JP2008104250A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波電流低減と力率改善を図った直流電源装置において、リアクトルの騒音とスイッチングノイズおよびスイッチング損失を防ぐこと。
【解決手段】交流電源１と接続されるリアクトル２と、ブリッジ整流回路３と、平滑用コンデンサ７と、リアクトル２に短絡電流を流す双方向性スイッチ４と、直列接続されたコンデンサ５および補助スイッチ６と、交流電圧ゼロ点を検出するゼロクロス検出手段９と、スイッチ駆動制御手段１０とを備え、双方向性スイッチ４がオンした後、オフするまでの間に補助スイッチ６をオンするよう構成することによって、リアクトル２の電圧急変を防止して騒音の発生を抑制するとともに、双方向性スイッチ４と補助スイッチ６のゼロ電流スイッチング、ゼロ電圧スイッチングを実現して、ノイズと損失の低減を可能とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換するとともに交流電源に流れる高調波電流を低減し、力率の改善を図る直流電源装置に関するものである。

従来、数ｋＷ出力程度までの直流電源装置においては、１個ないしは２個のスイッチを用いて、そのスイッチを交流電源の半周期に１度ないしは数度オンオフ動作させることで交流電源の高調波電流を低減するとともに力率を改善し、交流を目標の直流電圧に変換する方式が取られてきた。

例えば従来の直流電源装置としては、ブリッジ整流回路と、リアクトルと、スイッチと、逆流防止ダイオードの組み合わせから構成されたものがある（例えば、特許文献１参照）。

以下、図面を参照しながら従来の直流電源装置について図１０と図１１を用いて説明する。図１０は特許文献１の代表図として記載されている従来の直流電源装置の回路ブロック図を示している。交流電源１は単相の商用交流電源であり、ブリッジ整流回路３は４個のダイオードで構成されている。リアクトル２はブリッジ整流回路３の正極出力とスイッチ１８および逆流防止用ダイオード１９のアノード端子に接続され、平滑コンデンサ７は逆流防止用ダイオード１９のカソード端子に接続されて直流電圧を平滑し、負荷８に脈動の小さな直流電圧を供給する。そして、スイッチ制御回路２０はスイッチ１８のオンタイミング発生回路２１と、オフタイミング発生回路２２と、スイッチ駆動回路２３とから構成されている。

次に、このように構成された直流電源装置についてその動作を説明する。オンタイミング発生回路２１は交流電源１の電源電圧と同期し、かつ、交流電源１のゼロ電圧点から所定の駆動遅延時間を持たせてスイッチ１８を駆動するための信号をスイッチ駆動回路２３を介して送出する。そして、スイッチ１８が閉じると交流電源１にはリアクトル２と、ブリッジ整流回路３を介して短絡電流が流れ始め、次第に増加する。

次いで、電源電圧に同期してオフタイミング発生回路２２からスイッチ１８を停止するための信号がスイッチ駆動回路２３を介して送出されるとスイッチ１８は開放され、それまでリアクトル２を流れていた短絡電流は逆流防止用ダイオード１９を介して平滑コンデンサ７の充電電流となって減少し始める。その後、交流電源１の電源電圧がピーク電圧付近になると交流電源１からブリッジ整流回路３、リアクトル２、逆流防止ダイオード１９を通して平滑コンデンサ７に充電電流が流れることとなる。このときの交流電源１の電源電圧Ｖｉと、交流電源１の低負荷時入力電流Ｉ１および高負荷時入力電流Ｉ２を図１１に示す。同図においてわかるように、低負荷時は高負荷時に比べてオンタイミング発生回路２１からのオンタイミングの信号が遅れるように制御している。そして、このように制御することによって交流電源１からの入力電流は通流角度が広がり、高調波電流低減と力率改善が実現されている。

しかし、この回路構成では逆流防止ダイオードの損失が大きいため効率が悪いという欠点があった。そこで、スイッチを双方向性スイッチとしてブリッジ整流回路の交流側でリアクトルを短絡し、逆流防止ダイオードを省いて高効率とした回路方式の直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

