JP2008193870A

JP2008193870A - Compressor drive device and refrigeration cycle device

Info

Publication number: JP2008193870A
Application number: JP2007028513A
Authority: JP
Inventors: Koji Noda; 浩二野田; Takehiro Kobayashi; 壮寛小林
Original assignee: Toshiba Carrier Corp
Current assignee: Carrier Japan Corp
Priority date: 2007-02-07
Filing date: 2007-02-07
Publication date: 2008-08-21
Anticipated expiration: 2027-02-07
Also published as: JP5031389B2

Abstract

【課題】圧縮機における端子やリード線の発熱を低減することができ、これにより特別な熱対策を不要としてコストの低減などが図れる圧縮機駆動装置を提供する。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ１０の巻線を２つの三相巻線１３，１４に分け、一方の三相巻線１３に対する電力供給用としてインバータ回路３１を設け、三相巻線１４に対する電力供給用としてインバータ回路４１を設ける。
【選択図】図２PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a compressor driving device capable of reducing heat generation of terminals and lead wires in a compressor, thereby eliminating a special heat countermeasure and reducing costs.
SOLUTION: A winding of a brushless DC motor 10 is divided into two three-phase windings 13 and 14 and an inverter circuit 31 is provided for power supply to one of the three-phase windings 13 to supply power to the three-phase winding 14. For this purpose, an inverter circuit 41 is provided.
[Selection] Figure 2

Description

この発明は、圧縮機モータおよびインバータ回路などからなる圧縮機駆動装置およびこの圧縮機駆動装置を用いた冷凍サイクル装置に関する。 The present invention relates to a compressor driving device including a compressor motor and an inverter circuit, and a refrigeration cycle apparatus using the compressor driving device.

空気調和機用等の密閉型の圧縮機などに収容されるいわゆる圧縮機モータとして、例えばブラシレスＤＣモータが用いられる。このブラシレスＤＣモータは、相巻線および永久磁石ロータを有し、相巻線から発せられる磁界の作用により永久磁石ロータが回転する。相巻線は圧縮機の密閉ケースの外周面に取付けられている端子にリード線接続され、その端子がインバータ回路にケーブル接続される（例えば特許文献１）。この接続により、インバータ回路から発せられる駆動電力がブラシレスＤＣモータの相巻線に供給される。
特開２００４−１０３２７２号公報 For example, a brushless DC motor is used as a so-called compressor motor housed in a hermetic compressor for an air conditioner or the like. This brushless DC motor has a phase winding and a permanent magnet rotor, and the permanent magnet rotor rotates by the action of a magnetic field generated from the phase winding. The phase winding is connected to a lead wire at a terminal attached to the outer peripheral surface of the hermetic casing of the compressor, and the terminal is cable-connected to the inverter circuit (for example, Patent Document 1). With this connection, driving power generated from the inverter circuit is supplied to the phase winding of the brushless DC motor.
JP 2004-103272 A

大容量の圧縮機モータの場合、大容量のインバータ回路が採用され、そのインバータ回路から出力される大きな電力が上記ケーブル、上記端子、および上記リード線を通して相巻線に供給される。この場合、ケーブル、端子、およびリード線を通して流れる電流は、例えば６０Ａにも達する。 In the case of a large-capacity compressor motor, a large-capacity inverter circuit is adopted, and large electric power output from the inverter circuit is supplied to the phase winding through the cable, the terminal, and the lead wire. In this case, the current flowing through the cable, terminal, and lead reaches as high as 60 A, for example.

ケーブル、端子、およびリード線を通して流れる電流が５０Ａを超えると、端子およびリード線の発熱が無視できないほど大きくなり、特別な熱対策が必要となってコストの上昇を招くなどの問題がある。 When the current flowing through the cable, terminal, and lead wire exceeds 50 A, the heat generation of the terminal and lead wire becomes so large that it cannot be ignored, and there is a problem that a special heat countermeasure is required and the cost is increased.

この発明は、上記の事情を考慮したもので、圧縮機における端子やリード線の発熱を低減することができ、これにより特別な熱対策を不要としてコストの低減などが図れる圧縮機駆動装置および冷凍サイクル装置を提供することを目的とする。 In consideration of the above circumstances, the present invention can reduce the heat generation of terminals and lead wires in a compressor, thereby eliminating the need for special heat countermeasures and reducing costs and the like. An object is to provide a cycle device.

請求項１に係る発明の圧縮機駆動装置は、複数組の相巻線を有する圧縮機モータと、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる２つのスイッチング素子の直列回路を複数備え、これら直列回路における各スイッチング素子の相互接続点が一方の上記相巻線に接続される第１インバータ回路と、上記直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる２つのスイッチング素子の直列回路を複数備え、これら直列回路における各スイッチング素子の相互接続点が他方の前記相巻線に接続される第２インバータ回路と、を備えている。 A compressor driving device according to a first aspect of the present invention includes a compressor motor having a plurality of sets of phase windings, and a plurality of series circuits of two switching elements on the upstream side and the downstream side along the direction in which the DC voltage is applied. A first inverter circuit in which the interconnection point of each switching element in these series circuits is connected to one of the phase windings, and two switching elements that are upstream and downstream along the direction of application of the DC voltage And a second inverter circuit in which an interconnection point of each switching element in the series circuit is connected to the other phase winding.

この発明の圧縮機駆動装置によれば、圧縮機における端子やリード線の発熱を低減することができる。これにより、特別な熱対策を不要として、コストの低減などが図れる。 According to the compressor driving device of the present invention, heat generation of terminals and lead wires in the compressor can be reduced. This eliminates the need for special heat countermeasures and can reduce costs.

以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１において、１は空気調和機などに使用される密閉型の圧縮機で、圧縮機モータとしてブラシレスＤＣモータ１０を密閉ケース内に収容している。ブラシレスＤＣモータ１０は、回転軸１１の周囲に永久磁石ロータ１２を配置し、その永久磁石ロータ１２の周りのステータに第１の三相巻線１３および第２の三相巻線１４を装着したもので、三相巻線１３，１４から発せられる磁界と永久磁石ロータ１２の永久磁石が発する磁界との相互作用により、永久磁石ロータ１２および回転軸１１が回転する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a hermetic compressor used for an air conditioner or the like, and a brushless DC motor 10 is accommodated in a hermetically sealed case as a compressor motor. In the brushless DC motor 10, a permanent magnet rotor 12 is arranged around a rotating shaft 11, and a first three-phase winding 13 and a second three-phase winding 14 are mounted on a stator around the permanent magnet rotor 12. Thus, the permanent magnet rotor 12 and the rotating shaft 11 rotate due to the interaction between the magnetic field generated from the three-phase windings 13 and 14 and the magnetic field generated by the permanent magnet of the permanent magnet rotor 12.

