JP2008182694A - 漏洩同軸ケーブル - Google Patents

Abstract

【課題】漏洩電磁界形成用の複数個のスロットが同軸ケーブルの外部導体に列状に設けられた漏洩同軸ケーブルにおいて、使用できる周波数帯域を広帯域化せしめる。
【解決手段】
漏洩電磁界形成用の複数個のスロット１が同軸ケーブルの外部導体に列状に設けられた漏洩同軸ケーブルであって、スロット１のピッチ間隔を軸方向に周期的に変化させた。スロット部のピッチ間隔の周期的な変化は、正弦関数、または、２次関数、あるいは、その他の関数に対応して変化させている。
【選択図】図１

Description

本発明は、漏洩同軸ケーブルに関し、特に、漏洩同軸ケーブルの広帯域化に関する。

漏洩同軸ケーブル（以下、「ＬＣＸ」という。）は、内部導体、絶縁体、外部導体及び外被を備えて構成され、特許文献１乃至特許文献８に記載されているように、従来より、新幹線沿いに布設されて列車と地上との無線連絡のために使用されたり、あるいは、地下鉄構内や地下街に布設されて地上との消防無線や警察無線の連絡用に使用されている。このようなＬＣＸは、同軸内部の電磁エネルギーを外部に漏洩させるために、外部導体上に周期的なスロットが設けられている。

すなわち、漏洩同軸ケーブルの外部導体には、ケーブル軸に対して一定周期毎に、一周期当たり複数の長孔状のスロットが設けられている。各スロットは、ケーブル軸に対していくらかの角度を持って傾斜されている。周期的なスロット列を持つ漏洩同軸ケーブルの形成する漏洩電磁界の軸周方向電界成分は、スロット列を軸上に分布する軸方向磁流源と近似し、これらが形成する電磁界を計算することにより、近似的に解析される。

なお、ＬＣＸにおいては、スロット部のピッチ間隔が使用周波数の波長と一致すると、その波長の整数倍となった時に共振状態となるため、ＬＣＸヘ入力した電力の一部が送信側に戻ってしまい、ＬＣＸが使用できなくなるという問題があり、広帯域化が困難となっている。

特開平５−１２１９２６号公報 特開平６−６９７２０号公報 特開平７−１３１２３６号公報 特開平９−８３２４３号公報 特開平９−３５５４７号公報 特開平１０−１４５１３６号公報 特開平１０−２７６０３７号公報 特開２００３−２７３６４１公報

前述したように、従来のＬＣＸにおいては、同軸内部（中心導体と外部導体との間の空間）の電磁エネルギーを外部に漏洩させるために、外部導体上に周期的にスロット（細長い開孔）を設けている。スロット部のピッチ間隔が使用周波数の波長と一致したり、その波長の整数倍となった時には、共振状態となる。この周波数を共振周波数と呼ぶが、この共振周波数では、ＬＣＸヘ入力した電力の一部が送信側に戻ってきてしまい、ＬＣＸが使用できなくなる。これが、ＬＣＸを広帯域化することができない原因となっていた。

そこで、本発明は、前述の実情に鑑みて提案されるものであり、その目的は、ＬＣＸの使用できる周波数帯域を広帯域化せしめることにある。

本発明に係る漏洩同軸ケーブルは、以下の構成のいずれか一を有するものである。

〔構成１〕
漏洩電磁界形成用の複数個のスロット部が同軸ケーブルの外部導体に列状に設けられた漏洩同軸ケーブルであって、スロット部のピッチ間隔を軸方向に周期的に変化させていることを特徴とするものである。

本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部からの微小反射が累積しないので、使用可能周波数帯域を拡大させることができる。

〔構成２〕
構成１を有する漏洩同軸ケーブルにおいて、スロット部のピッチ間隔は、正弦関数に対応して変化していることを特徴とするものである。

本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させていることにより、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は極端に悪化する現象がなくなり、低く分散した値になるため、高周波まで使用することが可能になる。

