は、スイッチング素子であるＳｉまたはＳｉＣ半導体のＧＴＯ３７,４７と、ＳｉまたはＳｉＣ半導体のフリーホイーリングダイオード３８,４８との逆並列接続体で構成されている。なお、図３では示していない他相のスイッチング回路も同じ構成を有する。
第１,第２の各スイッチング回路ＳＷ１,ＳＷ２は、図示を省略した既知の制御回路からそれぞれのＧＴＯ３７,４７のゲートに印加される制御信号により制御され、スイッチング回路ＳＷ１とスイッチング回路ＳＷ２との接続点Ｐ１から交流出力ＡＣが得られる。図３に示す回路は、交流出力ＡＣの端子５１に交流を入力することによりコンバータとしても動作させることができる。この場合、直流入力電源の端子３１,３２に直流出力が得られる。直列スナバ回路ＳＳ１,ＳＳ２は、コイル等のインダクタを含むアノードリアクトル３６,４６、およびアノードリアクトル３６,４６に並列に接続されたＳｉＣ ｐｎダイオード３５,４５を有する。
このＳｉＣ ｐｎダイオード３５,４５は、ワイドギャップ半導体である炭化けい素(ＳｉＣ)を用いたワイドギャップ半導体ｐｎダイオード(以下、ＳｉＣダイオードと略記する)である。なお、ワイドギャップ半導体としては、窒化ガリウム(ＧａＮ)やダイヤモンド等を採用してもよいが、この実施形態ではＳｉＣを採用したＳｉＣダイオードを例に挙げて説明する。
アノードリアクトル３６の一方の端子は正端子３１に接続され、他方の端子は第１スイッチング回路ＳＷ１に接続されている。第１スイッチング回路ＳＷ１のＧＴＯ３７がターンオンすると、直流入力電源により、アノードリアクトル３６を経てＧＴＯ３７に電流が流れる。アノードリアクトル３６はＧＴＯ３７に流入する電流の立上り特性を緩やかにし、ＧＴＯ３７に流入する電流をＧＴＯ３７の臨界電流上昇率以下に抑制する。
ＧＴＯ３７がターンオフすると、アノードリアクトル３６に蓄えられていた電磁エネルギーによる電流が、ＳｉＣダイオード３５を流れ、高抵抗のＳｉＣダイオード３５によって熱となって消費され、次にＧＴＯ３７がターンオンするまでにアノードリアクトル３６の環流電流を減衰させる。
この第３実施形態の直列スナバ回路ＳＳ１,ＳＳ２が有しているＳｉＣダイオード３５,４５は、ドリフト層の厚みが７０μｍであり、耐圧は８ｋＶである。このＳｉＣダイオード３５,４５には、高照射量の電子線を照射してライフタイム制御を行っている。この第３実施形態では、ＳｉＣダイオード３５,４５のライフタイム制御として電子線を照射したが、重金属拡散、プロトン照射等によるライフタイム制御を行ってもよい。また、この第３実施形態では、上記電子線照射の電子線量を、３×１０１３ｃｍ−２から５×１０１６ｃｍ−２程度とした。これにより、このＳｉＣダイオード３５,４５は、１００Ａ通電ときのオン電圧は１１０Ｖであった。なお、上記ライフタイム制御で照射する電子線量は、５×１０１６ｃｍ−２程度よりもさらに大きくてもよい。また、ドリフト層の厚みを１００μｍ以上に厚くして、電子線を照射することにより、オン電圧を高くしてもよい。
このときのＳｉＣダイオード３５,４５のオン時の抵抗は、１.１Ωである。
アノードリアクトル３６,４６のインダクタンスが１０μＨである場合、環流電流の減衰時間は、９.１μ秒であり、１１ｋＨｚ以上での動作も可能である。なお、直列スナバ回路ＳＳ１,ＳＳ２の高抵抗ＳｉＣダイオード３５,４５を複数個直列に接続すると、さらに抵抗が大きくなるので、環流電流の減衰時間をさらに短くでき、さらに高周波化を図ることが可能である。また、照射する電子線量を増やすなどしてライフタイム制御量を大きくすることによっても、さらにオン時の抵抗を増大させることができ、インバータの高周波化を図ることが可能である。
この第３実施形態の具体例において、直流入力電源の電圧が４０００Ｖにて、ＧＴＯ３７,４７が１００Ａの電流を遮断したとき、ＧＴＯ３７,４７に発生する過電圧は約４８５０Ｖであった。これに対し、図６に示す従来例の直列スナバ回路の環流回路にダイオード１０５と抵抗１０３を用いた構成では、上記と同じ条件の直流入力電圧４０００Ｖにて、ＧＴＯ１０７が１００Ａの電流を遮断したとき、ＧＴＯ１０７に発生する過電圧は約６７００Ｖであった。したがって、この第３実施形態によれば、電流遮断時における電圧跳ね上がりは従来例の約３.２分の１である。このように、この第３実施形態の三相インバータ装置によれば、過電圧を抑えることができているので、低耐圧の素子を用いることが可能であり、安価にできる。
また、この第３実施形態では、スイッチング回路ＳＷ１のＧＴＯ３７,フリーホイーリングダイオード３８および直列スナバ回路ＳＳ１のダイオード３５と、スイッチング回路ＳＷ２のＧＴＯ４７,フリーホイーリングダイオード４８および直列スナバ回路ＳＳ２のダイオード４５とを１つのパッケージ内に収納している。これにより、ＧＴＯ３７およびフリーホイーリングダイオード３８と、環流ダイオード３５間の接続導線の短縮化、および、ＧＴＯ４７およびフリーホイーリングダイオード４８と、環流ダイオード４５間の接続導線の短縮化を図っている。