圧縮機１の密閉ケースの外周面に２つの端子２，３が設けられ、これら端子２，３と上記三相巻線１３，１４とがそれぞれリード線１５，１６を介して接続されている。そして、端子２，３が後述のインバータ回路３１，４１にそれぞれ配線接続される。 Two terminals 2, 3 are provided on the outer peripheral surface of the sealed case of the compressor 1, and these terminals 2, 3 are connected to the three-phase windings 13, 14 via lead wires 15, 16, respectively. Terminals 2 and 3 are connected to inverter circuits 31 and 41, which will be described later, respectively.

圧縮機１から吐出される冷媒は、冷房時、図２に示すように、四方弁１０１を通って室外熱交換器１０２に供給され、その室外熱交換器１０２を経た冷媒が膨張弁１０３を介して室内熱交換器１０４に流れる。室内熱交換器１０４を経た冷媒は、上記四方弁１０１を通って圧縮機１に吸込まれる。なお、室外熱交換器１０２の近傍に室外ファン１０５が設けられ、室内熱交換器１０４の近傍に室内ファン１０６が設けられている。暖房時は、破線矢印で示すように、圧縮機１から吐出される冷媒が四方弁１０１を通って室内熱交換器１０４に流れ、その室内熱交換器１０４を経た冷媒が膨張弁１０３を介して室外熱交換器１０２に流れる。室外熱交換器１０２を経た冷媒は、四方弁１０１を通って圧縮機１に吸込まれる。このヒートポンプ式の冷凍サイクルと、後述する圧縮機駆動装置により、冷凍サイクル装置が構成されている。 As shown in FIG. 2, the refrigerant discharged from the compressor 1 is supplied to the outdoor heat exchanger 102 through the four-way valve 101 during cooling, and the refrigerant that has passed through the outdoor heat exchanger 102 passes through the expansion valve 103. To the indoor heat exchanger 104. The refrigerant that has passed through the indoor heat exchanger 104 is sucked into the compressor 1 through the four-way valve 101. An outdoor fan 105 is provided in the vicinity of the outdoor heat exchanger 102, and an indoor fan 106 is provided in the vicinity of the indoor heat exchanger 104. During heating, the refrigerant discharged from the compressor 1 flows to the indoor heat exchanger 104 through the four-way valve 101, and the refrigerant that has passed through the indoor heat exchanger 104 passes through the expansion valve 103, as indicated by the broken line arrows. It flows to the outdoor heat exchanger 102. The refrigerant that has passed through the outdoor heat exchanger 102 is sucked into the compressor 1 through the four-way valve 101. A refrigeration cycle apparatus is constituted by this heat pump type refrigeration cycle and a compressor driving apparatus described later.

また、上記ブラシレスＤＣモータ１０の三相巻線１３，１４は、図３に示すように、それぞれ星形結線された３つの相巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗおよび３つの相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗからなる。これら相巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１４ｕ，１４ｖ，１４ｗが重ね巻き状態でステータに装着されている。なお、三相巻線１３，１４の巻き方は、この重ね巻以外に回転軸に対して６０°ごとに設けられた６つのステータの内で１２０°間隔の位置にある３つのステータに一方の相巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗを残りの３つのステータに相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗをそれぞれ巻きつける集中巻としてもよい。 Further, as shown in FIG. 3, the three-phase windings 13 and 14 of the brushless DC motor 10 include three phase windings 13u, 13v, 13w and three phase windings 14u, 14v, 14w. These phase windings 13u, 13v, 13w, 14u, 14v, and 14w are mounted on the stator in a lap winding state. The three-phase windings 13 and 14 are wound by one of three stators positioned at intervals of 120 ° among six stators provided every 60 ° with respect to the rotation axis other than the lap winding. The phase windings 13u, 13v, and 13w may be concentrated windings that wind the phase windings 14u, 14v, and 14w around the remaining three stators.

図３は、圧縮機ブラシレスＤＣモータ１０を含む圧縮機駆動装置を示している。
すなわち、商用交流電源２０の交流電圧が倍電圧整流回路２１で直流電圧に変換され、その直流電圧が第１インバータ回路３１および第２インバータ回路４１にそれぞれ印加される。 FIG. 3 shows a compressor driving device including the compressor brushless DC motor 10.
That is, the AC voltage of the commercial AC power supply 20 is converted into a DC voltage by the voltage doubler rectifier circuit 21, and the DC voltage is applied to the first inverter circuit 31 and the second inverter circuit 41, respectively.

第１インバータ回路３１は、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる２つのスイッチング素子たとえばＩＧＢＴの直列回路を三相分有するもので、Ｕ相は上流側にＩＧＢＴ３１ｕ、下流側にＩＧＢＴ３２ｕ、Ｖ相は上流側にＩＧＢＴ３１ｖ、下流側にＩＧＢＴ３２ｖ、Ｗ相は上流側にＩＧＢＴ３１ｗ、下流側にＩＧＢＴ３２ｗを備えている。そして、上流側ＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに対し還流ダイオードＤ＋がそれぞれ逆並列接続され、下流側ＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗに対し還流ダイオードＤ−がそれぞれ逆並列接続されている。また、ＩＧＢＴ３１ｕ，３２ｕの相互接続点、ＩＧＢＴ３１ｖ，３２ｖの相互接続点、ＩＧＢＴ３１ｗ，３２ｗの相互接続点に、上記相巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗのそれぞれ非結線端が接続されている。 The first inverter circuit 31 has two switching elements that are upstream and downstream along the DC voltage application direction, for example, a three-phase series circuit of IGBT. The U phase is upstream of the IGBT 31u and downstream of the IGBT 31u. The IGBT 32u, the V phase includes an IGBT 31v on the upstream side, the IGBT 32v on the downstream side, and the W phase includes an IGBT 31w on the upstream side, and an IGBT 32w on the downstream side. The reflux diode D + is connected in reverse parallel to the upstream side IGBTs 31u, 31v, 31w, and the return diode D- is connected in reverse parallel to the downstream side IGBTs 32u, 32v, 32w. In addition, the non-connected ends of the phase windings 13u, 13v, and 13w are connected to the interconnection points of the IGBTs 31u and 32u, the interconnection points of the IGBTs 31v and 32v, and the interconnection points of the IGBTs 31w and 32w, respectively.