〔構成３〕
構成１を有する漏洩同軸ケーブルにおいて、スロット部のピッチ間隔は、２次関数に対応して変化していることを特徴とするものである。

本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させていることにより、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）が極端に悪化する現象がなくなり、低く分散した値になるため、高周波まで使用することが可能になる。

〔構成４〕
構成１乃至構成３のいずれか一を有する漏洩同軸ケーブルにおいて、スロット部は、外部導体上において複数のスロット列をなし、ケーブル軸に対して対向位置に設けられ、かつ、傾斜方向が揃えられていることを特徴とするものである。

この漏洩同軸ケーブルにおいては、放射電力を強めることができる。

〔構成５〕
構成１乃至構成４のいずれか一を有する漏洩同軸ケーブルにおいて、外部導体上に設けられたスロット部は、大きなスロットと等価な多数の小型のスロットから構成されていることを特徴とするものである。スロット部を構成する小型のスロットの数は、数個から数十個程度が好ましく、さらに、理想的には小型スロットを出来るだけ小さくし且つ多数配置することが望ましい。

この漏洩同軸ケーブルにおいては、放射電力を強めることができるとともに、大きなスロットを設けるよりも機械強度の劣化を抑えることができる。

構成１を有する本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部のピッチ間隔を周期的に変化させていることにより、共振点による反射の効果が少なくなり、スロット部からの微小反射が累積しないので、使用可能周波数帯域を拡大することができる。

構成２を有する本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部のピッチを正弦関数に対応して周期的に変化させるので、スロット部からの微小反射の累積を極めて少なくでき、使用可能周波数帯域を拡大することができる。

構成３を有する本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、スロット部のピッチを２次関数に対応して周期的に変化させるので、スロット部からの微小反射の累積を極めて少なくでき、使用可能周波数帯域を拡大することができる。

また、本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、ケーブル方向の放射電界を制御できるので、ケーブルに沿った広い空間と狭い空間を１本のケーブルでカバーすることができる。

なお、スロット部のピッチ間隔が対応する関数は、適宜選ぶことができる。

構成４を有する本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、外部導体上に複数のスロット列をケーブル軸に対して対向位置に設け、かつ、傾斜方向を揃えたことにより、放射電力を強めることができる。

構成５を有する本発明に係る漏洩同軸ケーブルにおいては、外部導体上に設けられたスロット部は、大きなスロットと等価な多数の小型のスロットから構成されていることにより、放射電力を強めることができるとともに、大きなスロットを設けるよりも機械強度の劣化を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

（１）偏向電流モデル
スロットがない同軸ケーブルにおいては、同軸ケーブルの外部導体を流れる電流と中心導体を流れる電流は、大きさが等しく逆方向である。その結果、各電流による磁界成分は互いに相殺し、ケーブル外部に磁界が漏れることはない。

図１は、同軸ケーブルにおける漏洩スロットの配置と偏向電流との関係を示す側面図である。

一方、図１に示すように、長さＬのスロット１を外部導体に配置すると、外部導体を流れる電流はスロット１の近傍で乱され、円周方向の電流成分Ｉｙが発生する。このＩｙよって発生する磁界成分を相殺する電流は中心導体側には存在しないため、この磁界がケーブル外部に漏れることになる。この磁界が時間的に変化すれば、電磁波放射が行われることになる。このように、外部導体に流れる電流が偏向されることにより、放射が行われるものとするモデルにより、漏洩同軸ケーブル（以下、「ＬＣＸ」という。）の特性を計算する。なお、以下の説明において、スロットとは穴を意味し、スロット部とは、１スロットピッチに存在するスロットの１集団を意味する。

スロット１の近傍の円周方向電流成分Ｉｙならびにそれによる磁界成分Ｈｘは、

ただし、Ｉ_０はスロットに沿って流れる電流、θはスロットのケーブル軸方向となす角度、Ｃ_ｉとＣ_ｈは比例定数である。また、スロット近傍の軸方向電流成分Ｉｘならびにそれによる磁界成分は、