このような導線の短縮化により浮遊インダクタンスがさらに低減され、過電圧をさらに抑制できた。３素子(スイッチング回路のＧＴＯ,フリーホイーリングダイオード,直列スナバ回路のダイオード)をパッケージ内蔵としたことにより、電流遮断時の過電圧を４８５０Ｖから４３５０Ｖに低減でき、電圧遮断時における電圧跳ね上がりをさらに２.４分の１(つまり、３５０/８５０)に低減できた。さらに、浮遊インダクタンスを低減できたので、ＧＴＯの電圧上昇率が低くなり、ＧＴＯの誤点弧を防止できた。
また、ＧＴＯとダイオードを１つのパッケージに収納することにより、個別部品を組合せた場合より部品点数が減るので、信頼性が向上するとともに、トータルのコストが低減され、かつ小型化を図れる。
また、この第３実施形態では、スイッチング素子であるＧＴＯ３７,４７を、ＳｉＣ-ＧＴＯとし、かつ、フリーホイーリングダイオード３８,４８をＳｉＣダイオードとしている。すなわち、すべての半導体素子をＳｉＣ半導体で作製したものとし、１つのパッケージ内に収納することにより、１つのヒートシンクでパッケージの冷却が可能になり、冷却装置が簡略化され、構造が簡単になると共に大幅な小型化を図れる。
尚、上述の第２実施形態のような限流回路や第３実施形態のようなインバータ装置のスナバ回路の他に、昇圧チョッパ、降圧チョッパや昇降圧チョッパ等において、ダイオードと抵抗を直列に接続した回路にも、この発明のｐｎダイオードを適用可能である。また、上述の実施形態では、ワイドギャップ半導体としてＳｉＣを中心に説明したが、ＧａＮやダイヤモンド等の高耐熱のワイドギヤップ半導体で作製したｐｎダイオードについても本発明を適用可能である。
なお、上記実施形態では、ＧＴＯのゲート端子がカソード側にある場合を図示したが、ゲート端子がアノード側にあるＧＴＯでも同様の効果がある。
この発明の第１実施形態であるＳｉＣ ｐｎダイオードの順方向電流電圧特性を示す特性図である。 この発明の第２実施形態である限流回路の回路図である。 この発明の第３実施形態である三相インバータ装置の１相分の回路を示す回路図である。 従来のダイオードの順方向特性Ｋ１０１を示す特性図である。 従来のＳｉＣ ｐｎダイオードのオン電圧とドリフト層厚さとの関係を示す特性図である。 従来の三相インバータ回路の回路図である。
符号の説明
１ ＳｉＣ ｐｎダイオード
２ 限流リアクトル
３１ 正端子
３２ 負端子
３５,４５ ＳｉＣ ｐｎダイオード
３６,４６ アノードリアクトル
ＳＳ１,ＳＳ２ 直列スナバ回路
ＳＷ１ 第１のスイッチング回路
ＳＷ２ 第２のスイッチング回路
５０ キャパシタ
３７,４７ ＧＴＯ
３８,４８ フリーホイーリングダイオード

Claims (12)

  1. ライフタイム制御によりオン抵抗を０.１Ωｃｍ２以上にしたと共にワイドギャップ半導体で作製したことを特徴とするｐｎダイオード。
  2. ライフタイム制御により定格電流通電時のオン電圧を２０Ｖ以上にしたことを特徴とするｐｎダイオード。
  3. 請求項１または２に記載のｐｎダイオードにおいて、
    電子線照射によって上記ライフタイム制御がなされていることを特徴とするｐｎダイオード。
  4. 請求項３に記載のｐｎダイオードにおいて、
    上記電子線照射により、電子線を３×１０１３ｃｍ−２以上で照射したことを特徴とするｐｎダイオード。
  5. 請求項１乃至４のいずれか１つに記載のｐｎダイオードにおいて、
    上記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣであることを特徴とするｐｎダイオード。
  6. 請求項１乃至４のいずれか１つに記載のｐｎダイオードにおいて、
    上記ワイドギャップ半導体は、ＧａＮであることを特徴とするｐｎダイオード。
  7. 請求項１乃至４のいずれか１つに記載のｐｎダイオードにおいて、
    上記ワイドギャップ半導体は、ダイヤモンドであることを特徴とするｐｎダイオード。
  8. 請求項１に記載のｐｎダイオードとリアクトルとを並列接続した並列接続回路を備えることを特徴とする電気回路装置。
  9. 請求項１または２に記載のｐｎダイオードを複数個直列接続した直列接続回路と、
    上記直列接続回路に並列接続したリアクトルとを備えることを特徴とする電気回路装置。
  10. 請求項１または２に記載のｐｎダイオードとリアクトルとを並列接続した並列接続回路と、
    上記並列接続回路に直列接続したスイッチング部とを備えることを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項１または２に記載のｐｎダイオードと、
    スイッチング素子と、
    上記スイッチング素子に並列接続したフリーホイーリングダイオードと、
    アノードリアクトルとを備え、
    上記アノードリアクトルと上記ｐｎダイオードとを並列接続したことを特徴とする半導体装置。
  12. 請求項１または２に記載のｐｎダイオードとＧＴＯとを備えると共に上記ｐｎダイオードとＧＴＯとを１つのパッケージに収納したことを特徴とする半導体装置。
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