なお、インバータ回路３１の各直列回路には、ブラシレスＤＣモータ１０の回転数検出に用いる電流検出用抵抗Ｒがそれぞれ接続されている。 Each series circuit of the inverter circuit 31 is connected to a current detection resistor R used for detecting the rotation speed of the brushless DC motor 10.

このインバータ回路３１およびドライブ回路３５ａ〜３５ｆを１つのパッケージに組み込んだ形のドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０が形成されている。ドライブ回路３５ａ〜３５ｆは、上記ＩＧＢＴ３１ｕ〜３２ｗにそれぞれ対応し、制御回路であるＭＣＵ５０から供給される駆動信号に応じて対応するＩＧＢＴをオン，オフ駆動する。 A switching module 30 with a built-in drive circuit in which the inverter circuit 31 and the drive circuits 35a to 35f are incorporated in one package is formed. The drive circuits 35a to 35f correspond to the IGBTs 31u to 32w, respectively, and drive the corresponding IGBTs on and off in accordance with drive signals supplied from the MCU 50 that is a control circuit.

第２インバータ回路４１は、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる２つのスイッチング素子たとえば低損失パワーＭＯＳＦＥＴ（スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ等）の直列回路を三相分有するもので、Ｕ相は上流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４１ｕ、下流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４２ｕ、Ｖ相は上流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４１ｖ、下流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４２ｖ、Ｗ相は上流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４１ｗ、下流側に低損失パワーＭＯＳＦＥＴ４２ｗを備えている。そして、ＭＯＳＦＥＴの場合、ＭＯＳＦＥＴに対して逆並列接続された寄生ダイオードＤが製造過程で不可避的に形成される。このため、上流側ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗに対し寄生ダイオードＤ＋がそれぞれ逆並列接続され、下流側ＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗに対し寄生ダイオードＤ−がそれぞれ逆並列接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４２ｕの相互接続点、ＭＯＳＦＥＴ４１ｖ，４２ｖの相互接続点、ＭＯＳＦＥＴ４１ｗ，４２ｗの相互接続点に、上記相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗのそれぞれ非結線端が接続されている。 The second inverter circuit 41 has a series circuit of two switching elements, for example, low-loss power MOSFETs (superjunction MOSFETs, etc.) on the upstream side and the downstream side along the DC voltage application direction. Is a low-loss power MOSFET 41u on the upstream side, a low-loss power MOSFET 42u on the downstream side, a V-phase is a low-loss power MOSFET 41v on the upstream side, a low-loss power MOSFET 42v on the downstream side, and a W-phase is a low-loss power MOSFET 41w on the upstream side. A low-loss power MOSFET 42w is provided. In the case of a MOSFET, a parasitic diode D connected in antiparallel to the MOSFET is inevitably formed during the manufacturing process. For this reason, the parasitic diode D + is connected in reverse parallel to the upstream MOSFETs 41u, 41v, 41w, and the parasitic diode D- is connected in reverse parallel to the downstream MOSFETs 42u, 42v, 42w. Furthermore, the non-connection ends of the phase windings 14u, 14v, 14w are connected to the interconnection points of the MOSFETs 41u, 42u, the interconnection points of the MOSFETs 41v, 42v, and the interconnection points of the MOSFETs 41w, 42w, respectively.

また、第２インバータ回路４１は、誘導性負荷である相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗに蓄えられたエネルギによって上流側ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのそれぞれの寄生ダイオードＤ＋に順方向電流（還流電流）が流れた場合に、下流側ＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗのオンに伴って各寄生ダイオードＤ＋に流れる逆方向電流を抑制するため、下流側ＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗのそれぞれオンに先立って各寄生ダイオードＤ＋に逆電圧を印加する逆電圧印加回路（ＲＡ回路）４３ａ〜４３ｃを備えている。 Further, the second inverter circuit 41 generates a forward current (return current) in the parasitic diodes D + of the upstream side MOSFETs 41u, 41v, 41w by the energy stored in the phase windings 14u, 14v, 14w that are inductive loads. In order to suppress the reverse current flowing to each parasitic diode D + when the downstream side MOSFETs 42u, 42v, 42w are turned on, the reverse side of each of the downstream side MOSFETs 42u, 42v, 42w is turned on to each parasitic diode D +. Reverse voltage application circuits (RA circuits) 43a to 43c for applying a voltage are provided.

さらに、第２インバータ回路４１は、相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗに蓄えられたエネルギによって下流側ＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗの各寄生ダイオードＤ−に順方向電流（還流電流）が流れた場合に、上流側ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのオンに伴って各寄生ダイオードＤ−に流れる逆方向電流を抑制するため、上流側ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗのそれぞれオンに先立って各寄生ダイオードＤ−に逆電圧を印加する逆電圧印加回路（ＲＡ回路）４３ｄ〜４３ｆを備えている。 Further, the second inverter circuit 41 is configured such that when a forward current (return current) flows through the parasitic diodes D− of the downstream MOSFETs 42u, 42v, and 42w due to the energy stored in the phase windings 14u, 14v, and 14w, In order to suppress the reverse current flowing in each parasitic diode D− when the upstream side MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned on, a reverse voltage is applied to each parasitic diode D− before the upstream side MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned on. Reverse voltage application circuits (RA circuits) 43d to 43f are provided.

なお、第２インバータ回路４１の各直列回路には、ブラシレスＤＣモータ１０の回転数検出に用いる電流検出用抵抗Ｒがそれぞれ接続されている。なお、第１、第２インバータ回路は１つのモータ１０を駆動しているため、回転数検出に用いる電流検出用抵抗Ｒは、第１、第２インバータ回路のいずれか一方にのみ設ければ良い。 Each series circuit of the second inverter circuit 41 is connected to a current detection resistor R used for detecting the rotational speed of the brushless DC motor 10. Since the first and second inverter circuits drive one motor 10, the current detection resistor R used for the rotation speed detection only needs to be provided in either one of the first and second inverter circuits. .

