JP2008288782A - Ｏｆｄｍ信号受信装置及びｏｆｄｍ信号受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線回線の状態に応じて、動作するＦＦＴの数を抑制する。
【解決手段】ＳＮ比測定部２は、ディジタル信号｛Ｙ_n（ｋ）｝の信号電力と無信号時のノイズ電力との比を演算し、各シンボルｙ₀［ｋ］〜ｙ_N-1［ｋ］のＳＮ比を推定する。ここでは、Ａ／Ｄ変換部１のディジタル信号｛Ｙ_n（ｋ）｝出力に基づいて、デマルチプレクサ３を経由して復調部４のそれぞれのＦＦＴ４１〜４Ｎへ入力される信号のＳＮ比推定値が測定される。制御部７は、ＳＮ比測定部２と接続され、さらに、復調されたＯＦＤＭ信号のヘッダ情報からパケット単位で信号伝送速度を検出するヘッダデコーダ６にも接続され、ＳＮ比測定部２からＳＮ比推定値が入力されたとき、そのＳＮ比推定値に基づいて復調部４を構成するそれぞれのＦＦＴ４１〜４Ｎの変換動作を個別に停止制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ディジタル変調信号がそれぞれ周波数の異なる副搬送波によって送信されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を、無線回線を介して連続時間信号として受信するためのＯＦＤＭ信号受信装置及びＯＦＤＭ信号受信方法に関し、とくに受信した連続時間信号を送信時のサンプリングレートより高いオーバサンプリング速度でディジタル信号に変換して復調処理を実行するＯＦＤＭ信号受信装置及びＯＦＤＭ信号受信方法に関する。

近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク；Local Area Network）と比較して、近距離を非常に高速に伝送するための無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ；Wireless Personal Access Network）が検討されている。ＵＷＢ（超広帯域無線；Ultra Wide Band）通信に代表される近距離通信のＷＰＡＮは、今後、あらゆる家電製品や民生用電子機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超の電子機器間でのＰ−ｔｏ−Ｐ（ポイントツーポイント）伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されているものである。こうしたＵＷＢ通信の一方式として、ＯＦＤＭ変調と、特定の周波数パターンに沿って搬送波周波数を切り替える周波数ホッピングとを組み合わせた、マルチバンドＯＦＤＭ（Multi Band−ＯＦＤＭ、以下ＭＢ−ＯＦＤＭという。）方式が検討されている。

ＯＦＤＭ変調方式とは、互いに直交関係にある複数の副搬送波を用いるマルチキャリア・デジタル変調方式の一種であって、副搬送波ごとに異なる情報変調方式を用いることができる。また、ＯＦＤＭ変調方式では複教の副搬送波を周波数軸上に配置することにより多重化することができ、比較的容易に周波数軸上の等化器を構成でき、これにより逆拡散時にノイズを削減することができる。符号分割多重化（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式などで適用される、直接拡散のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ：Direct Sequence Spread Spectrum）方式に適用可能なレイク受信機などに見られるような、無線回線の遅延プロファイルに基づくダイバシティ効果を、このＯＦＤＭ変調方式でも得ることができるが、一般的には、そのために複雑な符号化などを要するという問題があった。

こうしたダイバシティ効果を比較的容易に実現する方式として、フラクショナルサンプリング（ＦＳ：Fractional Sampling、オーバサンプリングともいう。）によるＯＦＤＭ信号受信装置が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

図６は、フラクショナルサンプリングによるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
送信信号Ｓ［ｋ］は、ＯＦＤＭ変調器１０１で逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）されて時間領域のＯＦＤＭ信号ｕ［ｎ］となる。ＯＦＤＭ信号ｕ［ｎ］は、インパルス応答ｐ（ｔ）を有するパルスフィルタ部１０２により連続時間信号Ｘ（ｔ）に変換され、送信アンテナ１０３から無線回線に送出される。無線回線を構成するチャネルでは、雑音、混信などのノイズＶ（ｔ）が送信信号に影響を及ぼす。なお、ｔは時間である。

