JP2008187705A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、単一アンテナシステムのチャネル推定のためにもともと割り当てられていたタイムスロットのみを用いて、バンドグループの全体についてＭＩＭＯチャネル全体を推定する方法を提供する。
【解決手段】ＭＩＭＯ ＵＷＢ通信装置は、第１バンドホッピングシーケンスに従って、連続して送信される複数のシンボルからなるチャネル推定シーケンスを送信し、これは、該装置の１つのアンテナから送信され、一方、他のアンテナは他のバンドホッピングシーケンスに従って他の補足的なチャネル推定シンボルシーケンスを送信する。レガシーデバイスは、第１バンドホッピングシーケンスに従って送信されるチャネル推定シンボルに同期することができ、一方、ＭＩＭＯレシーバは、結合されたチャネル推定送信に基づき、全ＭＩＭＯチャネルについてチャネル推定を決定することができるであろう。
【選択図】 図４

Description

本発明は、無線通信に関し、特に、例えば無線パーソナルエリアネットワーク（wireless personal area network (WPAN)）や無線ローカルエリアネットワーク(wireless local area network (WLAN))の構築に超広帯域（ＵＷＢ（ultra wide band））技術を用いるような、ＭＩＭＯチャネルにおけるチャネル推定プロセスに関するが、これに限定されない。

ＥＣＭＡ−３６８標準は、２００５年１２月にリリースされ、高速・短距離無線ネットワークをサポートする技術仕様を定めている。このために、この標準では、３１００ＭＨｚと１０６００ＭＨｚとの間のスぺクトラムの全てまたは一部を用い、４８０Ｍｂ／ｓまでのデータレートをサポートする、ＵＷＢ物理（ＰＨＹ）レイヤとメディアアクセスコントロール（ＭＡＣ）サブレイヤを定義している。以下の説明は、このような規格に限定するものではないことは読者には理解できるであろう。また、本開示内容のさらなる適用は、当業者により想到可能である。

従来例として、図１は、ＥＣＭＡ−３６８標準で用いられるＰＨＹレイヤ・コンバージェンスプロトコル（ＰＬＣＰ）プリアンブルの構成を示したものである。バーストモードで用いられる他のＰＬＣＰプリンブルを図２に示す。バーストモードプリアンブルは、ストリーミングアプリケーションにのみ用いられ、そこでは、各パケットが最小フレーム間隔（packet minimum inter-frame separation (pMIFS)）で分離されてパケットのバーストが送信される。採用されるプリアンブルのタイプは、その直前のＰＨＹヘッダに示されている。

各プリアンブルは、パケット・フレーム同期シーケンスと、チャネル推定シーケンスとの２つのセクションに配置されている。チャネル推定シーケンスは、正確なキャリア周波数推定及び正確なシンボルタイミングにも用いられる。

ＥＣＭＡ−３６８プリアンブルは、トランスミッタ及びレシーバに１つのアンテナを用いるＳＩＳＯ（single in single out）マルチバンド直交周波数分割多重（ＭＢ−ＯＦＤＭ）システムに対してのみに設計されている。しかし、現在開発のＭＩＭＯ（multiple-input multiple-output）技術に鑑み、ＥＣＭＡ−３６８標準に提案されている技術をＭＩＭＯの実現に拡張することは可能であり、これにより、データレートとレンジを上げることが予想できる。

無線送信の受信には、しばしば、チャネル推定ステップを伴う。このことから、発明の技術分野は本来、差動変調のアプリケーションに関するものではないことが理解できるであろう。ＳＩＳＯ送信の場合、比較的端的ではあるが、次元Ｆのプロセスである。ここで、Ｆは、データ、パイロット情報、またはガードトーンを運ぶ際に用いられるサブキャリアの数である。

これに対し、ＭＩＭＯ通信におけるチャネル推定は、Ｍ×Ｎ×Ｆという数の非常に多くの係数を決定する必要がある。ここで、Ｍ及びＮはそれぞれ送信アンテナ及び受信アンテナの数である。従って、計算の複雑さの程度は、同じように通信バンドがサブキャリアにさらに分割されているＳＩＳＯシステムよりも大きくなる。よく知られているように、行列、すなわち、ＭＩＭＯチャネル行列中には、通常種々の係数が配置されている。従って、システムの動作が過度に複雑になることなくチャネル行列推定を行うことができるようなプリアンブルを用いるアプローチを提供することが望ましい。