このインバータ回路４１、逆電圧印加回路４３ａ〜４３ｆ、ＲＡドライブ回路４４ａ〜４４ｆ、およびドライブ回路４５ａ〜４５ｆを１つのパッケージに組み込んだ形のドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０が形成されている。ＲＡドライブ回路４４ａ〜４４ｆは、逆電圧印加回路４３ａ〜４３ｆにそれぞれ対応し、ＭＣＵ５０から供給される駆動信号に応じて逆電圧印加回路４３ａ〜４３ｆを駆動する。ドライブ回路４５ａ〜４５ｆは、上記ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ〜４２ｗにそれぞれ対応し、後述のＭＣＵ５０から供給される駆動信号に応じて対応するＭＯＳＦＥＴをオン，オフ駆動する。 The inverter circuit 41, the reverse voltage application circuits 43a to 43f, the RA drive circuits 44a to 44f, and the drive circuits 45a to 45f are formed in a drive circuit built-in switching module 40 in a single package. The RA drive circuits 44a to 44f correspond to the reverse voltage application circuits 43a to 43f, respectively, and drive the reverse voltage application circuits 43a to 43f in accordance with the drive signal supplied from the MCU 50. The drive circuits 45a to 45f correspond to the MOSFETs 41u to 42w, respectively, and drive the corresponding MOSFETs on and off according to drive signals supplied from the MCU 50 described later.

これら整流回路２１、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０は、コントローラであるＭＣＵ５０と共に、多数の配線パターンが形成された１つのインバータ基板６０に搭載されている。 The rectifier circuit 21, the drive circuit built-in switching module 30, and the drive circuit built-in switching module 40 are mounted on one inverter board 60 on which a large number of wiring patterns are formed, together with the MCU 50 serving as a controller.

ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０のドライブ回路３５ａ〜、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０の逆電圧印加回路４３ａ〜、ドライブ回路４４ａ〜、ドライブ回路４５ａ〜、およびＭＣＵ５０の具体的な構成を図４に示している。 FIG. 4 shows specific configurations of the drive circuit 35a˜ of the drive circuit built-in switching module 30, the reverse voltage application circuit 43a˜, the drive circuit 44a˜, the drive circuit 45a˜, and the MCU 50 of the drive circuit built-in switching module 40. .

ＭＣＵ５０は、第１インバータ回路３１側の上素子駆動用のドライブ回路３５ａ，３５ｃ，３５ｅに対する上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅおよび下素子駆動用のドライブ回路３５ｂ，３５ｄ，３５ｆに対する下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆの三相分のＰＷＭ出力信号を生成する第１ＰＷＭ生成器５０ａ、インバータ回路４１側の上素子用のドライブ回路４５ａ，４５ｃ，４５ｅに対する上素子駆動信号Ｙａ，Ｙｃ，Ｙｅおよび下素子用のドライブ回路４５ｂ，４５ｄ，４５ｆに対する下素子駆動信号Ｙｂ，Ｙｄ，Ｙｆの三相分のＰＷＭ出力信号を生成する第２ＰＷＭ生成器５０ｂ、インバータ回路４１側のＲＡドライブ回路４５ａ〜４５ｆを動作させるか、させないかを決定する動作信号Ｓを出力するＲＡドライブ制御器５０ｃを有している。 The MCU 50 includes upper element drive signals Xa, Xc, and Xe for upper element drive drive circuits 35a, 35c, and 35e on the first inverter circuit 31 side, and lower element drive signals for drive circuits 35b, 35d, and 35f for lower element drive. The first PWM generator 50a that generates PWM output signals for three phases of Xb, Xd, and Xf, upper element drive signals Ya, Yc, Ye for the upper element drive circuits 45a, 45c, and 45e on the inverter circuit 41 side, and the lower The second PWM generator 50b for generating the PWM output signals for the three phases of the lower element drive signals Yb, Yd and Yf for the element drive circuits 45b, 45d and 45f, and the RA drive circuits 45a to 45f on the inverter circuit 41 side are operated. An RA drive controller 50c for outputting an operation signal S for determining whether to perform or not. That.

すなわち、図５に示すように、第１ＰＷＭ生成器５０ａは、予め定められた周波数のキャリア信号Ｅ１の電圧レベルと回転数設定用の指令値の電圧レベルとの比較により、指令値の電圧レベルに応じてオン，オフデューティが変化するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）として、位相が互いに１２０°異なる上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅ、および位相が互いに１２０°異なる下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆをそれぞれ生成する。上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅが供給されるドライブ回路３５ｂ，３５ｄ，３５ｆは、上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅが高レベルのときＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗをオンし、上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅが低レベルのときＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗをオフする。下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆが供給されるドライブ回路４５ｂ，４５ｄ，４５ｆは、下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆが高レベルのときＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗをオンし、下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆが低レベルのときＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗをオフする。なお、下側のＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗがオフするタイミングと上側のＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗがオンするタイミングとの間に、それぞれデッドタイム（例えば２から３μｓ程度）Ｔｄが確保される。上側のＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗがオフするタイミングと下側のＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗがオンするタイミングとの間にも、それぞれデッドタイムＴｄが確保される。 That is, as shown in FIG. 5, the first PWM generator 50a sets the voltage level of the command value by comparing the voltage level of the carrier signal E1 having a predetermined frequency with the voltage level of the command value for setting the rotational speed. As PWM signals (pulse width modulation signals) whose ON / OFF duty changes accordingly, upper element drive signals Xa, Xc, Xe whose phases are different from each other by 120 °, and lower element drive signals Xb, Xd, whose phases are different from each other by 120 ° Xf is generated respectively. The drive circuits 35b, 35d, and 35f to which the upper element drive signals Xa, Xc, and Xe are supplied turn on the IGBTs 31u, 31v, and 31w when the upper element drive signals Xa, Xc, and Xe are at a high level, and the upper element drive signal Xa , Xc, Xe are turned off, the IGBTs 31u, 31v, 31w are turned off. The drive circuits 45b, 45d, 45f to which the lower element driving signals Xb, Xd, Xf are supplied turn on the IGBTs 32u, 32v, 32w when the lower element driving signals Xb, Xd, Xf are at a high level, and the lower element driving signals Xb , Xd and Xf are at low level, the IGBTs 32u, 32v and 32w are turned off. A dead time (for example, about 2 to 3 μs) Td is secured between the timing at which the lower IGBTs 32u, 32v, 32w are turned off and the timing at which the upper IGBTs 31u, 31v, 31w are turned on. A dead time Td is also ensured between the timing at which the upper IGBTs 31u, 31v, 31w are turned off and the timing at which the lower IGBTs 32u, 32v, 32w are turned on.