（１．２）式及び（１．４）式から、相殺されないで外部に漏れる磁界成分は、

となる。ただし、Hoは、中心導体によってスロット近傍に発生する円周方向磁界成分である。これに対応する外部導体電流は、（１．５）式のＨをＩと読みかえればよい。この外部漏洩に寄与する電流成分（偏向電流）が流れる範囲は、ほぼスロット長の範囲である。ここで、角度θが小さいものとすれば、偏向電流方向の距離は、Ｌsinθで近似できる。したがって、外部漏洩に寄与する偏向電流は、Ｌsinθの距離だけ流れていることになり、スロット１は、円周方向に設置された等価長Ｌsinθの電流源と等価と考えられる。なお、等価偏向電流の方向は、円周方向とは若干異なり、以下で計算される。

（２）放射電界の計算
前述の（１）の偏向電流モデルにしたがって、各スロット１に電流源が配置されているものとする。

図２は、放射電界強度の計算を示す図である。

各電流源は、軸方向に関しては点波源とみなすことができる。図２に示すように、それらからの放射波を受信点で複素合成して受信電界強度（ＦＳ）を得る。

ただし、Ｐはスロット部の間隔、ｒ_ｋは漏洩点から受信点までの距離でｒ_ｋ＝√｛（ｘ−ｋＰ）^２＋ｙ^２｝、τはスロット部の１ピッチを進む電流の伝搬時間でτ＝Ｐ√ε／ｃ、ｃは光速、εはケーブルの絶縁体部の比誘電率、Ａ_ｋはｋ番目の漏洩点の放射振幅、ｘとｙは受信点の座標、ωはＬＣＸに流れる電流の角周波数である。また、Ｐ_ｔは放射電力、√３０は変換定数である。ここで、アンテナ等価長（前述の等価偏向電流源の等価長）が波長より小さい場合に放射される電界強度は、波長に逆比例（周波数に比例）することを考慮すると、Ａ_ｋは周波数に比例する値をとるものになる。

（３）ＶＳＷＲ（電圧定在波比）の計算
(1)共振周波数
各スロット１で反射されて送信点に戻ってくる全反射波の総和について考える。送信点から数えてｋ番目のスロットでの電圧反射係数をαとすると、反射波及び透過波の振幅は、次式となる。

ただし、Ｒ（ｋ）は当該スロットで反射される波の複素振幅、Ｔ（ｋ）は当該漏洩点を通過していく透過波の複素振幅である。また、Ｔ（ｋ）の大きさは次式で表される。

図３は、ケーブル反射波の計算を示す図である。

反射波が送信端に戻ってくる間には、図３に示すように、（１．１１）式と同一の振幅・位相の変化が作用する。したがって、

ただし、Ｓは送信端に戻ってくる全反射波の総和を表す。

（１．１５）式は、すべてのλに対してωｋτ＝整数となる周波数で極大値をとる。具体的には、

の整数倍の周波数で反射波が極大となり、共振周波数となる。

複数の放射振幅が周期的に配置されている場合、その周期を基本ピッチＰｂとする。また、基本ピッチ内の放射振幅は、正弦波状の配列になっているものとする。この場合、反射係数は放射係数の絶対値に比例するので、反射係数の周期はＰｂ／２となる。したがって、共振周波数は、（１．１６）式の２倍となる。

(2)反射係数
図４は、漏洩点の反射係数を示す等価回路図である。

スロットでは偏向電流が流れる。スロットが１つだけのケーブルを考えると、図４に示すように、スロットでは、インピーダンス（ｚ）が接続され、そこに偏向電流に相当する電流が流れるものとして表すことができる。送信機の電流源をＩ_０とし、偏向電流（ｈ）と終端抵抗（Ｚ_０）に流れる電流の比をβとすると、次式が成立する。

このときの送信端電圧Ｅは、

と書ける。一方、スロットがない場合の端子電圧は、Ｅ＝Ｚ_０・Ｉ_０／２である。これと（１．１９）式を見比ベると、スロットがある場合は、ない場合に比べて、端子電圧が約β／２だけ減少していることになり、この減少分がスロットからの反射波成分とみなせる。すなわち、電圧反射係数αは、β／２に等しい。

