JP2008131776A

JP2008131776A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2008131776A
Application number: JP2006315241A
Authority: JP
Inventors: Koichi Nakazono; 浩一中園
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2006-11-22
Filing date: 2006-11-22
Publication date: 2008-06-05
Also published as: US20080116872A1; CN101188381A

Abstract

【課題】入力電圧の変動のみならず、出力電圧の設定値の変動によっても、DC-DCコンバータ内に流れる電流の波形が変動する。そのため、入力電圧の変動と出力電圧の設定値の変動とのうち一方のみに応じて、過電流であると判定する閾値を変化させるだけでは、精度よく過電流の判定ができない。
【解決手段】入力電圧の変動と出力電圧の設定値の変動との両方に応じて、過電流であると判定する閾値を変化させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、DC-DCコンバータ、特に、過電流検出機能付きのDC-DCコンバータに関する。

過電流を検出して回路を保護する機能を有するDC-DCコンバータは、特許文献１に記載されている。また、入力電圧の変動に応じて、過電流保護の閾値を調整する技術が特許文献２および３に記載されている。さらに、出力電圧に応じて、過電流保護の閾値を調整する技術が特許文献４に記載されている。

特開２００３−２４４９４１号公報特開２００４−３４３９００号公報特開２００２−１４２４５６号公報特開２００５−２０８３３号公報

本発明者は、上記の従来のDC-DCコンバータには、以下の課題があることを見出した。

図１に一般的なDC-DCコンバータ１００の構成を示す。DC-DCコンバータ１００は、インダクタ１０１、トランジスタ１０２、ダイオード１０３、キャパシタ１０４、抵抗素子１０５から構成され、出力端子１０６に接続された回路２００に出力電圧を供給する。トランジスタ１０２は、ゲート電極に入力される周期的なパルス信号ＰＳに応じてオンオフされる。パルス信号ＰＳのＤｕｔｙ比を変えることで、DC-DCコンバータ１００の出力電圧を制御することができる。

DC-DCコンバータ１００のトランジスタ１０２に流れる電流Ｉ_mを測定すると、図２（ａ）のようになる。電流I_mの値が閾値Ｔｈを越えたときに電流が過剰に流れたとして、DC-DCコンバータ１００の動作を停止するなどして、回路を保護する。過剰な電流が流れる場合としては、例えば、出力端子１０６に接続された回路２００の故障により、出力端子１０６から過剰な電流が引き抜かれる場合が挙げられる。このとき、電流の波形は、図２（ａ）の点線で示すような挙動を示す。

図２（ａ）中のリップルI_ripの大きさは、次式で示される値となる。

ここで、Ｖ_inは入力電圧、Ｖ_OUTは出力電圧の設定値、Ｌはインダクタ１０１のインダクタンス、Ｔ_onはトランジスタｎｏがＯＮしている時間、ｆはパルス信号ＰＳの周波数を示している。

上式によると、入力電圧や出力電圧の設定値に変動が生じた場合に、図２（ａ）に実線で示した電流波形に変化が生じる。入力電圧が図２（ａ）の場合に比べて小さくなると、電流I_mの波形は、図２（ｂ）の点線で示すような波形になる。入力電圧が図２（ａ）の場合に比べて大きくなると、電流I_mの波形は図２（ｃ）の点線で示すような波形になる。出力電圧の設定値が、図２（ａ）の場合に比べて大きくなると、電流I_mの波形は図２（ｄ）の点線で示すような波形になる。電源電圧の設定値が、図２（ａ）の場合に比べて小さくなると、電流I_mの波形は図２（ｅ）の点線で示すような波形になる。

このように、入力電圧の変動や出力電圧の設定値の変動により、電流I_mの波形が変化するにもかかわらず、過電流と判断するための閾値を一定にしておくと、実際には過電流が発生していないにもかかわらず、過電流が発生したと判断してしまったり、過電流が発生しているにもかかわらず、過電流が発生していないと判断してしまったりする。

入力電圧が小さくなる場合とは、例えば、入力電圧源が電池であり、その電池が消耗した場合がある。一方、入力電圧が大きくなる場合は、例えば、入力電圧源が充電可能な電池であり、その電池が過充電になっている場合がある。