第２ＰＷＭ生成器５０ｂは、キャリア信号Ｅ２（キャリア信号Ｅ１と同じ周波数で且つキャリア信号Ｅ１より位相が１μｓ遅れた波形）の電圧レベルと回転数設定用の指令値の電圧レベルとの比較により、指令値の電圧レベルに応じてオン，オフデューティが変化するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）として、位相が互いに１２０°異なる上素子駆動信号Ｙａ，Ｙｃ，Ｙｅ、および位相が互いに１２０°異なる下素子駆動信号Ｙｂ，Ｙｄ，Ｙｆをそれぞれ生成する。上素子駆動信号Ｙａ，Ｙｃ，Ｙｅが供給されるドライブ回路４５ｂ，４５ｄ，４５ｆは、上素子駆動信号Ｙａ，Ｙｃ，Ｙｅが高レベルのときＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗをオンし、上素子駆動信号Ｙａ，Ｙｃ，Ｙｅが低レベルのときＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗをオフする。下素子駆動信号Ｙｂ，Ｙｄ，Ｙｆが供給されるドライブ回路４５ｂ，４５ｄ，４５ｆは、下素子駆動信号Ｙｂ，Ｙｄ，Ｙｆが高レベルのときＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗをオンし、下素子駆動信号Ｙｂ，Ｙｄ，Ｙｆが低レベルのときＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗをオフする。なお、下側のＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗがオフするタイミングと上側のＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗがオンするタイミングとの間に、それぞれデッドタイムＴｄが確保される。上側のＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗがオフするタイミングと下側のＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗがオンするタイミングとの間にも、それぞれデッドタイムＴｄが確保される。 The second PWM generator 50b compares the voltage level of the carrier signal E2 (waveform having the same frequency as the carrier signal E1 and a phase delayed by 1 μs with respect to the carrier signal E1) with the voltage level of the command value for setting the rotation speed. As the PWM signal (pulse width modulation signal) whose on / off duty changes according to the voltage level of the value, the upper element drive signals Ya, Yc, Ye whose phases are different from each other by 120 °, and the lower element drive whose phases are different from each other by 120 ° Signals Yb, Yd, and Yf are generated. The drive circuits 45b, 45d and 45f to which the upper element drive signals Ya, Yc and Ye are supplied turn on the MOSFETs 41u, 41v and 41w when the upper element drive signals Ya, Yc and Ye are at a high level, and the upper element drive signal Ya. , Yc, Ye are at a low level, the MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned off. The drive circuits 45b, 45d, 45f to which the lower element drive signals Yb, Yd, Yf are supplied turn on the MOSFETs 42u, 42v, 42w when the lower element drive signals Yb, Yd, Yf are at a high level, and the lower element drive signals Yb , Yd, Yf are low, the MOSFETs 42u, 42v, 42w are turned off. A dead time Td is ensured between the timing at which the lower MOSFETs 42u, 42v, 42w are turned off and the timing at which the upper MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned on. A dead time Td is also ensured between the timing at which the upper MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned off and the timing at which the lower MOSFETs 42u, 42v, 42w are turned on.

上素子用のＲＡドライブ回路４５ａ，４５ｃ，４５ｅは、ＲＡドライブ制御器５０ｃから出力される動作信号Ｓが高レベルのとき、上素子駆動信号Ｘａ，Ｘｃ，Ｘｅが高レベルに立ち上がるのに同期して、単安定マルチバイブレータの動作による一定時間だけ高レベルとなる上素子用逆電圧印加信号（上素子用ＲＡパルス信号ともいう）Ｚａ，Ｚｃ，Ｚｅを出力する。この上素子用逆電圧印加信号Ｚａ，Ｚｃ，Ｚｅが高レベルになると、逆電圧印加回路４３ａ，４３ｃ，４３ｅが動作して上流側の各寄生ダイオードＤ＋に逆電圧が印加される。上素子用逆電圧印加信号Ｚａ，Ｚｃ，Ｚｅが高レベルに立ち上がるタイミング（逆電圧印加タイミング）は、上流側ＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗがオンする直前である。 The RA drive circuits 45a, 45c and 45e for the upper elements are synchronized with the rise of the upper element drive signals Xa, Xc and Xe when the operation signal S output from the RA drive controller 50c is at a high level. Thus, an upper element reverse voltage application signal (also referred to as an upper element RA pulse signal) Za, Zc, Ze that becomes a high level for a certain period of time due to the operation of the monostable multivibrator is output. When the upper element reverse voltage application signals Za, Zc, Ze are at a high level, the reverse voltage application circuits 43a, 43c, 43e operate to apply reverse voltages to the upstream parasitic diodes D +. The timing at which the upper element reverse voltage application signals Za, Zc, Ze rise to a high level (reverse voltage application timing) is immediately before the upstream side MOSFETs 41u, 41v, 41w are turned on.

下素子用のＲＡドライブ回路４５ｂ，４５ｄ，４５ｆは、ＲＡドライブ制御器５０ｃから出力される動作信号Ｓが高レベルのとき、下素子駆動信号Ｘｂ，Ｘｄ，Ｘｆが高レベルに立ち上がるのに同期して、単安定マルチバイブレータの動作による一定時間だけ高レベルとなる下素子用逆電圧印加信号（下素子用ＲＡパルス信号ともいう）Ｚｂ，Ｚｄ，Ｚｆを出力する。この下素子用逆電圧印加信号Ｚｂ，Ｚｄ，Ｚｆが高レベルになると、逆電圧印加回路４３ｂ，４３ｄ，４３ｆが動作して下流側の各寄生ダイオードＤ−に逆電圧が印加される。上素子用逆電圧印加信号Ｚａ，Ｚｃ，Ｚｅが高レベルに立ち上がるタイミング（逆電圧印加タイミング）は、下流側ＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗがオンする直前である。なお、ＲＡドライブ制御器５０ｃから出力される動作信号Ｓが低レベルのときは、上素子用逆電圧印加信号Ｚａ，Ｚｃ，Ｚｅ及び下素子用逆電圧印加信号Ｚｂ，Ｚｄ，Ｚｆのいずれも出力されない。すなわち、この場合、各寄生ダイオードに逆電圧は印加されない。 The lower element RA drive circuits 45b, 45d, and 45f are synchronized with the lower element drive signals Xb, Xd, and Xf rising to a high level when the operation signal S output from the RA drive controller 50c is at a high level. Thus, lower element reverse voltage application signals (also referred to as lower element RA pulse signals) Zb, Zd, and Zf, which are at a high level for a predetermined time due to the operation of the monostable multivibrator, are output. When the lower element reverse voltage application signals Zb, Zd, and Zf are at a high level, the reverse voltage application circuits 43b, 43d, and 43f are operated to apply reverse voltages to the downstream parasitic diodes D−. The timing at which the upper element reverse voltage application signals Za, Zc, Ze rise to a high level (reverse voltage application timing) is immediately before the downstream side MOSFETs 42u, 42v, 42w are turned on. When the operation signal S output from the RA drive controller 50c is at a low level, all of the upper element reverse voltage application signals Za, Zc, Ze and the lower element reverse voltage application signals Zb, Zd, Zf are output. Not. That is, in this case, no reverse voltage is applied to each parasitic diode.