ところで、図４の終端インピーダンスをＺｒｘと書き、これを変化させて、Ｉｓ＝Ｉｔｘ／２とすることを考える。すなわち、

上式にしたがってスロットを通過するたびにケーブルインピーダンスを高くしていくと、図４のＩｓはスロットの有無に関わらず一定となる。これは、反射波が生じないことと等価である。（１．２０）式の実現として、例えば、中心導体を徐々に細くしていくとか、外部導体を徐々に太くしていくとか、絶縁体の誘電率を小さくしていくとかの手段が考えられる。

スロットの位置では、外部導体電流が偏向されるため電流の流れる経路は長くなり、その分だけ伝播遅延が増えるものと考えられる。

図５は、スロットの傾斜と偏向電流の実効長Leffとの関係を示す図である。偏向電流I_hは、Lに近いものからゼロに近いものまであるのでその実効長はLの半分となる。

図５に示すように、放射スロットの長さをＬ、その角度をθとする。放射スロットのない部分では、電流は同軸外部導体上を均等に流れているとする。偏向電流（Ｉ_ｈ）は、同軸外部導体の円周長に対するスロットの円周投影長に比例するから、

全電流をＩ_０と書くと、ｒを絶縁体の半径として、

この電流をｎ分割して考える。各電流（Ｉ_１、Ｉ_２・・・Ｉ_ｎ）の経路は、Ｌに近いもの（Ｉ_１）からゼロに近いもの（Ｉ_ｎ）まで存在する。Ｉ_ｈ全体としての経路は各電流経路の平均値であるから、その経路増加は、

となる。ここで、スロット左側に偏向電流が流れることは、局所的に図５の上下方向に電位勾配が生じていると考えることができる。この電位勾配により、スロット右側近傍にも、図１のように、偏向電流が流れる。その結果、全偏向電流は、（１．２１）式の２倍になると考えられる。偏向されない外部導体電流の経路増加はゼロであるから、外部導体電流全体としての経路増加にともなう遅延時間は、

ただし、Ｖｃ＝ｃ／√εでケーブル内の電流の伝播速度である。（１．２３）式の遅延を与える等価回路として、図４のインピーダンス（Ｚ）を容量（Ｃ）で置き換えればよい。この場合の回路応答は、

であり、その遅延時間は周知の時定数（＝ＣＺ_０／２）となる。この遅延時間が（１．２３）式のＤＬに等しいとしてｈ及びβを求める。すなわち、ｈ＝ｊωＣＥ及びＩｒｘ＝Ｅ／Ｚ_０より、

を得る。

上記モデルでは、反射はスロットの中心で集中して起こるものとしている。しかし、実際のケーブルでは、１つのスロット内においても分布的に反射が生じる。そのため、スロット内における位相ずれを考慮する必要がある。スロットあたりの見かけ上の反射係数をα_ｍｅｓとすると、（１．２５）式のαとの関係は、

ただし、λｃ＝λ／√εで、ケーブル内の電流の波長である。例えば、２２０ＭＨｚではα_ｍｅｓ＝０．９４７α、６００ＭＨｚでα_ｍｅｓ＝０．６４８αとなる。（１．２５）及び（１．２６）式より、

が得られる。

なお、（１．２６）式の積分範囲の厳密な値は、±（Ｌcosθ）／２であるが、式が煩雑となるのでθが小角であるとしてcosθを省略している。

図６は、実測ケーブルの構造を示す側面図である。このケーブルのスロット部には６個のスロットが存在する。

上記の遅延モデルが成立することを実際のケーブル特性と比較してみる。２２０ＭＨｚの共振周波数では、図６に示すように、参照ケーブル上の波長が基本ピッチと一致する。このとき、１基本ピッチあたりの各漏洩点からの反射波の反射係数Ｖｒは、位相ずれを考慮すると、

