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JP2008124835A - 符号型送信装置及び符号型受信装置 - Google Patents

符号型送信装置及び符号型受信装置 Download PDF

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JP2008124835A JP2006307061A JP2006307061A JP2008124835A JP 2008124835 A JP2008124835 A JP 2008124835A JP 2006307061 A JP2006307061 A JP 2006307061A JP 2006307061 A JP2006307061 A JP 2006307061A JP 2008124835 A JP2008124835 A JP 2008124835A
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Abstract

【課題】 簡単な構成で雑音環境での高速伝送を可能とした符号系列のシフト時間で表される状態情報を利用した通信システムを提供すること。
【解決手段】 入力データを符号パルス列のシフト時間に変換して送信する符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００は、送信信号を受信して検出信号を出力する検出手段２１０と、同期を捕捉又は保持するための同期手段２２０と、検出信号からデータがシフト時間に変換された符号パルス列を分離する可局在可信号検出手段２４０と、符号パルス列の相関関数の停留値を利用して分離された符号パルス列に重畳した雑音を除去してその符号パルス列の検出を行う停留化検出手段２５０と、検出された符号パルス列のシフト時間からデータを算出するデータ算出手段２６０とを少なくとも具備する。
【選択図】 図１３

Description

本発明は、符号系列を表すパルス列を信号とする符号型送信装置及び符号型受信装置に関する。
従来の符号系列を用いた信号処理技術では、良好な通信品質を達成するために相関関数の算出あるいは整合フィルタ（マッチトフィルタ）によるパルス圧縮により符号パルス列から局在化パルスを生成し、それらのパルスを検出することによりS／N比の改善を行うという方法が用いられてきた。S／N比は、相関関数を算出して局在化パルスを検出する方法では積分時間に比例するものであり、また、整合フィルタを用いて局在化パルスを検出する方法では信号電力と雑音密度との比として表わされ、何れの方法においてもその改善行うためには大きな符号長を持つ符号系列が用いられてきた。
また、送信側でデータパルスを符号パルス列で拡散して伝送し、受信側でその受信信号に送信側で用いられたと同じ符号系列の符号パルス列を乗積し、逆拡散によりデータパルスを分離して検出するDS―SSスペクトル拡散方式が用いられている。この方式は、狭帯域雑音に対してはS／N比の改善率はデータパルス幅／符号パルス列のチップ幅で表され、他方、広帯域雑音ではDS−SS方式は有効に機能しないものである。
また、逆拡散と相関関数とを連続して行いS／N比の改善を行う符号方送信装置及び符号型受信装置が用いられている（特許文献１参照）。この伝送方式では、送信側で、データがシフト時間に写像された符号系列を表わすデータ化符号パルス列を順序を表わす高速の符号パルス列で拡散して基本パルス列を生成し、多重化を行って多重化基本パルス列を生成し、この多重化基本パルス列信号に基づいて生成された信号を送信信号として送出し、他方受信側では、受信信号から得られた基本パルス列に逆拡散と相関関数または整合フィルタによる局在化とを行ってS／N比を改善して局在化パルスを検出し、そのシフト時間の値を用いてデータが算出される。
そのS／N比の改善率は、順序パルス列のチップ速度対データ化符号パルス列のチップ速度の比である拡散率とデータ化符号パルス列の符号長との積に比例するという特長を有し、逆拡散或いは相関関数を単独で使用する方法に比べて大きく設定することができる。
また、この方式では、２値化された多重化信号の持つパルス当たりの情報量を多値QAM等の線形変調方式の信号が持つ送信パルス当たりの情報量以上になるよう設定することにより、良好な伝送速度が確保されるとともに内部干渉雑音以外の雑音に対するS／N比の改善率を著しく大きく設定することが可能である。また、相関関数あるいは整合フィルタによる局在化パルス検出方式と同様に、データの伝送誤りを低減させるために誤り訂正符号の併用が可能であり、キャンセラを具備することも可能である。
また、この方式は、大量の情報を搬送することが可能である。即ち、この方式による多重化された信号のデータの搬送速度は多重度に比例するため、既存の技術で達成可能な単位時間、単位周波数当たりの情報の搬送量はそれまでの伝送速度が振幅の対数に比例する線形変調型伝送方式に比べて大きく、Tcを順序パルス列のチップ幅とし、多重度が２１４では約７００／Tc（bit／sec）である。Tcが１μsecならば、この値は７００Mbit／secと算出される。さらに、理論的速度はこれより遥かに大きな値となる。
高速性は２値変換パルス列及び２次符号パルス列を用いた送信に対しても成立する。例えば、多重度が２２０の場合、ＤＭＴ方式に比べて既存技術でそれぞれ最大１１０倍強及び約１５倍が可能であり、また、多重度が増大した場合の上限はそれぞれ処理装置の演算精度（丸め誤差）によって制限されると推認される。
この方式はRFICタグ等にも用いられている。また、記憶装置にも用いられており、例えば、多重度が２２０の２値変換パルス列が記憶された場合、１メモリーセル当たりの平均記憶容量は約２、２００bit／cellである。
符号パルス列は自己相関関数が符号長に比例したS／N比の改善率を持つ特長を利用して、超音波や電磁波などを用いた距離及び移動体速度の測定装置、画像測定装置などのデータ通信以外の装置にもに用いられてきた。宇宙空間等での距離測定では、数百万デジットあるいはそれ以上の長符号系列を用いて７０ｄB或いはそれ以上のS／N比の改善が行なわれてきた。
以上説明した従来技術については以下の特許文献１及び非特許文献１〜１３を参照されたい。
符号型送信装置及び符合型受信装置、朝比奈正、特願2006-45772 スペクトル拡散通信とその応用、丸林元他、電子情報通信学会 ディジタル無線通信の変復調、斉藤洋一著、電子情報通信学会出版 Ultra-Wideband無線通信用送受信回路に関する研究、寺田崇秀他、２００４／４／８第１回シリコンアナログRF研究会 次世代無線通信技術UWBその実力を検証する、Nicholas Cravott、EDN Japan 2003.1 スペクトラム拡散通信、山内雪路、東京電機大学出版局 ディジタル放送の技術とサービス、山田 宰編著、コロナ社出版、１４６〜１６１ページ〕 ディジタルワイヤレス伝送技術、三瓶政一著、ピアソン・エデュケーション出版。
IEEE802.11、IEEE規格 IEEE802.11a、IEEE規格 IEEE802.11b、IEEE規格 IEEE802.15 TG3a、IEEE規格 ユビキタス技術 ＩＣタグ、宇佐美光雄、他、オーム社
従来の符号系列を用いたデータ伝送では、強雑音環境で符号パルス列信号の信号周波数帯域内に残留した雑音を除去して所要の精度を確保しつつ充分な速度を達成することは困難であり、また、伝送距離が制限されるという問題点があった。このため、符号系列を用いた携帯電話やデータ通信、GPS（Global Positioning System）、RFICタグ等は符号パルス列の局在化パルスが検出可能であるS／N比が良好な環境での使用に限定されるとともに伝送距離が制限され、比較的低速な伝送に限定されるという問題点があった。
また、特許文献１に記載のデータを符号パルス列のシフト時間に変換してデータ化符号パルス列を生成し、このパルス列を高速符号パルス列からなる順序パルス列で順序化して基本パルス列を生成して多重化し、多重化基本パルス列に基づく信号を送信信号として送信し、受信側で送信信号から得られた多重化基本パルス列に逆拡散と局在化を行ってデータ化符号パルス列を検出し、そのシフト時間からデータを算出する伝送方式では、狭帯域雑音に対するS／N比の改善率は拡散率と符号長との積に比例するものであり、他方、広帯域雑音に対しては符号長に比例するものである。このため、通信路や装置内に雑音が存在する環境では、誤り訂正符号化／復号化の効果を含めても雑音の影響を充分には除去できず、伝送速度が制限されるという問題点があった。
また、多重度の増加に伴いパルス列を検出するための演算量が増して複雑化し、高速処理が困難であるという問題点があり、簡単な構成で高速にパルス列信号の検出を行うことができる効率の良い方法並びに装置の提供が望まれてきた。
また、帯域内残留雑音は符号パルス列を用いた超音波画像診断装置等の画像測定装置やレーダー等の画質の劣化の主要因であり、簡単な構成で高速処理ができる雑音除去技術が望まれて来た。
また、宇宙空間での距離測定等では大きな符号長の符号系列を用いるため、長い測定時間を必要とする等の問題点があった。
本発明は、これらの問題点を解決するために提案されたものであり、符号パルス列の検出に相関関数の停留点を利用した符号型送信装置及び符号型受信装置を提供することを目的としている。
本発明は、送信側でデータを符号パルス列のシフト時間に変換して送信し、受信側で、符号パルス列をサンプリング点間の補間信号を用いて停留化検出により検出してそのシフト時間からデータを算出することとしている。
停留化検出を用いることにより簡単な構成で内部干渉雑音、熱雑音等を含む周波数帯域内外の雑音が短時間に除去されて高いS／N比で符号パルス列信号が検出され、高品質の高速伝送が可能となる。
停留化検出は、シフト時間の一定な符号パルス列信号の検出にも用いられ、同期を保持することにより判定を行うことなく高いS／N比でその振幅情報を取得することができる。また、検出された符号パルス列信号には相関関数処理などの高次の処理を行うことが出来る。
本発明にいう補間信号とは、符号系列を表す信号の値とこれに重畳した雑音の値とからなるサンプリング点の値で定まる関数を用いてサンプリング点間の値が補間された加法的な信号である。また、局部信号とは、符号パルス列信号との相関関数を算出するための信号であって、その符号パルス列と同じ符号系列に基づいて構成されてなる信号をいう。局部パルス列とは、パルス列からなる局部信号をいう。
また、符号パルス列信号とは、符号系列を表すパルス列又は符号系列に基づいて生成された信号をいう。
データ伝送では、送信側は受信側で同期を捕捉又は保持するための信号を生成するとともに、この信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成し、この順序パルス列を用いて順序に従いデータに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成し、順序化して基本パルス列を生成し、多重化して多重化基本パルス列生成し、この多重化基本パルス列信号を用いた送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する。
送信信号生成用パルス列は誤り訂正符号化されたデータ及び／又は誤り訂正符号化されたパルス列を用いて構成されてよい。さらに、送信信号生成用パルス列はフレームを持ちパケット伝送を行うように構成されてもよい。
この送信信号生成用パルス列に基づいた信号には、少なくとも多重化基本パルス列、多重化基本パルス列に基づいて生成されたインパルス列、多重化基本パルス列のチップが２進数に変換されて生成されたビットストリームのパルス列である２値変換パルス列、２次符号化パルス列、これらのビットストリームのパルス列に基づいて生成されたインパルス列、これらの信号で変調された被変調信号、これらのパルス列を用いたＯＦＤＭ被変調信号、及びこれらのパルス列でホッピングする周波数が変調されたホッピング信号が含まれ、送信装置及び受信装置はそれらの何れかが用いられるように構成される。
本発明にいう2次符号化パルス列とは、多重化基本パルス列のチップ振幅がビット変換されたパルスとこのパルス幅を周期に持つ符号パルス列とが乗積されてなる符号パルス列である。
受信側は送信側と対向使用され、補間信号を用いて停留点検出を行ってデータ化符号パルス列信号を検出し、そのシフト時間の値を用いてデータを算出する。送信信号が誤り訂正符号化されたデータ、基本パルス列又は多重化基本パルス列を用いて生成された信号であれば、受信側は誤り訂正復号を行い、源データを算出する。
本発明は停留化検出方式を用いることにより信号帯域内及び帯域外雑音を除去して高いS／N比でデータ化符号パルス列の検出を可能とする。
データ化符号パルス列を含む信号とは、データ化符号パルス列、データ化符号パルス列で変調された被変調信号を含む信号であるが、これらに限らない。
サンプリング点の値は、サンプリングされた検出信号を処理しデータ化符号パルス列を分離して得られるか、または、検出信号を処理してデータ化符号パルス列を分離しサンプリングして得られる。
本発明にいう局在化信号とは、補間信号と局部信号とから算出された微分可能な相関関数を表す信号である。
また、本発明にいう停留化算出とは、局在化信号に含まれた符号系列を表す信号に基づく成分の停留点を利用して候補雑音値を算出することをいう。候補雑音値は、（１６）式が成立していると仮定して算出された雑音に対応する値である。
また、停留化検出とは、補間信号の値叉はサンプリング点の値から停留化算出された候補雑音値が除去された値である候補信号値を算出して符号系列を特徴付けるパラメータの判定を行うことにより符号パルス列を決定することをいう。判定に用いられるパラメータには振幅値または振幅値の比、極性およびそれらの配列が含まれるがこれらに限定されるものではなく、符号パルス列を特長付けることができるものであればよい。例えば、候補信号値と局部パルス列との相関関数を算出するかまたは整合フィルタでパルス圧縮を行い、ピークの数、振幅、極性及びそれらの配列を判定してもよい。
停留化検出により符号系列を表す信号の振幅情報及び位相情報が取得される。但し、同期が保持されたシフト時間の一定な符号系列を表す信号では、判定を行うことなく振幅値を算定することができるため、判定ステップは含まれなくてもよい。停留化検出については図２３Aの説明を参照されたい。
本発明では停留化検出を行って符号系列を表す信号を検出する方式を停留化検出方式という。
停留化検出方式は符号パルス列信号の補間信号に対して適用される。この符号パルス列信号には、単一の符号パルス列信号、パルスとそのパルス幅を周期に持つ符号パルス列とが乗積されてなるパルス列である符号化パルス列、２次符号化パルス列信号、２次符号化パルス列の検出により得られた２値変換パルスから再生された多重化基本パルス列より分離された符号パルス列信号、基本パルス列を含む拡散符号パルス列により拡散された符号パルス列が逆拡散されて検出された符号パルス列信号、誤り訂正符号化されたパルス列を復号して得られた符号パルス列信号、単一叉は多重化基本パルス列に基づいて生成されたインパルス列から再生され分離された符号パルス列信号、２次符号化パルス列に基づいて生成されたインパルス列から再生された符号パルス列信号、符号パルス列に基づく信号で変調された被変調信号から復調され検出された符号パルス列信号、符号パルス列に基づくインパルス列により変調された被変調信号から再生された符号パルス列信号、ホッピング信号から検出された符号パルス列信号、記憶媒体あるいは記憶装置から読み出されて検出された符号パルス列信号等が含まれるが、これらに限るものではなく、順次符号パルス列の周期をチップ幅とする符号パルス列が乗積された高次乗積符号パルス列が各符号パルス列に関して逐次局在化されて得られた符号パルス列等の停留化検出が可能な合成符号パルス列も含まれる。
本発明のサンプリング点の値は符号パルス列信号の振幅値とこれに重畳した雑音の値とからなり、サンプリング点間の振幅値は補間関数を用いて補間される。補間関数は、サンプリング点の値の集合がグループ化されてなるグループの連続した２つ以上のメンバー間の値を補間する関数であって、直交関数を用いて展開された級数、定数を含む必要数の単項関数で構成された多項関数が含まれるが、これらに限るものではない。
この補間関数を表わす補間信号は、信号成分とこれに重畳した雑音とから構成され、補間区間で信号に重畳した雑音の加法性が維持される。雑音は信号に重畳した信号以外の成分であって内部雑音及び外部雑音が含まれ、それぞれ信号周波数帯域内成分及び帯域外成分を有することができる。内部雑音は多重化基本パルス列信号における他の順位による内部干渉雑音、装置内で発生した熱雑音等であり、外部雑音は他の装置からの干渉雑音、通信路で発生した熱雑音や乱反射による雑音等を含むが、これらに限るものではない。
本発明の局在化は相関関数による局在化と整合フィルタによる局在化に分類される。
相関関数による局在化とは、符号系列に基づく信号の補間関数と局部信号との相関関数を算出して、相関関数のズレを表すパラメータの軸（τ軸）上にその符号系列によって特長付けられた信号を生成することである。また、補間信号が相関関数により局在化されてなる局在化信号は、符号系列を表す信号と局部信号との相関関数を表す信号成分、およびこれに重畳した局部信号と雑音との相関関数を表す雑音成分とで構成される。また、高次乗積符号パルス列信号では、変数として少なくとも時間及び符号パルス列のシフト時間が含まれる。何れの信号を用いた場合であっても局在化には符号パルス列の周期の整数倍の時間の積分が用いられる。
他方、整合フィルタによる局在化とは、符号パルス列を同じ符号系列を用いて構成された整合フィルタに入力して変数軸上にその符号系列によって特長付けられたパルスを生成することである。この変数としては時間及び符号パルス列のシフト時間が含まれるがこれらに限るものではない。整合フィルタによる局在化には周期の長さの符号パルス列が用いられる。
本発明の符号系列には、各周期に単数または複数の局在化パルスを生成する事が出きる符号系列が使用され、特にM系列符号（最大長系列）を用いることが好適であるが、これに限るものではなく、相関関数により局在化により判別可能な停留点を持つものであればよい。
局在化信号の停留点における符号パルス列信号の値の算出は、フローに従い相関関数を算出し、微分して雑音値を算出し停留点の値からこの雑音値を除去することにより行われ、また、この値を用いてサンプリング点のパルス列信号の値が算出される。
フローに従って停留点の値叉はサンプリング点の値を検出することに代えて、微分された相関関数を表わす式から誘導された算出式に従ってサンプリング点の値を用いて符号系列を表す信号の値を算出することが処理を簡単にし好適であるが、算出方法ならびに表現方法はこれらに限定されるものではない。また、符号系列を表す信号の相関関数も同様にしてサンプリング点の値で表された算出式を用いて算出されることが好適である。
本発明の送信信号は、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたインパルス列、その被変調信号、送信信号生成用パルス列からなるパルス列、その被変調信号、送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号を持つ被変調信号、送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号により変調された2次被変調信号、副搬送波が送信信号生成用パルス列で変調された直交周波数分割多重信号、又は送信信号生成用パルス列で変調された1次被変調信号によりホッピングする搬送波周波数が変調されたホッピング被変調信号の何れかであるが、これらに限るものではない。
本発明に使用される1次変調には、多重化基本パルス列及びそのインパルス等の振幅情報の伝送に対しては、何れかの線形変調方式やＦＭ変調方式など振幅情報を伝送する方式が用いられる。線形変調方式には例えば、ＡＰＳＫ、ＡＭなどであるが、これらに限るものではない。他方、多重化基本パルス列のチップが２進数にビット変換された２値変換パルス列を用いたビットストリームの変調には、ＢＰＳＫを含むＰＳＫ、ＦＳＫ、ＡＳＫ，ＡＭ、ＦＭ等の２値のパルス列を伝送するための何れかの変調方式が用いられる。
本発明にいう同期信号は同期情報を搬送する信号である。受信側でデータ信号から同期が捕捉又は保持される場合にはデータ信号が同期信号と見なされる。
他方、データ信号は、データ情報を搬送する信号であって少なくともデータを搬送するインパルス列、パルス列、及びこれらの何れかで変調された被変調信号を含んでいる。インパルスは平均値がゼロの孤立波であって、複数のピークを持つ短時間幅の孤立波あるいは短時間幅の単一矩形パルスで変調された平均値がゼロの孤立した被変調波を表わすが、これらに限るものではない。
本発明にいう順序パルス列は、符号系列の種類が順序に対応付けられた符号パルス列であるか、あるいは、昇順又は降順に変化するシフト時間を有するか又は定められた順序で変化するシフト時間を有しそのシフト時間が順序に対応付けられた符号パルス列である。
順序パルス列がデータ化符号パルス列と異なる符号系列で構成された場合、データ化符号パルス列の符号長がＮ、データ化符号パルス列のチップ幅対順序パルス列のチップ幅の比がＫである多重化基本パルス列１組の順序付けは、符号長がＫＮである符号系列を用いて行ない、多重度の増加分がＫＮを越すごとに新たに１種類を割り当てて行なう。即ち、符号系列の種類の必要数は、多重度がｍであるときガウスの記号を用いて、１＋〔ｍ／（ＫＮ）〕となる。
他方、順序パルス列は時間軸上に配置された符号長がＮ、チップ幅比がＫであるｐ組の多重化基本パルス列に順序付けを行なうには、それぞれの多重化基本パルス列に符号長がＫＮである異なる符号パルス列を必要数割り当てて行なうか、又は、同じ符号系列の組を繰返して割り当ててもよい。或いは、ｐＫＮの符号長を持つ符号パルス列を１＋〔ｍ／（ｐＫＮ）〕割り当てて行なってもよい。
また、本発明の基本パルス列は、順序パルス列がデータ化されたデータ化順序基本パルス列又はデータ化符号パルス列に順序パルス列が乗積されたパルス列を含む乗積基本パルス列であり、さらに、これらの基本パルス列は、正又は負の極性を持ち順序に従って定まる調節パルスを含んでよい。基本パルス列を用いることにより、順序パルス列で示された順序に従うデータ化符号パルス列によってデータ伝送が行われ、符号系列の種類の増加が抑制される。又、単一の基本パルス列や干渉の軽微な構成の多重化信号であれば、調節パルスの振幅値とデータ化符号パルス列のシフト時間とによってデータ量を表すように設定してよい。調節パルスを用いることにより、局在化パルスは調節パルスにより定まる極性を持つ。
特に、多重化乗積基本パルス列が用いられた場合、受信側では受信された送信信号の検出信号から送信信号生成用パルス列を検出して順序パルス列を乗積し、ろ波を行い、次いで、ろ波されたデータ化符号パルス列を含む信号に停留化検出を行ってそのシフト時間を取得出し、このシフト時間を用いてデータを算出する。検出された送信信号生成用パルス列に順序パルス列を乗積することにより、データ化符号パルス列が分離されるとともに内部干渉雑音を含む雑音が拡散されて、データ化符号パルス列のチップ幅対順序パルス列のチップ幅の割合で信号エネルギー対雑音エネルギー比が改善され、さらに、停留化検出により帯域内の干渉雑音を含む狭帯域雑音及び熱雑音等の広帯域雑音が除去されてS／N比の良好な符号系列を表す信号の検出がなされ、そのシフト時間を用いて精度の高いデータ伝送が可能となる。
本発明にいうチップは符号パルス列を構成する基本幅のパルスであって、符号長がＮである符号パルス列はＮ個のチップから構成される。また、乗積基本パルス列のチップ数は乗積された順序パルス列のチップ数である。また、多重化基本パルス列はその基本パルス列と等しい数のチップを持ち、それぞれのチップは基本パルス列が多重化されて定まる振幅値を持つ。また、チップの遷移時間はチップの開始時間及び終了時間である。
また、チップの幅はチップ幅であって、チップ幅の逆数はチップ速度である。また、周波数ホッピングにおけるチップは、ホッピングの時間間隔である。
本発明のデータは源データ又は誤り訂正符号化された源データである。誤り訂正符号化された源データは誤り訂正後にＮ進ｍ桁に変換されるか、又は、Ｎ進ｍ桁に変換された後に誤り訂正される。誤り訂正された源データは、停留化検出されたデータ化符号パルス列のシフト時間から復号される。基本パルス列はチップに関して誤り訂正符号化されたパルス列であってもよく、同様に、多重化基本パルス列はチップに関して誤り訂正符号化されてもよい。誤り訂正符号化された基本パルス列及び誤り訂正符号化された多重化基本パルス列は、受信側で復号された後、データ化符号パルス列が分離されることが好ましい。
同期信号は、同期用のタイミングインパルス列、タイミングパルス列、又は符号系列を表すパルス列である符号パルス列等の同期情報を搬送する信号である。他方、データ信号を構成するパルス列から同期を捕捉又は保持する場合には、同期信号としてデータ信号が用いられる。
データ情報送信用の送信信号であるデータ信号は、基本パルス列、多重化基本パルス列、多重化基本パルス列のチップがビットに変換されて得られたビットストリームまたはビット変換され符号化されて得られたビットストリームのパルス列からなる送信信号生成用パルス列、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたインパルス列、これら何れかの信号で変調された被変調信号又は多重化された被変調信号であるがこれらに限るものではない。
本発明の順序は順序パルス列によって示される。基本パルス列は、順序に対応するとともにデータ化符号パルス列を含むパルス列であって、データ化符号パルス列が順序パルス列からなるデータ化順序パルス列であれば、データ化順序パルス列又はこれに調節パルスが乗積されたパルス列であるデータ化順序基本パルス列であり、他方、順序パルス列とデータ化符号パルス列とが異なるパルス列であれば、データ化符号パルス列とこれに乗積された順序パルス列であるか又はこの積にさらに調節パルスが乗積されたパルス列である乗積基本パルス列である。
データ化符号パルス列のシフト時間を検出する際に内部干渉を低減させるためには、相互相関値の絶対値が小さな符号パルス列が乗積されて構成されることが好ましく、また、非同期の多元接続環境下で使用される装置では、相互相関値に加えて部分相関値或いは部分相互相関値の小さな符号パルス列が用いられることが好適であるが、これに限定されるものではない。
基本パルス列による１次搬送波の変調は、１次搬送波をデータ化符号パルス列又はデータ化符号パルス列と調節パルスが乗積されたパルス列で変調し、次いでこの信号に順序パルス列を乗積するか、又は１次搬送波を基本パルス列で変調して行うが、これに限るものではない。搬送波を基本パルス列で変調する場合も同様である。即ち、信号に含まれた少なくともデータ化符号パルス列と順序パルス列とが乗積されてなるパルス列は、乗積の順序にかかわらず基本パルス列を形成する。なお、送信信号は、同期信号を送信する信号であってよい。
本発明の雑音には干渉雑音、熱雑音等の広帯域雑音及び検出信号に区分的に影響を与える外乱であるブロック雑音が含まれるがこれらに限るものではない。干渉雑音は内部干渉雑音と外部干渉雑音とに分類される。内部干渉雑音は多重化基本パルス列からデータ化符号パルス列を分離して検出する時及び局在化パルスを検出する時に他の基本パルス列から生じる雑音である。他方、外部干渉雑音には多元接続環境下で同時使用される対向使用の符号型送信装置以外の装置によって生じる干渉雑音が含まれる。
本発明は、以下に記載されるような効果を奏する。
局在化信号の停留点を利用することにより、符号パルス列信号に重畳した内部干渉雑音、熱雑音、外部干渉雑音等による信号周波数帯域内雑音並びに帯域外雑音を除去して高いS／N比でパルス列信号を検出することが可能となる。
簡単な構成により大きな多重度の多重化基本パルス列信号からデータが変換された符号パルス列のシフト時間を短時間に検出することができ、コストの削減が可能となるとともに大容量高速データ伝送、大容量記憶データの高速再生等が容易となる、
停留化検出を行うことにより、簡単な構成を用いて、高いS／N比で多重化基本パルス列の２次符号化パルス列を検出しその変調信号である２値変換パルスを取得して多重化基本パルス列を再生できるため、高い信頼度で（ｍlog2Ｎ）／（ＴcＫＮlog2m）（ビット／秒）で表される伝送速度を達成することが容易となる。即ち、２次符号化パルス列を用いた送信信号を送信し検出されたその信号を停留化検出することにより、エネルギーを多値レベルに分散させる多値QAM方式等に比べて、送信エネルギーが２値レベルに分配されるため信号電力が大きくS／N比が増大することに加えて、停留化検出により雑音のある環境でのパルスが高いS／N比で検出可能となる。この結果、簡単な構成でビットエラーレート（Bit Error Rate：BER）等の誤り率が低減できるとともに大きな伝送容量を維持して送信装置の送信電力の削減、送受信装置の省電力処理および／または通信距離の伸張が可能となる、
また、距離測定において、停留化検出により比較的デジット数の少ない符号系列を良好なS／N比で検出できるため、高い精度の距離測定が可能となる、
また、停留化検出により、微弱な測定信号、微弱なリモートセンシング信号、OCT（Optical Coherence Tomography）信号、MRI信号、CT信号等の生体画像信号、生検信号等の符号系列を用いた信号を、簡単な構成により高いS／N比で検出することが可能となり、装置のコスト削減とともに高精度化、高品質化に資することができる。
簡単な構成で高速処理及びS／N比の向上により微弱信号の検出が容易となり、電磁波や短波長光等の共同使用による電波資源、光資源などの通信資源の有効利用並びに新規利用、高周波の超音波、磁界、制御可能な放射線などの利用拡大に資し得る、
通信装置、記憶装置、RFIDタグ及びリーダ／ライタ、記憶媒体再生装置等における符号系列を表す信号の振幅情報及び位相情報、画像計測・処理装置、レーダ、距離測定装置等の信号検出を簡単な構成で行えるため装置のコストパフォーマンスの向上、省電力化が可能となり、用途の多様化と拡大に資し得る、
画像計測・処理装置、レーダ、距離測定装置等の信号検出時の良好なS／N比が簡単な構成で達成可能となり、画質、精度、小型化及びコストパフォーマンスの向上に資し得る、
また、S／N比が改善される結果、診断装置等の放射線被爆量を低減することが可能となる、
さらに、停留化検出により簡単な構成で大きな多重度の多重化基本パルス列を用いた伝送が可能となり、多元接続環境での使用可能な装置数を容易に増大することができる、
また、雑音の影響が低減され、符号パルス列信号の検出時のＳ／Ｎ比の余裕度が増大するため、伝送距離が拡大される。
狭帯域雑音に対するＳ／Ｎ比の改善率GNはGN＝（逆拡散によるＳ／Ｎ比の改善率Ｋ）×（グループ化によるＳ／Ｎ比の改善率GR）ｘ（停留化検出によるS／N比の改善率SD）となり、狭帯域雑音に対しては逆拡散とグループ化と停留化検出との相乗効果が得られ、広帯域雑音に対するS／N比GWは、GW＝GRｘSDであって、グループ化と停留化検出との相乗効果が得られる。
例えば、Ｋ＝９、GＲ＝９及びSD＝１０＾６の場合、GNは約７９ｄB、GWは約６９ｄBである。雑音を除去できるため高いＳ／Ｎ比が簡単な構成で達成される結果、従来のＡＤＳＬ、多値ＱＡＭを用いた伝送装置、符号パルス列信号を用いた装置等に比べて、光、電波、超音波等による無線通信の通信距離或いは通信範囲の拡大が容易となり、簡単な構成で装置ならびに通信コストの削減が可能となる。
なお、当業者には周知の如く、サンプリングして取得された符号系列を表す信号では、雑音の再現性への影響を評価することが好ましい。分離されたデータ化符号パルス列信号を局在化し、この局在化信号から算出された局在化パルスの分散を用いて、（局在化パルスのピークエネルギー値）対（局在化信号の分散の二乗値）を評価する方法は、局在化パルスの好適な評価方法の一例である。
多重化基本パルス列はデータ化符号パルス列に少なくとも順序パルス列を乗積した基本パルス列を多重化したパルス列である。
また、簡単な構成で記憶媒体に記憶された大きな多重度の２値変換パルス列のパルスを再生することが可能であり、（ｍlog2Ｎ）／（ＫＮlog2m）（ビット／セル）で表わされた記憶セル当たりの記憶情報量を表す記憶率（ビット／セル）が容易に達成されて大容量化される。例えば、単位セル当たりの記憶情報量は、ｍ＝２1４、Ｋ＝９、Ｎ＝７では約５０（ビット／セル）となり、本発明によりその再生は簡単な構成で容易に行い得る。
本発明は、送信側は符号パルス列のシフト時間を順序に従いデータに応じて設定してデータ化された符号パルス列であるデータ化符号パルス列を生成し、このデータ化符号パルス列を含むパルス列である送信信号生成用パルス列に基づいて送信信号を生成して送信し、受信側は送信信号の検出信号から停留化検出を行ってデータ化符号パルス列を検出し、そのシフト時間を用いてデータを算出する。なお、説明を容易にするために、以下においては基本パルス列に乗積された調節パルスは＋１に設定するものとする。
送信信号はインパルス、パルス、或いはインパルス又はパルスの被変調信号からなり、多重化基本パルス列または2進数に変換された多重化基本パルス列を表わす２値変換パルス列に基づいて生成された信号及び2次符号化パルス列を含んでよく、また、被変調信号は１次被変調又は１次被変調と２次被変調を含む信号であってよい。1次被変調はデータ化符号パルス列又は基本パルス列による1次搬送波の被変調信号であるが、これに限るものではない。当業者には周知のように、チップである矩形パルスに帯域制限がなされる場合には、パルスの中心となるサンプリング点ではパルスの振幅を表わし、少なくともそれ以外のサンプリング点では振幅が０であるＩＳＩ（Inter Signal Interference：符号間干渉）フリーとなるようにフィルタが構成されることが好ましい。そして、被変調信号はＩＳＩフリーであるように帯域制限された信号により搬送波を変調することにより生成することが好適である。また、このようなフィルタを送信側と受信側にそれぞれ具備されたルートロールオフフィルタで構成してもよいが、これに限るものではない（これについては、例えば非特許文献６の１３１〜１３７ページを参照されたい）。
なお、基本パルス列による1次被変調信号は、1次搬送波を基本パルス列で変調して生成するか、あるいはデータ化符号パルス列で変調しこの被変調信号を順序パルス列で変調して生成してよい。被変調信号を用いることによりデータ伝送方式の多様性が増し、用途が拡大するため好ましい。
被変調信号である同期信号及びデータ信号の伝送では、受信側は１次変調用搬送波及び／又は２次変調用搬送波等の被変調信号を直接又は中間周波数に周波数変換して、同期捕捉、同期保持又は／及びデータを算出するための信号を検出する。
これらの変調方式には振幅変調、直交変調などの何れかの線形変調方式を用いてよいが、これに限るものではない。これらの変調はチップによるパルス変調又はチップに基づいた信号による変調であるため、符号パルス列の検出にはチップ毎に判定を行うことに代えて周期のチップ数を用いて停留化検出することとし、そのパルス列の振幅値、極性及びそれらの配列を判定する。
または、パルス列の振幅値、極性及びそれらの配列を判定することに代えて、候補信号の相関関数の局在化パルス列の個数、振幅、極性及びそれらの配列を判定してよい。
データの算出は、検出信号から検出された順位毎のデータ化符号パルス列を停留化検出して、この符号パルス列のシフト時間を用いて行われる。
送信側及び受信側ともに、全ての処理は少なくともサンプリングにより取得されたアナログ量を用いて行うか、又はアナログ量とデジタル量とを用いるか、あるいはアナログ量をデジタル量に変換してデジタル量を用いて行う。
さらに、送信信号が無変調信号である場合及び被変調信号である場合ともに、送信信号を生成するに至る行程及び多重化同期パルス列及び多重化基本パルス列で構成された送信信号生成用パルス列に含まれたデータ化符号パルス列の停留化検出に至る行程は、順序を保持して多重度に等しい回数繰返し行われるか、又は、全行程或いはその一部を並列処理によって行われるようにして処理時間を短縮してよい。
以下、本発明に係る符号型送信装置及び符号型受信装置の若干の実施の形態を示すが、本発明はこれらに限るものではない。