関連する問題が、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎＷＬＡＮ標準で論じられている。ここでは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに規定されている単一アンテナ技術をＭＩＭＯ実装に拡張している。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで現在採用されているプリアンブル構成を図３に示す。ＷＬＡＮがＩＥＥＥ８０２．１１ｎデバイスのみを含むか（Greenfield）、レガシーサポートも要求されているか（ミックスモードMixed Mode）により、２つのオプションが規定されている。図３は、比較のために（図では一番上に）レガシー（legacy）プリアンブルも示している。

レガシーサポートの制限内で動作可能なアプローチを提供すること、すなわち、（この場合）ＥＣＭＡ−３６８に従って構成されたデバイスが、より高度な通信デバイスに許容可能なパフォーマンス基準内で動作可能であることは、望ましいことであるが不可欠なことではない。

ＥＣＭＡ−３６８プリアンブル構成は、ＭＩＭＯシステムには適していない。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎプリアンブルは、サポートされる各ピコネットに対し時間周波数コード（ＴＦＣ：time frequency code）により定義されるバンドホッピングを用いるシステムで動作するように設計されていない。ＴＦＣの説明は以下に示す。

ＥＣＭＡ−３６８標準は、前のＭＢ−ＯＦＤＭアライアンス／ＷｉＭｅｄｉａ（登録商標）のＩＥＥＥ８０２．１３．３ａへの提案に基づくものである。ＵＷＢスペクトラムは、−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚより小さい放射のＦＣＣライセンス不要のバンドにより定義され、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚにまたがっている。ＥＣＭＡ−３６８標準は、参照としてここに組み込まれているＥＣＭＡ−３６８標準、第１版、表２４（table 24 of the ECMA-368 standard,First Edition）に記載されているように、この７．５ＧＨｚのバンドを５つのバンドグループに分割する。

このテーブルに示されているように、５つのバンドグループのうちの４つは、５２８MHzの３つのバンドを含み、５番目のバンドグループは、２つのバンドを含む最も高い周波数を占める。これは、やむにやまれぬ技術的な理由というよりもむしろ、規制により制限されて、バンド幅の制限をしたにすぎない。

ＥＣＭＡ−３６８標準では、２つのメカニズムが提供されており、それぞれは複数のＷＰＡＮをサポートする。複数のＷＰＡＮを動作させるときの解決すべき特殊な問題は、異なるネットワークで動作する２つのデバイスが、通信チャネルの単一バンドの使用を繰り返し試みることを回避することである。２つのネットワークが不注意にも同じバンド上で通信しているとき、または、同じバンドの間で同期してバンドホッピングしているとき、衝突は重要な問題である。

第１のアプローチは、複数のＷＰＡＮを異なるバンドまたはバンドグループで動作するように割り当てることである。このアプローチは、ある程度までは効果的であるが、明らかに利用可能なバンドの数、バンドグループの数が制限される。ＥＣＭＡ−３６８の場合、５つのバンドグループすなわち１４個のバンドが定義されているので、時間周波数インターリービング（ＴＦＩ）を用いる５つのみの相互に直交するＷＬＡＮ、または固定周波数インターリービング（ＦＦＩ）を用いる１４個のＷＬＡＮが定義できる。ＴＦＩ及びＦＦＩについては、当然の順序を追って説明する。

第２のアプローチは、各ユニークＷＰＡＮに対し、異なるＴＦＣを用いることである。このようにして、２またはそれ以上のＷＰＡＮが共通のバンドグループ内で区別することができる。ＴＦＣは、各パケットを６つのＯＦＤＭシンボルのブロックに分割することにより動作する。６つのブロックのそれぞれのなかの各ＯＦＤＭシンボルは、選択されたバンドグループ内から予め割り当てられたバンドで送信される。各連続したＯＦＤＭシンボルに用いられるバンドは、ＴＦＣにより定義されている。ＥＣＭＡ−３６８標準の表２５（table２５）には５つのバンドグループに用いられる全てのＴＦＣが定義されている。これも参照としてここに組み込まれている。