この回路構成の動きについては詳細な説明は省くが、交流電源周波数の半周期に１回ないし数回、双方向性スイッチをオンしてリアクトルに蓄えたエネルギーを双方向性スイッチのオフ時に平滑コンデンサ側に放出することで前述の直流側にスイッチを用いた従来の直流電源装置と同様の効果を得るものである。基本的な回路構成を図１２に示す。
特開平７−７９４６号公報 特開平１０−３３７０３１号公報（図１）

しかしながら、前記従来の直流電源装置では、直流側のスイッチあるいは交流側の双方向性スイッチをオフした際にリアクトルに流れている電流の連続性を保つため、リアクトルに急峻な電圧変動が発生し、これが原因でリアクトルから騒音が発生するという課題があった。また、この課題を解決するためにリアクトルのギャップに騒音低減のための樹脂材を挟み込んだ上、リアクトルを騒音遮蔽するといったようなことを行う必要があり、コストアップにつながっていた。

また、リアクトルからの騒音を低減するために従来の直流電源装置でも、前述の特許文献２などでは、双方向性スイッチ停止後に短時間だけ再度双方向性スイッチを駆動することによって騒音の低減を図る手法などを用いているが、この場合は双方向性スイッチのオンオフや逆流防止ダイオードあるいはブリッジダイオードにリカバリー電流が流れることによるノイズ発生、損失増大などの課題が新たに生じていた。

また、従来の直流電源装置では直流側のスイッチあるいは交流側の双方向性スイッチのオン時にはゼロ電流スイッチングが図られていたが、オフ時にはリアクトル電流を遮断するためのスイッチング損失とスイッチングノイズが発生するという課題も有していた。

このノイズ低減にはサージ電圧を吸収するスナバ回路を追加する。あるいは交流入力側に設けられるノイズフィルタを強化するなどの手法がとられていたが、スイッチング損失やスナバ回路損失低減はできず、コストもアップするという課題も有していた。

さらに、従来の直流電源装置では直流側のスイッチあるいは交流側の双方向性スイッチをオフした際にリアクトルに流れている電流変化が急峻であり高調波低減効果と入力力率改善効果を高めるためにはリアクトルのインダクタンスを大きくする必要があった。

前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は双方向性スイッチがオフする前に補助スイッチをオンすることによって、コンデンサの充放電を利用してリアクトル電流の連続性を保つことでリアクトルの電圧変動を緩やかにし、騒音を低減するとともに双方向性スイッチのオフ時のスイッチング損失とスイッチングノイズの低減を行うことができるものである。

本発明の直流電源装置は、双方向性スイッチのオフに伴うリアクトルの急峻な電圧変動を緩やかにすることにより騒音を低減し、騒音防止のための樹脂材や騒音遮蔽のコストを削減できる。また、コンデンサの容量を補助スイッチのオンオフによりゼロボルトから直流出力電圧まで変動する範囲内の値に選定することによって、双方向性スイッチのオフの際にもゼロ電圧スイッチングが可能となり、スイッチング損失、スイッチングノイズを原理的には発生させないようにすることができ、スナバ回路やノイズフィルタの削減あるいは負担軽減ができる。

また、コンデンサの容量を大きくすれば補助スイッチのオンオフに伴うコンデンサの電圧変動がゼロボルトから直流出力電圧まで変動しないこととなり、双方向性スイッチと補助スイッチのゼロ電流スイッチング、ゼロ電圧スイッチングが実現できなくなるが、コンデンサが充放電するエネルギーを増大させることによる直流出力電圧の昇圧能力アップが可能となるとともに、高調波電流の抑制と入力力率改善の効果が増大すること、もしくは高調波電流の抑制と入力力率改善の効果を従来と同等に保ちつつリアクトルのインダクタンスを低く設定することが可能となる。そして、リアクトルの急峻な電圧変動幅は従来の直流電源装置に比較して小さくなるため、ある程度の騒音低減効果を持たせることができる。

そして、コンデンサの容量を大きくした場合には半周期に複数回、双方向性スイッチと補助スイッチをオンオフして大幅な入力力率改善をはかりつつ直流出力電圧の昇圧能力のさらなるアップと高調波電流の抑制が可能となり、この場合でもリアクトルの急峻な電圧変動幅は従来の直流電源装置に比較して小さくなるため、ある程度の騒音低減効果を持たせることができる。

さらに、コンデンサの大小に関係なくコンデンサに蓄えられたエネルギーは一般のスナバ回路のように熱として消費することなく直流側に放出することができるため、高効率化にも寄与することができる。