出力電圧の設定値は、出力端子１０６に接続された回路２００が必要とする電圧値に応じて、適宜設定されることにより変動する。

本発明のDC-DCコンバータは、入力電圧の変動と、出力電圧の設定値の変動との両方の変動に対応して、過電流であると判断する閾値を変化させることを特徴とする。

この特徴により、DC-DCコンバータのインダクタに流れる電流波形に変化が生じた場合でも、適切に過電流を検出することができる。

例えば、本発明のDC-DCコンバータは、入力電圧を出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、一端が前記入力電圧に接続したインダクタと、前記インダクタの他端に接続し、周期的なパルス信号の入力に基づいてスイッチング動作を行なうスイッチと、前記インダクタに流れる電流値をモニタ電圧値に変換し、当該モニタ電圧値と基準電圧値とを比較して、過電流の発生を検出するモニタ回路と、前記入力電圧の変動と逆向きに前記基準電圧値を変動させるキャンセルアウト回路と、前記出力電圧の設定値の変化と同じ向きに前記基準電圧値を変動させる調整回路と、を有することを特徴とする。

また、その他の本発明は、上記特徴に加えて、定電圧源と、一端を前記定電圧源に接続した抵抗素子と、をさらに有し、前記基準電圧値が前記抵抗素子の他端の電圧であること、及び、前記キャンセルアウト回路は、前記入力電圧が低下したときに、前記抵抗素子を流れる電流を減少させ、前記入力電圧が上昇したときに、前記抵抗素子を流れる電流を増加させる回路であり、前記調整回路は、出力電圧の設定値が第１電圧値であるときに第１電流値を前記抵抗素子に流し、出力電圧設定値が第１電圧値よりも大きい第２電圧値であるときに、第１電流値よりも小さい第２電流値を前記抵抗素子に流す回路であること、を特徴とする。

この特徴のように、キャンセルアウト回路と調整回路とが同じ抵抗素子に流れる電流を制御することにより、キャンセルアウト回路と調整回路とを完全に別体に設けるよりも簡易な構成で、入力電圧の変動と、出力電圧の設定値の変動との両方の変動に対応して、過電流であると判断する閾値を変化させることができる。

入力電圧と、出力電圧の設定値のいずれが変動した場合でも、過電流であると判断する閾値を適切に設定することができる。

本実施の形態に係るDC-DCコンバータを、図３を用いて説明する。

DC-DCコンバータ1は、入力端子T_in、出力端子T_out、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチTr1，Tr2，Tr3、インダクタ11、ダイオード12、キャパシタ13、抵抗素子14，15、パルス発生器16、バッファ17、コントローラ18を有する。

入力端子T_inには、電池CEなどの入力電圧源から、入力電圧V_inが印加される。電池CEには、例えば、リチウムイオン電池を用いることができる。

スイッチTr2，Tr3は、パルス発生器１６からの周期的なパルス信号PSによりオンオフされる。スイッチTr1は、後述の過電流検出回路19からの信号に応じてオンオフされる。

コントローラ18は、その内部に出力電圧設定レジスタ181を有し、このレジスタにより設定される出力電圧の値に応じて、パルス発生器16が発生するパルス信号PSのＤｕｔｙ比を制御する。DC-DCコンバータ１は、このＤｕｔｙ比に応じて、入力電圧V_inを出力電圧V_outに変換し、この出力電圧V_outを出力端子T_outから出力する。

抵抗素子14には、スイッチTr3がオンの期間、インダクタ11に流れる電流I_Lの大きさに応じたモニタ電流I_mが流れ、抵抗素子14の一端（ノードN1）には、モニタ電流I_mが抵抗素子14に流れることによるＩＲドロップにより生じる電圧（モニタ電圧値V_m）が現れる。本実地の形態では、モニタ電流I_mを、抵抗素子14に流れる電流としたが、この形態に限られない。例えば、ダイオード12に流れる電流であってもよいし、スイッチTr2を流れる電流であってもよい。モニタ電流I_mは、直接的であれ間接的であれ、インダクタ11に流れる電流を反映したものであれば良い。すなわち、モニタ電圧値V_mが、インダクタ11に流れる電流値を電圧値に変換したものであれば良い。