ただし、αは各スロットの反射係数である。実測ケーブルのスロットはすべて同一構造であるから、各漏洩点の反射係数も同一となる。また、反射波の位相は、φ＝２π・２／９で与えられるが、これは各スロットの間隔の２倍の位相ずれとなる。同様に、１／２波長離れたスロットの位相は２πずれることに注意する。

実測ケーブルの特性を、以下の〔表１〕に示す。

実測ケーブルは５０ｍであるから、約４０個のスロット部が含まれる。したがって、

一方、（１．２７）式に、表１に示す実測ケーブルの構造パラメータを代入すると、５２．９ｄＢとなる。これは、実測値とほぼ等しいことから、上記の遅延モデルは成立していると言える。

（４）放射効率
(1)放射効率の計算
まず、放射電力と電流の関係について考える。

図７は、放射電力を考察するための図である。

電流Ｉ_０により放射される電力をＰ_０とするとき、図７中の左側（基準系）の図で考える場合は、次式が得られる。

図７中の右側（電流分割系）の図は、電流をｎ分割して考える場合である。分割した電流をＩｎとすると、各電流により放射される電力Ｐｎは、

放射電力は、基準系、電流分割系のいずれで考えても同じであるから、Ｐ_０＝Ｐｎである。したがって、

を得る。すなわち、電流を分割して放射電力を計算する場合には、分割数に応じて放射インピーダンスを増加させる必要がある。

さて、外部導体に流れる電流の分割数をｎとすると、

放射に関わる実効偏向電流は、（１．５）式を参照して、

実効偏向電流の方向は、（１．６）式によりπ／２＋θ／２であるから、その方向の等価長は、

すなわち、（１．３４）式の放射電流ｌｅｑ_ｋが等価長Ｌｅｑ_ｋの距離を流れているとみなせる。

したがって、各電流による放射電力は、（１．３２）式を考慮して、

ケーブル内伝播電力をＰｔとするとき、Ｉｏ^２＝Ｐｔ／Ｚｏを考慮して各放射電力の総和をとる。

（１．３７）式では、スロットが無限小の大きさと仮定している。有限長のスロットの場合、スロット内の各微小部分から放射される波の位相を考慮する必要がある。スロット中心の放射波位相を基準にすると、各微小部分の位相差は２πｘ／λであるから、スロット全体としての平均振幅は、

となる。これを考慮すると、放射効率ηは、

と修正される。実測ケーブルの場合には、この補正は６００ＭＨｚで１ｄＢ程度である。

さらに、（１．２４）式導出で考察したスロット右側の偏向電流についても（１．３９）式にしたがって電波放射されるから、全体の放射効率ηは、（１．３９）式の２倍となり以下で計算できる。

(2)放射効率の増加（複数スロットの配置）
次に、放射効率を増加させる構成として、ケーブル方向に対して同一位置に複数のスロットを配置することを考える。

図８は、２つのスロットを配置した場合を示す図である。

スロットの傾斜方向を同一にした場合には、図８中の（ａ）に示すように、各スロットの偏向電流が互いに逆向きとなるため、全体としての偏向電流が相殺されてしまう。したがって、図８中の（ｂ）に示すように、スロットの傾斜方向を逆向きに設定することが好ましい。なお、図中の矢印はスロットの傾斜方向を示し、↑は右上がり、↓は右下がりである。

図９は、４つのスロットを配置した場合を示す図である。なお、図中の矢印はスロットの傾斜方向を示し、↑は右上がり、↓は右下がりである。

さらに、放射効率を向上するため、図９に示すように、スロットを４つ配置し、各偏向電流が互いに直交するようにする。この場合には、直交する電流間には干渉がない。しかし、これ以上にスロット数を増加すると、各偏向電流が直交しなくなるため、電流間の干渉が生じる結果、スロット数の増加に見合った放射効率の増加は得られなくなる。