第１の発明は、交流電源と、４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、交流電源とブリッジ整流回路との間に接続されたリアクトルと、ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された双方向性スイッチと、ブリッジ整流回路のいずれか一方の交流入力端子といずれか一方の直流出力端子との間に直列に接続されたコンデンサおよび補助スイッチと、交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロス検出手段の出力に基づき双方向性スイッチと補助スイッチのオンオフを制御するスイッチ駆動制御手段とを備えて構成されており、入力力率の改善と高調波電流の低減が可能となる。

第２の発明は、第１の発明において、スイッチ駆動制御手段は交流電源の半周期に一回、双方向性スイッチと補助スイッチをオンオフすることにより高調波電流の低減と入力力率の改善を行うとともに、双方向性スイッチがオンした後、オフするまでの間に補助スイッチをオンするように構成されているため、双方向性スイッチがオフした際のスイッチングノイズとスイッチング損失を低減でき、リアクトル電圧の急峻な変動を抑えることによってリアクトルの騒音低減とこれらの効果による部品削減などのコストダウンが可能となる。

第３の発明は、第１の発明において、スイッチ駆動制御手段は交流電源の半周期に複数回、双方向性スイッチと補助スイッチをオンオフすることにより高調波電流の低減と入力力率の改善を行うとともに、双方向性スイッチがオンした後、オフするまでの間に補助スイッチをオンし、次に双方向性スイッチがオンするまでに補助スイッチがオフするように構成されているため、双方向性スイッチがオフした際のスイッチングノイズとスイッチング損失を低減でき、リアクトル電圧の急峻な変動を抑えることによってリアクトルの騒音低減とこれらの効果による部品削減などのコストダウンが可能となる。

第４の発明は、第１から第３のいずれかの発明において平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、スイッチ駆動制御手段は直流電圧検出手段で検出した直流電圧が所望の目標直流電圧に等しくなるよう双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成したことによって、負荷に安定した直流電圧を供給することが可能となる。

第５の発明は、第１から第３のいずれかの発明において直流出力電流あるいは直流出力電力によって負荷量を判定する負荷量判定手段を設け、スイッチ駆動制御手段は前記負荷量検出手段で検出した負荷量に応じて双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成したことによって、負荷に安定した直流電圧を供給することが可能となる。

第６の発明は、第１から第３のいずれかの発明において負荷として直流出力側に圧縮機駆動装置を設け、スイッチ駆動制御手段は圧縮機駆動装置の回転数指令に応じて双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成したことによって、負荷に安定した直流電圧を供給することが可能となる。

第７の発明は、第１から第５のいずれかの発明において、スイッチ駆動制御手段は、ゼロクロス検出手段によって検出された電圧ゼロ点から双方向性スイッチ駆動までの遅れ時間を双方向性スイッチのオン時間、直流電圧もしくは負荷量、あるいは圧縮機駆動装置の回転数指令によって制御するよう構成したことによって、さらなる高調波電流低減と入力力率の改善を図ることが可能となる。

第８の発明は、第６の発明において、スイッチ駆動制御手段は、ゼロクロス検出手段によって検出された電圧ゼロ点から双方向性スイッチ駆動までの遅れ時間を双方向性スイッチのオン時間、直流電圧もしくは負荷量、あるいは圧縮機駆動装置の回転数指令によって制御するよう構成したことによって、さらなる高調波電流低減と入力力率の改善を図ることが可能となる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。図１において、交流電源１がブリッジ整流回路３で整流されたのち平滑コンデンサ７で直流に平滑され、負荷８に直流電圧を供給する構成は従来と同様である。そして、リアクトル２は交流電源１とブリッジ整流回路３の交流入力端子との間に接続され、双方向性スイッチ４はブリッジ整流回路３の２つの交流入力端子間に接続される。また、コンデンサ５は一方をブリッジ整流回路６の交流入力端子に接続され、他方を補助スイッチ６に接続される。そしてこの補助スイッチ６は他方の端子をブリッジ整流回路３の負極出力端子に接続されている。また、ゼロクロス検出手段９は交流電源１のゼロ電圧点を検出するものであり、スイッチ駆動制御手段１０は双方向性スイッチ４と補助スイッチ６を駆動制御するためのものである。