モニタ電圧値V_mは、増幅器20により増幅され、コンパレータ21に入力する。増幅器20を用いてモニタ電圧値V_mを増幅することは必須ではないが、増幅器20を用いることで、コンパレータ21による比較を精度よく行なうことができる。コンパレータ21は、増幅されたモニタ電圧値V_maと基準電圧値V_refとを比較し、比較の結果RSを過電流検出回路19に出力する。

過電流検出回路19は、比較の結果RSが、増幅されたモニタ電圧値V_maが基準電圧値V_refよりも大きいことを示している場合には、スイッチTr1をオフし、ＤＣ−ＤＣコンバータ1の動作を停止し、DC-DCコンバータ１が過電流により破壊されることを防止する。

次に、基準電圧値V_refの発生、および、入力電圧V_inの変動や出力電圧V_outの設定値の変動に応じて基準電圧値V_refをどのように調節するかについて説明する。

基準電圧値V_refは、一端が定電圧源VREGに接続した抵抗素子R1の他端（ノードN2）の電圧値である。すなわち、基準電圧値V_refは、V_ref＝V_reg−I1×r1となる。ここで、V_regは定電圧源VREGの電圧値、I1は抵抗素子R1を流れる電流値、r1は抵抗素子R1の抵抗値である。従って、基準電圧値V_refは、抵抗素子R1を流れる電流値Ｉ１を変えることにより調節することができる。

電流値I1は、キャンセルアウト回路40および調整回路60により調整することができる。

キャンセルアウト回路40は、トランジスタTr4とTr5の対からなるカレントミラー41、トランジスタTr6、オペアンプ42、抵抗素子Rd1（抵抗値ｒd1），Rd2（抵抗値rd2），R2（抵抗値ｒ２）、定電圧源VREG、入力電圧V_inが供給される入力電圧源ｎｏから構成される。カレントミラー41を構成する一方のトランジスタTr5は、抵抗素子R1に接続されており、このトランジスタTr5に流れる電流I2を制御することにより、電流値I1を制御することができる。

オペアンプ42の一方の入力IN1は、抵抗素子Rd1と抵抗素子Rd2との接続点（ノードN3）の電圧である。ノードN3の電圧は、Ｖ_reg×rd2／（rd1+rd2）である。オペアンプ42の他方の入力IN2は、抵抗素子R2によるＩＲドロップの分だけ、入力電圧V_inより小さい電圧となる。オペアンプ42の出力は、トランジスタTr6のゲート電極に接続されている。

キャンセルアウト回路40において、入力電圧V_inが小さくなると、カレントミラー回路41を流れる電流が小さくなり、トランジスタTr5に流れる電流I2が小さくなる。電流I2が小さくなると、抵抗素子R1を流れる電流I1が小さくなり、基準電圧値V_refが大きくなる。すなわち、入力電圧V_inが小さくなると、基準電圧値V_refが大きくなる。逆に、入力電圧V_inが大きくなると、抵抗素子R1を流れる電流I1が大きくなり、基準電圧値V_refが小さくなる。

以上のように、キャンセルアウト回路40は、入力電圧V_inの変動と逆向きに基準電圧値V_refを変動させる。

調整回路60は、トランジスタTr7とTr8とからなるカレントミラー61、可変抵抗素子R3（可変抵抗値r3）、オペアンプ62、トランジスタTr9、定電圧源VREGから構成される。カレントミラー61の一方のトランジスタTr8は、抵抗素子R1に接続されており、このトランジスタTr8を流れる電流I3を制御することにより、電流値I1を制御することができる。

オペアンプ62の一方の入力IN3は上述のノードN3の電圧である。オペアンプ62の他方の入力IN4は、可変抵抗素子R3によるＩＲドロップの分だけ、定電圧源VREGの電圧V_regより小さい電圧となる。オペアンプ62の出力は、トランジスタTr9のゲート電極に入力する。

可変抵抗素子R3の抵抗値r3は、コントローラ18により制御される。コントローラ18は、出力電圧設定レジスタ181に設定された出力電圧V_outの値に応じて、可変抵抗素子R3の抵抗値を制御する。