このような構成において、インバータ回路４１では、１つの直列回路の一方（例えば上流側）のＭＯＳＦＥＴがオン，オフして別の１つの直列回路の他方（例えば下流側）のＭＯＳＦＥＴがオンする二相通電に際し、例えばＭＯＳＦＥＴ４１ｕおよびＭＯＳＦＥＴ４２ｖが共にオンのとき、整流回路２１の正側出力端子からＭＯＳＦＥＴ４１ｕ、相巻線１４ｕ，１４ｖ、ＭＯＳＦＥＴ４２ｖ、および整流回路２１の負側出力端子の経路で電流が流れる。この状態からＭＯＳＦＥＴ４１ｕがオフすると（ＭＯＳＦＥＴ４２ｖはオンのまま）、相巻線１４ｕ，１４ｖに蓄えられたエネルギに基づく電流が、相巻線１４ｕ，１４ｖからＭＯＳＦＥＴ４２ｖを経てＭＯＳＦＥＴ４２ｕの寄生ダイオードＤ−を順方向（上方向）に流れる。こうして、寄生ダイオードＤｕ−に順方向電流（還流電流）が流れている状態において、上流側のＭＯＳＦＥＴ４１ｕがオンに変ると、そのＭＯＳＦＥＴ４１ｕを通してＭＯＳＦＥＴ４２ｕの寄生ダイオードＤ−に整流回路２１の直流電圧が加わる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ４２ｕの寄生ダイオードＤ−に短絡電流のような大きな逆方向電流（スパイク電流ともいう）が流れてしまう。この逆方向電流は大きな電力損失を招いてしまうものであり、それを抑制するために、逆電圧印加回路４３ａ〜４３ｆがそれぞれ所定のタイミングで動作する。 In such a configuration, in the inverter circuit 41, two-phase in which one (for example, upstream) MOSFET of one series circuit is turned on and off and the other (for example, downstream) MOSFET of another one of the series circuits is turned on. When energizing, for example, when both the MOSFET 41u and the MOSFET 42v are on, a current flows from the positive output terminal of the rectifier circuit 21 to the MOSFET 41u, the phase windings 14u and 14v, the MOSFET 42v, and the negative output terminal of the rectifier circuit 21. When MOSFET 41u is turned off from this state (MOSFET 42v remains on), the current based on the energy stored in phase windings 14u and 14v passes through MOSFET 42v from phase windings 14u and 14v and forwards to parasitic diode D- of MOSFET 42u. Flows upward. Thus, when the forward-side current (return current) flows through the parasitic diode Du−, when the upstream-side MOSFET 41u is turned on, the DC voltage of the rectifier circuit 21 is applied to the parasitic diode D− of the MOSFET 42u through the MOSFET 41u. At this time, a large reverse current (also referred to as a spike current) such as a short-circuit current flows through the parasitic diode D− of the MOSFET 42u. This reverse current causes a large power loss, and in order to suppress it, the reverse voltage application circuits 43a to 43f each operate at a predetermined timing.

ここでは、１つの直列回路の一方のＭＯＳＦＥＴがオン，オフして別の１つの直列回路の他方のＭＯＳＦＥＴがオンする二相通電を例に説明したが、３つの直列回路のそれぞれ一方のＭＯＳＦＥＴが互いに異なる位相でオン，オフしてそれと逆相でそれぞれ他方のＭＯＳＦＥＴがオン，オフする三相通電を行う場合についても、逆電圧印加回路４３ａ〜４３ｆの動作により、逆方向電流が抑制される。 In this example, two-phase energization in which one MOSFET of one series circuit is turned on and off and the other MOSFET of another one series circuit is turned on is described as an example. Also in the case of performing three-phase energization in which the other MOSFET is turned on and off in a phase opposite to each other, the reverse current is suppressed by the operation of the reverse voltage application circuits 43a to 43f.

以上のように、ブラシレスＤＣモータ１０の巻線を２つの三相巻線１３，１４に分け、一方の三相巻線１３に対する電力供給用としてインバータ回路３１を設け、三相巻線１４に対する電力供給用としてインバータ回路４１を設ける構成としたことにより、インバータ回路３１，４１の個々が賄う電力を１つのインバータ回路を用いる場合の半分にすることができる。これにより、インバータ回路３１，４１のスイッチング素子として、通常の半分程度の容量のものを用いることができので、コストの低減が図れる。 As described above, the winding of the brushless DC motor 10 is divided into two three-phase windings 13 and 14, and the inverter circuit 31 is provided for supplying power to one of the three-phase windings 13. With the configuration in which the inverter circuit 41 is provided for supply, the power supplied by each of the inverter circuits 31 and 41 can be halved compared to the case where one inverter circuit is used. As a result, as the switching elements of the inverter circuits 31 and 41, those having a capacity of about half the normal capacity can be used, so that the cost can be reduced.