以上の構成において、その動作、作用を図２から図６を用いて以下に説明するが、双方向性スイッチをオンオフして高調波電流抑制と入力力率の改善を図るといった基本的動作については従来と同様であり、これらの効果についての詳細な説明は省く。

図２は交流電源１の一周期の間における入力電圧と入力電流波形に対して、双方向性スイッチ４と補助スイッチ６の駆動タイミングを表した波形図である。そして、図３は交流電源１の電圧が負から正に切り替わる電圧ゼロタイミングにおける回路状態を示した図であり、以下の説明に対する初期状態を示したものである。また、図４は交流電源１の正の半周期における双方向性スイッチ４と補助スイッチ６のオンオフの状態と、回路に流れる電流およびコンデンサ５の電圧変化を示したものであり、図５は交流電源１の電圧が正から負に切り替わる電圧ゼロタイミングにおける回路状態を示した図、そして図６は交流電圧１の負の半周期における双方向性スイッチ４と補助スイッチ６のオンオフの状態と、回路に流れる電流の流れおよびコンデンサ５の電圧変化を示したものである。

次に、動作の説明にあたり図３の初期状態について明らかにしておく。この初期状態で
は交流電源１の電圧Ｖｉが正の半周期に入る電圧ゼロクロス点を基準に、コンデンサ５の充電初期値はゼロボルトとする。また、平滑コンデンサ７の電圧は所定の直流電圧Ｖｄｃ（以下、単にＶｄｃとする。）に保たれている。そして、この時点では負荷８以外の回路内には電流は流れておらず、以下の説明についても負荷電流は考慮しないものとする。また、双方向性スイッチ４と補助スイッチ６はともにオフしている。そして、このときが交流電源１の電圧ゼロ点であるから、ゼロクロス検出手段９によってスイッチ駆動制御手段１０にゼロクロスタイミング信号が送出される時点でもある。

そして、スイッチ駆動制御手段１０ではゼロクロスタイミング信号を受けてから所定の遅延時間経過後、双方向性スイッチ４をオンする。当然、このときまで回路内には電流が流れていないため双方向性スイッチ４はゼロ電流スイッチングを行うことになる。この後、交流電源１は双方向性スイッチ４を介してリアクトル２で短絡された状態となり、リアクトル２を流れる電流は増加を続ける。このときの回路状態とリアクトル電流ＩＬ（以下、単にＩＬとする。）の流れを図４（ａ）に示す。

その後、所定の時間経過して双方向性スイッチ４をオフする直前に補助スイッチ６をオンとしてから双方向性スイッチ４をオフする。このことにより、今まで双方向性スイッチ４を流れていた電流ＩＬはコンデンサ５の充電電流として連続して流れることとなり、コンデンサ５の充電電圧初期値は前述のようにゼロボルトであるため双方向性スイッチ４のゼロボルトスイッチングが実現する。また、補助スイッチ６側としてはゼロ電流スイッチングが実現する。電流ＩＬが双方向性スイッチ４からコンデンサ５と補助スイッチ６に転流した時点での回路状態と電流の流れを図４（ｂ）に示す。

やがて、コンデンサ５の充電電圧は直流出力電圧Ｖｄｃ（以下、単にＶｄｃとする。）を上廻ることになり、正確にはＶｄｃにブリッジ整流回路３の内部ダイオードのオン電圧を加えた電圧を越えた時点でブリッジ整流回路３に電流ＩＬは転流する。次いで、補助スイッチ６をオフすることにより補助スイッチ６のゼロ電流スイッチングが実現できる。一方、コンデンサ５の電圧が上昇してＶｄｃを超えるまでの時間は、充電開始時の電流ＩＬが分かっていれば推定が可能であり、また、電流ＩＬは交流電源１の電圧が一定であるとすると、駆動遅延時間と双方向性スイッチ４のオン時間からあらかじめ推定することが可能である。したがって、交流電源１の電圧変動や駆動遅延時間のバラツキなども見込んでコンデンサ５の電圧がＶｄｃを超えるのに十分な時間経過後に補助スイッチ６をオフするようにすれば良い。そして、このときの回路状態と電流の流れを図４（ｃ）に示す。