コントローラ18が、可変抵抗素子R3の抵抗値r3が減少するように制御を行なった場合、カレントミラー61に流れる電流が大きくなり、トランジスタTr8に流れる電流I3が大きくなる。電流I3が大きくなると、抵抗素子R1に流れる電流I1が大きくなり、基準電圧値V_refが小さくなる。逆に、コントローラ18が、可変抵抗素子R3の抵抗値r3を増加させると、基準電圧値V_refが大きくなる。以上のように、可変抵抗素子R3の抵抗値r3を制御することにより、基準電圧値V_refを制御することができる。

例えば、出力電圧設定レジスタ181により設定される出力電圧V_outの設定値が増加する場合は、コントローラ18は、可変抵抗素子R3の抵抗値r3を増加させる。その結果、調整回路60は抵抗素子R1に流れる電流I1を減少させ、基準電圧値V_refを増加させる。

逆に、出力電圧設定レジスタ181により設定される出力電圧V_outの設定値が減少する場合は、コントローラ18は、可変抵抗素子R3の抵抗値r3を減少させる。その結果、調整回路60は抵抗素子R1に流れる電流I1を増加させ、基準電圧値V_refを減少させる。

以上のように、調整回路60は、出力電圧V_outの設定値の変動と同じ向きに基準電圧値V_refを変動させる。

入力電圧V_in、出力電圧V_outの設定値に対する、基準電圧値V_refの挙動を式で表すと、次式のようになる。

上式の第２項がキャンセルアウト回路40による寄与であり、第３項が調整回路60による寄与である。尚、K=rd2/(rd1+rd2)である。

尚、定電圧源VREGの電圧V_regの製造ばらつきは、例えばヒューズのトリミングにより、製造後に小さくすることができる。また、抵抗素子R1，R2，R3，Rd1，Rd2の抵抗値の製造ばらつきは、互いにキャンセルしあう。従って、基準電圧値V_refに現れるばらつきは小さくなり、精度が高い基準電圧値V_refを生成することが可能である。

従来のDC-DCコンバータを説明するための図である。 DC-DCコンバータの電流波形を示す図である。本発明のDC-DCコンバータを説明するための図である。

符号の説明

１ DC-DCコンバータ
１１インダクタ
１２ダイオード
１３キャパシタ
１４，１５抵抗素子
１６パルス発生器
１７バッファ
１８コントローラ
１９過電流検出回路
２０増幅回路
４０キャンセルアウト回路
６０調整回路
Tr トランジスタ
R 抵抗素子
VREG 定電圧源
Vref 基準電圧値
CE 電池

Claims

入力電圧を出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一端が前記入力電圧に接続したインダクタと、
前記インダクタの他端に接続し、周期的なパルス信号の入力に基づいてスイッチング動作を行なうスイッチと、
前記インダクタに流れる電流値をモニタ電圧値に変換し、当該モニタ電圧値と基準電圧値とを比較して、過電流の発生を検出するモニタ回路と、
前記入力電圧の変動と逆向きに前記基準電圧値を変動させるキャンセルアウト回路と、
前記出力電圧の設定値の変化と同じ向きに前記基準電圧値を変動させる調整回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
定電圧源と、
一端を前記定電圧源に接続した抵抗素子と、
をさらに有し、
前記基準電圧値が前記抵抗素子の他端の電圧であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記キャンセルアウト回路は、前記入力電圧が低下したときに、前記抵抗素子を流れる電流を減少させ、前記入力電圧が上昇したときに、前記抵抗素子を流れる電流を増加させる回路であり、
前記調整回路は、出力電圧の設定値が第１電圧値であるときに第１電流値を前記抵抗素子に流し、出力電圧設定値が第１電圧値よりも大きい第２電圧値であるときに、第１電流値よりも小さい第２電流値を前記抵抗素子に流す回路であること、
を特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記キャンセルアウト回路が、
ソースとドレインのうち一方を前記抵抗素子の前記他端に電気的に接続した第1トランジスタと、
前記第1トランジスタと対になりカレントミラー回路を構成する第2トランジスタと、
を有し、
前記第2トランジスタのソースとドレイン間に流れる電流は、前記入力電圧が低下したときには減少し、前記入力電圧が上昇したときは増加すること、
を特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。