図１は、送信側を構成する、本発明に係る符号型送信装置の１つの実施の形態を示す図である。符号型送信装置１は、データを順序に従って符号パルス列のシフト時間に変換し多重化して送信信号生成用パルス列を生成し、このパルス列に基づいて送信信号の生成を行い送信するものであって、入力手段１０、誤り訂正符号化手段２０、データ化符号パルス列生成手段３０、順序パルス列生成手段５０、クロックに従って動作し符号型送信装置１を構成する各手段のタイミング及び動作を制御する制御手段６０、送信信号生成手段７０、同期信号生成手段８０、送出手段９０及び通信手段１００を備えている。以上の各手段は、ハードウェア並びにソフトウェアともに、本発明の趣旨を逸脱しない範囲でそれぞれ任意に変更し構成し、或いはソフトウェアを相当するハードウェアで置き換えて良く、あるいはハードウェアを相当するソフトウェアで置きかえてよい。
符号型送信装置１の各手段は制御手段６０により制御される。さらに、制御手段６０は、所要の伝送速度を達成するために受信側からの要求信号などに基づいて符号長、チップ速度、多重度、サンプリング速度等のパラメータ間の関係を調節し、また受信側で良好なＳ／Ｎ比（信号帯雑音比）が得られるように送信側の送信電力を制御する。このための制御信号の送受信は通信手段１００を介して行なわれる。
本発明では、所要の伝送速度を達成するために、受信側でビットエネルギー(Ｓ0)対雑音電力密度(Ｎ0)で表されたＳ0／Ｎ0比に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を評価し、この評価に従って送信側のＳ0／Ｎ0比の値が許容される範囲で、符号長、チップ速度、多重度、サンプリング速度等の間の関係が調節される。あるいは、Ｓ0／Ｎ0にかえて、局在化パルスのピーク時点における（局在化パルスのエネルギー）対（局在化パルスの分散の二乗）で評価してよい。局在化パルスの分散は、データ化符号パルス列が局在化された信号の分散である。なお、評価の基準はこれらに限るものではない。
説明を簡単にするためにサンプリング速度を一定に設定した場合について詳述するならば、何れかの評価規準に基づいて符号長と多重度とを設定してチップ速度を決定するか、又は符号長とチップ速度とを設定して多重度を決定するか、又は符号長を設定してチップ速度と多重度とを決定するなど、サンプリング速度、符号長、チップ速度及び多重度の何れか又はそれらの幾つかの組合せでの設定を行って所要の伝送速度を決定するものである。符号長を一定に設定するなど、他のパラメータを一定に設定して組合せを行いそれらの値を決定し、所要の伝送速度を得てよい。また、他の制限要因が加わる場合には、それをも含めて設定がなされる。
同相成分Ｉと直交成分Ｑとを有する搬送波を、多重化基本パルス列からなるデータ信号で振幅変調する変調方式では、データ信号の時間軸に沿って両成分がそれぞれ多重度ｍIと多重度ｍQの複素多重化基本パルス列で変調されれば、チップ当たりの情報量は((ｍI ＋ｍQ)／Ｎ) log2Ｎ(ビット／チップ)である。即ち、ｍI＋ｍQをＮで除した値にlog2Ｎを乗じた値である。この場合、伝送速度は（ｍI＋ｍQ) log2Ｎ／（ＫＮＴc）（ビット／秒）である。これより伝送周波数帯域幅の関数としてチップ速度を定めることにより、伝送速度(ビット／秒)が算出される。ｍIとｍQとは等しくてもよく、その場合、チップ当たり(２ｍI ／Ｎ)log2Ｎ(ビット／チップ)の情報量が送信される。
また、伝送路特性が一様でない伝送路の伝送では、良好な伝送品質を達成するために伝送特性に対して信号を等化し、パラメータを定めることが好適である。ここに、信号の等化とは、伝送路特性に従って受信信号の振幅と位相とを補償することである。
受信側にＦＦＴを用いたＯＦＤＭ方式においては、同期信号を用いて等化を行うか、又は、送信側から等化のための信号を送信し、受信側でこの信号を検出して等化を行ってよい。さらに、ＯＦＤＭ伝送に限らず、移動局と基地局で構成された通信システムでは、アップリンクにおいては基地局が受信側を形成しその受信信号を検出して等化を行ない送信側移動局の送信信号を制御し、他方、ダウンリンクにおいては基地局が送信側を形成し、受信側移動局からの応答信号を検出して送出信号を調節する。
伝送周波数帯域が分割された帯域からなるＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）伝送方式では、多重化基本パルス列の多重度、データ化符号パルス列の周期及びそのチップ速度を設定して伝送速度を定めることができる。この伝送方式の伝送速度は、各帯域に割り当てられた伝送速度をそれぞれ設定し、伝送周波数帯域で加算して得られる。特に、データ化符号パルス列の周期とそのチップ速度が全ての帯域で等しければ、チップ当たりの情報量は全ての狭帯域のチップ当たりの情報量を加算した値であるため、受信側で測定用の信号を用いて伝送路特性や伝送環境等を含めた伝送条件を測定し、この結果に基づいて送信側でこれらのパラメータを調節することにより伝送速度を制御することができる。
このように、狭帯域毎にチップ速度が制御できるため、伝達関数が一様でない伝送路の伝送では、良好な伝送品質を達成するために帯域毎に送信出力（ビット当たりのエネルギー）を制御することが好適である。
例えば、ビットエネルギー(Ｓ0)対雑音電力密度(Ｎ0)で表されたＳ0／Ｎ0比に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を評価基準とし、Ｓ0／Ｎ0比の値が許容される範囲で、これらのパラメータ値を設定する。あるいは、Ｓ0／Ｎ0にかえて、局在化パルスのピークにおける（局在化パルスのエネルギー）対（局在化パルスの分散の二乗）に対するビット誤り率を評価基準としてよい。さらに詳述するならば、符号長と多重度とを指定してチップ速度を決定するか、又は符号長とチップ速度とを指定して多重度を決定するか、又は符号長を指定してチップ速度と多重度とを決定するなど、符号長、チップ速度及び多重度の何れか又はそれらの幾つかの組合せでの設定を行って所要の伝送速度を達成する。他の制限要因あるいは決定要因が加わる場合には、それらをも含めて設定がなされる。
さらに、制御手段６０は受信側からの制御信号により送信信号を制御するように構成される。符号型送信装置１は、上記制御信号に従って同期信号生成手段８０により同期信号を生成し、送出手段９０によって送信する。
なお、本発明では、送信される制御信号には、符号パルス列または順序パルス列を２値の制御パルスで変調して生成された符号化制御信号またはその多重化信号、または制御パルスがシフト時間に変換された符号パルス列を高速符号パルス列または順序パルス列で拡散した順序化制御信号を用い、受信側では受信された制御用の信号を停留化検出を行って検出することができるが、制御用の信号の伝送方法はこれらに限るものではない。
同期信号は、送信側と受信側とが近接している装置、システム、ＩＣ等では、データ信号に並列に送信されるタイミングインパルス列、タイミングパルス列、或いはデータ信号に先行して生成されたパルス列又は符号パルス列等で構成されるか、或いはこれらの何れかの信号によって変調された被変調信号からなり、ケーブル、電波あるいは光などを用いて直接受信側に入力し、受信側はこの同期パルスを検出して同期を捕捉あるいは保持してよい。
他方、遠距離通信等では、無線通信及び有線通信ともに、同期信号をデータ信号に前置或いは併置された符号パルス列に基づいて構成し、送信してよい。さらに、符号パルス列に基づく同期信号は、単一の符号パルス列、多重化基本パルス列、又は多重化された符号パルス列、又はこれらのいずれかに基づいた信号で変調された被変調信号であってよい。多重化されたパルス列からなる同期信号が２次乗積符号パルス列を用いて構成された場合、シフト時間が一定の割合で増加又は減少する時変符号パルス列にこのシフト時間を変数とする非時変符号パルス列が乗積され、多重化されて２次乗積多重化符号パルス列として用いられることが、ストリームに沿った検出を容易にするため好適である。
また、伝送周波数帯域が分割されたマルチキャリア方式あるいはＯＦＤＭ方式では、スキャッタードパイロットチャネル又は特定の分割帯域で全帯域共用のタイミングパルス列を送信するか、或いは分割された各帯域で、データ信号に先行するか或いは並列に符号パルス列に基づいた同期信号を送信してよい（スキャッタードパイロットチャネルについては非特許文献６の第１５４ページを参照されたい）。
符号パルス列で構成された同期信号及び符号パルス列を用いた被変調同期信号は、その局在化パルスがデータ化符号パルス列の周期に対して整数倍の頻度で出現するように設定され、受信側で検出信号のパルス列のストリームの中で検出できるように構成された符号パルス列であることが、迅速な同期捕捉又は保持を可能にする点で好ましい。
超広帯域伝送方式では、データを送信するインパルス列に直列又は並列にタイミングインパルス列又はタイミングパルス列を送信してよく、また、ＯＦＤＭによる超広帯域伝送等の周波数帯域を分割して伝送する方式では、各帯域でタイミングインパルス列、タイミングパルス列或いはそれらの被変調信号をデータ用インパルス列に直列又は並列に送信するか、或いはスキャッタードパイロットチャネルで該当する帯域のタイミング列を送信するか、又は特定帯域で全帯域に共通のタイミングインパルス列を送信してよいが、これらに限るものではない。
特に、送信側から受信側へ同期信号を符号パルス列で構成して送信するには、基本パルス列、又は多重化基本パルス列に直列に同期信号を配置して送信するか、又は、併置して送信するか、又は同期信号を直列配置するとともにデータ信号に同期信号を併置して行う。同期用の送信信号は、同期符号パルス列又は多重化同期符号パルス列で構成するか、又はこのいずれかのパルス列で変調するか、又は１次被変調信号を用いて２次変調された高周波被変調信号で構成してよい。
同期信号に用いられる符号系列はデータ信号と同様に、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ符号系列等の局在化パルスを生成することができる２値又は多値の符号系列、或いはＪＰＬ系列、連接系列、Ｇｅｆｆｅ系列、多数決論理合成系列等で構成される。また、直列配置された同期符号パルス列又は並列配置された同期符号パルス列である同期信号は、単一の符号系列を表すパルス列からなる単符号同期パルス列、又はシフト時間が一定の割合で増加又は減少する符号系列を表す時変符号パルス列にそのシフト時間を変数とする非時変符号パルス列が乗積されたパルス列が多重化された多重化同期パルス列、又はこれらの何れかの同期パルス列で変調された同期パルス列被変調信号で構成されてよい。
多重化同期パルス列は、時変符号パルス列と非時変符号パルス列とを異なる符号系列を用いて構成してもよい。同様にして高次多重化同期パルス列を構成して用いてよい。
受信側では、同期の保持は、同期信号に追従するように同期符号パルス列用の局部発振器の周波数及び位相を制御して行うとよい。
単符号同期パルス列信号がアナログ信号であれば、停留化検出方式に基づいた局在化パルス検出係数を有するＣＣＤ（Charge Coupled Device）等で構成された検出回路或いはトランスバーサル型整合フィルタを用いて局在化パルスを検出するか、又は、同期用アナログ信号をＡ／Ｄ変換して、停留化検出方式に基づいた局在化パルス検出係数を用いたデジタル処理を行うか、または、局在化処理をデジタル的に行って局在化パルスを検出し同期を捕捉する。他方、同期信号が被変調信号であれば、局在化パルスの検出は検出信号を直接又は周波数変換してＳＡＷ（Surface Acoustic Waveform：表面弾性波）整合フィルタで行うか、復調後ＣＣＤ整合フィルタで行うか、Ａ／Ｄ変換してデジタル処理による停留化検出方式またはデジタル整合フィルタを用いて局在化パルス検出を行うとよい。
他方、処理が簡単にできるよう、多重化同期パルス列は、乗積された非時変パルス列によって表される符号系列の符号長が、時変パルス列によって表される符号系列の符号長に等しいか、それ未満であって特に整数分の１となるように設定することが好ましい。
検出された局在化パルスは非時変パルス列により定まるパルスであり、その周期に含まれたパルスの集合は非時変パルス列によって表される符号系列を表すパルス列を構成するので、この非時変パルス列から局在化パルスを停留化検出方式に基づいて検出するか叉はＣＣＤで構成された整合フィルタを用いて局在化し検出する、あるいはＡ／Ｄ変換してデジタル処理による停留化検出方式またはデジタル整合フィルタを用いて局在化パルスを検出し、この局在化パルスを用いて同期を捕捉する。
同期パルス列を多重化した多重化同期パルス列で変調された被変調多重化同期パルス列信号は、ＳＡＷ整合フィルタでアナログ信号として局在化し、その局在化パルス列をＣＣＤ等で構成された整合フィルタ或いは停留化検出用定数係数に基づく定数を用いて局在化パルスを検出し、この局在化パルスを用いて同期を捕捉する。または、ＳＡＷ整合フィルタ出力をＡ／Ｄ変換し、ハードウェア又はソフトウェアで構成されたデジタルフィルタを用いて局在化パルスを検出して同期を捕捉してよい。または、検出信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル処理によって停留化検出方式または整合フィルタにより局在化パルスを検出して同期を捕捉してよい。
Ｔsnを同期パルス列を構成する時変パルス列のチップ幅、Ｔkを符号長がＮであるデータ化符号パルス列のチップ幅、Ｔcを順序パルス列のチップ幅とすれば、Ｔkは同期信号のチップ幅Ｔsn及びＴcの整数倍であり、ＴcはＴsnの整数倍であるように設定することが処理を簡単にし、受信装置のコスト削減等に好適である。また、ＣＣＤのサンプリング速度及びＡ／Ｄ変換回路のサンプリング速度は、同期保持のために１／Ｔsnの２倍以上で整数倍であることが処理の簡単化の為に好適である。即ち、同期符号パルス列によって表される符号の符号長Ｎsnを、データ化符号パルス列の符号長Ｎの整数倍に設定し、データ化符号パルス列の周期T当たりの同期用局在化パルス数が整数個となるように夫々の符号長とチップ速度を設定することが、同期の捕捉及び保持の上で好ましい。当業者には周知のように、特に断らない場合には整数倍には１倍が含まれる。なお、多重化同期パルス列は、３符号パルス列以上の符号系列を表すパルス列が高次に乗積され、多重化されて構成されてもよい。
本発明では、同期信号、データ化符号パルス列及び順序パルス列に符号パルス列が用いられ、少なくともこれらの符号長間、チップ速度間にはそれぞれ整数関係があることが好適であるが、これに限るものではない。
データ化符号パルス列用符号系列として、パルス列からなる信号、被変調信号、あるいはホッピング信号であるかを問わず、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列などであって局在化信号が固有の識別可能な単数叉は複数の停留点を有するように構成されうる符号系列が用いられる。また、順序パルス列用符号系列として、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、ＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列などの線形帰還シフトレジスタ系列（ＬＦＳＲ系列）、ＧＭＷ系列、Ｂｅｎｔ系列、完全線形複雑度系列等の線形複雑度の大きい系列、非線形演算を含む系列、多相周期系列、多値系列等を用いてよいが、これらに限るものではなく、拡散を行なうことができる符号系列であればよい。符号系列については、非特許文献１の５２ページ〜９３ページを参照することができる。
２を法とするガロア体ＧＦ(2)の原始多項式（primitive polynomial）で表されるＭ系列符号は、原始多項式の次数が倍数関係にある系列間では大きい符号長は小さい符号長の整数倍であり、また、自己相関関数が周期に唯一のパルスを持ち局在化パルスの検出が容易であるため、これらの関係を満たすＭ系列が処理を簡単にし、使用に好適である。また、符号長間に同様の関係のあるＧｏｌｄ符号系列及びＫＡＺＡＭＩ符号系列は、同期信号及び順序パルス列及びデータ化符号パルス列に使用されることができる。
多重化乗積基本パルス列では、上記関係にあるＭ系列符号のうち、小さい符号長の系列をデータを表す符合系列とし、大きい符号長の系列を順序を表す符合系列に用いるとよい。Ｍ系列とともに符号長間に上記の関係があるＧｏｌｄ符号系列及びＫＡＺＡＭＩ（嵩）符号系列等を用いて基本パルス列を構成すると符号系列の種類を増大させ、また処理が簡単になり、好ましい。
さらに、大きな多重度や多元接続環境下での使用等を可能とするために必要な大きさの順序を設定するためには、停留化検出が容易な小さい符号長のＭ系列でデータ化符号パルス列を構成し、順序パルス列をＭ系列又はＧｏｌｄ符号系列又はＫＡＺＡＭＩ符号系列等で構成することが効果的である。また、順序パルス列の周期をｐＫＮ（ｐは整数）に設定し、時間軸上に直列に配置されたｐ組のデータ化符号パルス列を順序化して長周期の基本パルス列を生成し、この基本パルス列を多重化して多重化基本パルス列を生成してもよい。更に大きな多重度の多重化基本パルス列を生成するためには、複数の順序パルス列を用いて順序付けを行う。このように構成された多重化基本パルス列にヘッダー、制御信号等を付けてフレームを構成して送信すると、送信速度を向上させることができ、大容量化に好適である。また、パケット伝送を行う場合には、上記のようにして生成された多重化基本パルス列を２進数に変換してフレームのデータスロットを生成し、ヘッダー、制御信号とともにフレームを構成するなどしてよいが、これに限るものではない。
多元接続環境下では、同期の捕捉又は保持は全装置に共通のタイミング信号を用いてデータ送信を行って達成するか、または、装置相互間では非同期の同期信号を用いて達成される。符号パルス列を用いて構成された同期信号は、装置の識別及び信号内の順序を設定することができる符号長を持つ符号パルス列又は多重化された符号パルス列で構成するとよい。単一の符号パルス列で同期信号を構成する場合には、装置を識別するために必要な数の符号系列を用い局在化パルスを検出して同期を捕捉或いは保持するか、又は装置の識別と同期の捕捉及び保持とを独立に行い、全装置に共通又は固有の符号系列を用い局在化パルスによって同期を捕捉し保持するとよいが、これに限るものではない。
他方、多重化された符号パルス列を同期信号に用いた場合には、少なくとも装置の識別と多重化パルス列の順序を設定するに必要な数の符号系列を用いるか、あるいは順序を設定するに必要な符号長を持つ、装置を識別することができる数の符号系列で同期信号を構成する。
または、符号系列を用いた同期パルス列としてシフト時間及び０から始まる共通の遅延時間を持つ時変符号パルス列と、これに乗積され、時変パルス列のシフト時間を変数としその遅延時間に等しい進み時間を持ち時変パルス列とは異なる符号系列の非時変パルス列とからなるパルス列が多重化された多重化パルス列で構成し、その時変パルス列又は／及び非時変パルス列の符号系列の種類を装置に対応付けするように構成してよい。上記の時変パルス列の符号長は非時変パルス列の符号長以上であることが好ましい。以上のように多重化パルス列を構成することにより、局在化パルスを用いて同期捕捉が行われ、捕捉に要する時間が短縮される。
同期保持は、受信側で同期手段により検出信号に含まれた同期信号を用いて局部関数発振回路の位相を制御するなどの方法で確立するものであって、アナログ処理として行ってよく、又は、Ａ／Ｄ変換してデジタル処理によって行ってよい。多重化同期パルス列は、一定の割合で変化するシフト時間を有する時変パルス列と、これに乗積され時変パルス列のシフト時間を変数とする非時変パルス列とから成るパルス列を多重化して構成するものであり、また、多重化同期パルス列被変調信号は多重化同期パルス列で変調して生成する。また、単符号同期パルス列被変調信号或いは多重化同期パルス列被変調信号を１次被変調信号とし、高周波搬送波又は符号パルス列で２次変調を行ってよい。２次被変調信号を復調して検出された１次被変調信号より同期を捕捉又は保持する手順は、単符号同期パルス列被変調信号或いは多重化同期パルス列被変調信号と同様である。
送信周波数帯域を分割してデータ伝送を行う周波数帯域分割方式においては、送信側は周波数が安定したクロックを用い、データ信号と直列、又は並列、又は直列と並列に同期信号を配置し副搬送波を変調して送信して行う。同期捕捉並びに同期保持のためのデータ信号に直列に配置された同期信号にはパイロットチャネルによる同期信号の送信が含まれる。
本発明はＯＦＤＭ方式及びＤＭＴ方式においても、他の方式と同様に、受信側は検出信号に含まれた同期信号から同期捕捉又は同期保持を行う。但し、これらの変調方式により同期パルス列の周期単位で同期情報が搬送され、データ化符号パルス列の周期単位でデータ情報が搬送されるため、同期信号並びにデータ信号はそれぞれの周期の信号を用いて検出される。
従って、同期信号の伝送は、送信側で同期信号をチップ単位で直並列変換（Ｓ／Ｐ変換）し周期長のチップ数に等しい数又はその整数倍の数の狭帯域に割当て、ＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側で、送信信号の検出信号に含まれた同期信号のチップを検出し、並直列変換（Ｐ／Ｓ変換）を行って同期信号を再構築し、再構築された同期信号から局在化パルスを検出して同期を捕捉すると処理が簡単になり好適である。検出信号から同期信号のパルスを検出するには、検出信号をＦＦＴで周波数分析して行うとよい。さらに、この同期信号はデータ信号に並置されて多重化された信号であってよい。
または、送信側は、分割された狭帯域毎に同期信号の周期長のパルス列のストリームで時間軸に沿って変調された副搬送波を用いて全帯域で多重化し、多重化信号で送信信号を生成して送信し、受信側で、狭帯域毎に、送信信号の検出信号から再構築された同期信号を局在化して同期を捕捉する。副搬送波に割り当てられた同期信号のチップは全ての狭帯域のチップと同期し、同時刻のチップに対してＯＦＤＭ条件が満たされるため、送信側でＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側で、検出信号から各副搬送波で搬送された同期信号の同一時刻のチップの検出をＦＦＴを用いて行い、この手順を同期信号の符号長のチップ数に等しい回数繰り返して各狭帯域に割り当てられた同期信号を並列に（平行して）同時に再構築し、再構築された同期信号から同期パルス列の場合と同様にして同期を捕捉又は保持する。
並列送信方式及びストリーム送信方式ともに、検出信号を帯域フィルタを用いて複数の帯域に分割してＦＦＴで分析を行うと量子化レベル数（ビット数）の少ないＡ／Ｄ変換器を用いることができ、装置の構成及び処理が簡単となりコストが低減できる。
または、データ信号の整数倍の周期を持つ同期信号を割り当てられた狭帯域とデータ信号を割り当てられた狭帯域とが併置され、周期長の同期信号又はデータ信号のパルス列のストリームで時間軸に沿いチップ同期を保持して副搬送波の変調を行い、多重化して送信し、同期信号の伝送とデータ信号の伝送とを平行して行ってよい。或いは、同期信号が割り当てられた狭帯域を用いることに代えて、各狭帯域が多重化基本パルス列に基づいた信号と同期符号パルス列に基づいた信号とを多重化した信号を有するようにしてよい。
送信側における送信信号の生成は、搬送波を各狭帯域に割り当てられた多重化パルス列の同期したチップの組からなる複素データで変調し、その被変調信号を直交変調して生成する。複素データによりＩＤＦＴを用いて変調を行い、その出力を直交変調し多重化して送信信号を生成すると処理が簡単になり好ましい。受信側では、検出信号からＦＦＴを用いてチップ毎に各副搬送波で搬送されたそれぞれの同期信号又はデータ信号のパルスを検出し、この手順を繰返して割り当てられた同期信号及びデータ信号を再構築し、これより同期を捕捉又は保持するとともにデータ信号からデータ化符号パルス列を停留化検出してシフト時間を取得して源データを算出する。また、誤り訂正符号化されたデータであれは、復号と復元とを行って源データを算出する。再構築された同期信号を用いて同期を捕捉又は保持する手順は、同期パルス列信号を用いて同期を捕捉又は保持する場合と同様の手順である。また、再構築されたデータ信号からデータ化符号パルス列のシフト時間を停留化検出してデータを算出する手順及び源データを復号する手順は符号パルス列からなるデータ信号における手順と同様である。
ＯＦＤＭにおける同期信号による被変調信号は直接か、又は中間周波数へ周波数変換してＳＡＷ整合フィルタで局在化パルスの検出するか叉は停留化検出に基づいて局在化パルスを検出して行ってよく、或いは復調してＡ／Ｄ変換するか、又はＡ／Ｄ変換して復調し停留化検出して局在化パルスを検出してよい。
同期保持は、再構築された同期信号を用いて単符号同期パルス列信号又は多重化同期パルス列信号の同期捕捉と同様の手順で行う。
ＯＦＤＭの送信信号は、ガードインターバルを持つことが好ましい。これにより、受信側でガードインターバルを除去して同期信号を検出すると、検出波形の歪み等を軽減することができる。
この送信周波数帯域を狭帯域に分割してデータ伝送を行う方法における同期捕捉及び保持は、送信側で各副搬送波を同期信号で変調して生成した送信信号を送信し、受信側で送信信号を検出し検出信号に含まれた同期信号を用いて各狭帯域で行うか、あるいは各狭帯域に対して一定周期で行うか、又は何れかの狭帯域でその他の狭帯域を代表して行ってよい。特に、パイロットチャネルを含むＯＦＤＭ方式では、送信側でパイロットチャネルの副搬送波を符号系列を用いた同期信号で変調して送信し、受信側で変調された同期信号を検出し、その局在化パルスから当該チャネルの同期、又は当該チャネルとその他のチャネルの同期の捕捉又は保持を行うことが、データの伝送効率が良く好適である。パイロットチャネルは一定周期で各チャネルを一巡し、同期信号の伝送及び伝送路特性の同定に用いられる狭帯域であって、通常はデータ信号の送信に用いられ、同期信号は一定周期でデータ信号に直列に配置されて送信される。パイロットチャネルに代えて、伝送路特性の同定にはスキャッタードパイロットチャネルを用いてもよい。
または、送信信号を少なくともデータ信号を含む送信信号生成用パルス列に基づいて生成し、インパルス列又はパルス列として送信するか、或いはインパルス列又はパルス列で線形変調又は定振幅に非線型変調された被変調信号として送信してよい。送信信号生成用パルス列はさらに同期パルス列を含んでよい。
データ化順序基本パルス列又はその多重化基本パルス列による被変調信号からなる送信信号は、その検出信号を復調して停留化検出することが好適である。または、検出信号の搬送波を乗積して基本パルス列を検出し、基本パルス列のデータ化符号パルス列を停留化検出するか、または、検出信号の周波数を中間周波数に変換し、中間周波数搬送波をこの検出信号に乗積してデータ化符号パルス列を停留化検出してよい。
他方、乗積基本パルス列或いは多重化乗積基本パルス列からなる送信信号生成用パルス列で変調された被変調信号では、検出信号は復調され、その復調信号に順序パルス列が乗積され、ろ波されてデータ化符号パルス列が検出され、このパルス列が停留化検出されてシフト時間が検出される。復調信号がＡ／Ｄ変換されて記憶された場合には、送信信号生成用パルス列を再生し、このパルス列に順序パルス列が乗積され、ろ波が行われる。あるいは、検出信号に順序パルス列を乗積してろ波し、変調されたデータ化符号パルス列あるいは調節パルスと乗積されたデータ化符号パルス列とからなるパルス列の被変調信号を検出し、この被変調信号から停留化検出に基づいてデータ化符号パルス列を検出しシフト時間を出力する。または、検出信号の周波数変換を行って中間周波数を持つ検出信号を生成し、同様に処理してデータ化符号化パルス列を停留化検出してシフト時間を算定してよい。あるいは、順序パルス列を乗積することに加えて、検出信号に搬送波を乗積してデータ化符号パルス列あるいは調節パルスと乗積されたデータ化符号パルス列とからなるパルス列を検出し、このパルス列から停留化検出によりシフト時間を算定してよい。搬送波にかえて、中間周波数の搬送波を乗積してもよい。これらの処理はアナログ演算、又はデジタル演算、又はアナログ演算とデジタル演算とを用いて行われる。
送信信号生成用パルス列が２進数に変換された多重化基本パルス列のチップを表す２値変換パルス列である場合には、復調された検出信号から多重化基本パルス列が再生され、この再生された多重化基本パルス列に順序パルス列が乗積され、ろ波が行われるが、これに限るものではない。
同期信号はタイミングインパルスで変調されたタイミングインパルス被変調信号、又は、符号パルス列又は符号パルス列に基づくインパルス列で変調された被変調信号からなる。タイミングインパルス被変調信号は受信側で検出され、同期を捕捉又は保持するために用いられる。その検出信号から局在化パルスが検出され、同期が捕捉又は保持される。符号パルス列又は符号パルス列に基づくインパルス列で変調された被変調信号の同期信号は、符号パルス列を検出して局在化し、局在化パルスに基づいて同期を捕捉又は保持する。送信信号はこれらの変調を１次変調とする２次被変調信号であってよい。
同期信号又はデータ信号による１次被変調信号を含む送信信号は、受信側で２次変調信号を周波数変換（復調）して検出された１次被変調信号を復調して整合フィルタ又は相関関数を用いて局在化するか、または１次被変調信号をＡ／Ｄ変換しデジタル演算によって局在化するか、あるいは１次被変調信号をＳＡＷ整合フィルタを用いて局在化して局在化パルスの検出を行う。同期保持は、１次被変調同期信号を復調し、同期保持回路を用いて行う。何れの１次変調においても同期信号の伝送には同期パルス列の周期長の時間を必要とするため、局在化及び同期の捕捉と保持は周期単位で行われるものである。
本発明においては、１次変調と２次変調は順序を入れ替えておこなってもよい。
本発明は、周波数がホッピングするホッピング搬送波を用いて同期信号及びデータ信号の伝送を行ってよい。本発明のホッピングは同期用符号パルス列のチップ、基本パルス列のチップ又は多重化基本パルス列のチップに対応して行われる。当業者には周知のように、ホッピングは速度によって、複数のチップに対して１回ホップする低速ホッピング、1チップに対して１回ホッピングする等速ホッピング及び複数回ホッピングする高速ホッピングに分類される。
高速ホッピングであれば、データ化符パルス列のチップ幅Ｔｋに対してチップ幅ＴＨの複数のホッピングチップが含まれ、Ｎ相当分ではＮＴk／ＴＨ回のホッピングに対する検出値が含まれる。
送信側は、ホッピングパターンと時間軸に沿って対応付けられた送信信号生成用パルス列のチップ振幅値で、複数の帯域に分割された周波数帯域をホッピングする搬送波の変調を行って送信信号を生成して送信する。または、１次搬送波が符号パルス列からなる同期信号又はデータ信号で変調されて生成された1次被変調信号によって変調された搬送波の周波数が、分割された帯域間を一定のホッピングパターンでホッピングし、１次被変調信号は周波数帯域に拡散される。この変調には、非ホッピング方式の変調と同様に、ＡＰＳＫを含む線形変調の内のいずれか、或いは定振幅の非線形変調の内の何れかの方式が用いられる。
また、本発明は、送信信号生成用パルス列のチップ振幅値で線形変調することに代えて、そのチップの振幅値を２進数に変換して２値変換パルス列で１次変調して１次被変調信号を生成し、この被変調信号でホッピング搬送波を変調してもよい。または、２値変換パルス列に代えて、２次符号化パルス列で１次変調して１次被変調信号を生成し、この被変調信号でホッピング搬送波を変調し、受信側で停留化検出を行って２値変換パルス列のパルスを検出して送信信号生成用パルス列を再生してもよい。
少なくともデータ信号のチップ速度及び搬送波の周波数及び搬送波周波数のホッピング速度が安定な範囲では、送信側は同期信号をデータ信号に直列に前置して送信し、受信側は、検出信号に含まれた前置された同期信号の局在化パルスを検出する。次いで、検出信号からデータ化符号パルス列の局在化パルスを検出し、同期信号の局在化パルスを基準とするシフト時間を停留化検出により算定し、データを算出してよい。周波数の安定な範囲で、同期用パルス列信号に後続してデータ化符号パルス列の複数周期に相当するデータ信号が送信されてよい。
周波数ホッピング方式における同期捕捉は、送信側は同期用符号パルス列で変調された搬送波の周波数を一定のホッピングパターンでホッピングさせ周波数帯域に拡散させて送信し、受信側でホッピングパターンに従って送信信号を検出し、検出信号を復調して得られた信号を用いて同期信号を復元し、整合フィルタにより同期用の局在化パルスを検出して行う。または、送信側で符号系列を用いた同期用符号パルス列により変調された1次被変調信号で変調された搬送波をホッピングさせて送信し、受信側でホッピングパターンに従って検出された検出信号から１次被変調信号を復元し、ＳＡＷ整合フィルタを用いて局在化パルスを検出して同期を捕捉する。
周波数ホッピング方式における同期の保持は、送信側で同期保持用のパルス列からなる同期信号を伝送周波数帯域に拡散して、ホッピングパターンの周期長又はその整数倍の時間毎に繰り返して送信し、受信側は、ホッピングパターンに従って検出された検出信号から同期信号を復元し局部発振器の位相を制御して行うか、または、送信側は同期信号に代えて同期信号で変調された１次被変調信号を送信し、受信側は１次被変調信号を復元し局部発振器の位相を制御して同期を保持するか、又は、ホッピングパターンの周期長の整数倍の時間毎に同期信号を繰り返し送信する方法に代えて、ホッピングシンボルに包含される長さの同期信号をデータ信号のシンボルに併置して送信し、受信側でホッピングチップ毎に同期保持を行うが、これらに限らない。
同期保持は、受信側は包絡線検波回路とホッピングシンセサイザーとＶＣＯを含む保持回路を持つように構成し、検出信号をホッピングパターンに従って検波してその出力でＶＣＯをコントロールして行うとよい。
入力手段１０は、源データである音声を含む音響情報、画像情報及び／又はその他の物理情報等のデータをデジタル量として取得して誤り訂正符号化手段２０に供給するものであって、マイクロフォン等の音響センサ、ＣＣＤ等の光センサ、赤外線センサ、遠赤外線センサ、放射線センサ、磁気センサ、電磁波センサ等の１次元、２次元、３次元あるいは更に高次元のセンサの何れかあるいは幾つかの組合せで構成されてよく、制御手段６０の制御信号に従い同期信号とのタイミングを維持して、データの取得と誤り訂正符号化手段２０への出力が行われる。あるいは、入力手段１０は制御手段６０の制御信号に従ってデジタル量からなるデータの受信と誤り訂正符号化手段２０への信号の出力を行うものであってよく、又はデジタル量として記憶されたデータを読み取り、誤り訂正符号化手段２０に供給するものであってよい。
誤り訂正符号化手段２０は、制御手段６０の制御信号に従ってデータを誤り訂正が可能なように符号化してデータ化符号パルス列生成手段３０へ出力するものであって、入力手段によって入力されたデータパルスのストリームを並列データに変換しデータに誤り訂正のための符号化を行う。誤り訂正符号としてはターボ符号、ＢＣＨ符号、畳み込み符号、Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ符号、インターリーブ等を単独或いは組合せて用いるとよいがこれらに限るものではない。
雑音環境での伝送では、ターボ符号化を行い、さらにそのパルス幅を周期とする符号パルス列と乗積して符号化パルス列に変換し、この符号化パルス列を送信信号生成用パルス列として用いて送信信号を生成し、受信側でこの送信信号を停留化検出して乗積されたターボ符号のパルスを検出し、このパルスを用いてターボ復号を行うように構成してもよい。
誤り訂正符号化手段２０は、データを誤り訂正符号化することに代えて、基本パルス列又は多重化基本パルス列をチップの集合に関して誤り訂正符号化するように構成してよい。または、データを誤り訂正符号化する第１の誤り訂正符号化手段と基本パルス列又は多重化基本パルス列をチップに関して誤り訂正符号化する第２の誤り訂正符号化手段とを有するように構成してよい。
チップ集合に関して誤り訂正符号化された基本パルス列につき詳述すれば、送信側で、誤り訂正符号を表す１価関数をa（〔ｔ／Ｔc〕）とし、第ｓ番目の順序パルス列をＸr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)として構成し、この順序パルス列を用いた基本パルス列を多重化し、その多重化基本パルス列を用いて送信信号を生成して送信する。他方、受信側は検出信号に順序パルス列Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)を乗積してデータ化符号パルス列を検出するように構成する。ここに、〔 〕はガウスの記号であって〔ｔ／Ｔc〕はｔ／Ｔcを超えない最大の整数を表す。また、a（〔ｔ／Ｔc〕）は〔ｔ／Ｔc〕によって定まる誤り訂正符号パルス列の時刻ｔにおける符号値を表している。説明を簡単にするために、1例として、a（〔ｔ／Ｔc〕）は０≦a（〔ｔ／Ｔc〕）＜ＫＮであってランダムに変化する符号系列を表すとよい。