受信アンテナ２０１では、ノイズＶ（ｔ）が加算された連続時間信号Ｙ（ｔ）（＝Ｘ（ｔ）＋Ｖ（ｔ））が受信され、パルスフィルタ部２０２でベースバンド信号にダウンコンバージョンされる。ＯＦＤＭ信号受信方式では、受信したベースバンド信号がデマルチプレクス（分配）機能も有するアナログ／ディジタル変換部（以下、Ａ／Ｄ変換部という。）２０３に供給され、本来の復調に必要とされる周波数（１／Ｔ_S）のＮ倍、すなわちＮ／Ｔ_S（Ｎ：整数値であって、たとえば２，４，８）のサンプリング速度でディジタル信号に変換される。復調部２０４には、Ａ／Ｄ変換部２０３からＮ倍のサンプル値ｙ₀［ｋ］〜ｙ_N-1［ｋ］が入力され、これらをＮ個の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部（以下、ＦＦＴという。）によって周波数領域のディジタル信号に変換する。

さらに、復調部２０４からのＮ個の出力信号ｚ₀［ｋ］〜ｚ_N-1［ｋ］は、等化器・ダイバシティ合成部２０５に供給されて適宜、重み付けが行われ、受信したＯＦＤＭ信号からノイズＶ（ｔ）の影響が除去された受信信号Ｓ＾［ｋ］を合成することによって、ダイバシティ効果を得ることができる。ここで、Ｓ＾［ｋ］は下記の記号に対応する記載である。

同様のＯＦＤＭ変調方式に係る技術として、特許文献１には、受信電力により所望の信号の存在を確認できないような環境において、オーバサンプリングによって受信タイミングを解像度よく認識するようにしたデータ通信システム、信号受信装置、データ通信方法及びシンボル検出装置の発明が記載されている。

ここでは、受信装置がプリアンブル検出装置を用いても信号が存在するか把握できず、さらに信号の受信タイミングを把握できないときは、サンプリングタイミング毎にＦＦＴ回路を動作させないで、受信シンボルと基準シンボルの相関が所定レベル以上であるときだけＦＦＴ回路を動作させるようにしている。さらに、これを、オーバサンプリングが行われているものに適用することで、オーバサンプリングを行っている周辺タイミングの相関ベクトルを総合して相関値を算出できることになり、より精度の高い信号検出が可能となる。
Cihan Tepedelenlioglu and Ravikanth Challagulla, "Low-Complexity Multipath Diversity Through Fractional Sampling in OFDM",（米国）， IEEE Transactions on Signal Processing，November 2004，vol.52.,No.11 ，p.3104-3116 特開２０００−２９９６７５号公報（段落番号［００６２］〜［００６５］、図５）

ここで、実際の無線回線では、送信された信号が直接波以外に、多重反射により大きく振幅・位相が変動した遅延波として受信される。また、受信装置では遅延波の変動をＡ／Ｄ変換部２０３の前段で補正することが実質的に不可能であるため、復調部２０４のそれぞれのＦＦＴへの入力電力は大きく異なってくる。

しかしながら、Ａ／Ｄ変換部２０３は最大振幅（電力）の受信信号がクリッピングされないように調整されるから、小さな入力振幅に対してはＡ／Ｄ変換部２０３での量子化雑音によってＳ／Ｎ比が劣化し、復調部２０４のＦＦＴ出力のＳ／Ｎ比も劣化して、結果的にオーバサンプリングによるダイバシティ効果が得られなくなるおそれがあった。しかも、その場合に、常に復調部２０４の全てのＦＦＴを動作させ、あるいはサンプリング速度を本来必要とするそれのＮ倍に変更することは、受信装置における消費電力の増加に繋がるので非効率である。

また、特許文献１に開示されている方式では、オーバサンプリングによって得られた信号を全て総合した結果から全体の品質を判断しているので、オーバサンプリングで得られた複数の出力のうち有用なものが一つもしくはごく少数あった場合でも、それらが無視されてしまう恐れがあった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、無線回線の状態に応じて、サンプリング速度及び動作するＦＦＴの数を抑制することにより、通信品質と消費電力の最適化を図るようにし、かつオーバサンプリングで得られた複数の出力のうち有用なものが一つでもあれば、それを活用するようにしたＯＦＤＭ信号受信装置及びＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、ディジタル変調信号がそれぞれ周波数の異なる副搬送波によって送信されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して連続時間信号として受信するためのＯＦＤＭ信号受信装置において、受信したＯＦＤＭ信号（Ｙ（ｔ））をＮ倍のオーバサンプリング速度でサンプリング処理して、ディジタル信号（｛Ｙ_n（ｋ）｝）に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル信号の信号電力と無信号時のノイズ電力との比を演算してＳＮ比を推定するＳ／Ｎ測定手段と、前記ディジタル信号をＮ種類のディジタル変調シンボルに分配するデマルチプレクス手段と、前記デマルチプレクス手段によって分配された時間領域の前記Ｎ種類のディジタル変調シンボルをそれぞれ周波数領域のディジタル信号に変換する高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段のディジタル信号出力に基づいて、送信された前記ＯＦＤＭ信号を復調するダイバシティ合成手段と、前記Ｓ／Ｎ測定手段からＳＮ比推定値が入力されたとき、前記ＳＮ比推定値に基づいて前記高速フーリエ変換手段のそれぞれの変換動作を個別に停止制御する制御手段と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置が提供される。