６つのＯＦＤＭシンボルのブロックにくまなく情報ビットをインターリーブして、周波数ダイバーシティを最大にすることにより、ＥＣＭＡ−３６８標準のパフォーマンスは、ＴＦＣの使用により最大となる。この周波数ダイバーシティを提供するＴＦＣは、ＴＦＩ論理チャネル（logical channel）として知られている。しかし、特定の環境の下で、常に同じバンドで各ＷＰＡＮを動作させることが好ましいこともあり、従って、この場合、送信は特定のバンドに制限される。これがＦＦＩ論理チャネル（logical channel）と呼ばれるものである。

ＴＦＩ論理チャネルを使用することの不都合な点は、プリアンブルは、バンドグループの３つの全てのバンドについてチャネル推定を行う必要があることである。一方、ＦＦＩ論理チャネルでは唯一つのバンドを推定するだけですむ。プリアンブルのチャネル推定部分（図１及び図２）は、６つのＯＦＤＭシンボルからなり、従って、実際には、ＴＦＩ及びＦＦＩ論理チャネルにおけるオーバーヘッドは同一であるが、ＦＦＩにおけるチャネル推定はより良好であり（より高い平均値のためにノイズを減少する）、それにより、より乏しい周波数ダイバーシティのために生ずるパフォーマンス損失のいくらかを埋め合わせる。

本発明の適用は、ＴＦＩ論理チャネルがＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ＵＷＢシステムに採用されたときに特に適している。従って、ＥＣＭＡ−３６８のレガシーサポートは維持される。ＦＦＩ論理チャネルは、ＭＩＭＯ ＵＷＢシステムにおいてサポートされてもよいが、これには、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準の草案に提案されているのと同じ方法でスプーフィング（spoofing）することで達成されるレガシーサポートを伴う、余分なトレーニングフィールドの導入が要求される。

ＭＩＭＯ ＵＷＢは、ＥＣＭＡ−３６８仕様を２つの点で強化できる。すなわち、高いデータレート、あるいはより長距離、よりロバストなパフォーマンス（または、両者の折衷）という点である。より高いデータレートが要求されたときには、プリアンブルの固定期間オーバーヘッドを最小限にすることは重要である。パケットの全期間がプリアンブルを送信するための時間に占められているならば、パケットのペイロードを非常に高いレートで送信することは逆効果となる。本発明のいくつかの局面では、単一アンテナシステムのチャネル推定のためにもともと割り当てられていたタイムスロットのみを用いて、バンドグループの全体についてＭＩＭＯチャネル全体を推定する方法を提供する。

ＭＩＭＯ ＵＷＢサポートを実現し、しかも、ＴＦＣの特性を利用することにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎプリアンブルよりより効果のある構成を用いて、ＭＩＭＯ ＵＷＢサポートを実現する設計を提供することが望ましい。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

本発明の重要な側面は、チャネル推定の間、ＭＩＭＯレシーバは、分離した受信ブランチを用いて、同時に複数のバンドで「リッスンする（listen）」。この並列トレーニングを可能にする２つのアーキテクチャを、以下に、本発明の別々の実施形態として説明する。どちらも、チャネル推定を実行するためのＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ＵＷＢ受信機器において動作するデバイスから構成される。

以下に、アナログ３バンドパラレルレシーバ１０を例として用いた、第１の実施形態を図４に示す（図４では、一つの受信チェーンのみを示している）。この実施形態において、図示した受信チェーン２０は、受信アンテナ２２、該受信チェーン２０が対象とするバンドに同調されたバンドパスフィルタ２４、多くの場合非常に弱くなるアンテナ２２での受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）２６、及びミキサー２８を含む。ミキサー２８は、ワイドバンド受信信号に（バンドグループ１オペレーションのための）４．２２４ＧＨｚ中心周波数を混合するように動作可能である。この結果得られる信号は、複数のさらなるミキサー３０に渡される。複数のミキサー３０は、図６に示す周波数スペクトラムバンドに従って、低周波数バンド、中間周波数バンド、及び高周波数バンドを定義する中心周波数のセットを該得られた信号に混合するように動作可能である。

個々の周波数バンドに対し分離されたブランチは、（０°及び９０°に位相がシフトされたミキサーを用いて）直交するＩ及びＱチャネル信号成分を取り出すために、各直交ミキサーへ分割される。最も低い周波数バンドは、７９２ＭＨｚの周波数（差分信号４２２４−７９２ＭＨｚが用いられる）が混合されてベースバンド信号に変換される。中間バンドには、２６４ＭＨｚ（４２２４−２６４ＭＨｚの差分信号が用いられる）が混合され、高いバンドには、２６４ＭＨｚ（和周波数４２２４＋２６４ＭＨｚが用いられる）が混合される。図６は、４２２４ＭＨｚ信号から、各バンドの中心周波数がどのようにして得られるのかを示している。