従って、２次乗積基本パルス列の場合、ｓ番目の基本パルス列Ｂａｓ(t)は、
Ｂａｓ(t)＝ｄ(sＴc)Ｘｋ(ｔ−ζs)Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc) （１）
で表される。
即ち、２次乗積基本パルス列を表わす時間関数Ｂａｓ(t)は、調節パルスｄ(sＴc)とデータ化符号パルス列ＸＫ(ｔ−ζs)と順序パルス列Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−ｓＴc)とが乗積されて構成された時変関数である。
第ｓ番目を表わす順序パルス列が定められた順序に従って変化するシフト時間ｂ(ｓ)Ｔcを持てば、シフト時間はｓＴcに代えてｂ(ｓ)Ｔcとなり、順序パルス列はＸr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)と表され、従って、ランダムなシフト時間を持つｓ番目の基本パルス列Ｂａｂｓ(t)は、
Ｂａｂｓ(t)＝ｄ(ｂ(s)Ｔc)ＸＫ(ｔ−ζs)Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)
（２）
となる。ｂ(ｓ)ＴcはｓＴcを含むものである。
a（〔ｔ／Ｔc〕）が符号系列を表す場合には、受信側でデータ化符号パルス列から局在化パルスを検出することにより誤りが訂正されるため、（１）及び（２）式のa（〔ｔ／Ｔc〕）には符号系列を表す関数も含まれている。特にa（〔ｔ／Ｔc〕）が〔ｔ／Ｔc〕であれば、順序パルス列はシフト時間がｂ(s)Ｔcである時間の関数であるから
Ｘr(a（〔ｔ／Ｔc〕）Ｔc−b(ｓ)Ｔc)＝Ｘr(〔ｔ／Ｔc〕Ｔc−b(ｓ)Ｔc)
=Ｘr(ｔ−b(ｓ)Ｔc) （３）
と表わされる。
さらに、（１）式及び（２）式において、データを表わすシフト時間ζsに代えてデータを表わすランダムに変化する１価関数をｚ(s)とし、データ化符号パルス列のシフト時間をデータに関して符号化してもよい。
以上、本発明は符号系列に従って変化するシフト時間により順序が表された順序パルス列が乗積された基本パルス列からなる多重化基本パルス列を含むものであり、このシフト時間を定める符号系列は誤り訂正符号化されてもよい。
図２は、直交変調方式を用いた場合の誤り訂正符号化手段２０の一例である。入力手段１０によって取得されたデータは直並列変換（Ｓ／Ｐ変換）部２１により並列信号に変換され、符号化部２２により誤り訂正符号化され、誤り訂正符号化されたＩチャネルデータ及びＱチャネルデータが出力される。
なお、パルス伝送方式及び単一搬送波を用いた伝送方式では、それぞれ単一チャネル用の符号化されたデータが出力される。他方、直交搬送波又は直交副搬送波を用いた直交変調方式、周波数帯域分割方式及び周波数ホッピング方式においては、それぞれの帯域でデータを誤り訂正符号化してＩチャネルデータ及びＱチャネルデータを出力するか或いは全帯域で誤り訂正符号化し各狭帯域でＩチャネルデータ及びＱチャネルデータを出力するとよい。
データ化符号パルス列生成手段３０は、周期長がＮのパルス列であって、順序に従って源データ或いは誤り訂正符号化されたデータであるデータと対応付けされたシフト時間を持つデータ化符号パルス列を生成する。このパルス列は順序パルス列のシフト時間がデータに応じた時簡に設定されて生成されるか、又は、順序パルス列とは異なる符号系列を表すパルス列のシフト時間を順序に従いデータに応じて設定して生成される。
データ化は、データをＮ進データに変換し、順序に従って、符号化パルス列のシフト時間をＮ進データに応じた時間に設定し、Ｎ進データ１桁に１つの符号パルス列のシフト時間を対応付けして行うことが変換効率が高く好適である。あるいは、源データをＮ進データに変換してＮ進データとして誤り訂正符号化を行ない、このデータを用いてデータ化符号パルス列を生成してもよい。このデータ化符号パルス列は時変パルス列であってよく、或いは順序パルス列のシフト時間を変数とする非時変パルス列で構成してよい。
以下、説明を簡単にするために、順序が昇順に増加するシフト時間と対応付けられた順序パルス列を持つ2次乗積基本パルス列を用いた場合につき詳述する。
２次乗積基本パルス列をＢｓ(t)とすれば、Ｂｓ（t)は順序パルス列とデータ化符号パルス列とを用いて下記の（４）式で表される。
Ｂｓ(t)＝Ｘk (ｔ−ζs)Ｘr(ｔ−ｓＴc) - -------------（４）
（４）式において、Ｘｒ(ｔ−ｓＴc)は時間の関数である順序パルス列を表し、シフト時間ｓＴcによって順序が設定される。ＸＫ(ｔ−ζs）は時間の関数であるデータ化符号パルス列を表し、ζsによって順位がｓである０からＮ−1までのデータが表される。 なお、乗積された基本パルス列はパルス及びパルス列が高次に乗積されたパルス列であってよい。一例として、高次基本パルス列は、複数の時変データ化符号パルス列、順序パルス列を乗積して含むパルス列を用いて構成されてよい。
また、（４）式で表された基本パルス列がｍ重に多重化された多重化基本パルス列からなるデータ信号ｙ(ｔ：ｍ)は、
m-1
ｙ(ｔ：ｍ) ＝ΣBs(t)
s=0
m-1
＝Σｄ(ｓTc) XK(ｔ−ζｓ）Xr(ｔ−ｓTc） ――――――（５）
s=0
と表される。
（５）式は多重度がｍの多重化基本パルス列を表し、そのチップ数はデータ化符号パルス列ＸＫ(ｔ−ζｓ）の周期Ｔに含まれた順序パルス列Ｘr(ｔ−ｓＴc）のチップ数に等しく、また、チップの振幅は（５）式に従って時間により変化する。なお、多重度が１の基本パルス列からなる多重化基本パルス列は基本パルス列を表す。
データ化符号パルス列のシフト時間は、その符号長をＮ、チップ幅をＴｋとするとき、０から(Ｎ−１)Ｔkの範囲に含まれたＮ個の点の何れかであり、従ってデータ化符号パルス列の１周期はＮ個の数を表すことができる。符号長がNの順序付けされたデータ化符号パルス列をｍ個含む基本パルス列が多重化された、多重度ｍのデータ信号は、順序パルス列の示す順序に従う、Ｎを法とし桁数がｍである数に対応付けてよく、Ｎのｍ乗（Ｎｍ）の数を表し、また、順位がｖであるデータ化符号パルス列は、ｖ番目の桁を表しその数がシフト時間で示されるように設定してよい。データ信号のチップ当たりの情報量は、この数の２を底とする対数をＮで除して得られ、（ｍ／Ｎ）log２Ｎ(ビット／チップ)であり、順序パルス列のチップ速度を１／Ｔcとすれば、ｍ／(ＴcＫＮ) log２Ｎ(ビット／秒)の伝送速度が達成される。即ち、伝送速度はｍlog２ＮをＴcＫＮで除したものであり、ｍlog２Ｎ／(ＴcＫＮ)と表わしてもよい。チップ速度は伝送帯域幅に比例するため、この伝送速度は伝送帯域幅に比例する。
この伝送速度は、多重度ｍを大きくすると振幅がｍのパルスを伝送するパルス伝送の場合の伝送速度、１／（Ｔc）log2ｍより大きくなり、かつ単調に増加するため、パルス伝送方式に比べて高速となる。さらに、狭帯域雑音に関してはチップ速度比Ｋに等しいＳ／Ｎ比の改善が為され、また、狭帯域雑音と広帯域雑音に対してはデータ化符号パルス列の符号長に比例した改善が為されるため、パルス伝送に比べて伝送品質が改善される。この結果、パルス伝送方式に比べ、高速な伝送速度と大規模なチャネル容量が達成される。
また、多重化基本パルス列は組み分けして、各組に含まれたデータ化符号パルス列の個数とシフト時間とによって表される数とデータとを対応させてよい。一例として、伝送周波数帯域を複数の狭帯域に分割し、各狭帯域の複素被変調信号が同相成分（実数成分）Ｉ及び直交成分（虚数成分）Ｑをそれぞれ多重化基本パルス列で構成する。この場合、第n番目の狭帯域に割り当てられた複素多重化基本パルス列のＩ成分の多重度がＳnI、Ｑ成分の多重度がＳnQであれば、データ化符号パルス列のチップ当たり（(ＳnI＋ＳnQ)／Ｎ)log２Ｎ(ビット／チップ)の情報量が搬送され、チップ速度が定まれば送信速度が得られる。この式は（(ＳnI＋ＳnQ)log２Ｎ）／Ｎと書いてもよい。全帯域で搬送される情報量は各狭帯域で搬送される情報量の和であり、その送信速度は各帯域の伝送速度の和である。
データ化符号パルス列生成手段３０は、データ変換部、メモリ及びデータ化部を含み、制御手段の制御信号に従ってデータを符号パルス列のシフト時間に変換するものであって、誤り訂正符号化されたデータをＮ進ｍ桁のデータ形式に変換してｍ個の符号パルス列に割り当て、それぞれのシフト時間を設定する。
データ化符号パルス列は、データ化符号パルス列用符号パルス列として桁の数に等しい種類の符号系列が順位に対応して生成されそのシフト時間がデータに応じて設定されたパルス列であるか、あるいは、単一の符号系列のシフト時間がデータに応じて設定されたパルス列である。単一の符号系列からなるデータ化符号パルス列は、定められた順序で変化するシフト時間と対応付けられて順序を表わす符号系列と乗積されて順序化される。
データ化はリング接続された所要段数のシフトレジスタを用いて行われるか、又は符号パルス列をメモリに記憶し読み出しの順序を制御して行うなどしてもよいが、これらに限るものではない。詳述すると、パルス伝送及び単一搬送波を用いた伝送方式ではＮ段のシフトレジスタ１組を用いて多重度ｍに等しい回数繰り返してデータ化を行うか、あるいは、多重度に等しい数のＮ段シフトレジスタを用いて並列処理によるデータ化を行い、高速化を図ってよいが、これらに限るものではない。
他方、直交搬送波を用いた直交変調方式ではＩ及びＱチャネルに対応した二組のＮ段シフトレジスタを用いて行うと処理が簡易化し、高速化が図れる。さらに高速化を図るには桁数に等しい数のシフトレジスタを用いて並列処理を行うとよい。さらに、ＯＦＤＭを含む伝送帯域を分割して伝送する周波数帯域分割方式では、分割帯域毎に伝送速度に応じてシフトレジスタの数を増減するとよい。
図３は、データ変換部３１ｓ、メモリ３４ｓ、データ化部３２ｓ及び符号パルス列生成部３３ｓを有するデータ化符号パルス列生成手段３０の一例を示す。このデータ化符号パルス列生成手段３０は、インパルス、パルス及び単一搬送波被変調信号、周波数ホッピング用のデータ化符号パルス列を生成するために好適であるが、使用はこれに限るものではない。誤り訂正符号化されたデータはデータ変換部３１ｓでN進ｍ桁のデータ形式に変換され、メモリ３４ｓに記憶される。メモリ３４ｓの記憶データはデータ化部３２ｓに転送され、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｓで生成された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、Iチャネルのデータ化符号パルス列を生成する。
図４は直交変調に使用されるデータ化符号パルス列生成手段３０を例示しているが、並列型ＯＦＤＭパルス伝送、並列型インパルスＯＦＤＭ伝送、周波数ホッピング伝送等に用いられてもよい。
誤り訂正符号化されたデータは、データ変換部３１ｃによってＮ進ｍ桁のデータ形式に変換され、メモリ３４ｃに記憶される。Ｎは符号系列の符号長を表し、Ｎ=２ｎ−１であり、ｍは基本パルス列の多重度であり、ｎは整数である。
メモリ３４ｃに記憶されたＩチャネル用データは、制御信号に従い、桁の昇順又は降順に順次読み出されてＩチャネルのデータ化部３２ｃ１に転送され、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｃで生成された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、Iチャネルのデータ化符号パルス列を生成する。Ｑチャネルのデータ化符号パルス列も、メモリから読み出されたＱチャネル用データを用いてデータ化部３２ｃ２でデータ化される。
ＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１は、変調方式に従い、ストリーム変調方式と並列変調方式とに分類される。ストリーム変調方式は、多重度ｍの多重化基本パルス列をＪ個の狭帯域に複素データとして割り当て、それぞれの搬送波をＩチャネル用及びＱチャネル用多重化基本パルス列で時間軸に沿って直交変調する。Ｊ組の複素化された多重化基本パルス列は同期してストリームを形成し、それぞれの搬送波をチップで同期して変調する（これについては図３１参照）。
他方、並列変調方式は、２組の多重化基本パルス列を複素データとして用い、周期に含まれたそれぞれのチップをＪ個の狭帯域のＩチャネル及びＱチャネルに割り当てて搬送波を変調する（これについては図３２Ａ及び図３２Ｂ参照）。
図５は、周波数帯域をＪ個の狭帯域に分割したＯＦＤＭ方式におけるストリーム変調を用いたデータ化符号パルス列生成手段３０を例示している。このストリーム変調は、パルス列又はインパルス列のストリームで搬送波或いは副搬送波の変調を行うものであって、本発明では時間に従って変化する多重化基本パルス列を表すチップで搬送波を変調する。
このデータ化符号パルス列生成手段３０はデータ化部の高速化を行なうのに適しており、並列変調方式のOFDM、UWB（超広帯域）伝送等にも用いられる。
入力データはデータ変換部３１ｂでＮ進ｍ桁のデータ形式に変換されてメモリ３４ｂに記憶される。メモリ３４ｂに記憶されたデータは、データ化部３２ｂの対応するシフトレジスタ３２ｂ１１〜３２ｂＪ２の何れかに入力し、データ化符号パルス列用の符号パルス列生成部３３ｂで生成された符号パルス列のシフト時間を設定し、各狭帯域のIチャネルとＱチャネルのデータ化符号パルス列を並列に送信信号生成手段７０に出力する。ＵＷＢに用いられる場合には、狭帯域は分割された帯域を表す。
図５は、狭帯域毎にＩ及びＱチャネル用のシフトレジスタを設置し、第ｊ番目の狭帯域のIチャネル及びＱチャネルに割り当てられた多重度ｍjに等しい回数のデータ化処理を繰り返して行うことを示しているが、これに限るものではなく、多重度に等しい数のシフトレジスタを用いて並列にデータ化処理を行うか、又は処理速度が許容されれば、狭帯域に単一のシフトレジスタを設け、Iチャネル及びＱチャネルに対応するデータ化処理を行うか、又は単一のシフトレジスタで全帯域の多重度ｍに等しい回数のデータ化処理を行ってよい。
符号パルス列の順序化は、所要数の符号パルス列に順序を付して行う。この場合、データ化符号パルス列は順序付けされた符号パルス列である順序パルス列のシフト時間をデータに応じて設定して生成されたデータ化順序パルス列である。
または、データ化符号パルス列とは異なる符号系列からなり、データ信号に順序を設定するために必要な大きさの符号長を持つ、シフト時間が定められた割合で変化（増加又は減少）する符合パルス列のシフト時間が順序に対応付けされた順序パルス列をデータ化符号パルス列に乗積して行う。或いは、順序パルス列はチップ集合に関して符号化されてもよい。何れの順序パルス列も、装置内干渉及び装置間干渉を低減させるために、部分相関値或いは相互相関値が小さなＭ系列符号、Ｇｏｌｄ符号系列又はＫＡＺＡＭＩ符号系列等の単数または複数の符号系列を用いて構成することが好ましい。
特に、乗積用の順序パルス列は、データ化符号パルス列に乗積されるため、チップ速度がデータ化符号パルス列のチップ速度の整数倍であって周期を等倍を含む整数倍となるように設定し、受信側におけるデータ化符号パルス列の分離に相互相関値の小さな符号系列を用いて構成することが好適である。即ち、順序パルス列のチップ速度1／Ｔcはデータ化符号パルス列のチップ速度1／Ｔkに比べて高速に設定し、この速度比Ｋ＝Ｔk／Ｔcを大きな整数となるように設定することにより、受信側における、順序パルス列を乗積してデータ化符号パルス列を分離する際の狭帯域雑音が低減され、検出が容易となり好ましい。Ｔcは順序パルス列のチップ幅を表し、他方、Ｔkはデータ化符号パルス列のチップ幅である。乗積処理により、周波数帯域が狭い信号伝送では、周波数帯域内雑音が拡散（帯域外に周波数変換）されるため、Ｋの値に比例してＳ／Ｎ比が改善される。
特に、占有的に送信が行われる伝送路を用いた伝送では、乗積基本パルス列に含まれた順序パルス列の符号長はデータ化符号パルス列の符号長Ｎの整数倍であって全帯域の多重度を加算した値を包含する大きさの最少の整数、又はそのＫ倍に設定してよいが、これに限るものではない。このように設定することにより、順序パルス列は必要な大きさの順序を構築することができ、その周期はデータ化符号パルス列の周期の整数倍に設定できる。これより、基本パルス列はデータ化符号パルス列を順序パルス列で拡散した拡散信号であって、そのスペクトルは順序パルス列の離散スペクトルの周りに分散される。
他方、多元接続環境下では、順序パルス列は、全ての送信装置に順序を設定することができる数のデータ化順序パルス列を装置に割り当てるか、あるいは装置に固有の乗積用順序パルス列を用いるか、或いは全装置に共通の乗積用順序パルス列を用いて構成され、装置内の順序を設定するとともに装置間の識別に用いられる。
図６Ａは単一搬送波被変調信号の送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０及び制御部６０を例示している。送信信号生成手段７０は多重化基本パルス列の被変調信号を生成するものであって、順序化部７０２ｓ、多重化部７０３ｓ、信号制御部７１３ｓ、1次変調部７０１ｓ、フィルタ７０８ｓ、変調部７０９ｓ、1次搬送波生成部７１１ｓ及び搬送波生成部７１０ｓを有している。
図３に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０により生成されたデータ化符号パルス列は、順序化部７０２ｓで順序パルス列生成手段５０により生成された順序パルス列が乗積されて順序化され、多重化部７０３ｓで多重化されて信号制御部へ入力する。信号制御部はプリアンブル、制御信号、データ信号等の変調信号生成を制御する。信号制御部７０１ｓの出力信号は1次搬送波生成部７１１ｓで生成された1次搬送波を変調し、フィルタ７０８ｓでろ波された後、変調部７０９ｓで搬送波生成部７１０ｓで生成された搬送波を変調して送信信号を生成する。これらの行程は制御手段６０により制御される。
図６Ｂは多重化基本パルス列のチップが2進数に変換された２値変換パルス列のビットストリームで１次変調を行なう送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０および制御手段６０を例示している。送信信号生成手段７０は順序化部７０２ｔ、多重化部７０３ｔ、ビット変換部７１２ｔ、信号制御部７１３ｔ、1次変調部７０１ｔ、1次搬送波生成部７１１ｔ、フィルタ７０８ｔ、変調部７０９ｔ及び搬送波生成部７１０ｔを備えている。データ化符号パルス列は順序化部７０２ｔで順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列と乗積され基本パルス列となる。基本パルス列は多重化部７０３ｕで多重化されその出力信号である多重化基本パルス列のチップはビット変換部７１２ｔで２進数に変換されて２値変換パルス列となり、２値パルス列からなるビットストリームが生成される。この信号は信号制御部７１３ｔに入力して制御され、次いで７０１ｔで1次搬送波生成部で生成された1次搬送波を変調して1次パルス被変調信号を生成し、フィルタ７０８ｔでろ波され、変調部７０９ｔで搬送波生成部７１０ｔで生成された搬送波を変調して送信信号を生成する。
図６Cは２値変換パルスで変調された符号パルス列である２次符号化パルス列で１次変調を行う送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０をを例示している。この制御手段６０は順序化部７０２ｕ、多重化部７０３ｕ、ビット変換部７１２ｕ、信号制御部７１３ｕ、信号変換部７１５ｕ、１次変調部７０１ｕ、フィルタ７０８ｕ、変調部７０９ｕ、１次搬送波生成部７１１ｕおよび搬送波生成部７１０ｕを有している。データ化パルス列は、順序化部７０２ｕで順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列が乗積されて基本パルス列を形成し、多重化部７０３ｕで多重化され、次いでビット変換部７１２ｕで２値変換パルス列に変換される。この２値変換パルス列は信号制御部７１３で制御されて信号変換部７１５ｕで２次符号化パルス列に変換され、次いで、
１次変調部７０１ｕで１次搬送波生成部７１１ｕで生成された１次搬送波を変調し、フィルタ７０８ｕでろ波され、変調部７０９ｕで搬送波生成部７１０で生成された高周波搬送波を変調して出力する。以上の行程は制御手段６０により制御される。
図７Ａは、直交変調を用いた符号型送信装置１の送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０および制御手段６０を例示しており、制御手段６０の制御信号に従って処理がなされる。順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列をＩチャネルのデータ化符号パルス列に乗積するＩチャネルに対応した順序化回路７０２ａ１及びＱチャネルに対応した順序化回路７０２ａ２からなる順序化部７０２ａ、順序化されたデータ化符号パルス列を多重化するＩチャネル用多重化回路７０３ａ１及びＱチャネル用多重化回路７０３ａ２を含む多重化部７０３ａ、信号制御を行なう信号制御回路７１３ａ１及び７１３ａ２を含む信号制御部７１３ａ、１次搬送波生成部７１１ａで生成されたＩチャネル用搬送波（cosωtで表される成分）をＩチャネル用多重化基本パルス列で変調する変調回路７０１ａ１及びＱチャネル用搬送波（−sinωtで表される成分）をＱチャネル用多重化基本パルス列で変調する変調回路７０１ａ２を含む１次変調部７０１ａ、Ｉチャネル用フィルタ７０８ａ１及びＱチャネル用フィルタ７０８ａ２を含むフィルタ７０８ａ、フィルタ７０８ａの出力であるＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力とし主搬送波生成部７１０ａで生成された主搬送波を直交変調する直交変調部７０９ａを備え、各動作は制御手段のクロックに同期して行われる。
多重化基本パルス列などの多値レベルパルス列に対する１次変調には、そのパルス振幅に比例した振幅値の被変調信号を生成する線形変調方式が用いられる。これらのデータ化符号パルス列は、直交搬送波によって検出時における直交検出が可能であるため、Iチャネル及びＱチャネルには同一の順位が割り当てられてよく、あるいは異なる順位を割り当ててもよい。
データ化符号パルス列は順序化回路７０２ａ１と７０２ａ2に入力され、順序パルス列生成手段５０の順序パルス列生成回路５０ａで生成された順序パルス列が乗積されて順序化された基本パルス列が生成される。この行程は多重度分繰り返し行われ、順序化回路７０２ａ1の出力信号である基本パルス列から多重化回路７０３ａ1で同相成分Ｉの多重化基本パルス列が生成される。同様にして順序化回路７０２ａ２の出力信号から多重化回路７０３ａ２で直交成分Ｑの多重化基本パルス列が生成される。
信号制御部７１３ａに入力したＩチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列はそれぞれ信号制御回路７１３ａ１及び７１３ａ２で制御信号等が付加されてシーケンスが設定される。
I成分は1次変調回路７０１ａ１に入力し、１次搬送波生成部７１１ａで生成されたIチャネル用搬送波を変調する。同様にして、Ｑ成分は変調回路７０１ａ2に入力しＱチャネル用1次搬送波を変調する。これらの被変調信号はそれぞれフィルタ７０８ａ１及び７０８ａ2によってろ波された後、直交変調部７０９ａに入力し、搬送波生成部７１０ａで生成された主搬送波を直交変調して、送信信号を生成する。
主搬送波を1次被変調信号で変調することに代えて、１次搬送波生成部７１１ａで生成された直交する１次搬送波の周波数を搬送波生成部７１０ａの搬送波の周波数に設定して１次変調部７０１ａで変調し、フィルタ７０８ａでろ波して送信信号生成手段７０の出力としてもよい。
図７Ｂはビット変換部を有する直交変調用の送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０を例示しており、制御手段６０の制御信号に従って処理がなされる。この送信信号生成手段７０は順序化部７０２ｕ、多重化部７０３ｕ、ビット変換部７１２ｕ、信号制御部７１３ｕ、１次変調部７０１ｕ、１次搬送波生成部７１１ｕ、フィルタ７０８ｕ、直交変調部７０９ｕ及び搬送波生成部７１０ｕを有している。順序化部７０２ｕ及び多重化部７０３ｕはそれぞれ７０２ａ及び７０３ａと同様に動作する。ビット変換部７１２ｕは多重化基本パルス列をＩチャネル及びＱチャネルに従ってビット変換し、ビット変換された２値変換パルス列は信号制御部７１３ｕで制御信号等とともにシーケンスを構成する。１次変調部７０１ｕはこの２値変換パルス列で１次搬送波生成部７１１ｕで生成された１次搬送波をそれぞれパルス変調して１次被変調信号を生成する。Ｉチャネル及びＱチャネルの１次被変調信号はそれぞれフィルタ７０８ｕ１および７０８ｕ２でろ波され、直交変調部７０９ｕで搬送波生成部７１０ｕで生成された直交する搬送波を変調して多重化し、出力する。
図７Ｃは、符号変換部を有する直交変調用の送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０を例示しており、制御手段６０の制御信号に従って処理がなされる。この送信信号生成手段７０は順序化部７０２ｖ、多重化部７０３ｖ、ビット変換部７１２ｖ、信号制御部７１３ｖ、符号変換部７１４ｖ、１次変調部７０１ｖ、１次搬送波生成部７１１ｖ、フィルタ７０８ｖ、直交変調部７０９ｖ及び搬送波生成部７１０ｖを有している。順序化部７０２ｖ〜信号制御部７１３ｖ及び１次変調部７０１ｖ〜搬送波生成部７１０ｖはそれぞれ順序化部７０２u〜信号制御部７１３u及びは１次変調部７０１u〜搬送波生成部７１０uと同様に構成される。他方、符号変換部７１４ｖは信号制御部の出力信号を２次符号パルス列に変換するものであってIチャネル対応の２次符号化パルス列生成回路７１４ｖ１とQチャネル対応の７１４ｖ２とを有している。順序化部７０２ｖ〜信号制御部７１３ｖの行程は順序化部７０２ｕ〜信号制御部７１３ｕと同様である。
２次符号化パルス列生成回路７１４ｖ１は、信号制御部７１３ｖ１の出力パルスとこのパルス幅の周期を持つ符号パルス列とを乗積して２次乗積符号パルス列を生成し、１次変調部の回路７０１ｖ１へ出力する。２次符号化パルス列生成回路７１４ｖ１も同様にして生成した２次符号パルス列を１次変調部の回路７０１ｖ２へ出力する。１次変調部７０１ｖ〜直交変調部７０９ｖの行程は１次変調部７０１ｕ〜直交変調部７０９ｕと同様に行なわれる。
図８Ａは、ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における送信信号生成手段７０の１つの実施の形態を示し、送信信号生成手段７０とともに順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０が例示されている。各狭帯域に割り当てられた多重化基本パルス列は他の全ての狭帯域の多重化基本パルス列と同期し、その順序パルス列のチップ単位で並列に送信される（これについては図３１参照）。
パルス列のストリーム変調方式は、各帯域にチップ同期を保持して単数又は複数の基本パルス列を割当て、時間軸に沿って基本パルス列又は複数の基本パルス列のチップと対応付けられたシンボルを生成し、このシンボルを用いて副搬送波のＩ成分及びＱ成分の変調を行い被変調信号を生成して多重化する。各帯域の副搬送波は、それぞれ割り当てられた基本パルス列又は複数の基本パルス列である多重化基本パルス列の同時刻のチップに対応する振幅値を含むシンボルにより同期して変調され、多重化される。この多重化された被変調信号に対応する送信信号用I成分及びＱ成分はＩＤＦＴを用いて生成すると、装置の構成が簡単になり、コストの削減に好適である。
この送信信号生成手段７０は、シフトレジスタを含むＩチャネル用のデータ化部３２ｂ１１〜３２ｂJ１及びＱチャネル用のデータ化部３２ｂ１２〜３２ｂＪ２からの入力信号に順序パルス列生成手段５０で生成された対応する順序パルス列を乗積して基本パルス列を生成するＩチャネル用順序化回路７０２ｂ1１〜７０２ｂJ１及びＱチャネル用順序化回路７０２ｂ１２〜７０２ｂJ２を含んだ順序化部７０２ｂ、基本パルス列を多重化して狭帯域の多重化基本パルス列を生成して出力するIチャネル用多重化回路７０３ｂ1１〜７０３ｂJ１及びＱチャネル用多重化回路７０３ｂ１２〜７０３ｂJ２を含んだ多重化部７０３ｂ、シーケンス生成を行なう信号制御回路７１３ｂ１１〜７１３ｂＪ２を有する信号制御部７１３ｂ、Iチャネルデータ及びＱチャネルデータからなるJ組の入力信号を用いて逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行い、Iチャネル用及びＱチャネル用信号を生成するＩＤＦＴ部７０４ｂ、ＩＤＦＴ部７０４ｂの出力信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入するＧＩ付与部７０７ｂ、ＧＩが挿入された信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ（Digital to Analogue Converter）回路７０８ｂ１１と７０８ｂ１２とを含むＤＡＣ７０８ｂ１及びフィルタ回路７０８ｂ２１と７０８ｂ２２とからなるフィルタ７０８ｂ２とを有するＤＡＣ部７０８ｂ、ＤＡＣ部７０８ｂのIチャネル出力信号及びＱチャネル出力信号で搬送波生成部７１０ｂで生成された搬送波を直交変調する直交変調部７０９ｂを含んでいる。
データ化符号パルス列生成手段３０の第ｊ番目の出力である複素パルス列の組は、送信信号生成手段７０の対応するIチャネル用順序化回路７０２ｂｊ１とＱチャネル用順序化回路７０２ｂｊ２に入力して、順序パルス列生成手段５０により生成された順序パルス列に乗積され、基本パルス列が生成される。第ｊ番目の狭帯域のIチャネルの順序化の行程は、順序化回路７０２ｂｊ１でそのチャネルに割り当てられた多重度ｍj１に等しい回数繰返して行われ、各基本パルス列は多重化回路７０３ｂｊ１に入力して多重化基本パルス列が生成される。第ｊ番目のＱチャネルの多重化基本パルス列も同様にして生成され、多重度はｍｊ２を有する。通常、ｍｊ１とｍｊ２とは等しく設定することが好ましい。
第ｊ番目の狭帯域のIチャネルの多重化基本パルス列とＱチャネルの多重化基本パルス列とは信号制御部７１３ｂに入力してシーケンスが設定され、複素データに対応する対を形成してＩＤＦＴ７０４ｂに並列に、同期して入力する。ＩＤＦＴ７０４ｂに並列に入力したこれらのJ対の複素多重化基本パルス列は、順序パルス列のチップに関して逆離散フーリエ変換され、Ｉチャネル及びＱチャネルの成分が生成される。これらの信号はＧＩ付与部７０７ｂでＧＩが挿入され、それぞれＤＡＣ部７０８ｂでアナログ信号に変換された後、直交変調回路７０９ｂに入力し、搬送波発生回路７１０ｂで生成された搬送波を変調する。この被変調信号のＩ成分及びＱ成分は多重化されて出力される。
ＩＤＦＴ７０４ｂによる逆離散フーリエ変換から直交変調部７０９ｂによる直交変調までの行程は、周期Ｔに含まれた順序パルス列のチップ数に等しい回数繰り返される。但し、マルチパスが存在しないか無視できる伝送路でＯＦＤＭが使用される場合は、ガードインターバルを用いなくてもよい。有線伝送路を用いたＶＤＳＬ方式やＡＤＳＬ方式等、コアキシャルライン、光ファイバ通信路を用いた各種通信方式はこの条件を満たす様に構成することができる。
図８Ｂは、図８Ａに例示の送信信号生成手段７０がビット変換部７１２ｂｂを有するものであって、多重化基本パルス列を線形変調して送信することに代えて２値パルスに変換し、ＩＤＦＴによりパルス変調するものである。この送信信号生成手段７０は、順序化部７０２ｂｂ、多重化部７０３ｂｂ、ビット変換部７１２ｂｂ、信号制御部７１３ｂｂ、ＩＤＦＴ部７０４ｂｂ、ＧＩ付与部７９７ｂｂ、ＤＡＣ部７０８ｂｂ、直交変調部７０９ｂｂ及び搬送波生成部７１０ｂｂを有している。
多重化部７０３ｂｂで多重化された第ｊ番目の帯域のIチャネル及びQチャネルの多重化基本パルス列はビット変換回路７１２ｂｂｊ１及び７１２ｂｂｊ２で２進数に変換されて２値パルスからなるビットストリームが生成され、信号制御回路７１３ｂｂｊ１及び７１３ｂｂｊ２に入力する。信号制御回路７１３ｂｂｊ１及び７１３ｂｂｊ２のシーケンス制御された出力信号は複素パルス列を形成してＩＤＦＴ部７０４ｂｂに入力してＩＤＦＴ変換される。ＧＩ付与部７９７ｂｂ以降の行程は図８Ａの送信信号生成手段７０と同様であって、直交被変調信号が出力される。
図８Ｃは、図８Ｂの信号制御部７１３ｂｂで出力されたパルスを２次符号化パルス列に変換してＩＤＦＴ部へ出力する符号変換部７１４ｃｃを有するものである。その他の構成及びそれぞれの処理行程は図８Ｂと同様である。
図９Ａは、並列変調を用いたＯＦＤＭ方式の送信信号生成手段７０、順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０を示している。並列変調方式では、送信側は伝送周波数帯域をデータ化符号パルス列の周期Ｔに含まれる順序パルス列のチップ数に等しいか或いはその整数倍に分割し、基本パルス列又は多重化された基本パルス列からなる送信信号生成用パルス列の順序パルス列のチップに対応する振幅値を周期ＴにわたってＳ／Ｐ変換し、分割された帯域の送信シンボルに割当てて変調を行い、全ての分割帯域の被変調信号を多重化して送信信号を生成し送信することが好適であるが、これに限るものではなく、余剰の狭帯域を同期信号、成ｇｙしんごうなどの伝送に割り当ててもよい。例えば、余剰の狭帯域を用いて時間軸に沿ってストリームとして同期用又は制御用の符号パルス列を伝送してもよい。
他方、受信側はシンボル単位で取得された各帯域のパルス値をＰ／Ｓ変換により時間軸に沿って配列してデータ信号を再現し、これよりデータ化符号パルス列が分離され、停留化検出されてそのシフト時間を用いてデータが算出される。送信側はＩＤＦＴを用いて送信信号を生成して送信し、受信側は、直交位相検波器等を用いて信号を検波し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）と並直列変換（Ｐ／Ｓ変換）を用いてデータ信号を再生することによって装置の構成が簡単となり、コストの削減に好適である。送信用データ信号は誤り訂正符号化されたパルス列であってよい。
送信信号生成手段７０は、順序化回路７０２ｃ１と７０２ｃ２とを含む順序化部７０２ｃ、多重化回路７０３ｃ１と７０３ｃ２とを含む多重化部７０３ｃ、信号制御回路７１３ｃ１と７１３ｃ２を含む信号制御部７１３ｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃ、ＩＤＦＴ部７０４ｃ、ＧＩ付与部７０７ｃ、Ｄ／Ａ回路７０８ｃ１１と７０８ｃ１２並びにフィルタ７０８ｃ２１と７０８ｃ２２とを含むＤＡＣ部７０８ｃ、直交変調部７０９ｃ及び搬送波生成部７１０ｃを含んでいる。
データ化符号パルス列生成手段３０のＩチャネル及びＱチャネルの出力信号は、それぞれ送信信号生成手段７０の順序化部７０２ｃ１及び７０２ｃ２に入力し、順序化パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列が乗積されて順序化され、それぞれ多重化度ｍｉ１及びｍｉ２の多重化基本パルス列を生成する多重化部７０３ｃ１と７０３ｃ２へ出力される。ｍｉ１とｍｉ２とはそれぞれｉ番目に送信されるIチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列の多重化度である。
この複素多重化基本パルス列は信号制御部７１３ｃでシーケンス化されて、次いで、１周期Ｔ時間分がＳ／Ｐ変換部７１４ｃに入力してそれぞれチップに関して並列変換され、ＩＤＦＴ７０４ｃの入力信号となって逆離散フーリエ変換され、その出力信号はＧＩ付与部７０７ｃに入力してＧＩが付与される。このIチャネル信号及びＱチャネル信号はＤＡＣ部７０８ｃ１と７０８ｃ２でアナログ量に変換され、直交変調部７０９ｃへ入力して搬送波生成部７１０ｃで生成された搬送波を変調し、その被変調信号は多重化される。この送信信号生成行程は、ｍ個の基本パルス列をｍi１＋ｍｉ２個づつ全て送信し終わるまで逐次行われる。