補助スイッチ６のオフ後は従来の直流電源装置と同様に、リアクトル２に蓄えられたエネルギーの放出と交流電源１からの充電によって電流ＩＬが流れ、やがてゼロとなる。

つづいて、交流電源１の負の半周期の動作について説明を行う。図５は前述の正の半周期終了時のリアクトル２の電流ＩＬがゼロとなった負の半周期の初期状態を示す図であり、正の半周期の初期状態に対してコンデンサ５の電圧がＶｄｃに充電されている点が異なる。そして、このタイミングでゼロクロス検出手段９によってスイッチ駆動制御手段１０にゼロクロスタイミング信号が送出される点についても同様である。

そして、スイッチ駆動制御手段１０ではゼロクロスタイミング信号を受けてから所定の遅延時間経過後、双方向性スイッチ４をオンする。当然、このときも前述のようにゼロ電流スイッチングを行うことになる。この後、交流電源１は双方向性スイッチ４を介してリアクトル２で短絡された状態となり、リアクトル２を流れる電流ＩＬは増加を続ける。このときの回路状態と電流の流れを図６（ａ）に示す。

その後、所定の時間経過して双方向性スイッチ４をオフする直前に補助スイッチ６をオ
ンとしてから双方向性スイッチ４をオフする。このことにより、今まで双方向性スイッチ４を流れていた電流ＩＬはコンデンサ５の放電電流として連続して流れることとなり、コンデンサ５の充電電圧初期値は前述のようにＶｄｃであるため双方向性スイッチ４がオフする際には双方向性スイッチ４の両端電圧が同電位となることになり、ゼロボルトスイッチングが実現する。また、補助スイッチ６ではゼロ電流スイッチングが実現する。電流ＩＬがコンデンサ５に転流して双方向性スイッチ４がオフした時点での回路状態と電流の流れを図６（ｂ）に示す。

そして、コンデンサ５の放電による電圧変動にしたがってリアクトル２の両端電圧は上昇し、コンデンサ５が完全に放電した時点で電流ＩＬはブリッジ整流回路３に転流し、コンデンサ５と補助スイッチ６には電流が流れなくなる。その後、補助スイッチ６をオフすると補助スイッチ６はゼロ電流スイッチングを行うことになる。この補助スイッチ６をオフするまでの時間は電圧変動や駆動遅延時間のバラツキなども見込んでコンデンサ５の電圧が放電を完了するのに十分な時間経過後に設定するようにすれば良い。このときの回路状態と電流の流れを図６（ｃ）に示す。

補助スイッチ６のオフ後は従来の直流電源装置と同様に、リアクトル２に蓄えられたエネルギーの放出と交流電源１からの充電によって電流ＩＬはながれ、やがてゼロとなる。そして、図３に示す初期状態に戻ることになる。

以上、商用周波の１周期について説明を行ったが、これらの波形とタイミングを示した図２を全体としてみた場合には、電流波形などは補助スイッチ１２の動作によってほとんど変わらないように見える。しかし、実際にはリアクトル２の電流ＩＬがブリッジ整流回路３に転流するまでの時間は、補助スイッチ６がオンするときの電流ＩＬが２０Ａ、コンデンサ５の容量を２ｕＦとしてＶｄｃが２８０Ｖであったとすれば、３０ｕｓ近くまで大きくすることができ、単に双方向性スイッチ４のオフのみを利用した場合の転流時間であるところの数百ｎｓに比べて十分大きくなり、電流、電圧の変動をゆるやかにできるため、大幅な騒音低減が実現できることとなる。

また、図１では補助スイッチ６がブリッジ整流回路３の負極に接続されているが、正極に接続されるように変更しても同じ効果が得られ、コンデンサ５についてもブリッジ整流回路３の交流入力端子のどちらに接続しても同じ効果を得ることができる。そして、当然、コンデンサ５と補助スイッチ６の接続順を入れ替えても良い。ただし、図１のように補助スイッチ６をブリッジ整流回路３の負極に接続するよう構成すれば、補助スイッチ６を駆動するための回路が制御回路と非絶縁で構成でき、簡素化できるといった利点がある。