第１の実施形態の受信チェーン２０は、テキサス・インスツルメントによるＳＩＳＯ（single in single out）チップセットソリューションで提案されているものと同様のコンポーネントを用いている。これは、最初に、共通発信器を用いてＵＷＢ送信をダウンコンバートすることで動作する。例えば、バンドグループ１オペレーション（図６）のために、この発信器は、中心周波数４２２４ＭＨｚであり、複数（２６４×）の１６ＭＨｚ水晶発信器として統合されている（２６４×１６＝４２２４）。この結果得られる信号は、２または３つの並列ブランチで分析される。すなわち、レガシーデバイスのみをもつ、または２つのアンテナのみのトランスミッタをもつ、（またはその両方をもつ）システムでは２つのブランチとなり、または３つのアンテナをもつトランスミッタが存在する場合には、３つのブランチとなる。これらブランチのそれぞれは、分離された各バンドに割り当てられ、これらは、ＭＩＭＯレシーバに要求されるブランチに追加されている点が重要である。

図７は、「マルチバンドＯＦＤＭ ＵＷＢのための高パフォーマンスＣＭＯＳ無線設計」というタイトルで、その技術に関連するテキサスインスツルメントにより作成されたプレゼンテーションからの抜粋を示している。この図は、４２２４ＭＨｚ信号を用いて、２６４ＭＨｚ及び７９２ＭＨｚの周波数の生成を可能にするチップセットを示している。この設計を用いることの利点は、全ての中心周波数が共通のソース周波数から得られるために、互いに関係のある中心周波数のずれがこれにより除去されるということである。

各ブランチ信号は、その後、ローパスフィルタ３２を通過して、ミキサーにより生成される不要コンポーネントが除去された後、電力増幅器（ＶＧＡ）３４を通過する。信号は、その後、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３６でアナログからデジタルに変換された後、ゼロパディングサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が除去される（ＣＰ^-1）３８。各ブランチのデジタルデータは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック４０に送られる。これら複数のブランチのそれぞれのＩ及びＱのペアは、その後、一並びのミキサー３０により定められた複数のサブバンドのうちの１つに対応するサブバンドデータを生じさせる。

ここではデジタル３バンドパラレルレシーバ５０と呼ばれる、第２の実施形態を図５に示す。この場合、（ここでは、典型的なＭＩＭＯデバイスにおける複数の受信アンテナである）受信デバイスの１つのアンテナ５２は信号を受信すると、この信号は、第１の実施形態と同様に、バンドパスフィルタ５４を通過する。ここを通過して得られた信号は、再び低雑音増幅器（ＬＮＡ）５６により増幅され、その結果得られた増幅された信号は、該信号のＩ相及びＱ相にそれぞれ対応する分離された２つのブランチへと送られる。ミキサー５８は、これを達成するために、互いに直交するように設けられている。各ブランチの信号は、その後、ローパスフィルタ６０を通過し、さらに、電力増幅器（ＶＧＡ）６２を通過する。さらに、信号は、ＡＤＣ６４においてアナログからデジタルに変換された後、ブロック６６に送られ、ここでゼロパディングサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が除去され（ＣＰ^-1）とともにＦＦＴが適用される。ＦＦＴデータは、リサンプル６８され、Ｉ及びＱ観念におけるサブバンドデータに、送信されるＯＦＤＭシンボルのサブキャリアにおいて用いられるのと同じ周波数間隔が与えられる。

疑念を回避するために強調しておくが、第１の実施形態に関連して特徴づけられる用語「アナログ」は、各バンドがどのように検知されアクセスされるかを表すために用いただけで、両システムはＯＦＤＭ変調を採用しているという意味では、デジタルである。また、どちらの場合においても、レシーバ全体の構成を示していないが、ＦＦＴブロックの後には、通常、次に挙げる処理ブロックのシーケンスが与えられることは、理解できるであろう。

周波数ドメイン等価器
パイロット及び時間／周波数拡散の除去
デマッピング
デインターリービング
ビタビ復号
デスクランブル
しかし、これら後続の特徴の明確な構成は、本発明の一部ではない。これらの具体例を挙げることは、本発明の可能な実装を全て及び完全に開示するために要求されるものではない。