本発明によれば、比較的実現容易な構成にて、通信品質と消費電力の最通化が図られた、フラクショナルサンプリングによるＯＦＤＭ信号受信装置を実現できる。
また、本発明のＯＦＤＭ信号受信方法では、劣悪な受信環境下でも、無線回線のマルチパスで発生した複数の受信信号のうちに１つでも受信可能なレベルのものがあれば、それを有効活用できる利点がある。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置を示すブロック図である。
Ａ／Ｄ変換部１は、受信したＯＦＤＭ信号Ｙ（ｔ）（図６のＹ（ｔ）と同じもの）をＮ倍のオーバサンプリング速度でサンプリング処理するものであり、そのＮ倍のオーバサンプリング速度で得られたサンプル値ｙ₀［ｋ］〜ｙ_N-1［ｋ］を含むディジタル信号｛Ｙ_n（ｋ）｝がそれぞれＳＮ比測定部２、及びデマルチプレクサ３に供給されている。Ｎ個のＦＦＴ４１〜４Ｎからなる復調部４、等化器・ダイバシティ合成部５は、それぞれ従来装置（図６）の復調部２０４、等化器・ダイバシティ合成部２０５に対応するものである。ディジタル信号に変換されたＮ個のシンボルｙ₀［ｋ］〜ｙ_N-1［ｋ］がデマルチプレクサ３からＮ個のＦＦＴ４１〜４Ｎにそれぞれ供給され、等化器・ダイバシティ合成部５では、復調部４の出力を基に受信したＯＦＤＭ信号Ｙ（ｔ）からノイズの影響が除去された受信信号Ｓ＾［ｋ］を合成して出力する。

実施の形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置は、従来のフラクショナルサンプリングによるＯＦＤＭ信号受信装置に、ＳＮ比測定部２、ヘッダデコーダ６、及び制御部７が追加されている点に特徴がある。

ＳＮ比測定部２は、ディジタル信号｛Ｙ_n（ｋ）｝の信号電力と無信号時のノイズ電力との比を演算して、各シンボルｙ₀［ｋ］〜ｙ_N-1［ｋ］のＳＮ比を推定するものである。ここでは、Ａ／Ｄ変換部１のディジタル信号｛Ｙ_n（ｋ）｝出力に基づいて、デマルチプレクサ３を経由して復調部４のそれぞれのＦＦＴ４１〜４Ｎへ入力される信号のＳＮ比推定値が測定されている。

制御部７は、ＳＮ比測定部２と接続され、さらに、復調されたＯＦＤＭ信号Ｓ＾［ｋ］のヘッダ情報からパケット単位で信号伝送速度（最終的に復号されて受信装置から外部に送信される信号の送信速度（ビットレート））を検出するヘッダデコーダ６にも接続されている。この制御部７は、ＳＮ比測定部２からＳＮ比推定値が入力されたとき、そのＳＮ比推定値に基づいてＡ／Ｄ変換部１におけるオーバサンプリング速度を切り替えて設定するとともに、復調部４を構成するそれぞれのＦＦＴ４１〜４Ｎの変換動作を個別に停止制御するように構成されている。

例えば、各ＦＦＴ４１〜４Ｎへの入力信号のＳＮ比推定値があらかじめ定められた第１の比較基準値σ１を下回る場合は、制御部７からデマルチプレクサ３に制御信号を出力して、対応するＦＦＴ４１〜４Ｎにおける高速フーリエ変換動作を停止制御している。

上述したＳＮ比測定部２には、従来のＯＦＤＭ信号受信装置で受信信号の同期捕捉に用いられてきたマッチドフィルタが適用できる。
図２は、マッチドフィルタ２Ａ及び絶対値回路２Ｂを用いたＳＮ比測定部の構成例を示すブロック図である。