また、本実施例では補助スイッチとして自己消弧性の半導体スイッチなどを組み合わせた双方向に電流を流すことができるスイッチを想定して説明したが、補助スイッチ６としてトライアックを用いてもよい、トライアックは自己消弧性ではないが電流がゼロとなった時点でオフ状態に移行するため使用が可能であり、補助スイッチ６の制御を駆動タイミングのみに注意して短い駆動パルスを与えるのみでよいため、補助スイッチ６の駆動時間とコンデンサ５の容量との関係を厳密に考えなくてよい、駆動回路が簡素できるなどの利点がある。

また、ゼロクロス点からの双方向性スイッチ４を駆動するまでの遅延時間については常に一定、もしくは設けなくともかまわないが、双方向性スイッチ４のオン時間に応じて変化せせるようにしてもよい。双方向性スイッチ４のオン時間が短い場合に駆動遅延時間を長く、逆にオン時間が長い場合には遅延時間を短くすることによって高調波電流低減や入力力率改善に効果があるからである。

これは、双方向性スイッチ４のオン時間が短いときに遅延時間を短くするとＩＬの連続性が保てなくなるのは明らかであり、そうすれば高調波電流が増加し、ひいては入力力率も悪化することは容易に想定できるため有効であることが説明できる。

一方、本実施例ではコンデンサ５の充放電電圧がゼロボルトからＶｄｃまで変化することを前提として騒音低減とスイッチング損失やスイッチングノイズの低減が可能であることを説明してきたが、コンデンサ５の容量を大きく設定し、充放電してもゼロボルトやＶｄｃまでいたらないようにしても騒音低減とスイッチング損失やスイッチングノイズの低減効果を多少なりとも持たせつつ、他の効果が得られることを説明する。

この場合は、双方向性スイッチ４がオフしたときにリアクトル２の電圧はそのときのコンデンサ５の瞬時電圧値まで急変するが、コンデンサ５がないときに比べればその電圧変動幅は小さく抑えることができる。また、コンデンサ５に蓄えられる電荷を多くすることができるので負の半周期に直流出力側に放出可能なエネルギーが大きくなり、直流電圧の昇圧能力向上に貢献できるという利点がある。そして、さらにリアクトル２とコンデンサ５の共振周波数が下がることによって電流変化が緩やかになり、高調波電流低減と入力力率の向上も可能となる。また、このように半周期に１回の補助スイッチ６のオンオフではコンデンサ電圧がＶｄｃまで至らない事を利用して、双方向性スイッチ４と補助スイッチ６を複数回オンオフしてもスイッチング損失低減と騒音低減の効果を得ることができるようになり、この場合は大幅な入力力率の改善も可能となる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における直流電源装置のブロック図である。本実施例においては実施の形態１で説明した双方向性スイッチ４と補助スイッチ６の動作や、騒音低減とスイッチングノイズやスイッチング損失の低減を図るとともに高調波電流も低減し、入力力率を改善するといった基本的な動作や効果については同様である。

ただし、図７においては、実施の形態１で説明した直流電源装置と比較して直流電圧検出手段１１が追加されている。スイッチ駆動制御手段１０は直流電圧検出手段１１で検出した直流電圧が所望の目標直流電圧よりも低い場合には双方向性スイッチ４のオン時間を長くし、逆の場合には双方向性スイッチ４のオン時間を短く制御することによって直流電圧の安定化を図るものである。したがって本実施の形態における直流電源装置では、実施の形態１で説明した各種の効果に加えて負荷８に安定した直流電圧を供給することが可能という利点がある。

また、本実施の形態における直流電源装置では直流出力電圧の安定化のために直流電圧検出手段１１を用いたが、図８に示すように直流電流などを検出して負荷量を判断する負荷量検出手段１２を設けて、双方向性スイッチ４のオン時間を制御するようにしてもよい。そして、図９のように負荷として直流出力側に圧縮機駆動装置１４を設けた場合においては、スイッチ駆動制御手段１０は圧縮機駆動装置１４の回転数指令に応じて双方向性スイッチ４のオン時間を制御するよう構成して直流電圧の安定化を図るようにしてもよい。

さらに、本実施の形態における直流電源装置では、スイッチ駆動制御手段１０が直流出力電圧と目標電圧との差異によって双方向性スイッチ４を駆動する駆動遅延時間を制御するよう構成することによって、さらなる高調波電流の低減を可能とすることもできる。