２ブランチシステムが採用される場合、ここでは、これを２バンドレシーバと呼ぶが、これらブランチは、現在のＵＷＢデバイスが、連続するＯＦＤＭシンボル間に再同調されるのと同様の方法で（例えば後述する）、複数のミキサーのうちの２番目を用いて再同調され得る。あるいは、３ブランチシステムが採用される場合（ここでは３バンドレシーバと呼ぶ図４によって）、これらブランチは各バンドに不変に割り当てられ、再同調はもはや不要となる（このアーキテクチャは２つのみのアンテナをもつトランスミッタが存在するときに用いられるが、再同調が望ましくないときは除く）。再同調の削除は、グリーンフィールドモードオペレーションのための専用（デディケイティッド）バンドスイッチングタイム（dedicated band switching time）pBandSwitchTime（ＥＣＭＡ−３６８で定義され、９．４７ｎｓと規定されている）の必要を取り除くことができる。

図５に関連して説明したデジタルソルーションは、通常、現在のＵＷＢソルーション（図５）で採用されているより大きいＦＦＴを用いて、バンドグループの全てまたは２／３を並列に処理することで動作する。バンドグループを並列（３バンド）に処理することが好ましい。そうでないと、少量の追加のトレーニングを採用する必要があるからである。これは、トレーニングオーバヘッドが、レガシーＳＩＳＯ ＥＣＭＡ−３６８ソルーション（レガシーサポートを提供するために用いられるスプーフィングを伴う）に対してよりも大ききなることを意味する。全バンドが用いられると、１２８×３＝３８４トーンをデコードする必要があり、これは、５１２ポイントＦＦＴの周波数出力をサブサンプリングすることにより達成できる。これとは対称的に、現在のＥＣＭＡ−３６８システムは１２８ポイントＦＦＴを用いている。ＦＦＴの複雑度のこのような増加は、将来には許容可能となることが予想される。さらに、将来のＵＷＢシステムが、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ／ｎシステムで既に実装されているように、チャネルボンディングを採用する場合（データレートと場合によってはレンジとが増加する、複数バンド上でのコンカレントオペレーションを可能にする）、図４または図５に示したようなデバイスを備えることが必然的に要求される。

上記２つのアーキテクチャが与えられれば、レガシーＥＣＭＡ−３６８サポートを維持しながら、ＭＩＭＯ ＵＷＢシステムのための効率よいチャネル推定を実現できる。ここで、Ｍ×Ｎ ＭＩＭＯシステムにおいて、これがどのようにして実現されるのかの例を示す。ここで、Ｍ∈［１，２，３］は送信アンテナの数であり、Ｎは受信アンテナの数（任意の正の整数）である。受信アンテナの数はいくつあっても、これらの全てが同時に「リッスン（listen）」できれば、この解決策は適用可能である。ここで挙げる例は、２または３つの送信アンテナについてであるが（１送信アンテナはごくありふれたケースである）、これら解決策は、どのような数の受信アンテナに対してもただちに拡張可能である。

図８は、同時に３つの全てのバンドから「リッスンする（listen）」受信チェーンを用いる３つのアンテナのためのプリアンブル構成例を示している。２つの送信アンテナの場合は、単純に、第３アンテナを無視した、この構成の一部分（sub-set）である。どのような数の受信アンテナも、このアレンジメントに用いることができる。図において、番号は、ＥＣＭＡ−３６８標準で定義されているように、特定のバンドグループ（ＢＧと示している）内のバンドＩＤを示している。例えば、バンドグループ１が用いられている場合、バンド１は３．１６８ＧＨｚから３．６９６ＧＨｚまで及び、バンド２は３．６９６ＧＨｚから４．２２４ＧＨｚまで及び、バンド３は４．２２４ＧＨｚから４．７５２ＧＨｚまで及ぶ。バンドのこの定義により、第１アンテナは、レガシー・ファースト・ＴＦＣ（ＥＣＭＡ−３６８における表２５（table 25）中のＴＦＣ１）を単に送信する。