並列方式では、データ化符号パルス列１周期分のチップが各狭帯域に割り当てられるため、符号パルス列の符号長を選択し、狭帯域の帯域数、帯域幅及び割り当てられる基本パルス列の多重度を調節してよい。
図９Ｂは、図９Ａに示す並列変調方式の多重化基本パルス列を２進数に変換して２値変換パルス列を生成し、その被変調信号を送信する送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｃｃ、多重化部７０３ｃｃ、ビット変換部７１２ｃｃ、信号制御部７１３ｃｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃｃ、ＩＤＦＴ部７０４ｃｃ、ＧＩ付加部７９７ｃｃ、ＤＡＣ部７０８ｃｃ、直交変調部７０９ｃｃ及び搬送波生成部７１０ｃｃを有している。順序化部７０２ｃｃで順序化されて生成された基本パルス列は多重化部７０３ｃｃで多重化されてＩチャネル及びＱチャネルの多重化基本パルス列が生成され、次いで、それぞれビット変換部７１２ｃｃで２値パルス列に変換され、その出力信号は信号制御部７１３ｃｃで制御信号等とともにシーケンス化されてＳ／Ｐ変換部７１４ｃｃへ入力されて複素並列パルス列に変換され、ＩＤＦＴ部７０４ｃｃへ入力される。ＩＤＦＴ部７０４ｃｃの出力信号は図９Ａと同様にして直交変換されて送信信号が生成される。
インパルスを用いた超広帯域（ＵＷＢ）伝送では、インパルスレディオ（Impulse Radio）方式とＯＦＤＭ方式に大別される。インパルスレディオ方式では、基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成して多重化するか、又は多重化基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを発生させて送信信号を生成する。または、順序パルス列のチップの開始時間を、チップ幅の定められた割合で順位の一定の変化に応じて定められた時間遅延するように設定し、この順序パルス列に同期して生成された基本パルス列のチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成し多重化するか、又は多重化基本パルス列の遅延したチップ毎に遷移時間に同期してインパルスを生成し、得られたインパルスを用いて送信信号を生成してよい。チップ幅の定められた割合で設定された遅延時間が０であれば、生成された送信信号は多重化基本パルス列の送信信号を表している。また、多重度が１の基本パルス列はその基本パルス列を表し、特にデータ化順序基本パルス列はデータ化順序パルス列を表す。
また、多重化基本パルス列のチップが２進数に変換された２値変換パルス列が送信信号生成用パルス列として用いられる場合には、この２値変換パルス列の遷移部に同期してインパルスを発生させて送信信号を生成する。他方、ＯＦＤＭ方式の超広帯域伝送では、ＯＦＤＭ方式と同様の行程を用いることができる。すなわち、２値又は多値のパルスを用いたＯＦＤＭの超広帯域伝送に送信側でＩＤＦＴを使用し、受信側でＦＦＴを使用して、送信側でＩＤＦＴの入力信号としてこれらのパルスでＩＤＦＴ変換による１次変調を行い、受信側でＦＦＴでその被変調信号の復調を行うものである。さらに、送信側でこれらのパルスの遷移部に同期してインパルス（短いパルス）を生成してＩＤＦＴの入力信号とし、これにより１次変調を行い、受信側ではＦＦＴを用いてその復調を行ってもよい。
一例として、多重化基本パルス列の振幅に線形なインパルスレディオにおいて、基準の順位に対して順位が昇順に変化し、開始時間の変化が遅延であれば、順位が１増加する毎に多重化基本パルス列の各チップはチップ幅の定められた割合であるδ時間遅延するように設定し、チップの遷移時間の前縁に対応してδ間隔でチップの遷移量に応じた振幅を持つインパルスが生成されるようにする。後縁に対しても同様である。一般に、順位がｒ増加する毎にチップの開始時間がδ時間遅延するように設定してよい。この場合、多重度がｒの多重化基本パルス列のチップの遷移時間の前縁に対応してその遷移量に応じた振幅を持つインパルスがδ時間間隔で、送信信号生成用パルス列の多重度とｒにより定まる数だけ生じる（図３３Ａの(ａ)〜（ｄ））。後縁に対しても同様である。また、チップの開始時間を定められた時間遅延することに代えて、定められた時間進むように設定しても本発明の趣旨を逸脱しない。
インパルス変調方式を用いたＵＷＢ伝送では、送信信号生成手段７０により、この超広帯域インパルス列であるか又は超広帯域インパルス列で１次変調されたインパルス被変調信号である超広帯域信号に基づいた送信信号が生成される。インパルスを用いたＯＦＤＭ方式のＵＷＢ伝送であれば、送信信号生成手段は、分割された帯域に割り当てられた送信信号生成用パルス列によって生成されたインパルス列で副搬送波を変調して分割帯域の送信信号を生成し、これを多重化して送信信号を生成する。
ＯＦＤＭ方式は変調の方法に従って並列変調方式とストリーム変調方式とに分類される。並列変調では、送信信号生成用パルス列に基づいて生成されたデータ化符合パルス列の周期分のインパルス列を並列変換するかあるいはチップに関して並列変換された送信信号生成用パルス列からインパルスを生成し、インパルスで分割帯域の副搬送波を変調することにより送信信号を生成して送信する。
図９Cは2次符号パルス列を生成して送信を行う送信信号生成手段７０を例示しており図９Bの送信信号生成手段７０の信号制御部７１３ｄｃの出力信号を符号パルス列に変換して2次符号パルス列を生成する符号変換部７１５ｄｃを有している。符号変換部７１５ｄｃはIチャネル用の符号化回路７１５ｄｃ１及びQチャネル用符号化回路７１５ｄｃ２を有し、それぞれの出力信号はS／P変換部７１４ｄｃによってS／P変換される。この送信信号生成手段７０のその他の構成及び行程は図９Bの送信信号生成手段７０と同様である。
図１０Ａは、超広帯域パルス伝送における、δ時間間隔で遅延する多重度ｒの多重化基本パルス列に基づいてインパルスを生成して伝送する、δ遅延ｒ多重方式の送信信号生成手段７０を例示している。このように信号を構成することにより、インパルスの送信エネルギーを大きく設定することができ、受信側における検出信号のＳ／Ｎ比が増大する。
この送信信号生成手段７０は、順序化回路７０２ｄ１〜７０２ｄｍからなる順序化部７０２ｄ、信号制御部７１３ｄ及びインパルス生成部７１２ｄを有している。インパルス生成部７１２ｄはｍ個の基本パルス列を遅延させ、順序に従って等しい遅延時間を持つｒ個づつがδ時間間隔で遅延したδ遅延基本パルス列を生成するδ遅延回路７１２ｄ１１〜７１２ｄ１ｍ、ｍ個のδ遅延基本パルス列を順序に従ってｒ個づつ多重化して多重度がｒのｐr個の多重化基本パルスであるｒ−多重化基本パルス列を生成するｒ−多重化回路７１２ｄ２１〜７１２ｄ２ｐr及びδ時間間隔で遅延したｒ−多重化基本パルス列の遷移部に同期してインパルスを生成するインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐr、及び多重化部７１２ｄ４を含んでいる。
データ化符号パルス列生成手段３０のデータ化部３２ｄのシフトレジスタ３２ｄ１〜３２ｄｍの出力信号は順序化部７０２ｄの順序化回路７０２ｄ１〜７０２ｄｍで、順序パルス列生成手段５０で生成された順序パルス列と乗積されてｍ個の基本パルス列が生成され、信号制御部７１３ｄに入力する。信号制御部７１３ｄでは多重化基本パルス列と制御信号等を含むシーケンスが生成されてインパルス生成部７１２ｄへ出力される。
インパルス制御部７１２ｄでは、順位が１位〜ｒ位の基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１１〜７１２ｄ１ｒにより遅延時間が０に設定される。順位がｒ＋１〜２ｒの基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１ｒ＋1〜７１２ｄ１２ｒにより遅延時間がδ時間に設定される。以下同様であって、順位が(ｐr−１)ｒ＋１からｐｒｒである基本パルス列はそれぞれ遅延回路７１２ｄ１((ｐｒ―1)ｒ＋１)〜７１２ｄ１ｐｒによって遅延時間が（ｐｒ−１）δ時間に設定される。ここにｐｒは、ｐｒ＝〔ｍ／ｒ〕であり、〔ｍ／ｒ〕はガウスの記号であってｍ／ｒを超えない最大の整数を表す。
装置の構成と処理を簡単化するために、ｐｒを整数として、ｍ＝ｒｐｒとなるようにｍを選択することが好ましい。直交変調を行う場合には、ｍ＝２ｒｐｒとなるように設定し、Ｉ及びＱチャネルにそれぞれｐｒ個の基本パルス列を割り当てることが好ましいが、分割方法はこれに限るものではない。
遅延回路７１２ｄ１((ｕ−1)ｒ＋１)〜７１２ｄ１ｕｒの出力信号はそれぞれ対応するｒ−多重化回路７１２ｄ２ｕに入力してｒ−多重化され、その出力信号はそれぞれ等しい遅延時間を有するｒ個の基本パルス列で構成された多重化基本パルス列となる。即ち、第ｕ番目のｒ−多重化回路７１２ｄ２ｕの出力信号は、同期信号に対して（ｕ−１）δの遅延時間を持った多重度がｒのｒ−多重化基本列パルス列となる。各ｒ−多重化基本パルス列はそれぞれ対応するインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐｒの対応する回路に入力し、チップの遷移部で平均値がゼロであり振幅値が遷移部の変化量に等しいインパルスに変換される。このインパルスはパルス幅が狭く複数のピークを有する平均値がゼロの孤立した信号であって、狭いパルス幅で変調された被変調信号が含まれる。これらのインパルス列は多重化部７１２ｄ４に入力してインパルス列が生成され、出力手段９０に出力される。このインパルス列は隣接するインパルスが部分的に重なった信号であってもよい。チップを区別するためのセパレータを含む場合には、セパレータの前縁部及び後縁部に対応するそれぞれ単一或いは複数のインパルスを、多重化基本パルス列のチップの後縁部のインパルス列と直後のチップの前縁部のインパルス列との間に形成するとよい。なお、セパレータはデータを伝送するためのチップと少なくとも一つの遷移部を共有するパルスで構成してもよい。
図１０Ｂは多重化基本パルス列を２値パルスに変換して２値変換パルス列を生成し、この２値変換パルス列の遷移部でインパルスを生成する送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｄｂとインパルス生成手段７１２ｄｂを有している。さらに、インパルス生成部７１２ｄｂは、多重化部７１２ｄｂ２、ビット変換部７１２ｄｂ５、信号制御部７１２ｄｂ６及びインパルス化部７１２ｄｂ３を有している。
順序化回路７０２ｄｂ１〜７０２ｄｂｍで順序化されて生成された基本パルス列は多重化部７１２ｄｂ２で多重化され、次いでビット変換部７１２ｄｂ５で２値パルスに変換された２値変換パルス列のビットストリームが生成され、信号制御部７１２ｄｂ６に入力して制御信号等とともに２値パルスからなるシーケンスが生成される。この２値変換パルス列はインパルス化部７１２ｄｂ３に入力して、各遷移部に対応するインパルスからなる送信信号が生成される。
図１０Cは、2値変換パルス列を符号パルス列に変換した2次符号パルス列の遷移部でインパルスを生成するインパルス生成部７１２ｄｃを有する送信信号生成手段７０を例示しており、図１０Bのインパルス生成部７１２ｄｃの構成に代えて、多重化部７１２ｅｃ２、ビット変換部７１２ｅｃ５、信号制御部７１２ｅｃ６、符号変換部７１２ｅｃ７及びインパルス化部７１２ｅｃ３を有するインパルス生成部７１２ｅｃを有している。多重化部７１２ｅｃ２から信号制御部７１２ｅｃ６までの行程及びインパルス化部７１２ｅｃ３の行程は図１０Ｂのそれぞれの行程と同様になされる。
図１１Ａは、ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてストリーム変調を行う場合の送信信号生成手段７０を表している。送信信号生成手段７０は、順序化部７０２ｅ、信号のシーケンスを生成する信号制御部７１３ｅ、分割された各帯域のＩチャネル用及びＱチャネル用インパルスを生成するインパルス生成部７１２ｅ、各帯域のIチャネル用及びＱチャネル用副搬送波を生成する副搬送波生成部７１３ｅ、帯域のＩチャネル及びＱチャネルの被変調信号を生成する変調回路７１４ｅ１〜７１４ｅＪを含む１次変調部７１４ｅ、１次被変調信号を多重化してＩチャネルの多重化信号及びＱチャネルの多重化信号を生成する多重化部７０３ｅ、ＧＩ付与部７０７ｅ、デジタル量をアナログ量に変換するＤＡＣ部７０８ｅ、直交変調部７０９ｅ及び搬送波生成部７１０ｅを有している。ＧＩ添付部７０７ｅは、マルチパス等により送信信号に乱れが生じない場合には不要である。
インパルス生成部７１２ｅは分割された各帯域のＩチャネル用及びＱチャネル用インパルス列を生成する。搬送波を用いたＵＷＢ方式ではストリーム変調並びに並列変調ともに、このインパルスは短時間幅の単一パルスで変調された被変調波であることが好適であるが、これに限るものではない。第ｊ番目の分割帯域のインパルス生成部の回路７１２ｅ1ｊ〜７１２ｅ４ｊは図１０Ａのインパルス生成部７１２ｄのそれぞれδ遅延部７１２ｄ１、ｒ−多重化部７１２ｄ２、インパルス化部７１２ｄ３及び多重化部７１２ｄ４を用いて構成される。なお、各部及び回路は、本発明の主旨を逸脱しない範囲で任意に変更し構成してよい。
第ｊ番目の分割帯域のインパルス生成部７１２ｅにはｍｊ１個のＩチャネル用基本パルス列とｍｊ２個のＱチャネル用基本パルス列が割り当てられる。このパルス列は信号制御部７１３ｅでシーケンス化されてインパルス生成部へ入力する。Iチャネル用の基本パルス列は遅延回路７１２ｅ１ｊのIチャネル用回路で順序に従いｒｊ１個の基本パルス列毎にδ時間間隔で遅延され、次いでｒ−多重化回路７１２ｅ２ｊで多重度がｒｊ１の多重化基本パルス列となる。この多重化基本パルス列はインパルス生成回路７１２ｅ３ｊに入力し各チップの前縁の遷移部でそれぞれインパルスに変換され、インパルス多重化回路７１２ｅ４ｊに入力してそれぞれのチップで前縁遷移部を表すｐｒ個のインパルス列を生成する。このインパルス列は1次変調部７１４ｅｊで副搬送波生成部路７１３ｅで生成された周波数ｆｊを持ったＩチャネルの副搬送波を変調してIチャネルの１次被変調信号を生成する。
全ての帯域のＩチャネルの１次被変調信号は多重化回路７０３ｅで多重化されて１次被変調信号がＧＩ付与部７０７ｅへ出力される。ＧＩ付与部７０７ｅによりＧＩが付与された後それぞれＤＡＣ部７０８ｅでアナログ信号に変換される。Ｉチャネルと並列に、同様にしてＱチャネル用基本パルス列を用いて前縁遷移部を表すｐｒ個のインパルスが生成され、Ｑチャネル用アナログ信号が得られる。Ｉチャネル及びＱチャネルのアナログ信号は直交変調部７０９ｅに入力し、搬送波生成回路７１０ｅにより生成された搬送波を変調してその被変調信号を送出手段９０へ出力する。次いでチップの後縁遷移部の1次被変調信号が同様にして生成される。
以上のチップ送信行程は周期に含まれたNK個の全てのチップに対して行なわれる。
図１１Ｂは図１１Ａの1次変調部に代えてＩＤＦＴを用いて1次変調を行なうストリーム変調用ＯＦＤＭ方式のUWB伝送の送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｅｂ、信号制御部７１３ｅｂ、インパルス生成部７１２ｅｂ、ＩＤＦＴ部７１５ｅｂ、多重化部７０３ｅｂ、ＧＩ付与部７０７ｅｂ、ＤＡＣ部７０８ｅｂ、直交変調部７０９ｅｂ及び搬送波生成部７１０ｅｂとを有している。さらに、インパルス生成部７１２ｅｂはδ遅延部７１２ｅｂ１、ｒ−多重化部７１２ｅｂ２及びｒ−多重化されたパルスに同期してパルス幅δの遷移パルスを生成するδパルス部７１２ｅｂ３及びδパルス部の出力信号を多重化するδ多重化部７１２ｅｂ４を含んでいる。上記の順序化部７０２ｅｂ、δ遅延部７７１２ｅｂ１及びｒ−多重化部７１２ｅｂ２はそれぞれ７０２ｅ、７１２ｅ１及び７１２ｅ２と同様に構成される。
順序化部７０２ｅｂの各出力信号は信号制御部７１３ｅｂで制御信号等とともにシーケンス化されてインパルス生成部７１２ｅｂへ入力される。第ｊ番目の帯域を１乃至Ｊ番目の帯域を代表するものとすれば、順序化部７０２ｅｂの各出力信号は信号制御部７１３ｅｂで制御信号等とともにシーケンス化されてインパルス生成部７１２ｅｂへ入力する。δ遅延部７１２ｅｂ１の７１２ｅｂ１ｊで７１２ｅ１ｊと同様にして遅延され、次いでｒ−多重化部７１２ｅｂ２の７１２ｅｂ２ｊにより７１２ｅ２ｊと同様にしてｒ−多重化され、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のｒ−多重化基本パルス列がδパルス回路７１２ｅｂ３ｊへ出力される。
δパルス回路７１２ｅｂ３ｊはｒ−多重化部７１２ｅｂ２ｊで生成されたＩチャネル用ｒ−多重化基本パルス列のチップ毎にその前縁部に同期して振幅がチップの遷移量に等しくパルス幅がδであるｐｒ個の遷移パルスを生成する。Ｉチャネルに並列に、同様にしてＱチャネル用の前縁部のｐｒ個の遷移パルスが生成される。Ｉチャネルの遷移パルスとこれに等しい遅延時間を持つＱチャネルの遷移パルスは複素パルスを形成するものである。等しい遅延時間を持つ複素遷移パルスの組は帯域間で同期してＩＤＦＴ部７１５ｅｂに入力し、フーリエ逆変換される。次いで、ＩＤＦＴ部７１５ｅｂの出力信号は多重化部７０３ｅｂに入力してＩチャネル及びＱチャネルに従って多重化され、ＧＩ付与部７０７ｅｂへ出力される。ＧＩ付与から直交変調までは図１１Ａの送信信号生成手段７０と同様の行程でなされる。
以上のインパルス生成部７１２ｅｂによる前縁部の遷移パルスの生成から直交変調部７０９ｅｂによる直交被変調信号の生成までの行程は、ｒ−多重化基本パルス列の当該チップの前縁部のｐｒ個の全ての複素遷移パルスの組に対して帯域間で同期して順次行なわれ、各帯域の当該チップのｐｒ個のチップ前縁部の情報が送信される。次いで、当該チップの後縁部のチップ情報が同様にして送信される。以上のチップ情報の送信行程は基本パルス列の周期に含まれたＮＫ個の全てのチップに対して行なわれる。
ＯＦＤＭを用いたＵＷＢ伝送では、ストリーム変調に代えて並列変調を用いてもよい。
図１１ＣはＩＤＦＴで1次変調を行なう、ＵＷＢ伝送にＯＦＤＭを用いた並列変調型の送信信号生成手段７０を例示しており、順序化部７０２ｅｃ、信号制御部７１３ｅｃ、インパルス生成部７１２ｅｃ、IDFT部７１５ｅｃ、多重化部７０３ｅｃ、GI付与部７０７ｅｃ、ＤＡＣ部７０８ｅｃ、直交変調部７０９ｅｃ及び搬送波生成部７１０ｅｃを含んでいる。
送信信号生成手段７０の順序化部で順序化されたＩチャネル用及びＱチャネル用の基本パルス列はそれぞれ信号制御部７１３ｅｃの対応する回路へ入力して制御信号等とともにシーケンス化され、インパルス生成部７１２ｅｃへ出力される。インパルス生成部７１２ｅｃに入力する。インパルス生成部７１２ｅｃはＩチャネル及びＱチャネル用のδ遅延回路７１２ｅｃ１、ｒ−多重化回路７１２ｅｃ２及びδパルス回路７１２ｅｃ３を含んでいる。
δ遅延回路７１２ｅｃ１１乃至７１２ｅｃ１ｍに含まれたＩチャネルのδ遅延回路は、基本パルス列をｒ個づつ順位に従ってδ時間間隔で遅延させ、ｒ−多重化回路７１２ｅｃ２は遅延した基本パルス列を多重度ｒを持つ多重化基本パルス列として多重化し、ｒ−多重化基本パルス列を生成する。δ間隔で遅延したｐｒ個のｒ−多重化基本パルス列のチップはそれぞれ並列にδパルス回路７１２ｅｃ３へ入力してそれぞれその前縁部で幅がδであってｒ−多重化基本パルス列のチップの遷移量を振幅に持つ遷移パルスに変換され出力回路でＩＤＦＴ部７１５ｅｃがＩＤＦＴ変換を行なう間ラッチされる。同様の行程により、Ｉチャネルに並列にＱチャネルのｐｒ個の前縁部の遷移パルスが生成される。
これらの２ｐｒ個の遷移パルスは順位に従ってｐｒ組の複素遷移パルスを形成してＩＤＦＴ部７１５ｅｃの並列入力パルスとなって、1次被変調信号に変換される。この1次変被変調信号は並列に多重化部７０３ｅｃへ入力して多重化され、Iチャネル及びＱチャネルの多重化被変調信号が生成され、それぞれＧＩ付与部７０７ｅｃによりＧＩが挿入され、次いでＤＡＣ部７０８ｅｃでアナログ信号に変換される。このアナログ信号は直交変調部７０９ｅｃに入力して搬送波生成部７１０ｅｃで生成された搬送波を直交変調して送信信号が生成される。続いて後縁部の送信信号が同様にして生成される。
以上の行程は、周期に含まれた全てのチップが送信されるまで順次行なわれて、１周期分の多重化基本パルス列が送信される。以上に示したように、並列方式では多重化基本パルス列のチップ毎に前縁部のｐｒ個の遷移パルスが各帯域に割り当てられて並列に同一の送信クロックで同時に送信され、同様の方法で後縁部の遷移パルスが次ぎの送信クロックで送信される。このようにして、周期に含まれたＮＫ個のチップ情報が送信されるものである。これより、符号パルス列の符号長、分割帯域数、帯域幅、送信クロック周波数または割り当てられる基本パルス列の多重度の何れか或いはこれらの幾つかの組合せで伝送速度が調節されるが、これに限るものではない。なお、ＧＩ付与部７０７ｅｃは伝送路特性が良好であれば省略してよい。
ＯＦＤＭ方式では、狭帯域伝送、ＵＷＢ伝送ともに、伝送路特性の測定はパイロットチャネルを用いて行うように構成されてよい。当業者には周知のように、特にスキャッタードパイロットチャネル（ＳＰチャネル）を用いた場合には、各ＳＰチャネルの周波数特性を実測して隣接するＳＰチャネル間の周波数特性を補間し等化してよい。
周波数ホッピング方式では、受信側は送信信号を検出して取得された検出信号を用いて送信信号生成用パルス列を復元し、復元されたパルス列から周波数がホッピングしない方式と同様にしてデータ化符号パルス列を検出して局在化し、局在化パルスで示されたシフト時間を用いてデータを算出する。インパルスでホッピング搬送波を変調して送信するように構成してもよい。この場合の送信、受信における各行程は周波数ホッピングと同様である。
図１２Ａ（ａ）は周波数ホッピング方式の符号型送信装置１の送信信号生成手段７０を例示している。送信信号生成手段７０は、順序化部７０２Ｌ、多重化部７０３Ｌ、ビット変換部７１２Ｌ、信号制御部７１６Ｌ、１次変調部７１４Ｌ及びシンセサイザ部７１５Ｌを有している。さらに、シンセサイザ部７１５Ｌはホッピングパターン発生回路７１５Ｌ１、シンセサイザ７１５Ｌ２及びバンドパスフィルタＢＰＦ７１５Ｌ３を含んでいる。
データ化符号パルス列生成手段３０の出力信号は、順序化部７０２Ｌで順序化パルス列生成手段５０で生成された順序化パルス列により順序化され、多重化部７０３Ｌによって多重化されて多重化基本パルス列が生成される。多重化基本パルス列はビット変換部７１２Ｌで２進数に変換されて２値変換パルス列となり、そのビットストリームが信号制御部７１６Ｌへ入力し、制御信号等とともにシーケンス化されてシーケンス化信号となる。シーケンス化信号は１次変調部７１４Ｌで１次変調され、次いでシンセサイザ部７１５Ｌに入力して周波数がホッピングするホッピング搬送波を変調し、ホッピング被変調信号を生成する。ホッピング搬送波は、シンセサイザ部７１５Ｌ２により合成された、ホッピングパターン発生回路７１５Ｌ１で生成された周期Ｔで繰り返すホッピングパターンに従ってチップ毎に周波数がランダムにホッピングする搬送波である。
図１２Ａの（ｂ）は、多重化基本パルス列を入力信号とする遅延ＡＰＳＫを用いた１次変調部７１４Ｌを例示している。乗算回路７１４Ｌ５は、多重化基本パルス列と、乗算回路７１４Ｌ５の出力信号から極性検出回路７１４Ｌ１で極性を検出し遅延回路７１４Ｌ２によりホッピング周期Ｔ時間遅延させた遅延信号とを乗積して乗積信号を生成するものである。極性検出回路７１４Ｌ１は一例としてゼロクロス検出回路等で構成される。この乗積信号は、１次変調回路７１４Ｌ３でＰＳＫ変調され、フィルタ７１４Ｌ４でろ波されて１次被変調信号となる。送信側から送信された送信信号は、対向する受信側で受信されてデータが算出される。
図１２Ａ（ａ）を、ビット変換部７１２Ｌを用いることに代えて、多重化基本パルス列を用いて信号制御部７１６Ｌでシーケンス化してその１次変調信号を生成して送信するようにしてもよい。この場合、（ｂ）の乗算回路７１４Ｌ５は線形乗算回路で構成され、１次変調回路７１４Ｌ３はＡＰＳＫ変調を行う。
図１２Ｂ（ａ）は、２次符号化パルス列を用いた周波数ホッピング方式の送信信号生成手段７０と、順序パルス列生成手段５０及び制御手段６０を例示しており、この（ａ）は信号制御部７１６ＬＡの出力信号であるパルスとそのパルス幅を周期に持つ符号パルス列とを乗積して２次符号パルス列を生成して１次変調部７１４ＬＡに出力する符号変換部７１７ＬＡを有し、その他の構成並びに行程は図１２Ａ（ａ）の送信信号生成手段７０と同様である。
また図１２Ｂ（ｂ）は、多重化基本パルス列を入力信号とする遅延ＡＰＳＫを用いた１次変調部７１４Ｌを例示しており、図１２Ａ（ｂ）と同様に構成される。
図１３は、符号型送信装置１と対向使用されて送信信号を受信し、停留化検出により符号パルス列を検出しそのシフト時間を用いてデータを算出する符号型受信装置２００を例示している。この符号型受信装置２００は検出手段２１０、同期手段２２０、通信手段２３０、可局在化信号検出手段２４０、停留化検出手段２５０、データ算出手段２６０、出力手段２７０、及び制御手段２８０を備えている。
以上の各手段は、発明の主旨を逸脱しない範囲で任意に構成され、変更され、削除され追加されてよい。また、ハードウェアの全部又は一部を相当するソフトウェアで置き換えてよく、或いはソフトウェアの全部又は一部を相当するハードウェアで置換えてよい。
誤り訂正符号化された送信信号を送信する符号型送信装置１に対向使用される符号型受信装置２００は復号を行うための誤り訂正復号手段を有するように構成される。或いは具備された何れかの手段又は幾つかの手段が復号を行うように構成される。誤り訂正符号化されたデータを用いて生成されたデータ化符号パルス列は、受信側でデータ化符号パルス列の停留化検出が行なわれ、そのシフト時間を用いてデータ算出手段により復号されて源データが算出される。
源データ又は誤り訂正符号化されたデータを用いた順序パルス列で構成されたデータ化符号パルス列の検出は、ＣＣＤ等のメモリと（１６）式に基づく式、特に（２０）式及び（２２）式、を用いて構成された停留化検出用回路を用いて行うか、またはＡ／Ｄ変換してデジタル処理により停留化検出を行うとよい。
誤り訂正符号化されたデータ化順序パルス列を持つ基本パルス列は、復号され、次いで停留化検出されデータが算出される。また、データと基本パルス列又は多重化基本パルス列が誤り訂正符号化された場合、基本パルス列又は多重化基本パルス列が復号され、停留化検出によりこれよりデータ化符号パルス列が検出されてデータと対応付けされ、データが算出される。
他方、順序パルス列と異なる符号系列を表すパルス列を用いたデータ化符号パルス列を含むパルス列からなるデータ信号により生成された送信信号は、受信側で検出信号をリングメモリに記憶し、同期を保持して順序パルス列を乗積しフィルタでろ波してデータ化符号パルス列の分離を行い、このろ波信号に停留化検出を所要回数行ってシフト時間の検出を行う。データ信号がチップ集合に関して誤り訂正符号化された信号であれば、復号によって得られた信号からデータ化符号パルス列を分離し、停留化検出を所要回数繰り返して行う。このデータ信号に含まれた基本パルス列のチップ幅は順序パルス列のチップ幅に等しい。
受信側で用いられる順序パルス列は、同期を保持するように局部発振回路の周波数を制御して生成される。または、検出信号をＡ／Ｄ変換してリングメモリに記憶し、デジタル演算によって順序パルス列を乗積し、ろ波を行ってデータ化符号パルス列を分離し、分離された信号から停留化検出によりデータ化符号パルス列を検出してシフト時間を取得する。
検出手段２１０は、少なくともセンサを含む検出部を有し、有線又は無線により送信された電磁波、赤外線から紫外線に至る光、Ｘ線などの制御可能な放射線、磁気、超音波などを用いて送信された同期信号及びデータ信号を検出し、検出信号を出力するものであるが、媒体はこれらに限るものではない。送信信号が被変調信号である場合、検出手段２１０は送信信号を検出し、その周波数を変換した検出信号を生成してもよい。
検出手段２１０の出力である検出信号は同期手段２２０に入力して同期の捕捉または／及び保持が行なわれるとともに送信側のＩＤが解読される。また、検出信号は可局在化信号検出手段２４０に入力し、同期を保持してデータ化符号パルス列が順序に従って検出される。多重化乗積基本パルス列では、基本パルス列に含まれた順序パルス列のチップ速度をデータ化符号パルス列のチップ速度のＫ倍に設定して送信し、検出信号に順序パルス列を乗積することにより、内部干渉雑音となる順位の異なる基本パルス列及び狭帯域雑音が逆拡散されて帯域外成分が除去されてＳ／Ｎ比がＫ倍改善される。この逆拡散された信号に停留化検出手段２５０により停留化検出が行なわれてデータ化符号パルス列が検出される。停留化検出により、内部干渉雑音、外部干渉雑音、熱雑音等の狭帯域雑音並びに広帯域雑音等が除去されてデータ化符号パルス列信号が検出され、その振幅情報及び位相情報が取得される。
また、符号パルス列を用いた送信信号及び符号パルス列で変調された被変調信号を用いた送信信号では、検出信号から得られたパルス値をチップ毎に判定することに代えて、符号パルス列の周期に等しい検出信号から符号パルス列を分離して停留化検出を行い、得られたパルス列の判定を行って符号パルス列を決定してシフト時間を取得し、このシフト時間に基づいてデータを算出する。または、停留化検出された符号パルス列信号の局在化パルスを算出してシフト時間を検出してもよい。例えば、（２０）式或いは（２２）式で表された符号パルス列と局部信号との相関関数をサンプリング点の値ｙｊで表し、この局在化パルスを検出してシフト時間を取得する。
送信信号が、データ情報を搬送する送信信号生成用パルス列に基づいて生成された信号である場合、停留化検出はデータ化符号パルス列に対して行われ、データ化符号パルス列叉はその局在化パルスの検出がなされる。送信信号生成用パルス列は基本パルス列又は多重化基本パルス列で構成される。
データ化順序基本パルス列又はそのパルス列が多重化された多重化データ化順序基本パルス列には、符号系列の種類に対応した停留化検出が行なわれ、符合系列の種類が決定され、データに対応付けられる。
他方、多重化乗積基本パルス列には順序パルス列が乗積され、ろ波され、そのろ波信号から、データ化順序基本パルス列と同様にして、停留化検出によりデータ化符号パルス列が検出され、振幅情報及び位相情報が取得される。
アナログの多値パルス列信号の停留化検出はＣＣＤ等のアナログ回路で行なわれるか、又は、アナログ量をデジタル量に変換（Ａ／Ｄ変換）してハードウェア又はソフトウェアを用いてデジタル処理により行われる。他方、符号パルス列からなるデータ信号で変調された被変調信号は、１次被変調信号を含む送信信号に対しては１次被変調信号を検出しこの信号を復調して復調信号をＣＣＤ等のアナログ停留化回路を用いるか又はＡ／Ｄ変換してデジタル処理により停留化検出するか、あるいは、検出された被変調信号をＡ／Ｄ変換してデジタル処理によって復調し復調信号をデジタル停留化検出処理する等の方法が用いられるが、これらに限るものではない。
停留化検出により検出されたシフト時間はデータ算出手段２６０に入力し、このシフト時間からデータが算出される。データが誤り訂正された源データであれば、データ算出手段２６０はデータの誤り訂正復号を行って源データを算出する。出力手段２７０は表示装置への出力、コンピュータへの出力、データベースへの出力等の何れか或いはこれらのいくつかを組み合わせた信号を出力するがこれらに限るものではない。
通信手段２３０は符号型送信装置１の通信手段１００との間でサブチャネルを用いて制御信号等を送受信するために用いられる。あるいは、この通信手段２３０をデータ信号及び同期信号と同じチャネルを用いて時分割で通信を行なうように構成してもよい。この制御信号には、受信側から送信側へ送信される出力制御信号、再送信請求信号、送受信開始、終了用制御信号等が含まれるがこれらに限るものではない。電波を用いた無線通信では通信手段２３０の検出部に含まれたセンサはアンテナであって、送信アンテナと受信アンテナが共用されてよく、さらに、検出手段２１０のアンテナと通信手段２３０のアンテナとが共用されるように構成されてもよい。このように構成されたものには高周波ＩＤタグが含まれる。
図１４Ａ〜図１４Ｅは検出手段２１０とこれに関係する同期手段２２０及び通信手段２３０とを例示している。
図１４Ａは、図３のデータ化符号パルス列生成手段３０を有する符号型送信装置１と対向使用され、単一搬送波の被変調信号を検出する検出手段２１０、その同期手段２２０および通信手段２３０を示している。検出手段２１０は検出部２１１ｓ、フィルタ２１３ｓ及び周波数変換部２１２ｓを含んでいる。電波を用いた通信では検出部２１１ｓはセンサーにアンテナが使用される。さらに、このアンテナは通信手段２３０の検出／送出部２３０ｓと共用されてもよい。他方、光通信では有線通信、無線通信ともにフォトダイオード等の光センサが用いられ、また、金属の通信線を用いた有線伝送ではバッファー増幅器などで構成される。
検出部２１１ｓで検出された信号はフィルタ２１３ｓでろ波された後周波数変換部２１２ｓに入力し1次変調信号に変換されるとともに、同期手段２２０により同期が捕捉または保持され、この同期信号に従って周波数変換部２１２ｓの周波数が制御される。
他方、検出手段２３０は検出／送出部２３０ｓ、サーキュレータ２３３ｓ、フィルタ２３５ｓ１、復調部２３６ｓ及び変調部２３７ｓを有している。検出／送出部２３０ｓで検出された送信側からの制御信号はサーキュレータ２３３ｓによってアイソレーションされてフィルタ２３５ｓ１へ進行し、次いで２３６ｓで復調され、制御部２８０へ出力される。他方、受信側で生成された制御信号は変調部２３７ｓで変調され、フィルタ２３５ｓ２で帯域制限され、次いでサーキュレータ２３３ｓで出力方向へ単方向化されて検出／送出部２３０ｓであるアンテナから送出される。サーキュレータは、検出／送出部２３０ｓの検出部と出力部とが分離された構成であれば、使用する必要はない。
なお、検出部にアンテナが用いられた場合には、このアンテナは図１４Ａ〜図１４Ｄ、及び図１４Ｅの（ａ）及び（ｃ）においてもそれぞれの通信手段２３０の検出／送出部と共用するように構成されてもよい。
図１４Ｂの検出手段２１０を有する符号型受信装置２００には、ＯＦＤＭ方式の符号型受信装置２００、同期手段２２０がデジタル処理によってタイミング抽出を行い、デジタル復調処理を用いた可局在化信号検出手段２４０を具備した符号型受信装置２００等の直交変調方式の送信信号を検出する符号型受信装置２００が含まれる。
この図１４Ｂに示す検出手段２１０は、周波数が等しく互いに直交する搬送波が変調されてなる直交変調信号に使用され、送信信号を検出する検出部２１１ａと、その検出信号の周波数変換を行いＩ成分の信号を出力する周波数変換回路２１２ａ１とＱ成分の信号を出力する２１２ａ２とを含む周波数変換部２１２ａと、その出力信号をそれぞれろ波するフィルタ回路２１３a１と２１３a２とを含むフィルタ２１３ａを有している。送信信号は検出部２１１ａで検出されて周波数変換部２１２ａに入力し、１次被変調波のＩ成分及びＱ成分が検出される。
ブロック復調処理を行う符号型受信装置２００では、フィルタ２１３ａの出力信号を可局在化信号検出手段２４０でＡ／Ｄ変換し、デジタル処理によって雑音除去処理を含む処理を行いデータを算出する。検出手段２１０はアナログ処理を行う符号型受信装置２００にも用いられる。
図１４Ｂで示された検出手段２１０は、図７Ａ、図７Ｂ、図８Ａ、図８Ｂ、図９Ａ、図９Ｂ、図１１Ａ、図１１Ｂ及び図１１Ｃの送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０を例示している。
図１４Ｃは、バンド数がWのマルチバンドのＵＷＢにＯＦＤＭを用いた符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０を例示しており、各バンドでは図１１Ａ，図１１Ｂ及び図１１Ｃの何れかの送信信号生成手段７０により生成された送信信号が検出される。
この検出手段２１０は検出部２１１ｉ、フィルタ回路２１３ｉ1〜２１３ｉＷを含むフィルタ２１３ｉ、及びＩチャネル用周波数変換回路２１２ｉ１１〜２１２ｉＷ及びＱチャネル用周波数変換回路２１２ｉ１２〜２１２ｉＷ２を含む周波数変換部２１２ｉを有している。これらの周波数変換回路はそれぞれ図１４Ｂに示す周波数変換部２１２ａと同じように構成される。
第ｕ番目のバンドの信号は検出部２１１ｉの出力信号をフィルタ２１３ｉｕによってろ波されて検出される。フィルタ２１３ｉｕの出力信号は周波数変換回路２１２ｉｕ１で周波数変換され、Ｉチャネルの１次変調インパルス列が検出される。同様にして、Ｑチャネルの１次変調インパルス列が検出される。特にバンド数Ｗが１であればこの図１４Ｃは図１１Ａ、図１１Ｂまたは図１１Ｃに示す送信信号生成手段７０で生成された直交被変調信号のＵＷＢに対応する検出手段を表している。全ての検出信号が等しい中間周波数を持つように構成すると、後続の手段の構成及び処理が簡単になり、好適である。