仮に、ブラシレスＤＣモータ１０が大容量のものであっても、三相巻線１３，１４に流れる巻線電流がそれぞれ通常の半分程度（例えば３０Ａ程度）ですむので、インバータ回路３１，４１と三相巻線１３，１４との間のケーブル、端子２，３、リード線１５，１６などの発熱を小さく抑えることができる。これにより、特別な熱対策が不要となって、この点でもコストの低減が図れる。例えば、圧縮機１から吐出される冷媒の温度が１００℃で、リード線１５，１６として耐熱が１３５℃の架橋ポリエチレン電線を用いるとすると、巻線電流が３０Ａまでであれば、太さが３．５mm²程度の架橋ポリエチレン電線で十分である。しかしながら、巻線電流が６０Ａと大きいと、太さが８．０mm²もの架橋ポリエチレン電線を使用しても、耐熱として不十分である。しかも、現状では、太さが５．５mm²までの架橋ポリエチレン電線しか製造されていないこともあり、フッ素電線等の高耐熱電線を使用しなければならない。ただし、高耐熱電線を使用しても、実温度の上昇を避けられず、発火防止のためのエンクロージャー材質まで高耐熱仕様としなければならない。そこで、三相巻線１３，１４およびインバータ回路３１，４１の採用するとともに、三相巻線１３，１４と各インバータ回路３１，４１とを接続するそれぞれのリード線１５，１６に流れる電流が３０Ａ未満になるように各インバータ回路の出力を設定することにより、解消することができる。 Even if the brushless DC motor 10 has a large capacity, the winding currents flowing in the three-phase windings 13 and 14 are about half of the usual (for example, about 30 A). Heat generation of the cables between the phase windings 13 and 14, the terminals 2 and 3, the lead wires 15 and 16, etc. can be suppressed to a small level. This eliminates the need for special heat countermeasures, and the cost can be reduced in this respect. For example, if the temperature of the refrigerant discharged from the compressor 1 is 100 ° C. and a cross-linked polyethylene wire having a heat resistance of 135 ° C. is used as the lead wires 15 and 16, the thickness is 3 if the winding current is up to 30A. A cross-linked polyethylene wire of about 5 mm ² is sufficient. However, when the winding current is as large as 60 A, even if a cross-linked polyethylene electric wire having a thickness of 8.0 mm ² is used, the heat resistance is insufficient. Moreover, at present, only cross-linked polyethylene electric wires having a thickness of up to 5.5 mm ² are manufactured, and high heat-resistant electric wires such as fluorine electric wires must be used. However, even if high-heat-resistant electric wires are used, the actual temperature rise cannot be avoided, and the enclosure materials for preventing fire must be made to have high heat-resistant specifications. Therefore, the three-phase windings 13 and 14 and the inverter circuits 31 and 41 are employed, and the current flowing through the lead wires 15 and 16 connecting the three-phase windings 13 and 14 and the inverter circuits 31 and 41 is 30 A. This can be solved by setting the output of each inverter circuit to be less than the value.

また、三相巻線１３，１４に流れる巻線電流がそれぞれ通常の半分程度（例えば３０Ａ程度）と小さいので、整流回路２１、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０、およびＭＣＵ５０を１つのインバータ基板６０に搭載して相互に配線パターン接続することが可能であり、装置の小型化が図れる。 In addition, since the winding currents flowing through the three-phase windings 13 and 14 are as small as about half (for example, about 30A), the rectifier circuit 21, the drive circuit built-in switching module 30, the drive circuit built-in switching module 40, and the MCU 50 are provided. It is possible to mount on one inverter board 60 and connect the wiring patterns to each other, thereby reducing the size of the apparatus.

ところで、インバータ回路のスイッチング素子やそのドライブ回路を１つのパッケージに組み込んだモジュールを使用する場合、インバータ回路にＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴが混在していると、モジュールとしての汎用性の面で劣る可能性があるが、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０ではインバータ回路３１にＩＧＢＴのみ使用し、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０ではインバータ回路４１にＭＯＳＦＥＴのみ使用しているので、それぞれモジュールとしての高い汎用性を確保できる。 By the way, when using a module in which a switching element of an inverter circuit and its drive circuit are incorporated in one package, if the IGBT and MOSFET are mixed in the inverter circuit, the versatility of the module may be inferior. However, since only the IGBT is used in the inverter circuit 31 in the drive circuit built-in switching module 30 and only the MOSFET is used in the inverter circuit 41 in the drive circuit built-in switching module 40, high versatility as a module can be ensured.

また、ＭＯＳＦＥＴはスイッチング速度（オフからオンへの切換えスピード）がＩＧＢＴに比べ格段に速く、一方、逆電圧印加回路は他方側のスイッチング素子のオンの前のデッドタイムＴｄ中に動作させる必要がある。そこで、第１、２インバータ回路と第２インバータ回路に付属する逆電圧印加回路のそれぞれを所定の駆動するためには、それぞれの動作タイミングを決定するために３つのＰＷＭ発生器が必要となるが、本実施態様においては、２つのＰＷＭ発生器でこれを達成する。すなわち、ＭＣＵ５０の２つのＰＷＭ発生器５０ａ，５０ｂ（近年のＭＣＵにはこのような機器が予め用意されているものがある）を利用し、位相がわずかに１μｓだけずれたＰＷＭ信号を生成し、位相の進んだ側のＰＷＭ信号をＩＧＢＴ側の主素子駆動信号とＭＯＳＦＥＴ側の逆電圧印加回路の駆動信号として用い、位相の遅れた側のＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ側の主素子駆動信号として用いるようにしたので、ＩＧＢＴ側のオンタイミングとＭＯＳＦＥＴ側のオンタイミングとを近づけることができるとともに、適切なタイミングで逆電圧印加回路の駆動信号を出すことができる。これにより、ブラシレスＤＣモータ１０の２つの三相巻線への通電はできるだけ同じタイミングに揃えることができる。 Further, the switching speed (switching speed from OFF to ON) of the MOSFET is much faster than that of the IGBT, while the reverse voltage application circuit needs to be operated during the dead time Td before the switching element on the other side is turned on. . Therefore, in order to drive each of the first and second inverter circuits and the reverse voltage application circuit attached to the second inverter circuit to a predetermined level, three PWM generators are required to determine the respective operation timings. In the present embodiment, this is achieved with two PWM generators. That is, using the two PWM generators 50a and 50b of the MCU 50 (some MCUs have such a device prepared in advance) generate a PWM signal whose phase is slightly shifted by 1 μs, The PWM signal on the phase advanced side is used as the main element drive signal on the IGBT side and the drive signal for the reverse voltage application circuit on the MOSFET side, and the PWM signal on the phase delayed side is used as the main element drive signal on the MOSFET side. Therefore, the on-timing on the IGBT side and the on-timing on the MOSFET side can be brought close to each other, and a drive signal for the reverse voltage application circuit can be output at an appropriate timing. Thereby, the energization to the two three-phase windings of the brushless DC motor 10 can be aligned at the same timing as much as possible.