時間の各瞬間において、ＭＩＭＯ狭帯域チャネルによる信号伝搬は、次のように行例形式で表すことができる。

ＭＩＭＯチャネル推定プロセスの目的は、バンドグループを横切る各サブキャリアについてＨのＮ×Ｍエントリーを決定することである。チャネルは、パケットの存続期間静的であるとみなし、したがって、チャネル推定プリアンブルは、各パケットの先頭に必要なだけである。

本例のチャネル推定によれば、各ＭＩＭＯ受信ブランチは、プリアンブル中の各ＯＦＤＭシンボルについて、バンドグループの１／３（５２８ＭＨｚバンド）に対しＨの行（row）を推定する。プリアンブル中の全部で６個のＯＦＤＭシンボルと、周波数バンドに対する受信アンテナとブランチとのアンサンブルとにより、提案された方式は、バンドグループ内の全てのサブキャリアについてのチャネルエントリーのそれぞれに対し、２つの推定を行うことが可能となる。これは、同じトレーニング期間において、Ｍ×Ｎ−１より多いエントリーが推定されるにもかかわらず、ＥＣＭＡ−３６８ ＳＩＳＯシステムを用いたときと同じチャネル推定精度が得られる。

この方式を機能させるためには、送信アンテナ２及び３は、互いとアンテナ１の周波数バンドとに周波数において直交するバンドで送信しなければならない。しかし、図８に示したような明確なパターンが、これを達成することができる唯一の方式ではないということは、読者には理解できるであろう。すなわち、全てのバンドが２度推定されているという条件で、アンテナ２及び３からのシーケンスは、交互に入れ替えることができ、各ＯＦＤＭシンボル期間において、３バンドの全てから送信が発生する。このようなルールは、全てのＴＦＩ ＴＦＣについて並列チャネル推定が可能となるように適用できる。すなわち、例えば、図９は、ＴＦＣ３で用いられているチャネル推定プリアンブルを示している。

上述したバンドグループ全体よりも、２つのバンドのみを同時にモニタする受信アークテクチャが好ましいかもしれない。このシステムは、ここでは、３バンドレシーバの代わりに、２バンドレシーバ設計と呼び、ハードウェアの複雑さ、コスト、チップエリアを低減し、消費電力を低減することもあり得る。しかし、チャネル推定を複雑にし、また、将来高いデータレートを実現するために２つのバンドまでの結合に限定されてしまう。このセクションの残りは、このシステムが、２つまたは３つの送信アンテナ（及び、任意の数の受信アンテナ）を用いて、どのように機能するのかを説明する。

２つのアーキテクチャ（アナログ及びデジタルパラレル設計、ここでは、前述したように「アナログ」及び「デジタル」を検出器に言及している）は、図１０及び１１に示したように、２バンドシステムの実装に用いてもよい。アナログシステムは、２つのバンドが隣接されている必要がないので有利であるが、デジタルソルーションは、ＦＦＴと、２つのバンドにまたがって、これらの間でギャップがなく、連続している必要があるトーンを用いる必要がある。図１２は、２つのアンテナを備えるトランスミッタが存在するときのアナログレシーバ設計のためのプリアンブル構成例を示している。このシステムの自由度は、レガシーチャネル推定期間内で実行されるトレーニングには充分であり、ＳＩＳＯ実装と等しい正確さで推定結果が得られる。

デジタル２バンド設計のためのプリアンブルシーケンスの例を図１３に示す。このアーキテクチャにおいて、隣接するバンドでのみ同時にリッスン（listen）できるとい制限は、第２送信アンテナでは、バンド１及び３は１回のみ推定されるのに対し、バンド２が４回推定されることを意味する。ＳＩＳＯシステムのように、全バンドにわたってチャネル推定精度が同じになるようにするには、第２アンテナにおけるバンド１及び３に対するチャネル推定を向上するために、追加のチャネル推定プリアンブルを送信する必要がある。この追加のシーケンスは、フレームペイロードの開始点にあるＰＬＣＰ（ＰＨＹlayer convergence protocol）ヘッダ（図１４）の後に送信する必要があるであろう。レガシーシステムでは、送信の中断を防ぐために、この追加のプリアンブルのためにフレームペイロードが長くなったことを考慮して、「なりすまし（spoofed）」をする必要があるであろう。送信の期間に追加のプリアンブルの期間が考慮されるように、ＰＬＣＰヘッダ（図１５）の始まりにあるＰＨＹヘッダ内のlength及びrateフィールドは調整されるであろう。これは、レガシーサポートを提供するために、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで用いられた原理と同じである。