図２に示すマッチドフィルタ２Ａは、入力信号｛Ｙ_n（ｋ）｝をそれぞれＮ段遅延させるシフトレジスタ２１−１〜２１−Ｌと、丸印の中に×で表した乗算器２２−０〜２２−Ｌと、丸印の中に＋で表した加算器２３とから構成されている。乗算器２２−０〜２２−Ｌでは、入力信号ｙ_n［ｋ］（ｎ＝０，１，…，（Ｎ−１））が所定のタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_Lと乗算され、加算器２３で加算された結果Ｈ（ｎ）を絶対値回路２Ｂに出力している（Ｈ（ｎ）は一般的に複素数である。）。

通常、マッチドフィルタ２Ａでは、送信機側からＯＦＤＭ信号に先立って送信されるプリアンブル信号と同等のタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_Lが用いられる。そして、このプリアンブル信号には、自己相関の強い擬似ランダム（ＰＮ：Pseudo Noise）符号などが用いられるため、マッチドフィルタ２Ａから出力される強度信号Ｈ（ｎ）は、プリアンブル信号が検出された場合にのみ、鋭いピークを持つことになる。実際は、無線回線を介して受信されるＯＦＤＭ信号は、多重反射によって生じる遅延波によってその振幅、位相が歪められ、さらには遅れて入射される信号（遅延波）によりマルチパスが生じるために理想的な波形から多少ずれたものになるものの、マッチドフィルタ２Ａから出力される強度信号Ｈ（ｎ）によって無線回線（伝送路）のインパルス応答が近似できる。

このとき、Ａ／Ｄ変換部１のサンプリング速度を速くすると、この遅延時間軸方向の分解能が向上し、各遅延波を個別に識別する形に近づくため、マルチパスの影響を軽減できる。そこで、制御部７では、ＳＮ比測定部２から入力された強度信号Ｈ（ｎ）の絶対値｜Ｈ（ｎ）｜（以下、簡単化のために｜Ｈ（ｎ）｜もＨ（ｎ）と記す。）があらかじめ定められたしきい値σ（第１の比較基準値）を越えた場合に、復調部４の対応するＦＦＴ４１〜４Ｎに対し復調の対象となる有効な信号｛Ｙ_n（ｋ）｝をＡ／Ｄ変換部１から供給することができると判断して、デマルチプレクサ３からプリアンブル信号以降の分配された時間領域のディジタル変調シンボルを復調部４に出力する。

図３は、ＳＮ比測定部の強度信号に応じて復調動作を変更する方法を示すフローチャートである。
ここで、同期が捕捉されたときのフィルタ出力をＨ（ｎ）（ｎ＝１，２，…，Ｎ）とすると、それぞれＨ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（Ｎ）の絶対値により、Ｎ個のＦＦＴ４１〜４Ｎへ入力されるディジタル信号のＳＮ比が推定できる。ステップＳＴ１で同期捕捉されると、ステップＳＴ２で１番目のＦＦＴ４１についての判断ループが開始される。ステップＳＴ３では、予め決められた定数σとフィルタ出力Ｈ（１）とが比較され、Ｈ（１）＞σであればステップＳＴ４に進んで、１番目のＦＦＴ４１を動作させる。ステップＳＴ６では、ｎを更新して、再びＨ（２）についての判断ループが実行される。

例えば、予め決められた定数σと比較し、Ｈ（ｎ）＜σ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）となるｎ番目のＦＦＴ４ｎで、そこに入力するディジタル信号のＳＮ比が高くないと推定されたとする。その場合に、ステップＳＴ５に進んで、デマルチプレクサ３からｎ番目のＦＦＴ４ｎに対する信号供給が停止される。

上述した判断ループは、全てのフィルタ出力について実行され、ステップＳＴ７でｎ＝Ｎとなったと判断されると、ステップＳＴ８に進んで復調動作に移行する。このとき、制御部７では、これらのＨ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（Ｎ）の絶対値に基づいて、ＦＦＴ４１〜４Ｎについての動作／停止の設定を更新している。

また、Ａ／Ｄ変換部１から出力されるディジタル信号に要求されるＳＮ比は、無線回線を伝送される信号（最終的に復号されて受信装置から外部に送信される信号）の送信速度（ビットレート）に依存することから、第１の比較基準値（しきい値σ）自体を送信速度の関数として変化させることもできる。