図１４Ｄはインパルスレディオ方式のＵＷＢ伝送の検出手段２１０を示しており、ＩＥＥＥ802.15.3aに記載のピコネット用装置の検出手段として用いることが出きるが、使用はこれに限るものではなく、また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更、削除或いは追加してよい。ピコネットでは、ピコネット装置の基本となるタイミングがビーコンで供給され、同期手段２２０で検出される。
検出手段２１０はアンテナ２１１ｇ、フィルタ２１３ｇ及び増幅器２１５ｇを含んでおり、アンテナ２１１ｇは通信手段２３０のアンテナ２３０ｇと共用してもよい。アンテナ２１１ｇで検出された超広帯域の周波数成分を持つインパルスはフィルタ２１３ｇで外部雑音が除去され、増幅回路２１５ｇへ入力して増幅される。
図１４Ｅの（ａ）は、図１２に示す送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置と対向使用される周波数ホッピング方式の符号型受信装置２００の検出手段２１０を表し、検出部２１１Ｌ、遅延検波回路２１４Ｌ１乃至２１４ＬＪを含む遅延検波部２１４Ｌ、及びホッピングパターンに従って動作するＨＰマルチプレクサ（ホッピングマルチプレクサ）２１５Ｌとを有している。この検出部２１１Ｌは、周波数をホッピングさせるＮ個のチップで構成され周期がＴであるホッピング用符号パルス列に従う送信信号のホッピングチップを検出して遅延検波部２１４Ｌ１乃至２１４ＬＪの何れかで遅延検波を行う。遅延検波回路２１４Ｌの出力信号はホッピングパターンに従って周期Ｔの間保持されてＨＰマルチプレクサ２１５Ｌで直列信号に変換され、可局在化信号検出手段２４０へ出力される。ＨＰマルチプレクサ２１５Ｌを用いる代りに、可局在化信号検出手段２４０のＡ／Ｄ変換器のマルチプレクサの切換え順序をホッピングパターンに合わせ、遅延検波部２１４Ｌの遅延検波回路２１４Ｌ１〜２１４ＬＪの出力信号を直接Ａ／Ｄ変換してもよい。
図１４Ｅの（ｂ）は、図１４Ｅの（ａ）に示す検出手段２１０の第ｊ番目の遅延検波部２１４Ｌｊを例示している。検出部２１１Ｌにより検出された信号は、乗積回路２１４Ｌｊ３に入力するとともに極性検出回路２１４Ｌｊ２で極性が検出され、次いでＴ遅延回路２１４Ｌｊ１でホッピング周期Ｔ時間分遅延されて乗積回路２１４Ｌｊ３に入力しで検出信号に乗積され、フィルタ２１４Ｌｊ４でろ波されて多重化基本パルス列のチップが変換された２値変換パルス列が検出される。1次被変調信号が直交変調された信号の場合には、この検出されたチップはI成分のチップとＱ成分のチップを含むため、I成分とＱ成分が異なる順序又は異なる順位に従う多重化基本パルス列を含む送信信号の検出信号からデータ化符号パルス列を分離して局在化し、データが算出される。
図１４の（ｃ）は、周波数ホッピング方式における同期検波を用いた検出手段２１０を例示している。検出部２１１ｍで検出された送信信号は同期手段２２０により同期が捕捉されて保持されるとともにシンセサイザ部２１７ｍに入力する。シンセサイザ部２１７ｍは、ホッピングパターンを生成するＨＰパターン生成回路２１７ｍ１、ホッピングパターに従う周波数の搬送波を合成するシンセサイザ回路２１７ｍ２、検出部出力信号と搬送波とを乗積する乗積回路２１７ｍ３及び乗積回路２１７ｍ３の出力信号をろ波するバンドパスフィルタ２１７ｍ４とを含んでいる。バンドパスフィルタ２１７ｍ４の出力信号は検波部２１９ｍによって検波される。
同期手段２２０は検出ぶ出力信号から同期信号を検出し、同期の捕捉又は保持を行う。同期信号は、データ信号に前置され時分割で送信されてよく、この場合、一定周期で繰り返す同期信号から同期を捕捉し、この同期信号に基づいてクロック用局部発振器の周波数を制御する。あるいは、同期信号をデータ信号に平行して送信し、クロック用局部発振器の周波数を制御する。または、同期信号はデータ信号に前置されるとともに並置されてもよい。同期手段２２０におけるこれらの同期の捕捉及び保持は、タイミングパルス列、符号パルス列、又は多重化された２次又は高次の乗積符号パルス列などの何れかで構成された同期信号を検出して行うものである。ＵＷＢ伝送においてもタイミングインパルスをデータ信号のインパルス列に直列又は並列に送信し、同期を捕捉し保持してよい。特に、ＯＦＤＭを用いたＵＷＢ伝送では、各狭帯域に共通のタイミングインパルスをデータ信号に直列に送信するか、或いは、特定のチャネルを用いてデータ信号と並列にタイミングインパルスを送信し、この信号を検出してよい。
他方、デジタル処理により復調を行う符号型受信装置２００では、プリアンブルに組み込まれた同期信号、データ信号に並置された同期信号又はデータ信号から同期を捕捉又は保持してよい。
可局在化信号検出手段２４０は、検出信号から局在化可能な信号であるデータ化符号パルス列を分離するものである。検出信号が順序パルス列とデータ化符号パルス列とが乗積された基本パルス列の多重化信号である場合、可局在化信号検出手段２４０ではデータ化符号パルス列の１周期当たり多重度に等しい回数順序パルス列の乗積によるデータ化符号パルス列の分離が行われる。
多重化基本パルス列に順序パルス列を乗積することにより分離されたデータ化符号パルス列を含む局在化可能な信号が狭帯域のデータ化符号パルス列であれば、逆拡散のためＳ／Ｎ比の改善率はＫとなる。ここにＫは拡散率であって、Ｋ＝Ｔk／Ｔcである。
高速ホッピング送信信号では、可局在化信号検出手段２４０は検出信号から直接データ化符号パルス列を分離するか、又は検出信号をＴｋ／ＴH回加算平均してチップを検出し加算平均して得られた周期分のチップを用いてデータ化符号パルス列を分離し、停留化検出手段へ出力してもよい。次いで、この局在化可能な信号は停留化検出手段２５０により検出され、設定されたＳ／Ｎ比の改善がなされる。
図１５は、直交変調方式の可局在化信号検出手段２４０を示しており、可局在化信号検出手段２４０は、復調回路２４５ａ１と２４５ａ２を含む復調部２４５ａ、Ａ／Ｄ変換回路２４１ａ１と２４１ａ２を含むＡ／Ｄ変換部２４１ａ、リングメモリ２４２ａ１と２４２ａ２を含むリングメモリ部２４２ａ及び分離部２４３ａを有している。分離部２４３ａは多重化基本パルス列再生部２４３ａ6及び２４３ａ７、順序パルス列生成回路２４３ａ１、乗積回路２４３ａ２と２４３ａ３及びフィルタ２４３ａ４と２４３ａ５とを有している。
検出手段２１０により出力されたＩチャネル及びＱチャネルの１次変調信号は、それぞれ復調部２４５ａの復調回路２４５ａ１と２４５ａ２へ入力し、Ａ／Ｄ変換部２４１ａ１と２４１ａ２でデジタル量に変換されてリングメモリ２４２ａ１及び２４２ａ２に記憶される。リングメモリ２４２ａ１から読み出されたＩチャネルの記憶データは、多重化基本パルス列再生回路２４３ａ６に入力してＩチャネルの多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ａ３に入力して順序パルス列生成回路２４３ａ１で生成されたゼロシフト時間の初期状態の順序パルス列と乗積され、フィルタ２４３ａ４でろ波され、第１番目の局在化可能な信号であるデータ化符号パルス列が検出されて、停留化検出手段２５０に出力されて停留化検出手段２５０へ出力される。次いで、第２番目の順位の基本パルス列が、シフト時間が相殺されてデータが規準の位置となるようにリングメモリ２４２ａ１をシフトする。このデータから多重化基本パルス列再生部２４３ａ６で多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ａ３で初期状態の順序パルス列に乗積され、フィルタ２４３ａ４でろ波されて第２番目のデータ化符号パルス列が検出され、停留化検出手段２５０へ出力される。
以下、同様にして〔ｍ／２〕番目までのデータ化符号パルス列が検出される。ここに記号〔ｍ／２〕はｍ／２を超えない最大の整数を表し、〔 〕はガウスの記号である。なお、ｍは偶数に設定することが好適である。〔ｍ／２〕個のＱチャネルのデータ化符号パルス列も同様にして検出される。
リングメモリ２４２ａに代えて、Ａ／Ｄ変換されたデータを記憶するメモリ２４２ａ’を用い、多重化基本パルス列再生部２４３ａ６で多重化基本パルス列を再生し、順序パルス列生成回路２４３ａ１を順位が１づつ昇順に変化するように構成し、乗積回路２４３ａ３でメモリ２４２ａ’から読み出されたＩチャネル用のデータに初期状態の順序パルス列を乗積し、フィルタ２４３ａ４でろ波して第１番目のデータ化符号パルス列を検出し、停留化検出手段２５０に出力してシフト時間を検出する。次いで順序パルス列生成回路２４３ａ１の状態を順位が１だけシフトして状態を更新し、同様にして第２番目のデータ化符号パルス列を検出する。以下同様にして第〔ｍ／２〕番目までのＩチャネル用データ化符号パルス列を検出するように構成してよい。Ｑチャネル用データ可符号パルス列も同様に構成してよい。以上のいずれの場合においても、昇順に状態をシフトさせることに代えて、降順にシフトさせてそれぞれのデータ化符号パルス列を検出するように構成しても、本発明の主旨を逸脱しない。
停留化検出手段２５０は、多重化基本パルス列のそれぞれの基本パルス列から得られたデータ化符号パルス列の局在化パルスを検出して判定結果をデータ算出手段２６０へ出力する。
図１６は、図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０と図８Ａに例示の送信信号生成手段７０とを含むストリームによる変調にＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置１、または、図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０と図８Ｂの多重化基本パルス列の２値変換パルス列のストリームによる変調にＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置１、または図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０と図８Ｃの多重化基本パルス列の２次符号パルス列のストリームによる変調にＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置１と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０、停留化検出手段２５０及び制御手段２８０を備える符号型受信装置２００を例示している。
可局在化信号検出手段２４０は検出信号をチャネルに従ってＡ／Ｄ変換するＡＤＣ部２４１ｂ、メモリ２４２ｂ０、ＦＦＴ処理部２４８ｂ、リングメモリ部２４２ｂ１〜２４２ｂＪ、分離部２４３ｂ１〜２４３ｂＪを含んでいる。さらに、ＦＦＴ処理部２４８ｂは、ＧＩ除去回路２４８ｂ１、ＦＦＴ回路２４８ｂ３及び等化回路２４８ｂ３を含んでいる。
リングメモリ部２４２ｂ１〜２４２ｂＪはそれぞれリングメモリ部２４２ａを用いて構成され、分離部２４３ｂ１〜２４３ｂＪは分離部２４３ａで構成されるものである。
同期手段２２０は検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉し保持する。または、検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉し、同期保持は狭帯域毎に行い、第ｊ番目の狭帯域のリングメモリ部２４２ｂｊに記憶された同期信号のデータを用いてタイミングを抽出し、可局在化信号検出手段２４０の第ｊ番目の狭帯域信号の同期保持を行ってよい。
あるいは、周波数が安定した記憶データであれば、同期保持を狭帯域毎に行うことに代えて、特定の狭帯域の同期信号又はデータ信号を用いて同期を保持し、全狭帯域の同期をこれにより保持してもよい。
または、信号検出手段２１０の出力信号を用いて同期を捕捉することに代えて、リングメモリ部２４２ｂｊに記憶された同期信号のデータを用いて狭帯域毎に同期の捕捉及び保持を行うように構成するか、あるいはパイロットチャネルとして、各狭帯域に周期的に割り当てられた同期信号を検出して、その狭帯域又は全狭帯域の同期を捕捉あるいは保持してよい。
検出手段２１０の検出信号は、ＡＤＣ部２４１ｂでチャネルに従ってＡ／Ｄ変換され、メモリ２４２ｂ０に記憶される。記憶されたデータはＦＦＴ処理部２４８ｂに入力し、ＧＩ除去回路２４８ｂ１でガードインターバルが除去され、ＦＦＴ回路２４８ｂ２で高速フーリエ変換により復調されて各狭帯域に割り当てられた多重化基本パルス列の多値チップが算出され、等化回路２４８ｂ３で等化され、それぞれ対応するリングメモリ２４２ｂ１〜２４２ｂＪの何れかのＩチャネル部とＱチャネル部に記憶される。多値チップの算出に際しては、伝送路特性を測定して等化することが好ましく、スキャッタードパイロットを用いてＦＦＴ出力を補正するなどの方法が行なわれる。但し、本発明では、個々のチップの判定は行なわず、停留化検出を行なうものである。等化については被特許文献６の１４６ページから１５８ページを参照にすることができる。なお、リングメモリ部２４２ｂ１乃至２４２ｂＪをメモリを用いて構成し、分離部２４３ｂ１乃至２４３ｂＪの順序パルス列生成回路を、順位に従うシフト時間を持つパルス列を生成するように構成してもよい。
この処理行程は、データ化符号パルス列の周期に含まれた順序パルス列のチップ数ＫＮに等しい回数繰返し行われ、各狭帯域に割り当てられた１周期分の多重化基本パルス列がそれぞれ検出される。ＦＦＴの出力波形は、図３１の（ｂ）に例示されている。
第ｊ番目の狭帯域の複素データはリングメモリ部２４２ｂｊに記憶され、分離部２４３ｂｊ、停留化検出手段２５０の滞留化検出部２５０ｂｊとによって処理されて、干渉雑音が除去される。停留化検出手段２５０は狭帯域毎に多重化基本パルス列のそれぞれの基本パルス列からデータ化符号パルス列を停留化検出して少なくともシフト時間情報をデータ算出手段２６０へ出力する。
第ｊ番目のリングメモリ２４２ｂｊのＩチャネル部の記憶データは１周期分がシリアル信号として読み出されて分離部２４３ｂｊのＩチャネル部に入力し、Ｉチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。データ化符号パルス列は、停留化検出手段２５０の対応する停留化検出部に入力してそれぞれの振幅並びに位相情報が取得される。
分離部２４３ｂｊは、図１５の分離部２４３ａと同様の構成と機能を有するように構成される。Ｑチャネルの構成及び処理行程も同様である。
図１７は、図５のデータ化符号パルス列生成手段３０と図９Ａの送信信号生成手段７０とを含む並列変調を用いたＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１、または図５のデータ化符号パルス列生成手段３０と図９Ｂの送信信号生成手段７０を含む多重化基本パルス列の２値変換パルス列を並列変調信号に用いた並列変調によるＯＦＤＭ方式の符号型送信装置１等と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０、停留化検出手段２５０及び制御手段２８０を備える符号型受信装置２００を例示している。
可局在化信号検出手段２４０はＡＤＣ部２４１ｃ、メモリ２４２ｃ１、ＦＦＴ処理部２４８ｃ、リングメモリ２４２ｃ２及び分離部２４３ｃを有している。更に、ＦＦＴ処理部２４８ｃはＧＩ除去回路２４８ｃ１、ＦＦＴ回路２４８ｃ２等化回路２４８ｃ４及びＰ／Ｓ変換部２４８ｃ３を含んでいる。また、分離部２４３ｃは２４３ａと同様に構成される。
同期手段２２０は各狭帯域のデータ信号に周期的に挿入されたスキャッタードパイロットチャネルのパイロット信号によって送信された同期信号を検出して同期捕捉及び保持を行うが、これに限るものではない。同期信号の検出は、検出手段２１０の検出信号を用いて直接に、可局在信号検出手段２４０の処理に先行して行ってよく、あるいは、可局在信号検出手段２４０の処理過程で行うか、または、同期捕捉を可局在信号検出手段２４０の処理に先行して行い、処理過程の中で同期保持を行ってよい。
同期が保持されたデータ化符号パルス列１周期分の検出信号は、Ａ／Ｄ変換部２４１ｃでデジタル量に変換されてメモリ２４２ｃ１に記憶される。読み出されたメモリ２４２ｃ１の記憶データはＦＦＴ処理部２４８ｃのＧＩ除去部２４８ｃ１によってＧＩが除去され、ＦＦＴ回路２４８ｃ２で高速フーリエ変換されてデータ化符号パルス列１周期相当分の多重化基本パルス列の多値チップが検出され、等化回路２４８ｃ４で等化され、Ｐ／Ｓ変換部２４８ｃ３によって直列データに変換され、、リングメモリ２４２ｃにチャネルに対応して記憶される。
リングメモリ２４２ｃ２に記憶されたＩチャネルデータ及びＱチャネルデータはシリアル信号として分離部２４３ｃに入力してそれぞれデータ化符号パルス列が分離され、停留化検出手段２５０に出力される。
次いで、リングメモリ２４２ｃ１を昇順にシフトさせて初期状態を更新し、同様にして第２番目のＩチャネルデータ化符号パルス列が検出される。以下同様にして第ｍｉ／２番目までのＩチャネルのデータ化符号パルス列を検出する。Ｑチャネルデータ化符号パルス列も同様にして検出される。リングメモリ２４２ｃ２をそれぞれ昇順にシフトさせることに代えて、それぞれ降順にシフトさせて初期状態を更新するように構成しても本発明の趣旨を逸脱しない。また、リングメモリ２４２ｃ２に代えてメモリを用いてＦＦＴ処理部２４８ｃの分析データを記憶し、かつ、順序パルス列生成回路２４３ｃ１を乗積処理が終了する毎に昇順又は降順にシフトさせて初期状態が更新された順序パルス列を生成するように構成し、順序パルス列とメモリから読み出された記憶データから再生された多重化基本パルス列とを乗積してろ波する行程を繰返し、第ｍｉ／２番目までのＩチャネルのデータ化符号パルス列及びＱチャネルデータ化符号パルス列を検出してもよい。このｍｉは第ｉ番目に送信された多重化基本パルス列の多重度を表し、この多重度ｍｉ／２づつがＩチャネルとＱチャネルに割り当てられる場合を示しているが、ＩチャネルとＱチャネルの多重度を異なるように設定することもできる。
図１８Ａは、単一搬送波の１次被変調信号の可局在化信号検出手段２４０を例示している。周波数ホッピング方式にも使用されるが、検出手段２１０で１次復調がなされる場合には復調部２４５ｓは使用されず、復調信号はＡＤＣ２４１ｓへ入力する。復調部２４５ｓで復調された２値化パルスはＡＤＣ２４１ｓでデジタル変換されてリングメモリ２４２ｓに記憶され、読み出されて分離部２４３ｓの多重化基本パルス列再生回路２４３ｓ６で多重化基本パルス列として再生される、再生された信号は、乗積回路２４３ｓ２で順序パルス列生成回路２４３ｓ１で生成された順序パルス列と乗積され、ろ波されて当該順序のデータ可符号パルス列が分離される。以上の行程は線形変調信号で変調された信号に対しても同様である。なお、送信信号がインパルスである場合には、復調部２４５ｓは使用されない。
図１８Ｂは、図７Ａ、図７Ｂまたは図７Ｃの直交変調方式を用いた送信信号生成手段７０を有する符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の同期手段２２０と可局在化信号検出手段２４０を例示する図である。検出手段２１０には図１４Ｂの検出手段２１０が用いられ、そのＩ成分及びＱ成分の出力信号はそれぞれ可局在化信号検出手段２４０へ入力され、復調部２４５ｄの復調回路２４５ｄ１、２４５ｄ２で復調されて、それぞれＡＤＣ部２４１ｄのＡ／Ｄ変換回路２４１ｄ１、２４１ｄ２でデジタル量へ変換され、リングメモリ２４２ｄ１、２４２ｄ２に記憶される。分離部２４３ｄは多重化基本パルス列再生回路２４３ｄ６、順序パルス列生成回路２４３ｄ１、乗積回路２４３ｄ２及びローパスフィルタＬＰＦ２４３ｄ３を有している。リングメモリ２４２ｄの各チャネルの記憶データはそれぞれ多重化基本パルス列再生回路２４３ｄ６で多重化基本パルス列に再生され、乗積回路２４３ｄ２で順序パルス列生成回路２４３ｄ１で生成された順序パルス列が乗積され、ローパスフィルタ２４３ｄ３でそれぞれろ波されて、Ｉチャネル及びＱチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。
インパルスを用いたＵＷＢ伝送では、受信側は検出手段によってインパルス又はインパルス被変調信号を含む送信信号を検出して検出信号を出力し、可局在化信号検出手段によってこの検出信号から送信信号生成用パルス列のチップを同期を保持して復元し、復元されたチップを表わすパルス列からデータ化符号パルス列を含む局在化可能な信号を検出し、停留化検出手段によりこの局在化可能な信号を停留化検出する。
インパルス及びその被変調信号は平均値が０の信号であるため、テンプレートなどを用いてこれらの信号を単一極性に変換し積分を行うか、あるいはピークホールドを行ってこの値を加算して、チップを表すパルスを再生するとよい。
ｒ多重δ遅延の送信信号生成用パルス列は、チップの前縁の遷移時間に同期した多重度ｒのパルスをδ間隔で再生し多重化することによりそのチップが合成されるため、最大順位に対応する多重度ｒのパルス列のチップの前縁の遷移時間と最小順位に対応する多重度ｒのパルス列のチップの後縁の遷移時間との間の合成されたパルス振幅がサンプリングされてチップが再生される。ｒ多重δ遅延の波形は図３３Ａに例示されている。このＵＷＢ伝送は無線伝送並びに有線伝送に用いることができるものである。
図１９は、図６Ａのデータ化符号パルス列生成手段３０と図１０Ａの送信信号生成手段７０、または図６Ｂのデータ化符号パルス列生成手段３０と図１０Ｂの送信信号生成手段７０を有するＵＷＢ方式の符号型送信装置１と対向使用される符号型受信装置２００の検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０及び停留化検出手段２５０を例示している。可局在化信号検出手段２４０は、単極化回路２４９ｈ１、パルス合成回路２４９ｈ２、サンプラ２４９ｈ３及びテンプレート２４９ｈ４を含んだチップ再生部２４９ｈ、リングメモリ部２４２ｈ、及び多重化基本パルス列再生回路２４３ｈ４、順序パルス列生成回路２４３ｈ１と乗積回路２４３ｈ２とＬＰＦ２４３ｈ３とを含んだ分離部２４３ｈとを有している。
同期手段２２０は、検出手段２１０により検出されたデータ信号に直列に周期的に送信される同期インパルス、又は並列に送信される同期インパルスを用いて同期を捕捉及び保持する。なお、インパルスの検出は非同期的に行ってもよい。
検出信号はチップ再生部２４９ｈに入力し、単極化回路２４９ｈ１でテンプレート回路２４９ｈ４により生成されたテンプレート信号を用いてインパルスが単極化される。単極化された信号はパルス合成回路２４９ｈ２で積分されてパルスが合成され、サンプラ２４９ｈ３でサンプリングされて送信信号生成用パルス列のパルスが再生される。チップパルスに線形な信号であれば、再生されたパルスはチップを表し、他方、チップが２値化されたパルスであれば、その２値パルスを表す。次いで、サンプラ２４９ｈ３の出力信号はリングメモリ２４２ｈに記憶される。記憶された１周期分のチップデータは分離部２４３ｈに入力し、多重化基本パルス列再生回路２４３ｈ４で多重化基本パルス列が再生され、乗積回路２４３ｈ２で順序パルス列生成部２４３ｈ１で生成された順序パルス列が乗積され、低域フィルタＬＰＦ２４３ｈ３でろ波されて停留化検出手段２５０へ出力される。
図２０は、図１１Ａのストリーム変調用送信信号生成手段７０を含むＵＷＢ伝送にＯＦＤＭを用いた符号型送信装置１と対向使用され、検出手段２１０、同期手段２２０、可局在化信号検出手段２４０及び停留化検出手段２５０を有する符号型受信装置２００を例示している。
可局在化信号検出手段２４０はＧＩ除去部２４４ｋ、検波部２４５ｋ１〜２４５ｋＪ、及び可局在化信号検出部２４６ｋ１〜２４６ｋＪを有している。
検出手段２２０により検出されたタイミング用ビーコン、又はデータ信号に直列に周期的に送信された全帯域に共通の同期インパルス、又は、特定の帯域を用いて送信された同期インパルス、又は各帯域それぞれの同期インパルスを用いて同期を捕捉及び保持する。
検出手段２１０の検出信号はＧＩ除去部２４４ｋでＧＩが除去され、次いで検波部２４５ｋ１〜２４５ｋＪに入力する。第ｊ番目の帯域の検波部２４５ｋｊに入力した信号は復調され、Ｉチャネル及びＱチャネルのベースバンドインパルス列が出力される。これらのベースバンド信号は、可局在化信号検出部２４６ｋｊでデータ化符号パルス列が分離され、停留化検出手段２５０の対応する停留化検出部２５１ｋｊで雑音が除去されてその振幅情報及び位相情報が取得される。但し、この可局在化信号検出手段２４０のチップ再生部はパルス合成回路とサンプラを有し、検出手段２１０の検出信号出力はパルス合成部に入力するように構成される。
可局在化信号検出部２４６ｋｊには、パルス合成回路とサンプラとを含むチップ再生部を用いた図２１の可局在化信号検出手段２４０を用いてよい。対応する停留化検出手段２５０は帯域毎に局在化部を有し、可局在化信号検出部２４６ｋｊの出力信号に停留化検出を行ってシフト時間をデータ算出手段２６０へ出力するように構成してよい。
図２１は、図１１Ｂの送信信号生成手段７０により生成されたストリーム変調又は図１１Ｃの多重化基本パルス列のチップを２進変換した２値変換パルス列によるＵＷＢ方式の1次復調にＦＦＴを用いた可局在化信号検出手段２４０、検出手段２１０、同期手段２２０及び停留化検出手段２５０を例示している。可局在化信号検出手段２４０はＡＤＣ部２４１ｋｂ、メモリ２４２ｋｂ０、ＧＩ除去部２４４ｋｂ、ＦＦＴ部２４５ｋｂ、等化部２４７ｋｂ、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪを含んでいる。また、停留化検出手段２５０は図２０に示された停留化検出手段２５０と同様に構成された局在化パルス検出部２５１ｋｂ１乃至２５１ｋｂＪを含んでいる。
可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪは図２０の可局在化信号検出手段２４０と同様にパルス合成回路とサンプラとを有するチップ再生部を具備した図２１の可局在化信号検出手段を用いて構成されるが、これらに限るものではない。
検出手段２１０の出力信号はＧＩ除去部２４４ｋｂでＧＩが除去され、多重化された多重化被変調信号がＦＦＴ部２４５ｋｂへ出力される。この多重化被変調信号は、送信側で各帯域のδ幅の同期した遷移パルスを用いてＩＤＦＴ変換により生成された信号であって、各帯域に割り当てられた複素ｒ−多重化基本パルス列の各チップの遷移部の遅延時間が（ｕー１）δであるδパルスで変調された被変調信号が多重化された信号を表わしている。ＦＦＴ部２４５ｋｂはｒ−多重化基本パルス列のチップの遅延時間毎に多重化被変調信号をＦＦＴ変換して、δ幅を持ちｒ−多重化基本パルス列のチップの遷移量を振幅として持つベースバンドの複素パルスの組を等化部２４７ｋｂへ出力する。
等化された信号は可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪの何れかへ帯域に対応させてδ時間間隔で出力する。以上のＧＩ除去部２４４ｋｂによるＧＩ除去及びＦＦＴ部２４５ｋｂによるＦＦＴ変換は、ｒ−多重化基本パルス列のチップを構成するｐｒ個全ての遷移パルスが完了するまで繰返し行なわれ、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪにより各帯域のチップが再生される。このチップを再生する行程は、それぞれの周波数帯域でＮＫ回づつ繰り返され、Ｊ組の複素多重化基本パルス列が再生される。
チップがｍ'桁の２進数に変換された２値変換パルス列により生成されたＯＦＤＭ信号の場合は、可局在化信号検出部２４６ｋｂ１〜２４６ｋｂＪでＦＦＴ部２４５ｋｂの出力信号のｍ'桁ずつからチップが生成され、ＮＫ個の再生されたチップから多重化基本パルス列が再生されて順序パルス列が乗積され、各帯域のデータ化符号パルス列が分離される。他の行程はストリーム変調と同様である。
可局在化信号検出部２４６ｋｂ１乃至２４６ｋｂＪの複素多重化基本パルス列の周期分のチップ信号は、それぞれ停留化検出手段２５０の対応する停留化検出部２５１ｋｂ１乃至２５１ｋｂＪの何れかへ出力されてデータ化符号パルス列の振幅情報及び位相情報が取得され、シフト時間が出力される。
図２２に例示のＦＦＴを用いた並列変調のＯＦＤＭによるＵＷＢ方式の符号型受信装置２００は、チップを構成するｐｒ組の複素遷移パルスを並列入力としＩＤＦＴを用いて1次被変調信号を生成する並列伝送用符号型送信装置１と対向使用される。可局在化信号検出手段２４０は検出信号からなる入力信号をデジタル量に変換するＡ／Ｄ変換部２４１ｋｃ、そのデジタル量を記憶するメモリ２４２ｋｃ０、記憶されたデータを読み出してガードインターバルを除去するＧＩ除去部２４４ｋｃ、ＧＩが除去された信号をフーリエ変換するＦＦＴ部２４５ｋｃ、その信号を等化する等化部２４６ｋｃ、その出力信号をチャネル毎にＰ／Ｓ変換するＰ／Ｓ変換部２４８ｋｃ、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のパルス合成回路２４９ｋｃ２と合成されたパルスの振幅値を取得してチップを再生するサンプリング回路２４９ｋｃ３とを有するチップ再生部２４９ｋｃ、再生されたチップを記憶するＩチャネル用及びＱチャネル用のリングメモリ２４２ｋｃ１、及び多重化基本パルス列再生回路、順序パルス列生成回路、リングメモリに記憶されたデータを読み出して順序パルス列生成回路により生成された順序パルス列と乗積させる順序パルス列乗積回路、順序パルス列が乗積された信号をろ波するフィルタとを含む分離部２４３ｋｃとを有している。 検出信号はＡＤＣ部２４１ｋｃでチャネルに従ってデジタル量に変換されてメモリ２４２ｋｃ０に記憶される。ＧＩ除去部２４４ｋｃでＧＩが除去された記憶データはＦＦＴ部２４５ｋｃへ入力する。
ＦFＴ部２４５ｋｃは、J組の帯域に割り当てられたｐｒ組のチップの前縁部或いは後縁部の複素遷移パルスによりそれぞれ生成された１次被変調信号が多重化された多重化信号を入力とし、ＦＦＴ変換し、等化部２４６ｋｃへ出力する。等化部２４６ｋｃはＰ／Ｓ部へ等化されたｐｒ組の複素遷移パルスを出力する。Jとｐｒとは等しくなるように構成することが周波数の高利用効率を達成し、好適である。
Ｐ／Ｓ変換部２４８ｋｃでＰ／Ｓ変換された複素パルス列からチップ再生部２４９ｋｃのパルス合成回路によりチップ前縁部を含むパルスがそれぞれ合成されて複素パルスを形成する。次いで、ＦＦＴ部２４５ｋｃにはチップの後縁部の遷移パルスで1次変調された複素多重化信号が入力し、ｐｒ組の後縁部の遷移パルスが分析され、Ｐ／Ｓ変換部２４８ｋｃでパルス列に変換され、チップ再生部２４９ｋｃのパルス合成回路に入力して後縁部を含む複素パルスが再生される。再生された複素パルスの前縁部と後縁部との間のチップの振幅を表わす時刻でサンプラ２４９ｋｃ３によりサンプリングが行なわれてＩチャネルとＱチャネルのチップの組を表わす複素チップが再生される。
以上のチップ再生までの行程は周期に含まれたチップの数に等しいＮＫ回数繰り返し行なわれて多重化基本パルス列が再生される。この複素多重化基本パルス列は分離部２４３ｋｃに入力し、それぞれのチャネルのデータ化符号パルス列が分離される。さらに、分離されたデータ可符号パルス列は停留化検出手段２５０により停留化検出されてそれぞれのチャネルのシフト時間が検出される。
チップが２進変換された２値変換パルス列の並列変調を用いたＯＦＤＭにおいても、リングメモリ２４２ｋｃ１の記憶形式はストリーム変調と同様であり、その分離、停留化検出の行程及び構成を同様に用いることができる。
図２３Ａは、制御手段２８０で制御された停留化検出手段２５０を例示しており、グループ化部２５３ｓ、停留化算出部２５１ｓ及び判定部２５２ｓを含んでいる。可局在化信号検出手段２４０で分離されたデータ化符号パルス列は、グループ化部２５３ｓでチップ時間幅にわたり加算されてチップに対応したチップ当たり１メンバーからなるグループに分類される。または、チップ幅間隔で選択されたチップ当たり１つのサンプリング点の値をメンバーとするグループに分類される。グループ化された信号は停留化算出部２５１ｓに入力し、この入力信号からデータ化符号パルス列の候補信号値の算出が行なわれ、次いで判定部２５２ｓで候補信号値で表されたパルス列の判定がなされて符号パルス列の振幅情報及びシフト時間の値で表された位相情報が取得される。
以下に本発明の停留化検出につき詳述する。
シフト時間ζを有する符号パルス列を含む信号をｙ（ｔ）とするとき
ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ−ζ）＋n（ｔ）
と表わされる。これよりｙ（ｔ）のサンプリング点ｔjにおけるデータ値ｙjは符号パルス列の値ｘjとこれに重畳した雑音の値ｎjとにより、
ｙj＝ｘj＋ｎj ------（６）
と表わされる。
ここにｄは遅延時間、ｙj＝ｙ（ｔj）、ｘｊ＝ｘ（ｔj−ζ）、およびｎｊ＝ｎ（ｔｊ）であり、また、ｊ＝０〜ｓNである。但し、Nは符号パルス列の符号長、ｓは符号パルス列のチップ幅Tkとサンプリング周期Tsとの比であって、ｓ＝Tk／Tsである。
周期のサンプリング点の信号値の集合は、チップの定められたサンプリング時刻に対応した信号値をメンバーとする組に分類される。特に、周期に含まれたチップ毎に定められたサンプリング点の値を選択してメンバーの間隔がチップ幅に等しいN個のメンバーからなるグループに分類するか、またはチップ毎に加算を行いチップ幅間隔で生成された加算値或いは加算平均値をメンバーとするN個のメンバーからなる加算化グループを作成するとよい。いずれの分類法においてもグループの先頭或いは最後尾にメンバーを追加する場合には定められた値に設定するか叉は１周期相違した信号の値を代入して構成することが好適である。なお、分類方法並びにメンバーの値の設定方法はこれらに限るものではない。
次いで、各グループは符号パルス列成分の局在化信号が停留点を持つように構成された補間関数を用いて補間が行なわれ、補間信号が生成される。補間信号は符号パルス列に基づく局部信号を用いて局在化信号が固有の停留点を持つように局在化され、次いで微分される。停留点は局在化された信号の微分値が０となる点であるため、符号パルス列に基づく局部信号と補間信号との相互相関関数の停留点の微分値は、符号パルス列に基づく局部信号と雑音との相互相関関数の微分を表わしている。この方程式を停留点及び所要の近傍点で解けばそれらの点における雑音の値が算出され、これより（１６）式を用いて符号パルス列信号の値が算出される。符号系列にM系列を用いた、停留化された相関関数波形を図３０に例示する。
方程式の解を信号の値ｙｊを用いて表し補間信号の値から減算して停留点の符号系列を表す信号の値を算出すれば、この値は既知係数と信号の値とで表現されるため、簡単な構成と手順でサンプリング点の分離された符号系列を表す信号値とこれに雑音が加算されてなる分離信号値とを用いて各停留点の符号パルス列の値が算出され、好適である。符号パルス列の算出は、精度に従って、単一回の停留化算出行程で行ってよく或いは算出された値を入力として複数回停留化算出行程を繰返し行ってもよい。一定のシフト時間を持つ符号系列を表す信号はこれにより確定し、パルス列として或いは局在化パルス等の処理された信号として共鳴、吸収、反射、散乱などの作用を反映する振幅情報の取得、同期の捕捉或いは保持、距離の測定、移動速度の測定、ドップラーシフトの測定などに用いることができるが、用途はこれらに限るものではない。
他方、シフト時間が未知である場合には算出されたパルス列の判定を行ってシフト時間を確定する。サンプリング点においてメンバーである符号パルス列信号は等しい絶対振幅値と定められた極性を持つため、判定は、シフト時間毎に定められた停留点を用いて候補信号値を算出し、それらの振幅値または振幅値の比、極性及び配列の組合せからなる判定基準を用いて行われる。あるいは、候補信号値を局在化してピークの個数、振幅、極性及びそれらの配列を評価してもよい。
判定方法はこれらに限るものではなく、サンプリング点の符号パルス列候補値のノルムの大きさを評価するなど、符号パルス列を検出できるパラメータであればよい。なお、符号パルス列を検出するとは、既知の符号系列を表し未知のシフト時間を持つ符号パルス列では少なくともその振幅及びシフト時間を決定することをいい、シフト時間が既知であればその振幅を決定することをいう。他方、未知の符号パルス列では、少なくとも符号系列の種類、振幅及びシフト時間を決定することをいう。