図１０は、外部導体上に大きなスロットと等価な多数の小型スロットを設けたＬＣＸの具体的構成を示す断面図及び側面図である。

このＬＣＸは、図１０に示すように、中心導体２、絶縁体３、外部導体４及び外被（シース）５を備えて構成されており、前述したように、外部導体４に複数のスロット１が設けられている。本実施形態では小型スロットの数を数個から数十個程度とした。ただし、理想的には小型スロットを出来るだけ小さくし且つ多数配置することが望ましい。

（５）具体的なスロット部の構造
図１１は、従来のＬＣＸにおけるスロット部の配置を模式的に示す側面図である。このケーブルのスロット部には６個のスロットが存在する。

図１２は、本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた構成を示す側面図である。このケーブルのスロット部には６個のスロットが存在する。

この図１２において、点線で示すスロット部は、従来のＬＣＸにおけるスロット部の位置を示す。すなわち、従来のＬＣＸにおいては、図１１に示すように、スロット部の配置は、間隔の周期的変化のない均等なものとなされている。

本発明に係るＬＣＸにおいては、スロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させると、図１２に示すように、次のようになる。

(1)正弦波のピッチは５０ｍであり、スロット部のピッチ間隔は最初１．２５ｍで、正弦関数に対応して徐々に大きくなり、１１個目のスロット部の位置は、ピッチ間隔が均等である場合の１２．５ｍの位置よりも０．４ｍ進み、１２．９ｍの位置となる。ピッチ間隔が均等である場合との位置の差は、正弦波ｙ＝sinｘの振幅量に一致する。正弦波の０．２５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に小さくなり、２１個目のスロット部（正弦波の０．５ピッチ）は、２５ｍの位置で、ピッチ間隔が均等である場合と同じ位置になる。

(2)正弦波の０．５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に小さくなり、３１個目のスロット部の位置は、３７．１ｍの位置になり、ピッチ間隔が均等である場合の３７．５ｍの位置よりも０．４ｍ遅れる。ここでも、ピッチ間隔が均等である場合との位置の差は、正弦波ｙ＝sinｘの振幅量に一致する。正弦波の０．７５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に大きくなり、４１個目のスロット部は、５０ｍの位置になり、ピッチ間隔が均等である場合と同じ位置になる。

図１３は、本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させた構成を示す側面図である。

本発明に係るＬＣＸにおいては、スロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させると、図１３に示すように、次のようになる。

(1)２次関数のピッチは５０ｍであり、スロット部のピッチ間隔は最初１．２５ｍで、２次関数に対応して徐々に大きくなり、１１個目のスロット部の位置は、ピッチ間隔が均等である場合の１２．５ｍの位置よりも０．４ｍ進み、１２．９ｍの位置となる。ここで、ピッチ間隔が均等である場合との位置の差は、図１３に示す２次関数ｙ＝Ａ｛１−｜４・（ｘ−０．２５）│^２｝の振幅量に一致する。２次関数の０．２５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に小さくなり、２１個目のスロット部（２次関数の０．５ピッチ）は、２５ｍの位置で、ピッチ間隔が均等である場合と同じ位置になる。

(2)２次関数の０．５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に小さくなり、３１個目のスロット部の位置は、３７．１ｍの位置になり、ピッチ間隔が均等である場合の３７．５ｍの位置よりも０．４ｍ遅れる。ここでも、従来位置との差は２次関数ｙ＝Ａ｛−１＋｜４・（ｘ−０．７５）│^２｝の振幅量に一致する。２次関数の０．７５ピッチを過ぎると、スロット部のピッチ間隔は徐々に大きくなり、４１個目のスロット部は、５０ｍの位置になり、ピッチ間隔が均等である場合と同じ位置になる。