図４は、送信速度に対応して設定された比較基準値の一例を示す図である。ここでは、上記の伝送される信号の送信速度が、５３．３Ｍｂｐｓから４８０Ｍｂｐｓの範囲で切り替えられるものとする。制御部７のＲＯＭテーブルには、図４に示すような、それぞれの伝送速度に対応する比較基準値σ₁〜σ₈が保存されている。

ここで、通常、ヘッダデコーダ６で読み取られる送信速度が大きければ、復調部４におけるＦＦＴ４１〜４Ｎの動作／停止の判定を行うしきい値も大きな値に設定される（σ₁＜σ₂＜σ₃＜…＜σ₈）。このように、送信速度に応じて動作させる必要があるＦＦＴ４１〜４Ｎの個数をきめ細かく設定することによって、通信品質と消費電力の最適化を図ることができる。なお、送信速度が一定である場合は、第１の比較基準値（しきい値σ）を固定できる。この場合には、図１に示すヘッダデコーダ６から制御部７へのフィードバックや、しきい値σを変更するためのＲＯＭテーブル（図４）が不要となる。

また、各ＦＦＴ４１〜４Ｎへの入力信号のＳＮ比推定値が、前述した第１の比較基準値とは別に定められた第２の比較基準値σ_Sをいずれも上回る場合では、ＦＦＴ４１〜４ＮのうちＨ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（Ｎ）の絶対値が相対的に小さい下位Ｍ個（Ｍ＜Ｎ）に対応するものを停止制御するようにしてもよい。

同時に、またはこれと別に、ＦＦＴ４１〜４Ｎ毎のＳＮ比推定値に対して前述した第１の比較基準値σ、第２の比較基準値σ_Sとは別に第３の比較基準値σａを設定しておいて、ＳＮ比推定値がこの第３の比較基準値σａをいずれも上回る場合に、制御部７でオーバサンプリング速度をＮ₂倍（Ｎ＞Ｎ₂：整数）に下げて、さらにデマルチプレクサ３の設定を変更し、Ｎ₂個のＦＦＴのみに信号を入力するようにしてもよい。すなわち、ＳＮ比が十分高いことがわかっている場合には、必ずしもＮ倍のオーバサンプリングは必要でなくなる。

この場合に、第３の比較基準値σａと第１の強度信号Ｈ（１）との比較だけを行って、Ｈ（１）＞σａとなる場合には、Ａ／Ｄ変換部１におけるサンプリング周波数を下げる制御を行うことも可能である。ここで、第１の強度信号Ｈ（１）のみとの比較を行っているのは、第１の強度信号Ｈ（１）で同期捕捉された場合は、Ｈ（１）≧Ｈ（ｍ）（ｍ＝２，３，…，Ｎ）であると仮定できるからである。

また、オーバサンプリング速度を下げるだけではなく、第４の比較基準値を設定しておいて、ＳＮ比推定値がこの第４の比較基準値を下回る場合にオーバサンプリング速度を上げるようにしておく。ＳＮ比推定値と第４の比較基準値の比較は、第１の比較基準値σとの比較の場合と同様に、Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（Ｎ）の全てと行ってもよいし、第３の比較基準値σａとの比較の場合のように、第１の強度信号Ｈ（１）とだけ行ってもよい。

なお、サンプリング周波数を変更する場合、ディジタル信号に要求されるＳＮ比が、上記のように無線回線を伝送される信号（最終的に復号されて受信装置から外部に送信される信号）の送信速度（ビットレート）に依存することから、比較基準値σａをオーバサンプリング速度、及びヘッダデコーダ６で読み取れられる送信速度に応じて決定してもよい。

図５は、オーバサンプリング速度に対応して設定される比較基準値の一例を示す図であり、Ｎ＝８とした場合のものである。
ここでは、制御部７のＲＯＭテーブルに、図５に示すような複数の比較基準値σ_a11，σ_a21，σ_a22，σ_a31，σ_a32，σ_a42が格納されている。ここで、σ_a22，σ_a32，σ_a42が第３の比較基準値であり、σ_a11，σ_a21，σ_a31が第４の比較基準値である。そして、サンプリング周波数が基準サンプリング速度（１／Ｔ_S）に等しく設定されているとき、同期が捕捉されたときの第１の強度信号Ｈ（１）と比較基準値σ_a11とを比較し、Ｈ（１）がσ_a11より小さければ、基準サンプリング速度（１／Ｔ_S）に対して２倍のサンプリング速度（×２）に設定しなおす。その後、再び同期が捕捉されたときの第１の強度信号Ｈ（１）と比較基準値σ_a21とを比較し、Ｈ（１）がσ_a21より小さければ、基準サンプリング速度（１／Ｔ_S）に対して４倍のサンプリング速度（×４）に設定しなおす。また、第１の強度信号Ｈ（１）がσ_a22より大きければ、基準のサンプリング速度（×１）に設定しなおす。２倍（×２），４倍（×４）の場合も同様に処理する。また、サンプリング周波数が基準サンプリング速度（１／Ｔ_S）の８倍、すなわち最大サンプリング速度（×８）に設定されているとき、第１の強度信号Ｈ（１）がσ_a42より大きければ、基準サンプリング速度（１／Ｔ_S）に対して４倍のサンプリング速度（×４）に設定しなおす。