高速処理には、シフト時間により定まる符号パルス列の算出回路と判定回路とをシフト時間に対応させてN組並列に用いて符号パルス列候補値の算出と算出値の判定を行うことが、処理時間が短縮され好適である。判定結果が受容されない場合には反復回数を増やして算出された算出値の判定を行うか、或いは、算出と判定とからなる行程を繰返すとよい。
以上のいずれの場合においても、算出された符号パルス列はグループ単独叉は幾つかのグループの算出値を組合せて利用される。なお、処理の手順はこれらに限るものではなく、少なくとも局在化信号の微分を表わす方程式を用いて誘導された任意の式及び方法に従う手順であってよい。
本発明の停留化検出は、補間信号を用いた局在化信号の停留点を利用して行なわれる。補間信号は、符号系列を表す信号とこれに重畳した雑音とからなるサンプリング点の値を用いてサンプリング点間の値を補間関数により補間することにより作成されるものである。理解を容易にするために、連続する２つのサンプリング点を第ｊ−１番目と第ｊ番目とし、以下にこれらのサンプリング点間の値をｔｊ−１≦ｔ≦ｔｊで定義された加法的な補間関数ｆj（ｔ；αj、βj）、を用いて補間を行い符号系列を表す信号を算出する場合につき詳述する。一例として、ｆj（ｔ；αj、βj）は既知単項関数ｇ（ｔ）を用いて、
ｆj（ｔ；αj、βj）＝αj＊ｇ（ｔ）＋βj、ｔj-1≦ｔ≦ｔｊ ------------（７）
と表わされ、その他のｔの値では０である。これより、（L−１）T≦ｔ≦LTでは、
LN
ｆ（ｔ）＝Σ{αj＊ｇ（ｔ）＋βｊ} ------------（８）
j=(L-1)N＋1
である。
ここに、Ｌは整数、αｊ及びβｊは夫々ｙｊ-1及びｙｊにより定まる定数であり、
ｙｊ−１＝ｆj（ｔj-1；αj、βj）＝αj＊ｇ（ｔj-1）＋βj、及びｙｊ＝ｆj（ｔj；αj、βj）＝αj＊ｇ（ｔj）＋βjである。これよりαｊ及びβｊはｙｊ−１、ｙｊ、既知関数の値ｇ（ｔj-1）及びｇ（ｔｊ）で表わされる。
よって、定数がｙｊ−１及びｙｊで表された補間信号をｆj（ｔ；ｙj-1、ｙj）＝ｙj（ｔ）とすれば、
ｙj（ｔ）＝ｆj（ｔ；ｙj-1、ｙj）
＝αｊ(ｙj-1、yｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｙj-1、ｙj） -------------（９）
と表される。但し、ｆj（ｔ；ｙj-1、ｙj）はｔj-1≦ｔ≦ｔjで定義され、その他のｔの値では０とする。また、αｊ(ｙj-1、yｊ)及びβj（ｙj-1、ｙj）は夫々ｙj-1およびｙjの線形結合で表された定数である。
加法性により、
ｙｊ（ｔ）＝ｆj（ｔ；ｙj-1、ｙj）
＝ｆj（ｔ；ｘj-1＋ｎj-1、ｘj＋ｎｊ）
＝ｆj（ｔ；ｘj-1、ｘj）＋ｆj（ｔ；ｎj-1、ｎｊ）
＝ｘｊ（ｔ―ζ）＋ｎｊ（ｔ） --------------（１０）
であり、また、
ｙｊ（ｔ）＝αｊ(ｙj-1、yｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｙj-1、ｙj）
＝αｊ(ｘj-1＋ｎj-1、ｘj＋ｎｊ)＊ｇ（ｔ）
＋βj（ｘj-1＋ｎj-1、ｘj＋ｎｊ）
＝αｊ(ｘj-1、ｘｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｘj-1、ｘj）
＋αｊ(ｎj-1、ｎｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｎj-1、ｎj）
----------------------（１１）
の関係が成立する。
ここに、
ｆj（ｔ；ｘj-1、ｘj）＝ｘｊ（ｔ―ζ）、ｆj（ｔ；ｎj-1、ｎｊ）＝ｎｊ（ｔ）であり、また、
ｘｊ（ｔ−ζ）＝αｊ(ｘj-1、ｘｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｘj-1、ｘj）
ｎｊ（ｔ）＝αｊ(ｎj-1、ｎｊ)＊ｇ（ｔ）＋βj（ｎj-1、ｎj）----------（１２）
であり、ｘｊ（ｔ−ζ）及びｎｊ（ｔ）はそれぞれｔj-1≦ｔ≦ｔjの区間における補間信号の符号系列を表す信号成分および雑音成分である。
これより周期の補間信号ｆ（ｔ）は、（L−１）Ｔ≦ｔ≦LTで
LＮ ＬN
f（ｔ）＝Σｆj（ｔ；ｘj-1、ｘj）＋Σｆj（ｔ；ｎj-1、ｎｊ）
j=(L-1)N＋１ ｊ＝(L-1)N＋1
ＬＮ ＬＮ
＝Σｆj（ｔ；ｘj-1、ｘj）＋Σｆj（ｔ；ｎj-1、ｎｊ）
j=(L-1)N＋１ ｊ＝(L-1)N＋1
＝xf（ｔ−ζ）＋nf（ｔ） ------（１３）
と表わされる。
ここにLは整数であり、Tは符号パルス列の周期を表わし、また、
ＬN ＬＮ
xｆ（ｔ−ζ）＝Σｆj（ｔ；ｘj-1、ｘj）＝Σｘｊ（ｔ−ζ） 、及び
j=(L-1)Ｎ＋1 j=(L-1)Ｎ＋1
ＬN ＬN
ｎf（ｔ）＝Σｆj（ｔ；ｎj-1、ｎｊ）＝Σｎｊ（ｔ）であり、
j=(L-1)Ｎ＋1 j=(L-1)Ｎ＋1
f（ｔj-1）＝ｙj-1、ｆ（ｔj）＝ｙj、ｆj（ｔj-1；ｘj-1、ｘj）＝ｘj-1、ｆj（ｔj；ｘj-1、ｘj）＝ｘj、ｆj（ｔj-1；ｎj-1、ｎｊ）＝ｎj-1及びｆj（ｔj；ｎj、ｎｊ）＝ｎjである。
即ち、補間信号はチップに対応する信号ｘj-1とｘj、ｊ＝１〜N、とで定まる信号成分ｘｆ（ｔ−ζ）と、これに重畳したｎj-1及びｎｊで定まる雑音ｎｆ（ｔ）とが周期にわたり加算された信号である。
よって、（L−１）T≦ｔ≦LTにおいて、符号パルス列に基づく局部信号ｘL（ｔ）とｆ（ｔ）との相関関数は、
LT
φxLf（τ）＝１／Ｔ〔∫xL(ｔ‐τ)〕ｆ（ｔ）ｄｔ
（L−１）T
＝φxLxf（τ−ζ）＋φxLnf（τ） ―――（１４）
となる。
（１４）式においてτはズレを表わすパラメータであり、φxLf（τ）、φxLxf（τ−ζ）及びφxLnf（τ）はそれぞれ補間信号f（ｔ）、補間信号の信号成分ｘf（ｔ−ζ）及び雑音成分ｎf（ｔ）と局部信号ｘL（ｔ）との相関関数であって何れもτに関して微分可能な、周期Tを持つ周期関数である。
φxLf（τ）の停留点τpではφxLxf（τ−ζ）の微分値は０であるため、（１４）式から
d／dτ{φxLf（τ）}τ＝τp
＝d／dτ{φxLxf（τ−ζ）}τ＝τp ＋d／dτ{φxLnf（τ）}τ＝τp
＝d／dτ{φxLnf（τ）}τ＝τp ---------（１５）
が成立する。
よって、
LT LT
d／dτ［∫xL(ｔ‐τ)nｆ(ｔ)ｄt］τ=τp＝d／dτ［∫xL(ｔ‐τ)ｆ(ｔ)ｄt］τ=τp
（L−１）T （L−１）T
---------------(１6)
が得られる。
（１６）式は、停留点τpにおいてｎf（ｔ）を未知関数とし既知関数ｘL（ｔ−τ）を積分核とする積分をτで微分した値が、右辺で示されたｘL（ｔ−τ）とｆ（ｔ）との相関関数のT倍をτで微分した値に等しいことを表わしている。ここに、xL(ｔ‐τ)は、符号パルス列に基づいた局在化信号が振幅値の検出及びシフト時間を判定するために必要な停留点の固有な配列を有するように構成された、ｎjを算出することが可能な関数である。シフト時間が固定された符号パルス列に対しては、振幅値を検出するための停留点を有するように構成される。このような関数は、ｔがτの単調関数で表わされた曲線上でのみ跳躍量を持ちτで偏微分可能な周期Tを持つ関数として符号系列に基づいて構成することができる。あるいは、補間信号の符号パルス列成分との自己相関関数の局在化パルスが停留値を持つように構成された関数である。停留化されたM系列の相関関数波形は図３０を参照されたい。
τｐ及び所要の近傍の点を用いて（１６）式を連立方程式に変換して解けば既知係数及びｙｊ、ｊ＝０〜Nで表された雑音値が算出される。算出された雑音値を（１３）式に代入すれば第ｒ番目の停留点τprにおける符号系列を表す信号の値ｘf（τpr−ζ）がｙｊの線形結合として算出され、
ｘf（τpr−ζ）＝f（τpr）―ｎf（τpr）
N
＝Σｋrj＊ｙj -------------（１７）
j=0
と表わされる。
（１７）式において、τの変化範囲がｔの変化範囲に等しい区間ではｘf（τpr−ζ）はｘf（ｔpr−ζ）を表している。但し、ｔprはτprに対応する時刻を表すものとする。叉、ｋrｊはτprに対応した定数である。（１７）式は第ｒ番目の停留点の符号パルス列の値が定数ｋrｊとサンプリング点の値ｙｊとの積の和で表わされることを示している。さらに、ｔjにおける符号パルス列の値ｘｊを（１７）式に基づいて係数を用いて表わしてよい。
以上のｘf（τpr−ζ）の集合或いはこれより算出されるｘf（τｊ−ζ）の集合は符号パルス列を特長付ける振幅、配列および極性を含み、他方、停留点以外の点における集合ではこの特長を持たないように構成され、これらのパラメータは符号パルス列を検出するための判定に用いられる。また、以上のパラメータに代えて、ｘf（τpr−ζ）の集合或いはｘf（τｊ−ζ）の集合を用いて局在化パルスを算出し、そのピークの数、振幅、極性、それらの配列などを判定してもよい。
（１６）式をτpとその近傍で連立方程式に変換して解きｘf（τp−ζ）を算出する方法に代えて、
Ｎ Ｎ
ｎｆ（ｔ）＝Σｎj（ｔ）＝Σ｛αj＊ｇ（ｔ）＋βj｝、ｊ＝１〜Ｎ、---------（１８）
ｊ=0 ｊ=0
を（１６）式の左辺に代入して計算を実行すれば、停留点τｐにおけるαｊ、βｊ、ｊ＝１〜Ｎ、を係数とする方程式、
N LT
Σ{Gj(τp)＊αj＋Hj(τp)＊βj}＝d／dτ［∫xL(ｔ‐τ)ｆ(ｔ)ｄt］τ=τp-（１９）
ｊ=0 （L−１）T
が得られる。ここに、Gｊ（τp）及びHｊ（τp）は（１８）で表されたｎf（ｔ）を（１６）式の左辺に代入して算出されたτｐの既知関数である。
この方程式を全ての停留点と所要の近傍の点、または、定められた停留点および所要の近傍の点を用いてαｊとβｊに関する２Ｎ元連立１次方程式に変換し、拘束条件がある場合にはそれをも用いて解けば、（１６）式で表された補間信号の雑音成分ｎj（ｔ）、ｊ＝１〜N、が求まる。これよりサンプリング点の雑音ｎｊ-1＝ｎｊ(ｔj-1)及びｎｊ＝ｎj（ｔj）がｙj、ｊ＝０〜Nの線形結合からなる既知の値として算出され、（１６）式より
ｘj＝ｙj−ｎj
N
＝Σｈj＊ｙi ------------（２０）
ｊ=0
を得る。ここにｈjはｙｊと（１９）式の解とで定まった既知の定数である。
また、αｊ及びβｊは何れもｎj-1及びｎjの線形結合であるため（１９）式は
N LT
ΣEj（τp）＊ｎj＝d／dτ［∫xL(ｔ‐τ)ｆ(ｔ)ｄt］τ=τp -------------（２１）
ｊ=0 （L−１）T
と書き換えることが出きる。但し、上式においてEj（τp）は（１６）式で定まるτpの関数である。（２１）式を所要の停留点及び所要の近傍の点を用いてｎj、ｊ＝０〜Nを未知数とするN+1元連立１次方程式に変換し、また、拘束条件が付される場合にはその条件をも満たす様に変形し、必要に応じてｒａｎｋを変更する等して解き、ｎjが算出される。
（２１）式の連立方程式から求まったｎｊ、ｊ＝０〜１を用いて対応するサンプリング点の符号系列を表す信号ｘjの値は（６）式より
ｘj＝ｘf（τj−ζ）
＝ｙj−ｎj
＝ｆ（τj）−ｎf（τj）
N
＝Σｅj＊ｙi ------------（２２）
i=0
と表わされる。但し、ｅｊはｆ（τj）と（２１）式の解とで定まる定数である。
（２０）式及び（２２）式は積分誤差を含まないため、符号系列を表す信号の算出用として好適である。
シフト時間が未知である場合、算出された全ての値或いは符号系列を特長付ける値の集合、或いはそれらから算出されたパラメータの集合を用いて判定が行なわれて符号パルス列が決定され、その振幅情報及びシフト時間で表される位相情報が取得される。
以上の方法に従って停留化検出を行うには、シフト時間に対応した（２０）式に基づくN個の算出用回路を並列に用いて符号パルス列の値を算出し、この算出用の回路にそれぞれ直列に接続された判定用の回路で候補信号値で表された符号パルス列を判定し、決定された符号パルス列のシフト時間を出力する。または、シフト時間が０〜（N−1）Tkである遅延回路で入力信号をリング状に遅延させ、それぞれに直列に接続されたシフト時間が０に対応した（２０）式に基づいて構成された算出用の回路で遅延した入力信号から符号パルス列を並列に算出し、夫々の算出用の回路に直列に接続された判定用の回路で判定して決定されたパルス列のシフト時間の値を出力する。
または、シフト時間が０〜（N−1）Tkで可変の遅延回路とこれに直列に接続されたシフト時間が０である（２０）式に基づく符号パルス列算出用の回路と、これに直列に接続された判定用の回路とを用いて入力信号を順次遅延させて符号パルス列の算出、次いで判定を行い、決定された符号パルス列のシフト時間が出力される。遅延から判定に至る行程はN回を限度として符号パルス列が検出されるまで繰り返される。
回路の構成は以上に限定されるものではなく、（２０）式に基づいて任意に構成されてよい。
以上の全て叉は一部の回路の機能をソフトウェアで置き換えても本発明の趣旨を逸脱しない。
以上に記載の、符号パルス列の算出及び判定を行い決定された符号パルス列のシフト時間の値を出力するための回路並びに行程は、（２０）式に代えて、（２２）式に基づいて構成され行なわれてよく、或いは（１７）式を用いることもできる。
これらの停留化算出から判定に至る行程は多重度分繰り返して行われ、全てのデータ化符号パルス列のシフト時間がデータ算出手段２６０へ出力されてデータが算出される。シフト時間の算定ができない場合には、可局在化信号検出手段２４０へ再検出処理要求の制御信号が送信されるように構成してよい。可局在化信号検出手段２４０の再検出処理によっても判定ができない場合には、送信側からの再送信を要求する再送信要求信号が制御手段２８０へ送信される。あるいは、可局在化信号検出手段２４０への再検出処理要求を行なわずに再送信要求信号を制御手段２８０へ送信するように構成してもよい。
符号パルス列は以上の何れかの方法を用いて、所要の組毎に算出され、必要に応じて使用されるものであるが、算出の方法はこれらに限定されるものではなく、（１６）式に基づく任意の方法であってよい。
他方、シフト時間が一定である符号系列を表す信号では判定を行うことなく（２０）式または（２２）式に基づいて符号パルス列の振幅値が検出され、また、局在化パルス等の処理された信号の振幅情報はこれらの算出式に基づいて定まる定数係数を用いて取得することが好適である。なお、（２０）式或いは（２２）式に代えて、（１７）式を用いて以上の処理をおこなってもよい。
本発明では、シフト時間が未知である場合及び既知である場合ともに、符号パルス列に重畳した雑音を除去するために（１６）式に基づく停留化による符号パルス列の算出行程を算出値を入力として所要回数繰返し行ってもよい（図２３（ａ）及び（ｂ）を参照されたい。）。
算出されたデータ化符号パルス列は判定部２５２ｓで判定されて振幅情報並びに位相情報が取得されてシフト時間が出力される。判定部２５２ｓで判定ができなかった場合には、停留化算出部２５１ｓは候補信号を入力信号として停留化検出を所要回数繰り返して行い、算出結果を再度判定部２５２ｓへ出力し、判定を行う。以上の停留化算出と判定の行程は必要な回数繰り返される。
この停留化検出手段２５０は単一の符号パルス列、そのインパルス列、多重化基本パルス列、そのインパルス列、多重化基本パルス列が２進変換された２値変換パルス列、そのインパルス列、２次符号化パルス列、そのインパルス列、これらのいずれかで単一搬送波が変調された被変調信号等から取得された符号パルス列に対して使用されるが、その対象はこれらに限るものではない。
図２３Ｂ（ａ）は、（１７）式、（２０）式または（２２）式に基づく停留化算出回路２５１ｓｓを有する停留化算出部２５１ｓと判定回路からなる判定部２５２ｓとを例示している。停留化算出回路２５１ｓｓに入力したグループ化された信号は停留化算出され、その算出値は入力側に戻されて入力信号となり再び停留化算出が行なわれる。この停留化算出行程は所要回数繰返し行なわれて算出値が判定回路２５２ｓへ出力され、符号化パルス列が決定されてそのシフト時間が出力される。繰返し停留化算出を行なわない場合には、停留化算出回路２５１ｓｓの出力信号は判定回路２５２ｓへ出力されて判定される。
図２３Ｂ（ｂ）は、遅延回路２５１ｓｅ１と（１７）式、（２０）式叉は（２２）式に基づいて構成された停留化算出回路２５１ｓｅ２とを有する停留化算出部２５１ｓと、判定回路２５２ｓとを例示しており、停留化算出回路２５１ｓｅ２は停留化算出回路２５１ｓｓで構成することができる。グループ化部２５３ｓの出力信号は遅延回路２５１ｓｅ１で遅延されて停留化算出回路２５１ｓｅ２に入力し、符号パルス列の算出が行なわれ、算出された値は判定回路２５２ｓで判定に付される。遅延から判定に至る行程はＴk時間づつ遅延時間を変化させてN回を限度として符号パルス列が検出されるまで繰り返され、決定された符号パルス列のシフト時間が出力される。
図２３Ｂ（ｃ）は、０〜（Ｎ−１）Ｔkのシフト時間に対応した（１７）式、（２０）式又は（２２）式に基づくN個のサブ停留化算出回路２５１ｓｃ１〜２５１ｓｃNを並列に含んだ停留化算出回路２５１ｓｃからなる停留化算出部２５１ｓと、それぞれのサブ停留化算出回路２５１ｓｃ１〜２５１ｓｃNに直列に接続されたサブ判定回路２５２ｓｃ１〜２５２ｓｃNを含んだ判定回路２５２ｓｃとからなる判定部２５２ｓとを例示している。
サブ停留化算出回路２５１ｓｃ１〜２５１ｓｃNに入力した信号からそれぞれの回路で停留化算出が行なわれる。停留化算出行程は算出値を入力信号として所要回数繰り返し行い、その結果を判定回路へ出力することができる。以上において、サブ回路２５１ｓｃ１は図２３（ａ）の停留化算出部２５１ｓの回路を用いることが出きる。他方、２５１ｓｃ２〜２５１ｓｃＮはそれぞれシフト時間に対応した同様の回路で構成することができる。
２５１ｓｃ１〜２５１ｓｃＮの出力信号は判定回路２５２ｓｃの対応するサブ判定回路２５２ｓｃ１〜２５２ｓｃＮに入力して判定され、その結果が状態標示回路２５２ｓｃｓで評価される。サブ判定回路２５２ｓｃ１〜２５２ｓｃＮの内唯一の回路の判定結果が正であり残りの全ての回路の判定結果が否である場合は状態標示回路２５２ｓｃｓで決定されてそのシフト時間が出力され、それ以外の場合には停留化検出部２５１ｓによる停留化算出及び判定部２５２ｓによる判定の行程が所要回数繰り返される。
また、停留化算出部２５１ｓ及び判定部２５２ｓは、複数の順位に対応するようにそれぞれ停留化算出回路２５１ｓｃ及び判定回路２５２ｓｃの組を複数並列に用いて構成してもよい。
図２３Ｂ（ｄ）は並列に配置されたＮ個のサブ遅延回路２５１ｓｄ１１〜２５１ｓｄ１Ｎを持つ遅延回路２５１ｓｄ１及びサブ遅延回路に対応してそれぞれ直列に接続されて符号パルス列の算出を行うサブ算出回路２５１ｓｄ２１〜２５１ｓｄ２Ｎを持つ停留化算出回路２５１ｓｄ２で構成された停留化算出部２５１ｓ、及び対応するサブ停留化算出回路２５１ｓｄ２１〜２５１ｓｄ２Ｎに夫々直列に接続され対応する符号パルス列の算出値の判定を行う判定回路２５２ｓｄ１〜２５２ｓｄＮを有する判定部２５２ｓとを例示している。
サブ遅延回路２５１ｓｄ１１〜２５１ｓｄ１Ｎは０〜（Ｎ−１）Ｔｋの範囲で相互に異なる遅延を生ずる遅延回路であって、遅延回路２５１ｓｄ１はＴk単位で０から最大（N‐１）Tk遅延したN個の遅延信号を出力する。サブ算出回路２５１ｓｄ２１〜２５１ｓｄ２Ｎは全て同じシフト時間に対応した停留化算出用の回路で構成されるものであって、 それぞれ図２３Ｂ（ａ）の停留化算出部２５１ｓの回路を用いて構成することができる。
グループ化部でグループに分類された信号はサブ遅延回路２５１ｓｄ１１〜２５１ｓｄ１Ｎに同時に入力して遅延され、次いで対応する算出用のサブ停留化算出回路２５１ｓｄ２１〜２５１ｓｄ２Ｎに入力してそれぞれの回路で停留化算出が行なわれ、算出値は対応する判定回路で判定されて符号パルス列が決定され、シフト時間が出力される。符号パルス列に重畳した雑音を除去するために停留化算出部２５１ｓは算出行程を所要回数繰返し行うように構成されてもよい。
データ化符号パルス列の算出は、シフト時間に対応させたN個或いは所要数の算出回路を用いて並列に行うことに代えて、シフト時間を変化させて逐次行ってもよい。
さらに、図２３Ａの停留化算出部２５１ｓを図（ｂ）〜（ｅ）の何れかの停留化算出部２５１ｓをグループの数叉は所要数並列に用いて構成してもよい。
判定回路２５２ｓｄの２５２ｓｄ１〜２５２ｓｄＮ及び２５２ｓｄｓは、判定回路２５２ｓｃの対応する回路と同様に構成され、同様の行程が行なわれる。
また、停留化算出部２５１ｓ及び判定部２５２ｓは、複数の順位に対応するようにそれぞれ遅延回路２５１ｓｄ１、停留化算出回路２５１ｓｄ２及び判定回路２５２ｓｄの組を複数並列に用いて構成してもよい。
図２４は、制御部２８０により制御された直交変調方式の停留化検出手段２５０を例示しており、グループ化回路２５３b１と２５３b２をと含むグループ化部２５３ｂ、停留化算出回路２５１ｂ１、２５１ｂ２を含む停留化算出部２５１ｂ及び判定出回路２５２ｂ１、２５１ｂ２を含む判定部２５２ｂを具備し、それぞれがＩチャネル及びＱチャネルに対応している。
可局在化信号列検出手段２４０で分離検出されたＩチャネル及びQチャネルのデータ化符号パルス列は、図２３Aの停留化検出手段と同様の行程により、それぞれ対応するグループ化部２５３ｂの回路、停留化算出部２５１ｂの回路及び判定部２５２ｂの回路で処理されて検出され、シフト時間が出力される。また、停留化算出部２５１ｂの停留化算出回路２５１ｂ１と２５１ｂ２、及び判定回路２５２ｂの判定回路２５２ｂ１と２５２ｂ２とはそれぞれ図２３Bの（ａ）〜（ｄ）の何れかと同様に構成し、同様の処理行程を用いることができる。
本発明においては何れに例示の停留化検出手段２５０も符号パルス列が検出ができない場合には再処理要求及び又は再送信要求を行なうように構成されてよい。
図２５は、ＯＦＤＭにおける制御手段２８０で制御された停留化検出手段２５０を例示しており、Ｉチャネル用のグループ化回路２５３h１１乃至２５３hＪ１及びＱチャネル用のグループ化回路２５３h１２乃至２５３hＪ２を含むグループ化部２５３h、停留化算出回路２５１h１１乃至２５１hＪ１及びＱチャネル用の停留化算出回路２５２h１２乃至２５２hＪ２を含む停留化算出部２５１h、及び判定回路２５２h１１乃至２５２hＪ１と２５２h１２乃至２５２hＪ２を含む判定部２５２hを有している。
グループ化部２５３h、停留化算出部２５１h及び判定部２５２hに含まれた回路は図２３の対応するグループ化部２５３ｓ、停留化算出部２５１ｓ及び判定部２５２ｓと同様に構成され、同様の処理が行なわれる。
また、停留化算出部２５１ｈの停留化算出回路２５１ｈ１１〜２５１ｈｊ２、及び判定部２５２ｈの判定回路２５２ｈ１１〜２５２ｈｊ２とはそれぞれ図２３Bの（ａ）〜（ｄ）の何れかと同様に構成し、同様の処理行程を用いることができる。
また、判定部２５２ｈの判定回路の状態標示回路はチャネル毎にそれぞれ全ての狭帯域の判定結果を用いて評価するように構成してもよい。
この停留化検出手段２５０は、図２３に示された停留化検出手段２５０と同様に、判定ができない場合には再処理要求及び又は再送信要求を行なうように構成されてよい。
図２６Ａは、メモリ部２６１ｓ、データ逆変換部２６２ｓ及び誤り訂正復号部２６３ｓを有するデータ算出手段２６０、出力手段２７０、通信手段２３０および制御手段２８０を例示している。図２３による停留化検出部２５２ｓの出力はメモリ部２６１ｓに記憶され、読み出されてデータ逆変換部２６２ｓで２進、８進、１６進或いは１０進等の送信側でＮ進数に変換される以前の誤り訂正符号化されたデータ形式、叉は所要のデータ形式に変換される。次いで、誤り訂正復号部２６３ｓで誤り訂正復号されて源データが算出されて出力手段２７０から表示装置、コンピュータ、通信回線などへ出力される。誤り訂正復号ができなかった場合には、制御手段２８０にエラー信号が送信されて制御信号が生成され通信手段２３０を経由して再送信要求がなされる。強雑音環境では、通信手段２３０は符号化パルス列を用いて送信信号を生成して送信し、受信信号を停留化検出するものである。
図２６Ｂはメモリ部２６１ａ、データ逆変換部２６２ａ及び誤り訂正復号部２６３ａを有するデータ算出手段２６０、出力手段２７０、通信手段２３０および制御手段２８０を例示している。メモリ回路２６１ａ１、２６１ａ２を含むメモリ部２６１ａ、局在化パルスからデータを算出するデータ逆変換部２６２ａ、誤り訂正復号部２６３ａ及びＰ／Ｓ変換部２６４ａを有する。図２４で示された局在化パルス検出部２５２ａ１、２５２ａ２の出力信号はそれぞれメモリ２６１ａにチャネルに対応して記憶される。これらの記憶されたデータは図２６Ａのデータ逆変換部２６２ｓと同様にデータ逆変換部２６２ａに入力して誤り訂正復号されてＩチャネル及びＱチャネルの誤り訂正符号化されたデータに変換され、次いで誤り訂正復号部２６３ａで誤り訂正復号がなされて源データが算出されて表示、コンピュータへの出力などを行なう出力手段へ出力される。
いずれのデータ算出手段においても、データ逆変換部によるデータ逆変換及び誤り訂正復号部による誤り訂正復号は、送信側における誤り訂正されたデータ集合の規模及びＮ進ｍ桁へ変換されたデータ集合の規模に合わせて行えるように構成されることが好適であるが、これに限るものではない。また、高速処理のために、メモリからデータ逆変換部への読み出し、データ逆変換部から誤り訂正復号部への送信などは並列に行うように構成されてもよい。
図２７は、ＯＦＤＭにおけるデータ算出手段２６０、出力手段２７０、通信手段２３０及び制御手段２８０を例示している。データ算出手段２６０は、Ｉチャネルメモリ２６１ｈ１１〜２６５ｈＪ１及びＱチャネルメモリ２６１ｈ１２〜２６１ｈＪ２を含むメモリ部２６１ｈ、データ逆変換部２６２ｈ及び誤訂正復号部２６３ｈとを有するものである。
停留化検出手段の判定回路２５２ｈｊ１及び２５２ｈｊ２の出力信号はそれぞれ対応するメモリ２６１ｈｊ１及び２６５ｈｊ２に記憶される。記憶されたデータは並列にデータ逆変換部２６２ｈへ入力して誤り訂正符号化データが算出され、次いで誤訂正復号部２６３ｈに入力して源データが算出されて出力手段２７０へ出力される。
データ算出手段２６０は符号型送信装置１の送信方式に対応するように構成される。ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ伝送では、第ｊ番目の狭帯域のＩチャネル及びＱチャネルのそれぞれＮ進ｍｊ桁の復号データを全帯域に渡り用いて、誤訂正復号部２６３ｈにより源データが算出される。或いは、全帯域の復号データを用いることに代えて、周波数帯域を送信信号に対応して定まる狭帯域の組に分割し、各組のＩチャネル及びＱチャネルの誤り訂正復号データを用いて源データが算出されるように構成してもよい。
本発明は、多重化基本パルス列に基づく信号を用いて送受信しリード及びライトが行なわれる無線集積回路タグ（ＲＦＩＣタグ）であって、書き込み並びに受信を行なうＲＦリーダ／ライタと対向使用されるため、ＲＦリーダ／ライタからの信号に対応できるように周波数特性が設計される。特に、雑音環境下での使用には２次符号化パルス列に基づく信号を用いることが好適である。
このＲＦＩＣタグは、リーダ／ライタとの間で少なくとも記憶されたＩＤデータ及び多重化基本パルス列のチップデータの送信又は送受信を行なう。チップデータは、チップのビットデータとしてメモリに記憶され、送信時にはビットストリームとしてインパルス、パルス或いはそれらの何れかの被変調信号に変換されて送信信号となり、応答波として送出される。あるいは、ビットストリームに代えて、チップの振幅に線形なインパルス、パルス、またはそれらの被変調信号である送信信号に変換されて応答波として送出される。
また、このＲＦＩＣタグは少なくとも添付などされる適用対象を識別するためのデータを記憶するとともにリーダがデータのフォーマットを識別する情報を記憶する手段を有することが好適である。
データは製造段階でタグの非消去型記憶手段に記憶されるか、出荷後にリーダ／ライタのライタ機能を用いて再書き込み可能な記憶手段或いは非消去型記憶手段に書き込まれる。
このＲＦＩＣタグはチップのビットデータ或いは2次符号化パルス列をメモリに記憶することによりメモリ１ビット当たりの記憶情報量が大きくなること、演算処理が簡略化されること、送受信にビットストリームの被変調信号を用いることにより従来のＲＦＩＣタグの製造技術を利用でき開発並びに製造のコストが削減できること、多量のデータを分布方式により記憶できること、リーダ／ライタ側で応答波の停留化検出処理を行なってシフト時間を算定して源データを算出するためS／N比が改善され誤り率が低減するとともに通信範囲が拡張されることなどの特長を有している。
特に、２次符号化パルス列を用いた場合、停留化検出によりリーダ／ライタにおける検出時のＳ／Ｎ比が向上し好適である。なお、送信される制御信号には、符号パルス列または順序パルス列を２値の制御パルスで変調して生成された符号化制御信号、または制御パルスがシフト時間に変換された符号パルス列を高速符号パルス列または順序パルス列で拡散した順序化制御信号を用い、受信側では受信された制御用の信号を停留化検出を行って検出することができるが、制御用の信号の伝送方法はこれらに限るものではない。
また、リーダ側との通信は時分割による半二重方式又は帯域分割による全二重方式で行なわれる。また、本発明はＲＦＩＣタグ間で通信ができるように構成されてよい。
ＲＦＩＣタグは電源電力がリーダ／ライタからの送信電力により供給されるパッシブ型タグと、電池などにより電力が供給されるアクティブ型に分類される。パッシブ型ＲＦＩＣタグは、入力と出力に共有されて使用されるアンテナを具備したＩＣ型タグであって、少なくとも多重化基本パルス列のチップのデータ叉は2次符号化パルス列を記憶し、アンテナに供給されたエネルギーにより入力信号に同期して記憶データを処理し、送信する。
特に、小型、低コスト化、量産化のためにはシングルチップの回路にアンテナが搭載されることが好適である。データ、ＩＤ等は製造時に消去できないように書き込まれて記憶されてよく、或いは再書き込みが可能な記憶手段に記憶されてもよい。
ＲＦリーダ／ライタから発せられた質問波がＲＦＩＣタグのアンテナで検出されると、記憶手段に記憶されたデータが読み出されて送信信号生成用パルス列に基づく送信信号が生成され、コマンドとともに応答波としてＲＦリーダ／ライタへ出力される。この送信信号は多重化基本パルス列に基づいたインパルス列、パルス列、インパルス被変調信号又はパルス被変調信号の何れかであって、１次変調された信号であってよく、或いは、高周波を送信信号生成用パルス列に基づく信号で直接に変調して生成してもよい。
他方、アクティブ型ＲＦＩＣタグは電力を供給する電源を有するため、演算手段を備え、演算結果を多重化基本パルス列のチップのビットストリームにより生成されたインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信するように構成されてよい。または、チップのビットストリームに代えて、チップの振幅に線形な振幅のインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信するように構成されてもよい。
本発明のＲＦＩＣタグはデータ化符号パルス列の検出に停留化検出方式を用いる。また、２次符号化パルス列が用いられる場合にはその変調信号である２値変換パルスの検出は停留化検出方式に基づいて行なわれる。停留化検出により雑音の除去が可能となり、Ｓ／Ｎ比が大きく向上する。そして、送信信号生成用パルス列に基づいた送信信号を受信し受信データからの源データの算出と記憶データからの源データの算出及びそれらに対する演算、演算結果の多重化基本パルス列への変換と記憶、送信信号生成と送出、隣接ＲＦＩＣタグ間のデータ転送を含むタグ間通信とデータ処理等の何れか或いはこれらの幾つかを実行するように構成されるが、具備される機能はこれらに限るものではない。
なお、演算手段が源データを算出して演算を行なう代りに、多重化基本パルス列のチップの記憶データと同じ信号形式の受信データとの演算を行なうように構成してもよい。
あるいは、リーダ／ライタから源データ或いは誤り訂正されたデータを送信し、源データ又は誤り訂正された記憶データとの演算を行ない、この演算結果を記憶するとともに多重化基本パルス列を生成して送信信号生成用パルス列のチップのビットストリーム２次符号化パルス列に基づくインパルス又はパルス、或いはチップ振幅に線形なインパルス、パルス、或いはそれら何れかの被変調信号である送信信号を応答波として送信してよい。
さらに、パッシブ型タグ、アクティブ型タグともに同一の周波数を用いた搬送波発振回路を有し、輻輳制御が解除されて周波数が同期した搬送波を演算結果のデータや輻輳制御により隣接タグ間で収集されたデータ等で変調してリーダ／ライタへ送信するように構成してよい。このような同一周波数を得るためには、非線形引き込み現象を用いるなどするとよい。これにより、送信エネルギーが増大し、リーダ側の受信時のＳ／Ｎ比が改善されるとともに通信距離が拡大する。
また、各ＲＦＩＣタグが協調して演算を行なう演算手段を有し、それぞれ割り当てられたジョブを実効するように構成してよい。さらに、各タグであるメンバータグがベースタグを中心としてジョブの一部分を効率良く実行するように与えられた評価基準に対して最適化される自己組織化機能を有してよい。ベースタグは動作の開始状態においてその構成と機能を備えて良く、或いは動作中にベースタグとしての機能を備えるように構成されてよい。ベースタグ及びメンバータグの自己組織化は、例えば、タグ間の相互作用により行なう、リーダ／ライタからの制御信号により行うなどの方法があるが、これらに限るものではない。
図２８Ａは、は多重化基本パルス列の２値変換パルス列を記憶したパッシブ型ＲＦＩＣタグ３００を例示しており、アンテナ３００１ａ、電源手段３００９ａ、初期設定回路３００８ａ、クロック回路３００６ａ及び処理・制御手段３００７ａとを備え、処理・制御手段３００７ａは停留化デコーダ３００７２、送信制御部３００７３、輻輳制御部３００７１、メモリ制御部３００７４及び３００７５を有し、多重化基本パルス列のチップのビット変換されたデータが記憶及び送受信信号に用いられるものである。このＲＦＩＣタグ３００は、少なくとも貼付、埋め込みなどされる適用対象を識別するためのデータを記憶するとともにリーダがデータのフォーマットを識別するための情報を記憶する手段を有することが好適である。
このタグ３００は、２次符号化パルス列を用いて停留化検出を行うことにより２値変換パルス検出時の雑音の除去が可能となり特に検出信号のＳ／Ｎ比を大きく改善できるため通信路雑音が大きな環境や遠距離での使用に適している。また、メモリ１ビット当たりの記憶情報量が大きく出きること、演算処理が簡略化されること、受信側において停留化検出が可能であるためＳ／Ｎ比が改善され通信範囲が拡大できることなどの特長を有しており、読み取り専用の用途に好適であって、生産管理、在庫管理、製品管理、流通管理、品質管理、位置情報管理、環境管理、所有物品管理、定期券、各種チケット、有価証券、紙幣、イモビライザなどのセキュリティ管理、医薬品投薬管理等に用いることが出きるが、これらに限るものではない。
処理・制御手段３００７ａは、２次符号化パルス列信号を停留化検出する停留化デコーダ３００７２、輻輳制御部３００７１、送信制御部３００７３、メモリ制御部３００７４及びメモリ３００７５を有している。本発明では輻輳時の複数の入力信号は干渉雑音として除去されるが、輻輳を回避することによりリーダへ入力する信号の良好なＳ／Ｎ比を得るために、輻輳制御部３００７１を具備してもよい。
メモリ３００７５には多重化基本パルス列のチップがビット変換された２値変換パルス叉は２次符号化パルス列のパルスが記憶されている。また、電源手段３００９ａは整流回路であるとともに入出力回路を形成し、さらに、過大電圧を抑制する電圧抑制回路が含まれている。
ＲＦリーダ／ライタからの質問波はアンテナ３００１ａで受信されて電源手段３００９ａに入力し電力が取得されてＲＦＩＣタグに供給される。また、アンテナ３００１ａの受信信号はクロック回路３００６ａに入力し電力が取得されるとクロックが生成され、初期設定回路３００８ａで符号パルス列の分離並びに停留化検出されて初期状態が設定され、デコーダ３００７２の出力に従ってメモリ制御部３００７４が動作してメモリ３００７５に記憶されたデータが送信制御部３００７３に読み出されて送信信号が生成され、電源手段３００９ａを経由してアンテナ３００１ａから応答波として、リーダ／ライタの信号に応じて送出される。制御信号の送受信とデータの送受信は半二重通信方式または全二重通信方式で行なうものである。また、輻輳制御部３００７１は、読みとりが完了するとスリープコマンドが与えられて一度読み出しが行なわれるとリセットされるまで送信制御部３００７３を制御して送信を抑制し、複数タグの同時動作を回避する。