（１）従来設計の場合
図１４は、従来のＬＣＸのＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。

以下の〔表２〕に示す従来構造、すなわち、スロット部のピッチ間隔が均等なＬＣＸに対して、ＶＳＷＲを本手法に基づき計算して、図１４を得た。

周波数２１０ＭＨｚ付近でＶＳＷＲが悪化している原因はスロット周期に式（１．１７）から計算できる共振点である。また、共振点は整数倍の位置に現れている。この周波数では、ＬＣＸへの入射電力は送信側に多く戻るために、ＬＣＸは使用できない。
表２の従来設計に従ってケーブルを試作した。そして、試作したケーブルに対してＶＳＷＲを測定した結果を図１７に示す。図１４の計算結果と同様に、２１０ＭＨｚとその整数倍の周波数においてスロットの共振によるＶＳＷＲが極端に悪化する現象が発生している。

また、図１４中の右側の図は、ケーブル長さ方向９６ｍ区間、ケーブルから８ｍまで、高さ１．５ｍの範囲でのＬＣＸからの放射電界分布を示す。ケーブル長さ方向に電界強度は安定していることがわかる。

（２）スロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた場合
図１５は、本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた場合のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。

図１５はＶＳＷＲを本手法により計算して得た。変化条件は、５０ｍを１単位として、この区間でスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた。変化量の正負の最大値は±０．４ｍとした。また、上記（１）と同様な範囲でのＬＣＸ付近の電界分布を、図１５中の右側の図に示す。

このＬＣＸにおいては、図１５に示すように、図１４に示すようなＶＳＷＲが極端に悪化する現象がなくなり、ＶＳＷＲの値は低く、かつ、分散したことがわかる。この結果、共振点を回避して使用せざるをえなかったＬＣＸを高周波（ここでは１０００ＭＨｚ以上）まで使用できるようになる。
計算結果を確認する為にケーブルを試作した。ＬＣＸの構造は、スロット部のピッチ間隔以外は従来設計の表２と同様である。試作したＬＣＸのスロット部のピッチ間隔は、１．２５ｍを基本として正弦的に変化させた。変化条件は実施例１の（２）と同様に５０ｍを１単位として、この区間でスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた。変化量の正負の最大値は±０．４ｍとした。ＶＳＷＲの測定結果を図１８に示す。図１５の計算結果と同様に、図１４に示すようなＶＳＷＲが極端に悪化する減少がなくなり、ＶＳＷＲの値は低く分散した事がわかる。

また、図１５中の右側の図から、電界強度はやや変化していることがわかる。

（１）ピッチ変化関数を２次関数とした場合
図１６は、本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させた場合のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。

変化条件は、実施例１の（２）と同様に、５０ｍを１単位として、この区間でスロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させた。変化量の正負の最大値は±０．４ｍとした。ＶＳＷＲの計算結果を図１６に示す。また、ＬＣＸ付近の電界分布を図１６中の右側の図に示す。この図１６を図１５と比較するとわかるように、ＶＳＷＲの急激に悪化する現象が周波数８００ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ付近で、図１５に示す正弦的変化よりも、さらに改善されていることがわかる。
実際にケーブルを試作した。 ＬＣＸの構造は、スロット部のピッチ間隔以外は従来設計の表２と同様である。試作したＬＣＸのスロット部のピッチ間隔は、１．２５ｍを基本として変化させた。変化条件は実施例１の（２）と同様に５０ｍを１単位として、この区間でスロットピッチの間隔を２次関数的に変化させた。変化量の正負の最大値は±０．４ｍとした。ＶＳＷＲの測定結果を図１９に示す。図１６の計算結果と同様に、図１４に示すようなＶＳＷＲが極端に悪化する減少がなくなり、ＶＳＷＲの値は低く分散した事がわかる。

（２）ピッチ変化関数の選択によるケーブル長さ方向での放射電界強度制御
本手法による計算結果から、変化関数の適当な選択によってＬＣＸ周辺の電界分布を制御できることがわかった。すなわち、通常設計のＬＣＸの周辺の電界分布は、図１４に示すように、ケーブルの長さ方向に一定である。しかし、スロット部のピッチ間隔を変化させることによって、図１５や図１６に示すように、電界強度をケーブル長さ方向に沿って変化させることができる。したがって、送受信のカバーエリア空間に大小がある場合（例えば、廊下・・広場・・廊下・・広場という経路を辿る場合など）に、この空間の大きさに合わせるように放射電界強度を制御できるので、カバーエリアの全体に亘る安定した送受信が可能となる。