以上とは別の方式として、Ｊ倍のサンプリング速度（×Ｊ）（Ｊ＝１，２，４，８）に対し比較基準値（σ_aJ1，σ_aJ2，σ_aJ3）を用意しておき、Ｊ倍のサンプリング速度（×Ｊ）のときの第１の強度信号Ｈ（１）に対し、Ｈ（１）＜σ_aJ1，σ_aJ1＜Ｈ（１）＜σ_aJ2，σ_aJ2＜Ｈ（１）＜σ_aJ3，σ_aJ3＜Ｈ（１）のそれぞれの場合に応じてサンプリング速度を８倍（×８）、４倍（×４）、２倍（×２）、１倍（×１）に設定しなおすようにしてもよい。なお、記号”＜”は、適宜、記号”≦”に読み替えることができる。

このように、ＳＮ比測定部２によって測定されたＳＮ比推定値に対して、オーバサンプリング速度毎に第３の比較基準値値σａが設定されており、ＳＮ比推定値のうちの最大値Ｈ（１）を第３の比較基準値σａと比較することにより、Ａ／Ｄ変換部１におけるオーバサンプリング速度を速く、または遅くするように設定しなおすことができる。

なお、マッチドフィルタ２Ａは８倍の最大サンプリング速度（×８）に合わせて構成されているため、サンプリング速度を８倍（×８）より遅くする場合は、マッチドフィルタ２Ａに対して、所定の処置を施す必要がある。例えば、以下に示す（１），（２），（３）のいずれかを対応させるようにする。
（１）オーバサンプリング速度を遅くしても、マッチドフィルタ２Ａの動作速度は変えない。この場合、マッチドフィルタ２Ａの出力Ｈ（ｎ）として同じものが続けて出るようになる。
（２）オーバサンプリング速度の低下に合わせてマッチドフィルタ２Ａの動作速度スピードも低下させるが、８倍（×８）の場合に比して得られなくなったデータ分、空送りをする。例えば、オーバサンプリング速度を２倍（×２）に落とした場合、ＦＦＴ４１，４２へのデータは正規に得られるが、ＦＦＴ４３〜４８に対するデータがないことになるので、その分を空送りする。すなわち、実データを２個と空データ６個をセットで毎周期マッチドフィルタ２Ａに入力する。
（３）オーバサンプリング速度の低下に合わせてシフトレジスタ２１−１〜２１−Ｌの構成を変更するようにする。例えば、マルチプレクサ回路等を用いて、シフトレジスタ２１−１〜２１−ＬからＮ段より少ない遅延の信号を出力するようにすればよい。

等化器・ダイバシティ合成部５は、制御部７よりＦＦＴ４１〜４Ｎのどの出力が有効であるかの情報を得て、有効な出力のみを用いて受信信号Ｓ＾［ｋ］を合成、出力する。
上述のように、本発明によれば、比較的実現容易な構成にて、通信品質と消費電力の最通化が図られ、オーバサンプリングによるＯＦＤＭ信号受信装置を構成することが可能となる。

実施の形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置を示すブロック図である。 マッチドフィルタ及び絶対値回路を用いたＳＮ比測定部の構成例を示すブロック図である。 ＳＮ比測定部の強度信号に応じて復調動作を変更する方法を示すフローチャートである。 送信速度に対応して設定された比較基準値の一例を示す図である。 オーバサンプリング速度に対応して設定される比較基準値の一例を示す図である。 フラクショナルサンプリングによるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ Ａ／Ｄ変換部
２ ＳＮ比測定部
２Ａ マッチドフィルタ
２Ｂ 絶対値回路
３ デマルチプレクサ
４ 復調部
５ 等化器・ダイバシティ合成部
６ ヘッダデコーダ
７ 制御部
４１〜４Ｎ ＦＦＴ（高速フーリエ変換部）