このタグの記憶データの更新はリーダ／ライタのライタ機能によりおこなわれる。ライタからのコマンド及びデータを含む信号は電源手段３００９ａに電力を供給するとともに初期設定回路を初期化し、クロック回路３００６ａを作動させてクロックを発振させる。また、電源手段３００９ａで検出された検出信号から停留化デコーダ３００７２でコマンドを表す２次符号化パルス列が停留化検出される。次いでデコードされてメモリ制御部３００７４を作動させ、メモリ３００７５へのデータの書き込みが行なわれる。この間、送信制御部３００７３は入力インピーダンスがマッチングするように入力回路を制御する。記憶手段への書き込みが完了すると、送信制御部３００７３によりメモリ制御部３００７４が制御されてメモリ３００７５に記憶されたチップデータが応答波としてリーダ／ライタへ送出される。このタグ３００は、さらに転送手段を具備し隣接タグの記憶データを転送するように構成されてもよい。
本発明のＲＦＩＣタグ３００は２次符号化パルス列信号に代えて、２値変換パルス列を用いることができる。この場合、停留化受信手段３００３ｂは２値変換パルスを検出して多重化基本パルス列を再生し、それ以降の行程は２次変換パルス列を用いた場合と同様に行なわれる。また、記憶データ、送信信号なども２値変換パルスを用いてよいが、これに限るものではなく、２次符号化パルス列を用いるなどしてもよい。
図２８Ｂは、電池、バッテリなどで構成された電源手段を有するアクティブＲＦＩＣタグ３００を例示しており、送受信に共同使用されるアンテナ３００１ｂ、停留化タイミング抽出手段３００２ｂ、送信手段３００４ｂ、停留化受信手段３００３ｂ、電源手段３００９ｂ、演算手段３００５ｂ、メモリ３００８ｂ、制御手段３０００ｂ及び輻輳制御手段３０１０ｂを有し、図２８Aのタグ３００と同様に使用されるが、通信範囲が拡大されるため用途はそれより多様化する。
電源手段３００９ｂを有するため演算手段３００５ｂによる演算が可能であって、演算結果に基づいて送信信号を生成し応答波として送信することができる。
制御手段３０００ｂは、少なくとも演算手段３００５ｂの制御、輻輳制御手段３０１０ｂへのスリープコマンドの発給と解除の状態制御、送信手段３００４ｂの制御を行なうものである。
アンテナ３００１ｂで検出された同期用符号パルス列は、停留化タイミング抽出部３００２ｂで符号パルス列信号から成る同期信号のタイミングが抽出され、このタイミングにより制御手段３０００ｂのクロックが制御される。雑音を除去するために同期信号には符号パルス列、２次符号化パルス列を用いて停留化検出に基づき局在化パルスを検出して同期を捕捉、保持することが好適であるがこれらに限るものではなく、パルス列、２値変換パルス列等を用いてもよい。また、制御用のコマンドは停留化受信手段３００３ｂで停留化検出され制御手段３０００ｂへ入力してメモリ３００８ｂに記憶された多重化基本パルス列のチップのビットデータが読み出されて送信手段３００４ｂへ出力され、アンテナ３００１ｂへ送出される。メモリ３００８ｂは、チップのビットデータを記憶することに代えて、２次符号化パルス列のパルスを記憶するものであってもよい。
また、制御手段３０００ｂは演算手段３００５ｂで算出されたデータをメモリ３００８ｂへ記憶させまた記憶データを読み出して演算処理をさせ、その結果をメモリへ記憶させるとともに送信手段３００４ｂへ出力させて多重化基本パルス列の送信信号生成用パルス列に基づく送信信号を生成させ、そのチップがビット変換されたビットストリームのパルスにより生成されたインパルス、パルス又はこれら何れかで搬送波又はホッピング搬送波が変調された被変調信号を生成して送出するように構成される。または、チップのビットストリームパルスに代えて、チップの振幅に線形なインパルス、パルス、或いはこれらの何れかで搬送波又はホッピング搬送波が変調された被変調信号を生成して送出するように構成される。
電源部３００９ｂはバッテリを有しているが、バッテリに加えて電磁誘導により給電されてもよい。
本発明のＲＦＩＣタグ３００は、隣接タグの記憶データを転送するように制御手段３０００ｂを構成してよく、また、メモリ３００８ｂに隣接タグの記憶データを記憶し、演算手段３００５ｂで処理し、処理データをメモリ３００８ｂに記憶するとともに送信するように制御手段３００ｂを含む各手段を構成してもよい。３００５ｂの演算手段は停留化受信手段３００３ｂで多重化基本パルス列を再生し、データ化符号パルス列を分離し、次いで停留化検出を行ってデータ化符号パルス列を検出してそのシフト時間または２進変換等されたそのシフト時間に演算を行うか、またはデータ化符号パルス列に直接演算を施してもよい。
例えば、直接演算では順序パルス列及びデータ化符号パルス列にM系列信号を表すパルス列を用い、そのシフト加法性を利用した演算を行うが、これに限るものではない。雑音が重畳した場合には、送信信号に２次符号化パルス列を用いその停留化検出により２値変換パルスを検出し、これより多重化基本パルス列を再生し、データ化符号パルス列を分離して停留化検出を行い、検出されたデータ化符号パルス列にシフト加法性を利用した演算を行うことが好適である。
なお、この基本パルス列を用いた直接演算はRFICタッグに限るものではなく、演算を必要とする符号型送信装置、符号型受信装置、RFリーダ／ライタ、記憶装置、その他の装置、デバイス、外部機器等に使用が可能である。
本発明は、ＲＦＩＣタグに電力を供給するとともに少なくともデータ、ＩＤなどの多重化基本パルス列のチップデータに基づいて生成された送信信号を生成し、送信して、ＲＦＩＣタグ３００のメモリに記憶させるライタと、データ、ＩＤなどが多重化基本パルス列のチップのビットストリームに基づく送信信号に変換された送信信号を質問波としてＲＦＩＣタグへ送出し、同じフォーマットで反射又は送出された記憶データの応答波を受信して源データ等を算出するリーダとを備えたＲＦリーダ／ライタである。このＲＦリーダ／ライタは、対向使用されるＲＦＩＣタグに整合した信号の送信、受信並びに処理、記憶などを行うように構成されるものである。
図２９は、ＲＦリーダ／ライタ４００を例示しており、アンテナ４０００ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、受信用増幅器４００２ｒｃ、送信用増幅器４００３ｒｃ、演算手段４００４ｒｃ、メモリ４００５ｒｃ、インターフェイス４００６ｒｃ、制御手段４００７ｒｃ、送信手段４００８ｒｃ、停留化検出受信手段４００９ｒｃ及びクロック発振・制御手段４０１０ｒｃとを具備している。
送信手段４００８ｒｃは符号型送信装置１の全部叉は１部を用いて構成され、他方、停留化検出受信手段４００９ｒｃは符号型受信装置２００の全部叉は１部を用いて構成されており、両手段はアンテナを共用して送信と受信を行ない、また制御手段４００７ｒｃにより制御される。
リードに対しては、起動すると発振・制御手段４０１０ｒｃでクロックが発振し制御手段４００７ｒｃが作動する。その出力信号である制御信号に従って送信手段４００８ｒｃで生成された質問波が増幅器４００３ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、アンテナ４０００ｒｃの順に入力して、タグ３００へ送出され電力が供給されるとともにタグの記憶データを応答波として読み出す。この質問波は多重化基本パルス列のチップをビット変換したビットストリームを表わす２値のパルス列、種類によりデータを表す符号パルス列、または、2次符号化パルス列等の何れかが変調された被変調信号であってよい。あるいは、質問波は多重化基本パルス列のチップで線形変調された被変調信号であってよい。なお、信号の種類はこれらに限定されるものではない。
応答波はアンテナ４０００ｒｃ、サーキュレータ４００１ｒｃ、受信用増幅器４００２ｒｃ、停留化検出受信手段４００９ｒｃの順に入力する。停留化検出受信手段４００９ｒｃは、信号の種類に対応した方法で検出を行うように構成されるものである。
ビットストリームの２値のパルス列の場合にはパルス列を検出して多重化基本パルス列を再生し、データ化符号パルス列を分離し、停留化検出を行ってシフト時間を算定し、源データの算出をおこなう。他方、種類によりデータを表す符号パルス列の場合には、停留化検出して種類を確定し、源データを算出する。また、２次符号化パルス列の場合には、順次、停留化検出により２値変換パルスを検出し、これより多重化基本パルス列を再生し、データ化符号パルス列の分離、停留化検出によるシフト時間の算定、誤り訂正符号化されたデータでは復号、源データの算出を行う。算出されたデータは演算手段４００４ｒｃによりメモリ４００５ｒｃのＩＤとの照合が行なわれる。さらに算出された源データはインターフェイス４００６ｒｃを介して外部装置等へ送信される。リードのための変調にはＡＳＫ、ＡＭ、ＦＭ等の方式が用いられる。
通信環境による影響を軽減するためにクロック発振・制御手段４０１０ｒｃにより発振周波数をホッピングさせることが好ましい。
また、演算手段４００４ｒｃはクロック発振・制御手段４０１０ｒｃの周波数を制御して受信手段４００９ｒｃの検出信号の周波数変換を行なう。また、演算手段４００４ｒｃからの制御信号に従って、制御手段４００７ｒｃは送信並びに受信の行程を制御する。さらに、演算手段４００４ｒｃに基づいて送信手段４００８ｒｃの送信周波数、順位などが切換えられ、また、応答波間に輻輳が生じないように制御される。また、タグ間で重複しないように順序パルス列の割り当てがなされており、輻輳が生じた場合に他タグからの応答は干渉雑音として除去される。
パッシブＲＦＩＣタグのリーダとして送信手段４００８ｒｃがインパルスの質問波を送出する場合には、タイミング信号とインパルスが重畳した電力供給用の搬送波が用いられ、ＲＦＩＣタグ側では電力が蓄積されて記憶データのインパルスからなる応答波が生成され。タグ３００側へ送出される。あるいは、タイミングはビーコン等を用いて供給されてよく、この場合、ＲＦＩＣタグではビーコン信号を用いてタイミングの捕捉または保持が行なわれる。
ＲＦリーダ／ライタ４００による書き込みは、インターフェイス４００６ｒｃを介して入力されたデータとＩＤを演算手段４００４ｒｃでメモリ４００５ｒｃに記憶するとともに制御手段４００７ｒｃにより送信手段４００８ｒｃを作動させて、演算手段４００４ｒｃで生成された書き込み用コマンド及び入力したデータから多重化基本パルス列のチップデータのフォーマットに変換された送信信号を生成し、送信用増幅器４００３ｒｃからサーキュレータ４００１ｒｃを経由してアンテナ４０００ｒｃから送出して行なう。
アクティブ型ＲＦＩＣタグ３００からのＲＦリーダ／ライタ４００によるリードでは、ビーコンなどによるタイミングの供給と多重化化基本パルス列に基づくデータ信号としてインパルスの送出が行なわれる。ＲＦＩＣタグにおける応答波のフォーマット、記憶のフォーマット、制御方法等はパッシブ型ＲＦＩＣタグと同様に行なわれる。
多重化基本パルス列のチップがビット変換されたビットストリーム及び記憶フォーマットは図３６Ａ〜図３６Ｃを参照されたい。
図３０Aは、停留化検出手段２５０の各停留化算出部に用いられる停留化相関関数波形の１例を示している。この波形は、符号系列にM系列を用い、また、単項関数ｇ（ｔ）に指数関数を用いて隣接したサンプリング点間を（７）式により補間する（８）式で表された補間信号と跳躍量を持つ局部信号との相関関数を表しており、複数の停留値を有している。同図は、符号パルス列のシフト時間ζが０の場合を示しているが、その他の場合においてもシフト時間に応じて同様の波形が得られる。なお、相関関数波形は同じ符号系列を用いても補間信号及び／または局部信号の構成方法に従い異なる形状を持つことが出きる。
図３０Bは、図２の誤り訂正符号化手段２０、図３のデータ化符号パルス列生成手段３０、図６Ａの送信信号生成手段７０を含む符号型送信装置１の各部の信号波形、及びこれと対向使用され図１４Ａの検出手段２１０、図１８Ａの可局在化信号検出手段２４０、図２３Ａの停留化検出手段２５０及び図２６Ａのデータ算出手段２６０を有する符号型受信装置２００の各位置の波形を表している。直交変調におけるIチャネル及びＱチャネルの波形も同様である。この図３０Bはデータ化符号パルス列用符号パルス列としてＮ＝７の１種類のＭ系列パルス列を用いた例であって、そのシフト時間は、データに応じてクロックに同期して設定されたものである。図３のデータ変換部３１ｓによりデータが（０、３、４、３、１、２、６）に変換され、このデータに応じてデータ化部３２ｓを構成するシフトレジスタに転送された初期状態の符号パルス列のシフト時間を設定し、７種類のデータ化符号パルス列を生成する。この初期状態の符号パルス列は、符号パルス列生成部３３ｓでクロック（ａ）に同期して生成される。
ｂ―１〜ｂ―７は符号型送信装置１のデータ化符号パルス列生成手段３０のデータ化部３２ｓの出力信号であって、ｂ―１はデータが０であって、チップ幅がＴｋである１番目のデータ化符号パルス列を表しており、この波形は符号パルス列生成部３３ｓで生成された初期状態の符号パルス列に一致する。また、ｂ―２はシフト時間が３Ｔｋであり、ｂ―３はシフト時間が４Ｔｋであり、ｂ―４はシフト時間が３Ｔｋであり、ｂ―５はシフト時間がＴｋであり、ｂ―６はシフト時間が２Ｔkであり、ｂ―７はシフト時間が６Ｔｋであるデータ化符号パルス列波形を表している。
ｃ―１〜ｃ―７は順序パルス列生成手段５０により生成されたチップ幅がＴｃである順序パルス列であって、ｃ―１はシフト時間が０の順序パルス列であり、ｃ―２はシフト時間がＴｃの順序パルス列である。以下同様であって、第ｊ番目のパルス列波形であるｃ―ｊはシフト時間が（ｊ−１）Ｔcである順序パルス列を表している。順序パルス列のチップ幅Ｔｃは図３０Aの（ｄ）に示す基本パルス列のチップ幅であり、さらに（ｅ）の多重化基本パルス列のチップ幅である。
ｄ−１〜ｄ−７はデータ化符号パルス列と順序パルス列とが乗積された基本パルス列を表わし、順序化部７０２ｓの出力信号である。ｄ−１はｂ−１とｃ−１とが乗積された、基本パルス列を表している。以下同様であってｄ−７はｂ−７とｃ−７とが乗積された基本パルス列を表している。
（ｅ）は、図６Ａに示す符号型送信装置１の多重化部７０３ｓの出力信号であって、ｄ−１〜ｄ−７の基本パルス列が多重化された多重化基本パルス列を表している。このパルス列は７０１ｓで搬送波を１次変調し、フィルタ７０８ｓでろ波して、変調部７０９ｓで搬送波生成部７１０ｓで生成された主搬送波を変調する。
（ｆ）は、図１８Ａの符号型受信装置２００の乗積回路２４３ｓ２の出力信号を示しており、ｆ−１〜ｆ−７は１次復調された検出信号である（ｅ）で表された多重化基本パルス列にそれぞれ（ｃ）のｃ−１〜ｃ−７と同じ順序パルス列を乗積してデータ化符号パルス列が分離された信号であって、他の順位の基本パルス列とその順序パルス列との積であるパルス列が雑音となって重畳している。この波形は停留化検出手段２５０のグループ化部２５３ｓで同期を保持してチップ幅毎に加算される。帯域外の雑音はろ波されることが望ましい。
（ｇ）のｇ−１〜ｇ−７はｆ−１〜ｆ−７がそれぞれチップ幅Tkにわたり加算された加算値を用いてチップ間が補間された補間信号を例示している。チップ幅にわたる加算値を用いることに代えて、チップ幅間隔のサンプリング点の値をメンバーとするグループに分類し、そのメンバー値を用いて同様にして補間信号を生成してもよい。グループ化された信号は順次停留化算出部２５１ｓに入力し、この入力信号に対して遅延時間が０〜６Tkに対応した停留化検出が行なわれてパルス列候補値が算出される。
（ｈ）のｈ−１〜ｈ−７はそれぞれｇ−１〜ｇ−７と局部信号との相関関数波形を例示しており、シフト時間が０、３Ｔｋ、４Ｔｋ、３Ｔｋ、１Tｋ、２Ｔｋ及び６Tｋであって、複数の停留値を有している。停留化算出はこれらの相関関数波形に応じて行なわれ、それぞれｂ−１〜ｂ−７に示されたデータ化符号パルス列の候補信号値が算出される。なお、相関関数波形はこれに限るものではなく、データ化符号パルス列の振幅情報及び位相情報を取得できる停留点を持つ波形であればよい。
雑音環境で伝送を行う場合、グループ化された信号にはｆ−１〜ｆ−７に示された波形に通信路、装置内等で発生した雑音が重畳しており、その相関関数波形にはｇ−１〜ｇ−７の補間信号波形に加法的に重畳した局部信号とその雑音との相関関数である相関雑音が重畳する。局部信号の遅延時間と符号パルス列信号のシフト時間とが整合した場合、図２４A（ａ）〜（ｂ）及び（ｅ）の停留化算出部２５１ｓでは、これらの雑音が内部干渉雑音とともに除去されてｂ−１〜ｂ−７に一致した候補信号値が算出される。同様に、局部信号の遅延時間と符号パルス列信号のシフト時間とが整合した停留化算出回路２５１ｓｃのサブ回路及び停留化算出回路２５１ｓｄ２回路のサブ回路では、内部干渉雑音並びにその他の雑音が除去されて、ｂ−１〜ｂ−７に一致した候補信号値が算出される。
次いで判定部２５２ｓで候補信号の判定が行なわれ、それぞれｇ−１〜ｇ−７に含まれたデータ化符号パルス列が決定されてそのシフト時間データが出力される。
検出されたシフト時間のデータはデータ算出手段２６０に入力して源データが算出される。直交変調の場合のＩチャンネル及びＱチャンネルの波形も同様である。また、ＯＦＤＭを含む周波数分割伝送でストリーム変調を用いて伝送する場合には、各帯域のそれぞれのチャネルで同様の停留化検出が行なわれ、他方、複素多重化基本パルス列を並列変調して伝送する場合には、Ｉチャネル及びＱチャネルで同様の停留化検出が行なわれる。周波数ホッピング方式の伝送及びUWB伝送においても同様にして停留化検出が行なわれる。
図３１の（ａ）は、図２の誤り訂正符号化手段２０、図５のデータ化符号パルス列生成手段３０、図８Ａの送信信号生成手段７０を有する、ＯＦＤＭにストリーム変調を用いた線形変調方式の符号型送信装置１のIチャネル用多重化部７０３ｂ１１〜７０３ｂＪ１及びＱチャネル用多重化部７０３ｂ１２〜７０３ｂＪ２の出力信号である１周期Ｔ時間分の多重化基本パルス列波形ｓ１Ｉ〜ｓＪＩ及びｓ１Ｑ〜ｓＪＱを表している。多重度ｍを持つ多重化基本パルス列は伝送速度や伝送路特性等の条件に従って分割されて各狭帯域に複素多重化基本パルス列となるように割り当てられ、同時刻のチップが並列に同期して送信される。なお、データ化回路３２ｂ１１〜３２ｂＪ２に代えて、ｍ個のデータ化部３２ｂをｍ個のデータ化回路で構成し、これに対応して順序化部７０２ｂをｍ個の順序化回路で構成して並列にｍ個の基本パルス列を生成し多重化部７０３ｂへ入力させて、並列処理による高速化を行なってもよい。
ｓ１Ｉ〜ｓＪＩは各狭帯域のＩチャネルに割り当てられた周期がＴ、チップ幅がＴc、多重度がｍ１ｊ、ｊ＝1〜Ｊである多重化基本パルス列を表している。時間ｔ０からｔ１では、周波数ｆ1である第1番目の狭帯域の複素シンボルのI成分（実数部）には、Ｓ１ＩのチップＣI１１が対応する。同様に、Ｑ成分（虚数部）には、Ｑチャネルの多重化基本パルス列のチップＣQ１１が対応する。以下同様であって、時間ｔ０からｔ１におけるサブキャリア周波数がｆjである第ｊ番目の狭帯域のＩ成分のチップはＣI１ｊ、Ｑ成分のチップはＣQ１ｊである。これらの（ＣI１ｊ、ＣQ１ｊ）、ｊ＝１〜Ｊからなる複素シンボルはＩＤＦＴ部７０４ｂに並列に入力し、逆離散フーリエ変換され、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号が生成される。
同様にして、時間ｔ(ｒ−1)とｔｒとの間ではｆｊを持つ第ｊ番目の複素シンボルのＩ成分はチップＣIｒｊであり、Ｑ成分はＣQｒｊであり、ＩＤＦＴ部７０４ｂで離散逆フーリエ変換される。ｒは１〜ＫＮの何れかの整数であって、ＫＮは周期Ｔに含まれるチップの数に等しい。
他方、図３１の（ｂ）は、図１６に示した符号型受信装置２００の可局在化信号検出手段２４０に含まれたＦＦＴ回路２４８ｂ２の各狭帯域のＩチャネル信号波形及びＱチャネル信号波形を表しており、（ａ）の波形が再現されている。
図３２Ａは、図９Ａに例示された並列変調方式を用いたＯＦＤＭ伝送の送信信号生成手段７０のＳ／Ｐ変換部７１４ｃの入力信号の波形を表している。時間ｔ０からｔKNの区間では周期がＴ、チップ幅がＴc、チップ数がＫＮであってチップがｉ１ｊであるＩ成分対応の多重化基本パルス列Ｉ１及びチップがｑ１ｊであるＱ成分対応の多重化基本パルス列Ｑ１がそれぞれＳ／Ｐ変換部７１４ｃに入力し、複素シンボルの対（ｉ1ｊ、ｑ１ｊ）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊに変換されて第ｊ番目の狭帯域の副搬送波の変調信号となる。従って、帯域数Jとチップ数ＫＮとは等しくなる。同様にして、 (ｎ−1)Ｔ＋t０≦ｔj≦（ｎ−１）Ｔ＋ｔKN、２≦ｎでは、Ｓ／Ｐ変換部７１４ｃによりチップＩｎjを持つ多重化基本パルス列Ｉｎとｑｎjを持つ多重化基本パルス列Ｑｎのチップが複素シンボルに対応する対（ｉｎj、ｑｎj）に変換される。
図３２Ｂは、図９ＡのＩＤＦＴ部７０４ｃの並列入力信号波形であって、縦軸は副搬送波ｆｊを表わし横軸は時間を表わし、チップ対（ｉｎj、ｑｎj）が副搬送波ｆｊに割り当てられて１周期Ｔ分の信号は時刻ｔj-1〜ｔｊで送信される。図９Ａの送信信号生成手段７０に対応する符号型受信装置１の可局在化信号生成手段２４０のＦＦＴ処理部に含まれたP／S回路の出力信号波形は図３５Ａと同じ波形となる。例えば、図１７の符号型受信装置１の可局在化信号生成手段２４０のＦＦＴ処理部に含まれたP／S回路２４８ｃ３の出力信号波形は図３５Ａと同じ波形となる。
図３３Ａは、図５に例示のデータ化符号パルス列生成手段３０、図１０Ａに例示の送信信号生成手段７０を有するＵＷＢ方式の符号型送信装置１、及び図２１に例示の可局在化信号検出手段２４０における各部の信号波形を表している。図２２のチップ再生部２４９ｉにも同様の波形が対応する。
図３３Ａにおいて、（ａ）は符号型送信装置１のクロックパルスを表しており、（ｂ）はインパルス生成部７１２ｄのｒ−多重化部の回路７１２ｄ２１〜７１２ｄ２ｐｒの出力信号であって、多重度ｍが１５である多重化基本パルス列の多値チップが、多重度ｒが５、遅延時間がδ時間間隔、分割個数ｐｒが３である多値パルスのチップ波形を表している。ｂ−１はクロックに同期した第１のｒ−多重化基本パルス列のチップであり、ｂ−２はクロックからδ時間遅延した第２のｒ−多重化基本パルス列のチップであり、ｂ−３はクロックから２δ時間遅延した第3のｒ−多重化基本パルス列のチップを表わしている。チップの後縁部は直後のチップの前縁部を構成しているが、これらの間にチップを区別するための時間であるセパレータを挿入してもよい。
図３３Ａの（ｂ）において、ｂ−１は第１の分割された多値パルスであって、ｔ０〜ｔＬの間で振幅値は３Ｅ、チップ幅はＴc、遅延時間は０である。パルスの前縁部は時刻ｔ0でクロックパルスに同期して−Ｅから３Ｅに遷移し、Ｔc時間後の時刻tＬで後縁部の振幅値はＥに遷移している。ｂ−２はｔ0からδ時間遅延して前縁部が−ＥからＥへ遷移する第２の多値パルスであって、後続のパルスは振幅値がＥであるため後縁部の時刻ｔＬ＋δで振幅値の変化は生じない。ｂ−３はｔ0から２δ時間遅延して前縁部がＥから−Ｅへ遷移する第３の多値パルスであって、後縁部は時刻ｔ0＋２δで−ＥからＥへ遷移している。
図３３Ａの（ｃ）は、インパルス化部７１２ｄ３のインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３ｐｒの出力波形である。この波形は平均値が０であれば他の形状であってもよい。例えば、いずれも振幅値が多重化基本パルス列のチップの振幅値に従って定まるインパルスであって、インパルスの位置をデータに従って変化させるＡＰＰＭ（Amplitude Pulse Position Modulation）、インパルスの存在しない場合には０、オンではインパルスの振幅が多重化基本パルス列のチップの振幅値に従って定まるＡＯＯＫ（Amplitude ON-OFF Keying）などを用いることができるが、これらに限るものではない。
ｃ−１はインパルス生成回路７１２ｄ３１の出力波形であって、ｂ−１のチップ前縁に同期して生成された平均値が０であって第１ピーク値−４Ｅ、第２ピーク値４Ｅの正相インパルスと、後縁に同期して生成された第１ピーク値２Ｅ、第２ピーク値―２Ｅの逆相インパルスを表している。
ｃ−２は遅延時間がδである７１２ｄ３２の出力波形であって、ｂ−２のチップ前縁に同期して生成された平均値が０である第１ピーク値−２Ｅ、第２ピーク値２Ｅの正相インパルスと、後縁のインパルスが０である波形を表している。
ｃ−３は遅延時間が２δである７１２ｄ３３の出力波形であって、ｂ−３のチップ前縁に同期して生成された平均値が０であって第１ピーク値２Ｅ、第２ピーク値−２Ｅの逆相インパルスと、後縁に同期して生成された第１ピーク値が−２Ｅ、第２ピーク値が２Ｅである正相インパルスを表している。
図３３Ａの（ｄ）は多重化部７１２ｄ４の出力波形であって、前縁部分及び後縁部分にはインパルス生成回路７１２ｄ３１〜７１２ｄ３３で生成されたインパルスがδ時間間隔で配列されている。前縁部分には（ｃ）に示された３個のインパルスがδ時間間隔で配列されており、後縁部分には時刻ｔLと時刻ｔL＋２δにそれぞれ１個のインパルスが配列されている。
以上において、遅延時間δが０であれば、多重化部７１２ｄ４の出力波形は、多重度ｍの多重化基本パルス列に含まれた順序パルス列のチップの前縁部と後縁部に形成された、順序パルス列のチップに対応した振幅値で定まる振幅値を持ったインパルスとなる。
図３３Ａの（ｅ）は符号型受信装置２００に含まれた可局在化信号検出手段２４０のチップ再生部２４９ｈの単極化回路２４９ｈ１の出力信号の波形を表しており、前縁部には受信信号から得られた（ｄ）に示す波形の第１のインパルスがテンプレートを用いて単極化された、時刻ｔ0を基点とし振幅値がそれぞれ４Ｅの双峰インパルス、さらに、第２のインパルスが単極化されたｔ0＋δを起点とし振幅値がそれぞれ２Ｅの双峰インパルス、及び第３のインパルスが単極化されたｔ0＋２δを起点とし振幅値がそれぞれ−２Ｅの双峰インパルスが示されている。他方、後縁部には、その第１のインパルスから得られた時刻ｔ0＋Ｔcを起点とし振幅値がそれぞれ−２Ｅの双峰インパルス、第２のインパルスが単極化されたｔ0＋Ｔc＋２δを起点とし振幅値がそれぞれ２Ｅのインパルスが示されている。なお、ｔ0＋Ｔc＋δにはインパルスは存在しない。
図３３Ａの（ｆ）は、パルス合成回路２４９ｈ２の出力信号の波形を表している。（ｅ）に示された第1の双峰インパルスが積分されてパルス合成回路２４９ｈ２の出力信号の振幅値は−Ｅから時刻ｔ０＋δに３Ｅに変化する。次いで、第２の双峰インパルスが積分されて時刻ｔ０＋２δで振幅値は５Ｅに変化する。次いで、第３の双峰インパルスの積分により振幅値は５Ｅから３Ｅへ変化し、ｔＬ＋δまでホールドされる。この振幅値は後縁部の振幅値が−２Ｅの第４の双峰インパルスを積分することによりｔ０＋Ｔc＋δにおいてＥに変化する。さらに、第５の双峰インパルスの積分により、ｔ０＋Ｔc＋３δで３Ｅの振幅値が得られる。
図３３Ａの（ｇ）は、（ｆ）で合成されたパルスのサンプリングを行う、周期Ｔcのサンプリングパルスを示している。合成されたパルスはｔ０＋３δからｔＬ＋δの間で多重度ｍが１５のチップを表している。このため、サンプリング時刻ｔｓはサンプリングがｔ0＋３δからｔＬ＋δの間で行われるように定められる。
図３３Ａの（ｈ）は、サンプラ２４９ｈ３の出力信号がホールドされた再生パルス波形を表している。再生されたチップ波形の前縁部の開始時刻はｔsであり後縁部はｔｓ＋Ｔcであって、このパルス波形はｔｓ−ｔ０遅延している。
図３３Ｂの（ａ）〜（ｅ）に示す波形は図３０Aの（ａ）〜（ｅ）に示された波形と対応する。（ｅ）に示す多重化基本パルス列のチップはＣ１〜Ｃｎで表わされている。
図３３ＣはＣ１〜Ｃｎの各チップが極性を表わすビットであるｄｊｓ、ｊ＝１〜ｎとチップ振幅を２進３桁の数として表わすビットｄj,r、ｊ＝１、２、・・・、ｎ、ｒ＝０、１、２に変換された２値変換パルス列を示している。このようなパルス化は、Ａ／Ｄ変換を用いて行なうか、デジタル演算によって行なってもよい。また、図３３Ｃに示された方式に代えて、ＤＰＳＫ（差動ＰＳＫ；Differentially Encoded Phase Shift Keying）等を用いてパルス化を行なってもよいが、これらに限るものではなく、パルス伝送の各種の方式を用いることができる。
この多重化基本パルス列を２進数に変換して２値パルスとする方法は、ＵＷＢ伝送、パルス伝送、周波数ホッピング伝送、ＯＦＤＭ伝送、直交変調、単一搬送波被変調信号伝送等の伝送、記憶媒体への記憶、記憶データの読み出しなどに用いることが出きるが、用途はこれらに限るものではない。
図３３Dは、図３３Cの２値変換パルス列の各パルスにより同じ符号系列を表す符号パルス列が変調された２次符号化パルス列を例示している。即ち、図３３DのCCnは図３３CのCnに対応し、cｄn0〜cｄnsはそれぞれ対応するｄn0〜ｄnsが乗積された周期長の符号パルス列波形を表しており、cｄn0とcｄnsの波形はそれぞれ正極性の符号パルス列であり、また、cｄn1とcｄn2の波形は負極性の符号パルス列である。以下、同様であって、CC１のｃｄ1sに対応する波形は、C１のｄ1sが乗積されてなる２次符号化パルス列を例示している。
２次符号化パルス列を用いれば、このパルス列を停留化検出することにより符号パルス列に重畳した雑音が除去されてS／N比が向上する。また、停留化検出された２次符号パルス列を局在化して局在化パルスを検出することにより２値変換パルスを検出すれば、さらに符号長に比例したS／N比の改善がなされる。局在化パルスは停留化検出された符号パルス列を用いて算出してもよく、或いは（１６）から誘導された符号パルス列を表す式、例えば（１７）式、（２０）叉は（２２）を用いて局在化信号をグループのメンバーの値で表す式を求め、その式に従ってメンバーの値から候補信号と局所符号パルス列との局在化信号を算出してそのピークの振幅、極性、数それらの配列などの判定を行い、局在化パルスを検出してもよいが、判定基準はこれらに限るものではない。
図３３Eは図３３Dに示されたパルス列の遷移部位で生成されたインパルス列を表わしている。これらのインパルスは、遷移部位が負から正に遷移するときには先行する負のピークと後続の正のピークからなり、また、正から負に遷移する遷移部位ではその逆相のインパルスであり、遷移がない場合には直前のインパルスと同相であるが、インパルスの表現方法はこれに限るものではなく、例えば直前のパルスと同じ振幅のパルスに対してはインパルスを生成しないようにする等の方法がある。さらに、インパルスは平均値が０であればよく、図３３Eの波形に限るものではない。
図３３Eのインパルス信号は、直前のインパルス信号との差分にテンプレートを用いて単極化し、この単極化パルスを積分し、この積分値をサンプリングしてパルスの再生を行なってよい。
図３４Ａ〜図３４Ｄは、図１１Ｂに示されたストリーム変調のＯＦＤＭを用いたＵＷＢの波形である。
図３４Ａはｒ−多重化部７１２ｅｂ２の出力波形であって、周波数帯域をＪ分割して得られた各帯域のｐｒ個の複素ｒ−多重化基本パルス列のチップ波形を表わしている。
図３４Ｂはδパルス部７１２ｅｂ３の出力波形であって、各帯域の遷移パルスはそれぞれ複素ｒ−多重化チップの遷移部に同期して生成された幅がδのパルスである。このパルス幅はδに限るものではなく、ＩＤＦＴ変換可能な範囲の短パルスであってよい。
図３４Ｃはδ多重化部７１２ｅｂ４の出力波形である。各帯域の前縁の第ｉ番目の複素δパルス（Ｉtpj-ｉf、Qtpj-ｉf）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊは並列にＩＤＦＴ部７１５ｅｂへ入力してＩＤＦＴ変換され、１次変調が行なわれる。この行程はｉが１からｐｒまでのδパルスに対して順次行なわれる。後縁部のδパルスも同様にしてＩＤＦＴ変換により１次変調される。
図３４Ｄは図２１のＦＦＴ部２４５ｋｂの出力波形である。各帯域の複素チップの前縁部分の複素短パルス及び後縁部の遷移短パルスが時間軸に沿ってそれぞれｐｒ組検出され、対応する帯域の可局在化信号検出部２４６ｋｂｊに出力されてチップが再生され、再生されたＮＫ個のチップを用いてデータ化符号パルス列が分離される。
図３５Ａ〜図３５Ｄは図１１Ｃに示された並列変調のＯＦＤＭを用いたＵＷＢの波形である。
図３５Ａはｒ−多重化回路７１２ｅｃ２のチップ出力波形であって、多重度ｍのパルスがＩチャネルとＱチャネルとに分けられてそれぞれ遅延時間毎に多重度がｒとなるように多重化されている。ａ−ｉ１〜ａ−ｉｐｒ、及びａ−ｑ１〜ａ−ｑｐｒはそれぞれｒ−多重化回路の７１２ｅｃ２１〜７１２ｅｃ２ｐｒのＩチャネル及びＱチャネルのδ遅延ｒ−多重化波形である。
図３５Ｂのｂ−ｉ１〜ｂ−ｉｐｒ及びｂ―ｑ１〜ｂ−ｑｐｒは、それぞれ図３５Ａの対応するδ遅延ｒ−多重化チップの遷移部に同期して生成されたδパルス回路７１２ｅｃ３１乃至７１２ｅｃ３ｐｒのＩチャネル及びＱチャネルの出力波形である。各パルスの幅は遅延時間δで示されているが、δ以下であればよい。なお、遅延時間δはＩＤＦＴ変換が可能な範囲で可能な限り短く設定することが、ＵＷＢ伝送上好適である。
図３５ＣはＩＤＦＴの入力波形であって、縦軸が周波数帯域に対応する。ｃ−ｉ１〜ｃ−ｉｐｒ及びｃ−ｑ１〜ｃ−ｑｐｒは、それぞれ対応するδパルス回路７１２ｅｃ３１〜７１２ｅｃ３ｐｒの出力波形であって、ＩＤＦＴ部７１５ｅｃの入力パルスである。図３５Ｂに示された第１のチップの前縁部を構成するパルスＩ１１ｆ〜Ｉ１ｐｒｆおよびＱ１１ｆ〜Ｑ１ｐｒｆは並列にＩＤＦＴ部７１５ｅｃへ入力し、ｔ0〜ｔ1の間の少なくとも逆フーリエ変換が行なわれる時間保持される。次いで、同様にして第1のチップパルスの後縁部がｔ１〜ｔ2の間にＩＤＦＴ変換されて、第1のチップパルスのＩＤＦＴ変換が完了する。同様にして、１周期分、ｐｒ個のチップがＩＤＦＴ変換される。
図３５Ｄは図２２のＦＦＴ部２４５ｋｃの出力波形であって、縦軸は周波数帯域を表わしている。ＦＦＴ変換により、時刻ｔ0〜ｔ1の間で周波数帯域毎に第1のチップの前縁部の狭い幅を持つｐｒ組の複素遷移短パルスが出力され、次いでｔ１〜ｔ２の間に後縁部のｐｒ組の遷移短パルスが出力される。以下同様にして１周期分、第ＮＫ番目までの複素チップの複素遷移短パルスが出力される。
図３６Ａ〜図３６Ｃは多重化基本パルス列が２進数に変換されて記憶され、送信される場合の波形ならびにデータのフォーマットの１例を示している。
図３６Ａは多重化基本パルス列波形の１例である。また、この波形をビット変換した場合のデータのフォーマットが図３６Ｂに例示されているが、これに限るものではない。図３６Ｂのフォーマットは記憶媒体の記憶フォーマットとして用いることができるが、記憶に用いられるフォーマットはこれに限るものではない。また、図３６Ｃに図３６Ｂで示された多重化基本パルス列のビットストリームを例示しているが、これに限るものではない。このビットストリームを用いる方法はＩＣ、装置内部でのデータ伝送、通信システムにおける伝送に使用することができる。また、図３７には、送信手段に符号型送信装置１を用い、受信手段に符号型受信装置２００を用いた記憶媒体書込／読み取り装置５００が例示されている。
図３６Ｂは多重化基本パルス列がビット変換部によってｍ’ビットに変換された場合のビット配列の一例を示している。Ｃｊで示されたチップはそれぞれ２進数に変換されて２値パルスで表わされ、右端を最少位桁（ＬＳＤ）、左端を最上位桁（ＭＳＤ）とした2進ｍ’桁で表わされるが、表示方法等はこれに限るものではない。
ビット変換された多重化基本パルス列は記憶、通信等に用いることができる。
図３６Ｃは多重化基本パルス列をビットストリームに変換して伝送或いは記憶装置へのデータの書き込みや読み取りなどを行なうビットストリーム方式のビット配列の一例を表わしており、ビットに対応して２値パルスが送出され或いは受信される。チップの振幅がｍ’桁の２進数で表わす場合、多重化基本パルス列はＮＫｍ’ビットで１周期分のデータを表わすため、送信および受信では１周期分のデータをパケットにして一括して伝送するようにしてもよいが、通信方式はこれに限るものではない。
受信されたビットストリームからチップパルスが再生される。以降の行程は線形変調方式による伝送と同様であって、データ化符号パルス列の分離、停留化検出、次いで源データの算出が行なわれる。ビットストリームに重畳した雑音はデータ化符号パルス列の分離及び局在化行程で低減し、Ｓ／Ｎ比が改善される。図３６Cの２値変換パルス列を用いた伝送方式に代えて図３３Dに例示の２次符号化パルス列を用いれば、２次符号化パルス列を停留化検出することにより雑音が除去されてS／N比が向上する。また、停留化検出された２次符号パルス列を局在化して局在化パルスを検出することにより２値変換パルスを検出すれば、さらに符号長に比例したS／N比の改善がなされる。