また、図６に示すように、インバータ回路３１の上流側のスイッチング素子としてＩＧＢＴ３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ、下流側のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ４１ｕ，４１ｖ，４１ｗを用い、インバータ回路４１の上流側のスイッチング素子としてＩＧＢＴ３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ、下流側のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ４２ｕ，４２ｖ，４２ｗを用いてもよい。この場合、ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール３０に、インバータ回路３１、逆電圧印加回路４３ａ，４３ｃ，４３ｅ、ＲＡドライブ回路４４ａ，４４ｃ，４４ｅ、およびドライブ回路３５ａ〜３５ｆが組み込まれる。ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール４０には、インバータ回路４１、逆電圧印加回路４３ｂ，４３ｄ，４３ｆ、ＲＡドライブ回路４４ｂ，４４ｄ，４４ｆ、およびドライブ回路４５ａ〜４５ｆが組み込まれる。この場合は、２つの位相のずれたＰＷＭ発生器を用いて、インバータ回路３１，４１のスイッチング素子には１つのＰＷＭ発生器の出力を共通に供給し、位相の進んだ側のＰＷＭ発生器の出力を逆電圧印加回路の駆動信号に用いることになる。但し、この実施形態では、スイッチングモジュール３０，４０内にＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの異なる素子を混成させなければならないため、汎用性に欠ける面がある。 Further, as shown in FIG. 6, IGBTs 31u, 31v, 31w are used as the upstream side switching elements of the inverter circuit 31, MOSFETs 41u, 41v, 41w are used as the downstream side switching elements, and IGBTs 32u are used as the upstream side switching elements of the inverter circuit 41. , 32v, 32w, MOSFETs 42u, 42v, 42w may be used as downstream switching elements. In this case, the inverter circuit 31, the reverse voltage application circuits 43a, 43c, and 43e, the RA drive circuits 44a, 44c, and 44e, and the drive circuits 35a to 35f are incorporated in the drive circuit built-in switching module 30. The drive circuit built-in switching module 40 incorporates an inverter circuit 41, reverse voltage application circuits 43b, 43d, 43f, RA drive circuits 44b, 44d, 44f, and drive circuits 45a-45f. In this case, the output of one PWM generator is supplied in common to the switching elements of the inverter circuits 31 and 41 using two PWM generators with shifted phases, and the PWM generator on the phase advanced side is supplied. The output is used as a drive signal for the reverse voltage application circuit. However, in this embodiment, since elements different from IGBT and MOSFET must be mixed in the switching modules 30 and 40, there is a lack of versatility.

その他、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。 In addition, the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.

一実施形態における圧縮機の要部の構成を概略的に示す図。The figure which shows schematically the structure of the principal part of the compressor in one Embodiment. 一実施形態に係る冷凍サイクルの構成を示す図。The figure which shows the structure of the refrigerating cycle which concerns on one Embodiment. 一実施形態の全体の構成を示す図。The figure which shows the whole structure of one Embodiment. 図３の要部の構成を具体的に示す図。The figure which shows the structure of the principal part of FIG. 3 concretely. 一実施形態における各部の信号波形を示すタイムチャート。The time chart which shows the signal waveform of each part in one Embodiment. 一実施形態の変形例の構成を示す図。The figure which shows the structure of the modification of one Embodiment.

Explanation of symbols

１…圧縮機、２，３…端子、１０…ブラシレスＤＣモータ、１１…回転軸、１２…永久磁石ロータ２、１３…第１の三相巻線、１４…第２の三相巻線、１５，１６…リード線、２０…商用交流電源、２１…整流回路、３０…ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール、３１…第１インバータ回路、３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ，３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ…ＩＧＢＴ、Ｄ＋，Ｄ−…還流ダイオード、３５ａ〜３５ｆ…ドライブ回路、４０…ドライブ回路内蔵スイッチングモジュール、４１…第２インバータ回路、４１ｕ，４１ｖ，４１ｗ，４２ｕ，４２ｖ，４２ｗ…ＩＧＢＴ、Ｄ＋，Ｄ−…寄生イオード、４３ｕ〜４３ｆ…逆電圧印加回路、４４ａ〜４４ｆ…ＲＡドライブ回路、４５ａ〜４５ｆ…ドライブ回路、５０…ＭＣＵ、５０ａ…ＲＡドライブ制御器、５０ａ…第１ＰＷＭ生成器，５０ｂ…第２ＰＷＭ生成器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Compressor, 2, 3 ... Terminal, 10 ... Brushless DC motor, 11 ... Rotating shaft, 12 ... Permanent magnet rotor 2, 13 ... First three-phase winding, 14 ... Second three-phase winding, 15 , 16 ... Lead wire, 20 ... Commercial AC power supply, 21 ... Rectifier circuit, 30 ... Switching module with built-in drive circuit, 31 ... First inverter circuit, 31u, 31v, 31w, 32u, 32v, 32w ... IGBT, D +, D- ... Freewheeling diode, 35a-35f ... Drive circuit, 40 ... Switching module with built-in drive circuit, 41 ... Second inverter circuit, 41u, 41v, 41w, 42u, 42v, 42w ... IGBT, D +, D -... Parasitic ion, 43u- 43f ... Reverse voltage application circuit, 44a to 44f ... RA drive circuit, 45a-45f ... Drive circuit, 50 ... MCU, 50a ... RA dry Controller, 50a ... first 1PWM generator, 50b ... second 2PWM generator

Claims

A compressor motor having a plurality of sets of phase windings;
A plurality of series circuits of two switching elements on the upstream side and the downstream side along the DC voltage application direction are provided, and a connection point of each switching element in these series circuits is connected to one of the phase windings. An inverter circuit;
A plurality of series circuits of two switching elements on the upstream side and the downstream side along the direction of application of the DC voltage are provided, and an interconnection point of each switching element in these series circuits is connected to the other phase winding. Two inverter circuits;
A compressor driving device comprising:

A rectifier circuit for outputting the DC voltage;
A controller that outputs a signal for driving each inverter circuit;
One inverter board on which each of the inverter circuits, the rectifier circuit, and the controller are mounted,
The compressor drive device according to claim 1, further comprising:

A MOSFET having a parasitic diode is used as at least a part of the switching element of each inverter circuit, and a reverse voltage is applied to the parasitic diode of the MOSFET prior to turning on the other switching element of the series circuit in which the MOSFET exists. Application circuit,
The compressor drive device according to claim 1, further comprising:

A switching element of the first inverter circuit is composed of an IGBT, a switching element of the second inverter circuit is composed of a MOSFET having a parasitic diode, and a reverse voltage applying circuit for applying a reverse voltage to the parasitic diode of the MOSFET; There is provided a 1PWM signal and a control circuit for outputting a second PWM signal slightly delayed in phase from the first PWM signal, the first PWM signal is used as the IGBT drive signal, and the second PWM signal is used as the MOSFET drive signal. The compressor drive device according to claim 1, wherein the first PWM signal is used as a drive signal for the reverse voltage application circuit.

5. The brushless DC motor according to claim 1, wherein the compressor motor is a brushless DC motor including the phase windings and a permanent magnet rotor that rotates under the action of a magnetic field generated from the phase windings. The compressor drive device according to any one of the above.

6. The output of each inverter circuit is set so that a current flowing through each wiring connecting the compressor motor and each inverter circuit is less than 30A. Compressor drive device.

A refrigeration cycle apparatus, wherein the compressor is driven by the compressor driving apparatus according to any one of claims 1 to 6.