（１）無共振ケーブル
前述の式（１．２０）に示すように、スロットを通過する毎にケーブルのインピーダンスを高くすることによって無共振ケーブルが実現でき、超広帯域のＬＣＸが得られる。インピーダンスを高くする方法としては、中心導体を徐々に細くする、絶縁体の誘電率を徐々に低くする、また、絶縁体外径を徐々に太くする、等の方法がある。

（２）複数のスロット列による放射電力の増大
前述の「放射効率の増加（複数スロット部の配置）」に示したように、スロットの傾斜方向を外部導体を周方向に展開した時に逆向きになるように設定すれば、ケーブル化した時には、スロットを通過する線上で半径方向から透視して見ると同一方向となるので、放射電力を増大させることができる。この場合、放射はスロットと交わる平面上で強くなる。

したがって、ＬＣＸに指向性を付加することができる。さらに、放射電力を増加するためにはスロットを増加すればよい。しかし、放射効率を最大のスロット配列方法は、４列で、かつ、９０°間隔であり、それ以上の多くのスロット列を使用した場合は、放射効率は低下する。

（３）複数のスロットによる放射電力の増大
放射効率を高めるためには、式（１．３４）より、実効偏向電流を増大すればよい。そのために、長さ及び幅共に大きなスロットを構成すればよいが、あまり大きくすると、ケーブルに曲げが加わったり張力が加わったりした時にスロットの端部から亀裂が発生し易くなり、機械的強度が弱くなる問題がある。しかし、前述の図１０に示したように、複数の小さなスロットを多数用いれば、機械強度を劣化させずに、放射効率を高めることができる。

同軸ケーブルにおける漏洩スロットの配置と偏向電流との関係を示す側面図である。 放射電界強度の計算を示す図である。 ケーブル反射波の計算を示す図である。 漏洩点の反射係数を示す等価回路図である。 スロットの傾斜と偏向電流の実効長との関係を示す図である。 実測ケーブルの構造を示す側面図である。 放射電力を考察するための図である。 ２つのスロットを配置した場合を示す図である。 ４つのスロットを配置した場合を示す図である。 大きなスロットに等価な多数のスロットで構成するＬＣＸの具体的構成を示す断面図及び側面図である。 従来のＬＣＸにおけるスロットの配置を模式的に示す側面図である。 本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた構成を示す側面図である。 本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させた構成を示す側面図である。 従来のＬＣＸのＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。 本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を正弦的に変化させた場合のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。 本発明に係るＬＣＸにおいてスロット部のピッチ間隔を２次関数的に変化させた場合のＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。 従来のＬＣＸの試作品におけるＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施例１に係るＬＣＸの試作品におけるＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施例２に係るＬＣＸの試作品におけるＶＳＷＲの周波数特性を示すグラフである。

符号の説明

１ スロット
２ 中心導体
３ 絶縁体
４ 外部導体
５ 外被（シース）

Claims (5)

1. 漏洩電磁界形成用の複数個のスロット部が同軸ケーブルの外部導体に列状に設けられた漏洩同軸ケーブルにおいて、
   前記スロット部のピッチ間隔を軸方向に周期的に変化させていることを特徴とする漏洩同軸ケーブル。
2. 前記スロット部のピッチ間隔は、正弦関数に対応して変化させていることを特徴とする請求項１記載の漏洩同軸ケーブル。
3. 前記スロット部のピッチ間隔は、２次関数に対応して変化させていることを特徴とする請求項１記載の漏洩同軸ケーブル。
4. 前記スロット部は、外部導体上において複数のスロット列をなし、ケーブル軸に対して対向位置に設けられ、かつ、傾斜方向が揃えられていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一に記載の漏洩同軸ケーブル。
5. 外部導体上に設けられた前記スロット部は、大きなスロットと等価な多数の小型のスロットから構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一に記載の漏洩同軸ケーブル。

Images