図１４は、第１アンテナからの空のエントリーがあるが、実際には、このアンテナから３つのバンドのうちの２つを追加のチャネル推定を得るために用いることができることを示している。追加のプリアンブルトレーニングフィールドは、２つのみのＯＦＤＭシンボルのオーバーヘッドに相当し、これは０．６２５μｓである。パケットが１ｋｂの長さを持ち、データレートが４８０Ｍｂ／ｓである場合、追加のプリアンブルは３０％の大きなオーバーヘッドに相当する。従って、高いデータレートで小さいパケットが頻繁に送信される場合には、３バンド設計を用いる方が好ましい。

３つのアンテナから送信されたときに、アナログ２バンドレシーバで用いることのできるプリアンブル構成を図１６に示す。この構成は、ＳＩＳＯプリアンブルと同じ期間内にチャネルの全てを推定することができる。しかし、チャネルレスポンスのただ１つの推定が、第２及び第３アンテナに対し得られる（ＳＩＳＯシステムは、全ての送信アンテナに対し２つ推定を得る）。チャネル推定精度は、図１７に示すように、（レガシーサポートで用いられているスプーフィングを用いて）ＰＬＣＰヘッダの後にシーケンスを再び送信することにより向上することができる。

３つのアンテナから送信されたときに、デジタル２バンドレシーバで用いることのできる構成を図１８に示す。これは、レシーバが隣接するチャネルでのみ「リッスン（listen）」できる点を除き、図１６のプリアンブル構成と同様である。その結果、追加のプリアンブルは、欠落していたチャネルレスポンスを得ることが要求される（図１９）。これら推定をさらに向上するために、好ましくは、各シンボル期間に、図１９の空のセルに、追加のチャネル推定ＯＦＤＭシンボルが含まれていることも可能である（同時に最大２バンドでの送信が許容される）。

終わりに、本発明の実施形態は、以前にＳＩＳＯソルーションのみが存在した、チャネル推定ＭＩＭＯソルーションを提供する。ＭＩＭＯ ＵＷＢシステムは、そのＳＩＳＯに相当するものにより、データレート及びレンジを上げることができる。本発明の実施形態では、上述したように、レガシー互換性を維持しながら、ＵＷＢ実装するときのチャネル推定の追加オーバーヘッドを最小限にすることができる。高いデータレートで短いパケットを送信する場合、チャネル推定プリアンブルの長さを最小限することは重要である。

ＥＣＭＡ−３６８送信プリアンブルの抜粋を示したフレームタイミング図である。 ＥＣＭＡ−３６８送信プリアンブルの他の抜粋を示したフレームタイミング図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ草案標準のある側面に従って構成されたフレームを示す図。 本発明の第１の実施形態に係るＭＩＭＯレシーバの構成図であり、アナログ“３バンド”パラレルレシーバと呼ばれるものである。図では、ＭＩＭＯレシーバの１つの受信チェーンのみを示している。 本発明の第２の実施形態に係るＭＩＭＯレシーバの構成図であり、デジタル“３バンド”パラレルレシーバと呼ばれるものである。図では、ＭＩＭＯレシーバの１つの受信チェーンのみを示している。 バンドグループ１の構成と、ＥＣＭＡ−３６８に従ったＵＷＢアレンジメントにおける中心周波数の実現を示している。 本発明の実施形態に共通して用いられる独自のＵＷＢ中心周波数シンセサイザーを示している。 第１アンテナ、すなわちアンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ１を用いて、異なるバンド及びアンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 アンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ３を用いて、異なるバンド及びアンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 本発明の第３の実施形態に係る、アナログ「２バンド」パラレルレシーバと呼ばれるＭＩＭＯレシーバの構成図である（ＭＩＭＯシステムの１つの受信チェーンのみを示している）。 本発明の第４の実施形態に係る、デジタル「２バンド」パラレルレシーバと呼ばれるＭＩＭＯレシーバの構成図である（ＭＩＭＯシステムの１つの受信チェーンのみを示している）。 図１０に示したレシーバに対しアンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ１を用いて、異なるバンド及び２つの送信アンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 図１１に示したレシーバに対しアンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ１を用いて、異なるバンド及び２つの送信アンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 図１３に示した送信方法に従った、ＰＬＣＰヘッダの後に追加のトレーニングフィールドが挿入されている、図１１に示したレシーバで用いられるフレーム構成を概略的に示している。 本発明の実施形態に係るＥＣＭＡ−３６８ ＰＨＹヘッダ内のビットの配列を示している。 図１０に示したレシーバに対しアンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ１を用いて、異なるバンド及び３つの送信アンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 図１６に示した送信方法に従った、ＰＬＣＰヘッダの後に追加のトレーニングフィールドが挿入されている、図１１に示したレシーバで用いられるフレーム構成を概略的に示している。 図１１に示したレシーバに対しアンテナ＃１から送信されたレガシーＴＦＣ１を用いて、異なるバンド及び３つの送信アンテナでのチャネル推定シーケンスの並列送信を概略的に示している。 図１８に示した送信方法に従った、ＰＬＣＰヘッダの後に追加のトレーニングフィールドが挿入されている、図１１に示したレシーバで用いられるフレーム構成を概略的に示している。