図３７は、送信手段に符号型送信装置１を用い、受信手段に符号型受信装置２００を用いた記憶媒体書込／読み取装置５０００であって、多重化基本パルス列のチップを２進数に変換した２値変換パルス列のパルスを用いて記憶媒体６０００に対して書き込み及び読み出しを行なう、記憶媒体書き込み／読み取装置５０００を例示している。この装置は、書き込み手段５００１ｓｒｃ、読み取手段５００２ｓｒｃ、クロック発振・制御手段５００３ｓｒｃ、演算手段５００４ｓｒｃ、メモリ５００５ｓｒｃ、インターフェイス５００６ｓｒｃ、制御手段５００７ｓｒｃ、送信手段５００８ｓｒｃ及び受信手段５００９ｓｒｃを具備しているが、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成を任意に変更、追加および／或いは削除してよい。
送信手段５００８ｓｒｃは多重化基本パルス列に基づく送信信号を生成するものであって符号型送信装置１の全部或いは一部を使用して構成され、演算手段によりインターフェイスを経由して取得したデータ及びＩＤを送信する送信信号を送信する。
受信手段５００９ｓｒｃは可局在可信号検出手段５００９１ｓｃｒ、停留可検出部５００９２ｓｃｒおよびデータ算出部５００９３ｓｃｒを含み記憶媒体６０００に記憶された多重化基本パルス列に基づいた記憶データを読取り、可局在可信号検出手段５００９１ｓｃｒにより多重化基本パルス列を再生して逆拡散を行い、停留可検出部５００９２ｓｃｒによりデータ可符号パルス列を停留化検出し、データ算出部５００９３ｓｃｒにより検出されたデータ可符号パルス列のシフト時間から源データなどの情報の算出を行なうものであって、符号型受信装置２００の全部又は一部を使用して構成される。
算出されたデータは演算手段５００４ｓｒｃに出力されてメモリ５００５ｓｒｃに記憶されたＩＤとの照合が行なわれると共にインターフェイス経由で外部システムへ送信される。演算手段５００４ｓｒｃは検出データ、記憶データなどを用いて演算を行っても本発明の趣旨を逸脱しない。この記憶媒体書き込み／読み取装置５０００は、他の装置に組み込まれて使用されてもよい。
記憶媒体６０００はレーザを用いてデータの書き込み及び読み出しを行なう光記憶媒体、磁気を用いて記憶を保持し磁気の状態を変化させてデータを記憶させ磁気の状態を検出してデータの読み出しを行う磁気記憶媒体、電磁波を用いてメモリに記憶させ或いは読み出しを行なう記憶媒体、電気信号によってデータの書き込み、読み出しを行なう記憶媒体、ホログラムを用いた記憶媒体等が含まれるがこれらに限るものではない。
図３８は符号型距離測定装置３００ｍを例示している。この装置は測定用信号生成部３１１ｍと信号送出部３１２ｍとを含んだ送信手段３１０ｍ、制御手段３２０ｍ、および
信号検出部３３１ｍ、停留化検出部３３３ｍ、距離算出部３３４ｍ及び表示・出力部３３５ｍを含んだ受信手段３３０ｍとを有している。
制御手段３２０ｍの制御信号に従って送信手段３１０ｍの測定用信号生成部３１１ｍで符号パルス列を用いた測定用信号が生成されて信号送出部３１２ｍにより測定対象３０００へ送出される。符号系列には停留化検出が可能な系列が用いられ、高次乗積符号パルス列も含まれる。
この測定用信号は測定対象３０００で反射されて受信手段３３０ｍの信号検出手段３３１ｍで検出され、雑音が重畳した符号パルス列信号である検出信号が出力されて停留化検出部３３３ｍの入力信号となる。或いは、検出信号は周波数変換された被変調信号、唸り信号等であってもよい。
他方、測定用信号が高次乗積符号パルス列であれば、順次局在化されて符号系列を表す局在化パルス列が停留化検出部３３３ｍの入力信号となる。この入力信号は停留化検出部３３３ｍで停留化検出されて符号パルス列が検出され、距離算出部３３４ｍで距離算定されるとともに測定対象３０００の移動速度等が算定され、表示・出力手段３３５ｍで表示され、また、外部の機器、通信回線などへ出力される。
この符号型距離測定装置３００ｍは停留化検出により良好なＳ／Ｎ比を達成可能であるため、短符号長の符号系列を用いることができ測定時間が短縮できること、大きな測定距離が達成できること、高速な測定対象の移動速度を追尾できることなどの特長を有する。 図３９は符号型画像測定４００ｐを例示している。この装置は測定用信号生成部４１１ｐと信号送出部４１２ｐとを含んだ送信手段４１０ｐ、制御手段４２０ｐ、および信号検出部４３１ｐ、停留化検出部４３２ｐ、画像処理部４３３ｐ及び表示・出力部４３４ｐを含んだ受信手段４３０ｐとを有している。
制御手段４２０ｐの制御信号に従って測定用信号生成部４１１ｐで符号系列を用いた測定用信号が生成されて信号送出部４１２ｐにより送出されて測定対象をスキャンする。測定対象により透過、散乱、吸収、反射、周波数変換、或いは蛍光輻射等の作用を受けた測定用信号は受信手段４３０ｐの信号検出部４３１ｐで検出され、検出信号が出力される。この検出信号は、符号パルス列、周波数変換された測定用信号、唸り変換された測定用信号等であるがこれらに限るものではない。
検出信号は次いで停留化検出部４３２ｐで停留化検出されて符号パルス列が検出され、その振幅情報が取得される。局在化パルスを用いた画像測定装置では、停留化検出部３３３ｍにより符号パルス列を停留化検出しこのパルス列を用いて局在化パルスの算出を行うか、或いは検出信号から直接に局在化パルスを算出する。停留化検出部４３２ｐの出力信号は画像処理部４３３ｐで処理されて画像が構築され、次いで表示・出力部４３４ｐで表示されるとともに外部機器或いは通信回線等へ出力される。
この符号型画像測定装置４００ｐは、停留化検出によりＳ／Ｎ比が良好な測定を可能とし、遠距離測定、信号の短波長化による高精細測定及び高速処理を可能とするとともに小型化による製造コスト及び導入コストの削減、少電力化によるランニングコストの削減などを可能とする。
図４０の（ａ）〜（ｃ）及び図４１〜図４２は直交変調を用いた符号型送信装置１、基地局及び符号型受信装置２００を用いたパケット型伝送システムの送受信行程の１つの例を表している。これらの行程は本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変更、追加、削除してよい。本例では、同期信号、制御信号には符号パルス列が用いられ、また、パケット信号のフレームを構成するスロットは２次符号化パルス列を用いて伝送を行うように構成される。２次符号化パルス列は、多重化基本パルス列のチップ振幅がビット変換されたビットパルス列である２値変換パルス列のパルスとこのパルス幅の周期を持つ符号パルス列とが乗積されたパルス列である。
伝送環境に従って、同期信号に符号パルス列、制御信号に２値パルスおよびパケット信号に２値変換パルス列を用いるか或いは多重化基本パルス列に基づく多値レベルの信号で線形変調された送信信号を用いて伝送を行い、受信側を対向使用可能なように構成し、対応する行程を採用しても本発明の趣旨を逸脱しない。また、構成方法並びに用いられる行程は以上に限定されるものではない。また、基地局は伝送システムに応じてハブ、ルータ等により構成されてよい。さらに、基地局を含まない、送信側から受信側へ直接送信するように構成されてもよい。
図４０の（ａ）は符号型送信装置１で構成された送信側の送信行程であり、図３８の（ｂ）は基地局の行程であり、図３８の（ｃ）は図３８の（ａ）の符号型送信装置１と対向使用され、直交被変調信号を受信する符号型受信装置２００の受信行程の１例を表している。符号型送信装置１は長周期の順序パルス列で順序化された複数周期の多重化基本パルス列を生成し、少なくとも同期信号とともにパケット信号を生成して送信信号を送出するか、周期毎に順序化して同期信号、データ信号を含むパケット信号を生成して送信する。 なお、符号型送信装置１でパケットを生成することに代えて、基地局でぱけっとの生成を行なってもよい。送信側から基地局への送信はアップリンク（ＵＬ：Ｕｐ Ｌｉｎｋ）を形成する。他方、基地局は通信手段を用いて送信電力、送信速度、送信信号の多重度等の送信側の制御を行うとともに受信側の制御を行なう。次いで、アップリンクのパケット信号から源データを算出してダウンリンク（ＤＬ：Ｄｏｗｎ Ｌｉｎｋ）用周波数のパケット信号を生成して受信側へ送信する。ＤＬ用パケット信号は、ＵＬ用パケット信号から源データを算出して生成されるか、或いはＵＬ用パケット信号を周波数変換して生成するが、これに限るものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲でＩＥＥＥ等の規格に準拠するように、任意に変更、追加或いは削除してよい。符号型受信装置２００は基地局で生成されたダウンリンクのパケット信号を受信して停留可検出を含む処理を行い源データを算出する。
送信が図４０の（ａ）のステップ０１００１で伝送が開始されると、ＩＤを含む開始信号が基地局３８の（ｂ）へ送信される。基地局ではステップ０２００１でこの信号を検出し、ステップ０２００２で送信側へＵＬテスト信号要求を行なう。送信側はステップ０１００３でこの要求を受けてステップ０１００４で出力レベル、クロック周波数、多重度が設定して、ステップ０１００５でテスト信号を送信する。基地局はステップ０２００４〜０２００６でこのテスト信号を測定して判定し、信号が適性に設定されていない場合にはステップ０２００３で設定要求を送信側へ返す。これを受けて、送信側はステップ０１００３〜ステップ０１００５を繰返し、再度テスト信号を基地局へ送信する。ステップ０２００５には等化処理が含まれる。
基地局は、信号が適正であると判断すればステップ０２００７で受信側へ受信要求を送信する。これを受けて、受信側はステップ０３００１〜０３００２でダウンリンクテスト信号の送信要求を基地局へ送る。基地局はステップ０２００８〜０２００９で受信側へテスト信号を送信する。受信側ではステップ０３００３〜０３００５でこのテスト信号を測定し、適正でない場合にはステップ０３００６で再送信要求が基地局へ送信され、基地局ではステップ０２００８〜０２００９で信号の再設定が行なわれてＤＬテスト信号が再度送信され、受信側ではステップ０３００３〜０３００５で測定と評価が行なわれる。テスト信号測定では信号の等化も行われる。
適正な信号であればステップ０３００９で基地局に対して送信要求が行なわれる。これに応じて基地局はステップ０２０１０で送信側に対してデータなどを含むＵＬ信号の送信を要求する。送信側ではこれを受けてステップ０１００６〜０１００８でＵＬのパケット信号を生成して基地局へ送信する。基地局ではステップ０２０１１〜０２０１２でこの信号を受信して処理する。この間に同期の捕捉或いは保持ができなかった場合にはステップ０２０１３で、また、誤りが検出された場合にはステップ０２０１４で再送信要求を送信側へ送信する。適正に受信処理が行なわれれば、ステップ０２０１５〜０２０１７で送信パラメータを適正に設定してＤＬパケット信号が生成されて受信側へ送信される。これを受けて受信側ではステップ０３００７〜０３００８及び０３０１２〜０３０１３でパケット信号が処理されてデータの算出、処理、表示などが行なわれる。
処理過程で同期捕捉ができなかった場合にはステップ０３０１０で、また誤りが検出された場合にはステップ０３０１１で基地局に再送信要求がなされる。受信側で受信が完了すればステップ０３０１４で終了信号が生成されてステップ０３０１５で受信を終了するとともに基地局へ終了信号を送信する。基地局はこれを受けてステップ０２０１８〜０２０１９で終了信号を生成してステップ０２０２０で終了するとともに送信側へ終了信号を送出する。これに従って送信側はステップ０１００９〜０１０１０で送信を終了する。
図４１はステップ０１００７で表わされたパケット信号生成行程を示している。ステップ０１００６で送信要求を受信したと判断すると、ステップ０１００７１で同期信号が生成され、次いでステップ０１００７２でデータが入力されてステップ０１００７３で誤り訂正符号化され、ステップ０１００７４でＮ進ｍ桁に変換される。次いでステップ０１００７５で、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のデータ化符号パルス列が生成され、次いで、少なくとも周期に含まれた基本パルス列を順序化することができる順序パルス列が乗積されて順序化され、基本パルス列が生成される。この順序パルス列は１符号系列で構成されてよい。この場合、順序パルス列は、１つの多重化基本パルス列を順序化するか、又は直列に配置された複数の多重化基本パルス列を同時に順序化する。または、複数の符号系列を用いて１つの多重化基本パルス列の順序化を行うか、または、直列に配置された複数の基本パルス列の順序化を行ってもよい。
さらに、基本パルス列は多重化されて多重化基本パルス列が生成される。この多重化基本パルス列は２進変換され、次いでそのビットパルス幅の周期を持つ符号パルス列が乗積されて２次符号化パルス列が生成される。このパルス列を用いてパケットフレームのデータ用スロットが作成され、同期信号等の制御信号をも含んだパケットフレーム用の信号が生成される。
次いで、ステップ０１００７６で１次変調され、ステップ０１００７７で直交変調され、ステップ０１００８に移行する。
図４２はステップ０３００８で表わされたパケット信号受信処理行程を表している。ステップ０３００７の行程を受けて、ステップ０３００８０でパケット信号が受信されて復調が行われるとともに２次符号化パルス列の停留化検出が行なわれ、雑音が除去されて多重化基本パルス列が変換された２値変換パルス列のパルスが出力される。次いで、パケットが解除され、制御信号等が処理される。ステップ０３００８２でプリアンブルから同期信号を検出して同期捕捉または保持が行なわれる。同期が捕捉又は保持されない場合には、ステップ０３００９により送信側へ再送信要求が行なわれる。同期が保持されればステップ０３００８３で多重化基本パルス列の再生が行なわれる。
次いで、ステップ０３００８４で再生された多重化基本パルス列に順序パルス列が乗積されてデータ化符号パルス列が分離され、ステップ０３００８５で停留化検出が行なわれる。０３００８５はグループ化処理ステップ、停留化算出ステップ、判定・シフト時間出力ステップの各ステップを含むものである。グループ化処理は、分離された周期のデータ化符号パルス列を含む信号をチップに対応させてチップ幅時間の加算をおこない、チップ幅間隔の加算されたサンプリング点の値をメンバーの値とする組を生成する。加算値をメンバーの値とすることに代えて、加算値をチップ幅で除した加算平均値をメンバーの値に用いて本発明の趣旨を逸脱しない。
また、グループ化処理は、加算されたサンプリング点の値をメンバーとする組を生成することに代えて、周期の分離された信号をチップ間隔のサンプリング点の値をメンバーとする複数の組に分類するものであってもよい。
停留化算出ステップは、組の停留化処理を行うステップであってデータ化符号パルス列の候補信号値が算出される。複数の組にグループ化された場合には所要の組の候補信号値が算出される。判定ステップは停留化算出ステップで算出された候補信号値の振幅、極性、配列を判定してデータ化符号パルス列を決定するステップであって、シフト時間が決定される。
次いで、ステップ０３００８７のデータ算出ステップでデータの算出が行なわれる。データ算出ステップ０３００８７はシフト時間で表わされたＮ進ｍ桁の誤り訂正されたデータを2進数又は十進数に逆変換するデータ逆変換ステップ、誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号ステップからなり、誤りが検出された場合にはステップ０３００１１により送信側へ再送信要求を行う。
復号されたデータはステップ０３００８８のP／S変換ステップで並列／直列変換され、ステップ０３００８９のデータ出力ステップにより出力される。
ステップ０３００８３〜０３００８１０の行程は、フレームの全てのスロットの処理が終わるまで繰り返される。パケットの処理が完了すると、ステップ０３０１２へ移行し、外部のコンピュータ、通信回線等へデータが出力され、また、表示装置への表示が行われる。
以上において、各ステップは本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変更、追加及び／又は削除してもよい。なお、Ｎ進数のデータを２進数に逆変換することに代えて、８進数、１６進数などに逆変換しても本発明の趣旨を逸脱しない。
以上説明したとおり、本発明の基本的技術思想は通信システムであって、データを符号パルス列のシフト時間に変換してデータ化符号パルス列を生成して送信信号を送信する送信手段と、送信信号を検出し、検出信号からデータ化符号パルス列のシフト時間を取得し、このシフト時間に基づいて源データを算出する受信手段と、送信手段及び／又は受信手段が少なくとも送信出力を制御するための制御信号を送信する基地局とを含む、送信側と受信側との間で通信可能な通信システムである。この送信手段は前記の何れかの符号型送信装置１で構成されてよく、また、前記の受信手段は符号型送信装置と対向使用される符号型受信装置２００で構成される。また、基地局を用いたシステムに代えて、送信手段と受信手段とが直接通信可能なように構成されたシステム、装置或いは集積回路であっても本発明の趣旨を逸脱しない。
本発明の１つの態様は、順序パルス列を生成させ、順序に従いデータに応じて設定されたシフト時間を有するデータ化符号パルス列を生成させ、このデータ化符号パルス列を含む基本パルス列を生成させ、基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいて送信信号を生成させて送信させる送信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。この基本パルス列にはデータ化順序基本パルス列及び乗積基本パルス列が含まれる。
本発明の他の態様は、送信信号を検出させ、検出信号から多重化基本パルス列を再生させ、データ化符号パルス列を分離させ、この信号から候補信号値を停留化算出させ、候補信号を判定させてデータ化符号パルス列を決定させ、そのシフト時間を用いてデータを算出させる受信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。
本発明のさらに他の態様は、前記送信用プログラム及び受信用プログラムを記憶した、コンピュータが読み取り可能な記憶媒体である。
本発明の別の態様は、順序に従いデータに応じて設定されたシフト時間を有するデータ化符号パルス列を含む基本パルス列に基づいた信号のデータを記憶した、読み取り可能なデータ記憶媒体である。この記憶媒体には、少なくとも磁気メモリ、ＩＣメモリチップ、光読み取り可能な記憶媒体、ホログラム記憶媒体、画像記憶媒体、バーコードが含まれるが、これらに限るものではない。これらの記憶媒体は埋設又は埋蔵、或いは印刷、又は内部に形成されたものであってよいがこれに限るものではない。そして、ＲＦ（高周波）ＩＣタグ、紙幣、有価証券、書籍、ケース等に用いられた記憶媒体が含まれる。
本発明は、電話回線等を用いたＡＤＳＬ通信、ＶＤＳＬ通信、電力線通信、ケーブルテレビ放送、テレビ電話、携帯電話、携帯テレビ電話、無線ＬＡＮ、ＲＦ(無線)ＩＤタグ、無線通信、衛星通信、光通信、単方向通信及び双方向通信を含むデジタルテレビ放送、装置内通信、ＩＣ内通信、ホームエレクトロニックスなどのユビキタス型装置等、データ化符号パルス列に基づいて生成されたデータを記憶した記憶媒体、及び通信の暗号、各種測定装置等に利用することができるが、これらに限るものではない。
これらのうち、信号の伝送への利用では、単方向性のみならず双方向性通信への利用が可能となる。また、測定装置には微弱な測定信号の画像測定装置、例えば微弱信号を測定するOCT（Optical Coherence Tomography）装置、各種レーザ画像測定装置、MRI（Magnetic Resonance Imaging）装置、CT（Computer Tomography）装置等の生体画像測定装置、デジタルレントゲン測定装置、超音波診断装置などの診断装置、生検用装置、分析装置、及び符号系列を用いたリモートセンシング装置などがあり、また、対被写体間距離測定装置、車間距離測定装置、天体距離測定装置を含む各種の距離測定装置が含まれる。
本発明の送信側を構成する符号型送信装置の１つの実施の形態を示す図である。 図１の誤り訂正符号化手段を例示する図である。 インパルス、パルス、これらのいずれかによる変調又はホッピング変調方式を用いた、図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。 ＯＦＤＭ方式における並列変調、直交変調又は周波数ホッピング変調を用いた、図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。 ストリーム変調方式、インパルス方式、周波数ホッピング方式等を用いた、ＯＦＤＭ変調における図１のデータ化符号パルス列生成手段を例示する図である。 図３のデータ化符号パルス列生成手段を有し、信号の振幅に線形な、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 図３のデータ化符号パルス列生成手段を有し、２進数変換されたパルス列で変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 図３のデータ化符号パルス列生成手段を有し、２次符号化パルス列で変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 直交変調方式を用いた、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ２進数変換されたパルス列で変調を行う直交変調方式を用いた、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ２次符号化パルス列で変調を行う直交変調方式を用いた、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ２進数変換されたパルス列で変調を行うストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 ２次符号化パルス列で変調を行うストリーム変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 並列変調方式を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ２進数変換されたパルス列で変調を行う並列変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の例を示す図である。 ２次符号化パルス列で変調を行う並列変調を用いたＯＦＤＭ方式における、図１の送信信号生成手段の例を示す図である。 δ遅延ｒ―多重方式の、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ２進数変換されたパルス列の遷移部でインパルスを生成するＵＷＢにおける、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 ２次符号化パルス列でインパルスを生成するＵＷＢにおける、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 ＵＷＢに帯域分割を用いてストリーム変調を行う、図１の送信信号生成手段を例示する図である。 ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてδ遅延ｒ−多重化信号でストリーム変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 ＵＷＢにＯＦＤＭを用いてδ遅延ｒ−多重化信号で並列変調を行う、図１の送信信号生成手段の他の例を示す図である。 （ａ）は、２値変換パルス列を用いた周波数ホッピング方式の符号型送信装置における、図１の送信信号生成手段を例示する図であり、（ｂ）は、（ａ）の１次変調回路を例示する図である。 （ａ）は、２次符号パルス列を用いた周波数ホッピング方式の符号型送信装置における、図１の送信信号生成手段を例示する図であり、（ｂ）は、（ａ）の１次変調回路を例示する図である。 図１の符号型送信装置と対向する、本発明の受信側を構成する符号型受信装置の１つの実施の形態を示す図である。 図１３の検出部を例示する図である。 図１３の検出部を例示する図である。 図１３の検出部を例示する図である。 図１３の検出部を例示する図である。 （ａ）は周波数ホッピング方式を用いた、図１３の符号型受信装置における検出手段を例示する図であり、（ｂ）は、（ａ）に示す検出手段の遅延検波部を例示する図であり、（ｃ）は、シンセサイザを用いた周波数ホッピング方式における、図１３に例示する符号型受信装置の検出手段を例示する図である。 直交変調方式を用いた、図１３の可局在化信号検出手段を例示する図である。 データパルスのストリームによる変調にＯＦＤＭ方式を用いた、図１３の可局在化信号検出手段を例示する図である。 Ｓ／Ｐ変換された並列パルスによる変調にＯＦＤＭを用いた、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 単一搬送波被変調信号を用いた図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 直交変調方式を用いた送信信号生成手段を有する符号型送信装置と対向使用される、本発明の符号型受信装置の同期手段と可局在化信号検出手段を例示する図である。 ＵＷＢ方式の符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 ＵＷＢ伝送に周波数分割方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 ＵＷＢ伝送にストリーム変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 ＵＷＢ伝送に並列変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の可局在化信号検出手段を例示する図である。 インパルス、パルス、又は単一搬送波被変調信号を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の停留化検出手段を例示する図である。 図２３Ａの停留化算出手段の停留化算出部を例示する図である。 直交変調方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の局在化パルス検出手段を例示する図である。 ＯＦＤＭ方式の符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置の停留化検出手段を例示する図である。 インパルス、パルス、単一搬送波被変調信号叉はホッピング被変調信号を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。 直交変調方式、並列変調のＯＦＤＭ方式、並列ＵＷＢ方式叉はホッピング方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。 ストリーム変調のＯＦＤＭ方式を用いた符号型送信装置と対向使用される、図１３の符号型受信装置のデータ算出手段を例示する図である。 本発明を適用したＲＦＩＣタグを例示する図である。 本発明を適用したＲＦＩＣタグを例示する図である。 本発明を適用したＲＦリーダ／ライタを例示する図である。 図１の符号型送信装置と対向使用される図１３の符号型受信装置の停留化検出手段で用いられる相関関数波形を例示する図である。 （ａ）〜（ｈ）は、図１の符号型送信装置と図１３の符号型受信装置との各部の動作波形を示す図である。 （ａ）は、ストリーム変調方式を用いた図１の符号型送信装置におけるＩチャネル用及びＱチャネル用の多重化部の出力信号を示し、（ｂ）は、対向使用される図１３の符号型受信装置におけるＦＦＴ回路の各狭帯域のＩチャネル信号波形及びＱチャネル信号波形を示す図である。 図９ＡのＳ／Ｐ変換部の入力波形を示す図である。 図９ＡのＩＤＦＴ部の並列入力信号波形を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）は、δ遅延ｒ−多重方式のＵＷＢ伝送における図１の符号型送信装置の各部の信号波形を示し、（ｅ）〜（ｈ）は、これと対向使用される図１３の符号型受信装置の各部の信号波形を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）は、２進数変換されたパルス列を用いたＵＷＢ伝送における図１の符号型送信装置の多重化信号生成に至る各部の信号波形を示す図である。 図１０Ｂの送信信号生成手段を有する図１の符号型送信装置のビット変換部により、図３３Ａの（ｅ）の波形が２進数に変換されて得られた２値変換パルス列を例示する図である。 図１０Ｃの送信信号生成手段を有する図１の符号型送信装置の符号変換部により図３３Ｃの波形が符号パルス列に変換された２次符号パルス列を例示する図である。 図１０Ｃの送信信号生成手段を有する図１の符号型送信装置のインパルス化部により図３３Ｃの波形の遷移部で生成されたインパルスからなる信号波形を例示する図である。 図１１Ｂを有する符号型送信装置のｒ−多重化部の信号波形を示す図である。 図１１Ｂを有する符号型送信装置のδパルス部の信号波形を示す図である。 図１１Ｂを有する符号型送信装置のＩＤＦＴ部の入力信号波形を示す図である。 図２３Ｂを有する符号型受信装置のＦＦＴ部の出力波形を示す図である。 図１１Ｃを有する符号型送信装置のｒ−多重化回路の出力波形を示す図である。 図１１Ｃを有する符号型送信装置のδパルス回路の出力波形を示す図である。 図１１Ｃを有する符号型送信装置のＩＤＦＴの入力波形を示す図である。 図２３Ｃを有する符号型受信装置のＦＦＴ回路の出力信号波形を示す図である。 符号型送信装置の送信信号生成手段の多重化部で生成された多重化基本パルス列波形の一例を示す図である。 ビット変換部のデータフォーマットを例示する図である。 得られたビットストリームを示す図である。 本発明を適用した記憶媒体書き込み／読み取り装置を例示する図である。 本発明を適用した距離測定装置を例示する図である。 本発明を適用した画像測定装置を例示する図である。 （ａ）は図１の符号型送信装置における送信動作行程を示す図であり、（ｂ）は基地局の動作行程を示す図であり、（ｃ）は図１３の符号型受信装置における受信動作行程を示す図である。 図３８のステップ０１００７を説明する図である。 図３８のステップ０３００８を説明する図である。
符号の説明
１：符号型送信装置、 ２００：符号型受信装置、
１０：入力手段、 ２０：誤り訂正符号化手段、 ３０：データ化符号パルス列生成手段、 ５０：順序パルス列生成手段、 ６０：制御手段、 ７０：送信信号生成手段、 ８０：同期信号生成手段、 ９０：送出手段、 １００：通信手段、
２１０：検出手段、 ２２０：同期手段、 ２３０：通信手段、 ２４０：可局在化信号検出手段、 ２５０：停留化検出手段、 ２６０：データ算出手段、 ２７０：出力手段、 ２８０：制御手段

Claims (9)

  1. 同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成する手段と、
    前記同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成する手段と、
    前記順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成する手段と、
    少なくとも前記データ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する手段とを具備し、
    前記符号パルス列が停留化検出可能なパルス列であること、
    を特徴とする符号型送信装置。
  2. 前記順序パルス列が、符号系列の種類が順序に対応付けられた符号パルス列、又は、昇順又は降順に変化するシフト時間を有するか又は定められた順序で変化するシフト時間を有しそのシフト時間が順序に対応付けられた符号パルス列であることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
  3. 前記送信信号生成用パルス列が、誤り訂正符号化されたデータ及び／又は誤り訂正符号化されたパルス列を用いて構成されることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
  4. 前記送信信号生成用パルス列に基づいた前記信号が、多重化基本パルス列、多重化基本パルス列に基づいて生成されたインパルス列、これらの信号で変調された被変調信号、及び、これらのパルス列で変調されたホッピング信号からなる群から選択された信号であることを特徴とする、請求項１に記載の符号型送信装置。
  5. データを符号パルス列のシフト時間として表す送信信号を受信してデータを算出する符号型受信装置であって、
    前記送信信号を検出して検出信号を生成する手段と、
    生成された前記検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出する手段と、
    前記データ化符号パルス列を停留化検出して前記シフト時間を検出する手段と、
    前記シフト時間を用いてデータを算出する手段と、
    を具備することを特徴とする符号型受信装置。
  6. 前記送信信号が、誤り訂正符号化されたデータ、基本パルス列又は多重化基本パルス列を用いて生成された信号であるとき、誤り訂正復号を行ってデータを算出する手段を備えることを特徴とする、請求項５に記載の符号型受信装置。
  7. 前記データ化符号パルス列を含む前記信号が、データ化符号パルス列とデータ化符号パルス列で変調された被変調信号とのいずれかを含む信号であることを特徴とする、請求項５記載の符号型受信装置。
  8. 同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成する手段と、
    前記同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成する手段と、
    前記順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成する手段と、
    少なくとも前記データ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出する手段と、
    を具備し、入力データを停留化検出が可能な符号パルス列のシフト時間に変換して送信する符号型送信装置と、
    データを符号パルス列のシフト時間として表す送信信号を受信してデータを算出する符号型受信装置であって、
    前記送信信号を検出して検出信号を生成する手段と、
    生成された前記検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出する手段と、
    前記データ化符号パルス列を停留化検出して前記シフト時間を検出する手段と、
    前記シフト時間を用いてデータを算出する手段と、
    を具備する符号型受信装置と、
    を備えることを特徴とする通信システム。
  9. 同期を捕捉又は保持するための同期信号を生成するステップと、
    前記同期信号に基づいたタイミングで順序パルス列を生成するステップと、
    前記順序パルス列を用いて、順序に従い、入力データに応じて定まるシフト時間を持ったデータ化符号パルス列を生成するステップと、
    少なくとも前記データ化符号パルス列を持つ基本パルス列を含む送信信号生成用パルス列に基づいた信号で送信信号を生成して送出するステップと
    前記送信信号を検出して検出信号を生成するステップと、
    生成された前記検出信号からデータ化符号パルス列を含む信号を検出するステップと、
    前記データ化符号パルス列を停留化検出して前記シフト時間を検出するステップと、
    前記シフト時間を用いてデータを算出するステップとを含み、
    前記符号パルス列に停留化検出が可能なパルス列を用いること、
    を特徴とする通信方法。
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