Claims (9)

1. ディジタル変調信号がそれぞれ周波数の異なる副搬送波によって送信されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して連続時間信号として受信するためのＯＦＤＭ信号受信装置において、
   受信したＯＦＤＭ信号（Ｙ（ｔ））をＮ倍のオーバサンプリング速度でサンプリング処理して、ディジタル信号（｛Ｙ_n（ｋ）｝）に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記ディジタル信号の信号電力と無信号時のノイズ電力との比を演算してＳＮ比を推定するＳ／Ｎ測定手段と、
   前記ディジタル信号をＮ種類のディジタル変調シンボルに分配するデマルチプレクス手段と、
   前記デマルチプレクス手段によって分配された時間領域の前記Ｎ種類のディジタル変調シンボルをそれぞれ周波数領域のディジタル信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
   前記高速フーリエ変換手段のディジタル信号出力に基づいて、送信された前記ＯＦＤＭ信号を復調するダイバシティ合成手段と、
   前記Ｓ／Ｎ測定手段からＳＮ比推定値が入力されたとき、前記ＳＮ比推定値に基づいて前記高速フーリエ変換手段のそれぞれの変換動作を個別に停止制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 前記Ｓ／Ｎ測定手段は、前記ＯＦＤＭ信号の同期捕捉用のマッチドフィルタであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 前記デマルチプレクス手段の出力毎の前記ＳＮ比推定値に対して第１の比較基準値が設定されており、前記制御手段は、前記高速フーリエ変換手段のうち前記ＳＮ比推定値が前記第１の比較基準値より小さい前記デマルチプレクス手段の出力に対応するものを停止制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 前記制御手段では、前記無線回線を伝送される信号の送信速度に応じて前記第１の比較基準値を設定したことを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
5. 前記ＳＮ比推定値に対して第２の比較基準値が設定されており、前記制御手段は、前記ＳＮ比推定値のうちの最大値が前記第２の比較基準値より大きい場合に、前記高速フーリエ変換手段のうち前記ＳＮ比推定値が相対的に小さい下位Ｍ個（Ｍ＜Ｎ）に対応するものを停止制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
6. 前記制御手段は、前記デマルチプレクス手段の出力毎の前記ＳＮ比推定値の全て、または最大値が第３の比較基準値より大きい場合に、前記Ａ／Ｄ変換手段における前記オーバサンプリング速度を小さく設定しなおすことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
7. 前記制御手段は、前記ＳＮ比推定値の全て、または最大値が第４の比較基準値より小さい場合に、前記Ａ／Ｄ変換手段における前記オーバサンプリング速度を大きく設定しなおすことを特徴とする請求項１または６に記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
8. 前記制御手段は、前記無線回線を伝送される信号の送信速度及び前記デマルチプレクス手段の出力毎の前記ＳＮ比推定値に応じて前記オーバサンプリング速度を設定しなおすことを特徴とする請求項６または７に記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
9. ディジタル変調信号がそれぞれ周波数の異なる副搬送波によって送信されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して連続時間信号として受信するＯＦＤＭ信号受信方法において、
   Ａ／Ｄ変換手段が、受信されたＯＦＤＭ信号（Ｙ（ｔ））をＮ倍のオーバサンプリング速度でサンプリング処理して、ディジタル信号（｛Ｙ_n（ｋ）｝）に変換し、
   Ｓ／Ｎ測定手段が、前記ディジタル信号の信号電力と無信号時のノイズ電力との比を演算してＳＮ比を推定し、
   デマルチプレクス手段が、前記ディジタル信号をＮ種類のディジタル変調シンボルに分配し、
   高速フーリエ変換手段が、前記デマルチプレクス手段によって分配された時間領域の前記Ｎ種類のディジタル変調シンボルをそれぞれ周波数領域のディジタル信号に変換し、
   ダイバシティ合成手段が、前記高速フーリエ変換手段のディジタル信号出力に基づいて、送信された前記ＯＦＤＭ信号を復調し、
   制御手段が、前記Ｓ／Ｎ測定手段からＳＮ比推定値が入力されたとき、前記ＳＮ比推定値に基づいて前記高速フーリエ変換手段のそれぞれの変換動作を個別に停止制御する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。

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