これは、直流出力電圧と目標電圧との差異の小さい軽負荷時には駆動遅延時間を短くし、大きい高負荷時には駆動遅延時間を短くすることで電流ＩＬの連続性を保ちつつより正弦波に近づけることが可能となるためである。そして、このことはまた図８と図９に示したように他の検出手段などを用いた場合にも結局は負荷量の判断手段が違うだけであるた
め、スイッチ駆動制御手段１０を同様に動作させることによって同じ効果を得ることができる。

以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、高調波電流を低減するとともに力率を改善することが可能な直流電源装置において、騒音の低減とスイッチングノイズ、スイッチング損失の低減が可能となるので、汎用インバータの入力段回路やエアコンまたは冷蔵庫などのコンプレッサーを用いた家電機器の入力段回路の用途に適用できる。

本発明の実施の形態１における直流電源装置のブロック図 本発明の実施の形態１における各部の電圧電流波形図 本発明の実施の形態１の正の半周期における初期状態説明図 本発明の実施の形態１の正の半周期における動作説明図 本発明の実施の形態１の負の半周期における初期状態説明図 本発明の実施の形態１の負の半周期における動作説明図 本発明の実施の形態２で直流電圧検出手段を用いた場合のブロック図 本発明の実施の形態２で負荷量検出手段を用いた場合のブロック図 本発明の実施の形態２で負荷に圧縮機駆動装置を用いた場合のブロック図 従来の直流側にスイッチが配置された直流電源装置のブロック図 従来の直流電源装置の各部電圧電流波形図 従来の交流側にスイッチが配置された直流電源装置のブロック図

符号の説明

１ 交流電源
２ リアクトル
３ ブリッジ整流回路
４ 双方向性スイッチ
５ コンデンサ
６ 補助スイッチ
７ 平滑コンデンサ
８ 負荷
９ ゼロクロス検出手段
１０ スイッチ駆動制御手段
１１ 直流電圧検出手段
１２ 負荷量検出手段
１３ 圧縮機駆動装置
１４ 圧縮機
１５ インバータ回路
１６ インバータ制御手段

Claims (8)

1. 交流電源と、４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力を平滑する平滑用コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路との間に接続されたリアクトルと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子間に接続された双方向性スイッチと、前記ブリッジ整流回路のいずれか一方の交流入力端子といずれか一方の直流出力端子との間に直列に接続されたコンデンサおよび補助スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向性スイッチと前記補助スイッチのオンオフを制御するスイッチ駆動制御手段とを備えたことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記スイッチ駆動制御手段は交流電源の半周期に一回双方向性スイッチと補助スイッチをオンオフし、前記双方向性スイッチがオンした後、オフするまでの間に前記補助スイッチをオンし、前記双方向性スイッチがオフしてから前記補助スイッチをオフするよう構成したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記スイッチ駆動制御手段は交流電源の半周期に複数回双方向性スイッチと補助スイッチをオンオフし、前記双方向性スイッチがオンした後、オフするまでの間に前記補助スイッチをオンし、前記双方向性スイッチが再びオンするまでに前記補助スイッチをオフするよう構成したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記平滑用コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出手段を設け、前記スイッチ駆動制御手段は前記直流電圧検出手段で検出した直流電圧が所望の目標直流電圧に等しくなるよう前記双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電源装置。
5. 前記ブリッジ整流回路の直流出力電流あるいは直流出力電力によって負荷量を判定する負荷量検出手段を設け、前記スイッチ駆動制御手段は前記負荷量検出手段で検出した負荷量に応じて前記双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電源装置。
6. 前記ブリッジ整流回路の直流出力側の負荷として圧縮機駆動手段を設け、前記スイッチ駆動制御手段は前記圧縮機駆動装置の回転数指令に応じて前記双方向性スイッチのオン時間を制御するよう構成されたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電源装置。
7. 前記スイッチ駆動制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出された電圧ゼロ点から前記双方向性スイッチの駆動までの遅れ時間を前記双方向性スイッチのオン時間幅や直流電圧もしくは負荷量によって制御するよう構成されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の直流電源装置。
8. 前記スイッチ駆動制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出された電圧ゼロ点から前記双方向性スイッチの駆動までの遅れ時間を前記双方向性スイッチのオン時間幅や直流電圧もしくは負荷量、あるいは前記圧縮機駆動手段の回転数指令によって制御するよう構成されたことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。

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