Claims (8)

1. 他の通信装置との間に、広帯域ＭＩＭＯ通信チャネルを確立することに適した複数のアンテナを備えた通信装置であって、
   前記広帯域ＭＩＭＯ通信チャネルは、その中に周波数に関して定められた少なくとも２つのサブバンドをもち、
   前記チャネル内に定められた１または複数のサブバンド内で、前記複数のアンテナのそれぞれから信号を送信するように動作可能な該通信装置は、
   前記広帯域通信チャネル内に定められた複数のバンドの一部分に変調されたチャネル推定シーケンスであって、ＭＩＭＯ通信チャネルを推定するときにレシーバにより用いられる該チャネル推定シーケンスを表す信号の送信を行うように動作可能なチャネル推定シーケンス送信手段を含み、
   前記チャネル推定シーケンス送信手段は、前記複数のアンテナのうちの１つから、前記複数のサブバンドのうちの２つまたはそれ以上のサブバンドの間のバンドホッピングシーケンスにより前記チャネル推定シーケンスを送信し、前記複数のアンテナのうちの他の１つから、前記２つまたはそれ以上のサブバンドの間の第２の補足的なバンドホッピングシーケンスにより前記チャネル推定シーケンスを送信するように動作可能である通信装置。
2. 前記チャネル推定シーケンス送信手段は、複数のＯＦＤＭシンボルを含むチャネル推定シーケンスを送信するように動作可能である、請求項１記載の通信装置。
3. 前記チャネル推定シーケンス送信手段は、６つのＯＦＤＭシンボルを含むチャネル推定シーケンスを送信するように動作可能である、請求項１または２記載の通信装置。
4. ３つの送信アンテナを含み、
   前記チャネル推定シーケンス送信手段は、３つのアンテナの全てで並列に、６つのＯＦＤＭシンボルの期間に送信するように動作可能である、請求項３記載の通信装置。
5. 広帯域ＭＩＭＯシステムにおいて、チャネル推定シーケンスを送信する方法であって、
   第１アンテナから、前記チャネルに対し定められた第１バンドホッピングシーケンスに従ってチャネル推定シンボルのシーケンスを送信することと、
   第２のアンテナから、前記チャネルに対し定められた第２バンドホッピングシーケンスに従ってチャネル推定シンボルのシーケンスを送信することと、
   を含み、
   前記第２バンドホッピングシーケンスは、同じバンドで２つのアンテナからチャネル推定シンボルを同時に送信することを回避するように、前記第１バンドホッピングシーケンスを補足する方法。
6. 前記第１バンドホッピングシーケンスは、バンドホッピングシーケンスを備えるＳＩＳＯレシーバが、チャネル推定シンボルを単一アンテナデバイスから送信されたかのように正常に受信することを可能にする既存の機器と互換性のある、請求項５記載の方法。
7. 請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載の装置に用いることに適している通信装置であって、
   前記装置は、
   複数のアンテナで送信された信号を分離するのに適した複数の受信アンテナと、
   第１のバンドホッピングシーケンスに従ってチャネル推定シーケンスを検出し、第２の補足的なバンドホッピングシーケンスに従って第２チャネル推定シーケンスを検出するチャネル推定シーケンス検出手段と、
   を含む通信装置。
8. 前記チャネル推定シーケンス検出手段は、追加された補足的な第３のバンドホッピングシーケンスに従って第３チャネル推定シーケンスを検出するように動作可能である、請求項８記載の通信装置。

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