JP2008182304A - 調和発振装置 - Google Patents

Abstract

【課題】機械共振に関する共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行える調和発振装置を提供する。
【解決手段】光スキャナを、その共振周波数で駆動するための駆動回路(調和共振回路)では、発振電圧Ｖａに係る１周期の間にスイッチをオン・オフさせ、共振回路部に所定のコンデンサが接続された接続状態(発振周波数ｆｏｍＬ)と非接続状態(発振周波数ｆｏｍＨ)との切替えを行う。これにより、期間Ｔｂの電圧波形が発振周波数ｆｏｍＨの波形から発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換されるため、電圧波形Ｋａ(破線)が電圧波形Ｋｂ(実線)に変化して発振電圧Ｖａの周期が周期Ｔｈから周期Ｔｈｒに伸長される。ここで、期間Ｔｂを変化させれば、駆動回路において発振周波数の調整を適切に行えることとなる。
【選択図】図７

Description

本発明は、発振信号を生成する調和発振装置に関する。

ＶＣＯ(電圧制御発振回路)やＶＣＸＯ(電圧制御水晶発振回路)等の発振回路においては、正帰還ループ内にリアクタンスＸを変化させる可変素子を設けて発振周波数の調整を行うものがある。この具体例を図１６を参照して説明する。

図１６は、従来技術に係る発振回路９の要部構成を示す図である。

発振回路９は、共振回路に水晶振動子が設けられたコルピッツ型のＶＣＸＯとして構成されており、反転アンプ９８は負帰還抵抗９７により入力がバイアスされて能動状態となっている。また、発振周波数で等価的にインダクタとして機能する水晶発振子９６と、２つのコンデンサ９２、９３と、可変容量ダイオード９１とによって共振回路９０が構成されている。このような発振回路９においては、ＤＣ電源９４により抵抗９５を通じて可変容量ダイオード９１に逆バイアス電圧が印加できるため、ＤＣ電源９４の出力電圧を変化させれば可変容量ダイオード９１の静電容量値の制御が可能である。なお、抵抗９５は、ＤＣ電源９４と、共振回路９０によって生成される発振電圧との間の緩衝用抵抗である。

以上の発振回路９においては、出力信号Ｖｏｕｔに含まれる共振回路９０の共振周波数に等しい信号成分の位相を反転させて反転アンプ９８の入力に正帰還させることにより、振幅が増大した共振周波数の発振電圧を出力信号Ｖｏｕｔとして取り出すことが可能となる。

この発振回路９において、発振周波数ｆｏｓｃは次の式(１)で表すことができる。

ここで、上式(１)のＬは、水晶振動子９６の発振周波数ｆｏｓｃにおける等価インダクタンス値である。また、上式(１)のＣ１１は、可変容量ダイオード９１の容量値を示し、Ｃ１２〜Ｃ１３は、それぞれコンデンサ９２、９３の容量値を示している。

上記の式(１)によれば、可変容量ダイオード９１の容量値Ｃ１１をＤＣ電源９４により変化させることで、発振周波数ｆｏｓｃの変更(調整)を行えることが分かる。

さらに、図１７に示すように発振回路９の出力信号Ｖｏｕｔと外部信号Ｖｔとの位相を比較すれば、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)方式による外部同期が可能となる。このＰＬＬによる外部同期について以下で簡単に説明する。

位相比較器８１は、外部信号Ｖｔと発振回路９の出力信号Ｖｏｕｔとの位相を比較し、その比較量に応じた電圧を出力する。ループフィルタ８２は、ＰＬＬの負帰還ループを安定化させるＬＰＦ(Low Pass Filter)として構成されており、このループフィルタ８２からの電圧信号Ｖｐに応じた周波数で発振回路９は発振して出力信号Ｖｏｕｔが得られる。以上のようなＰＬＬの負帰還ループにより、一定の位相差を維持しつつ出力信号Ｖｏｕｔの周波数を外部信号Ｖｔの周波数に一致させることができ、出力信号Ｖｏｕｔの外部同期が図れることとなる。

一方、レーザ光等の光線を偏向・走査する光スキャナは、例えばバーコードリーダーやレーザープリンタ、ディスプレイ等の光学機器に利用されている。この光スキャナについては、多角柱ミラーをモータで回転させて反射光を走査するポリゴンミラーや、平面ミラーを電磁アクチュエータによって回転振動させるガルバノミラー等を有するものがある。しかし、このような光スキャナにおいては、ミラーをモータや電磁アクチュエータで駆動する機械的な駆動機構が必要であるが、その駆動機構はサイズが比較的大きく、また高価であることから、光スキャナの小型化を阻害するとともに高価格化を招くといった問題がある。

そこで、光スキャナの小型化、低価格化および生産性の向上を図るために、半導体製造技術を応用したシリコンやガラスを微細加工するマイクロマシニング技術を用いてミラーや弾性梁等の構成部品が一体成形されたマイクロ光スキャナの開発が進んでいる。

例えば特許文献１に開示されるマイクロ光スキャナでは、光走査を行うためのミラー部(光走査部)とトーションバー部とを含んでなる振動系を、その共振周波数で加振(駆動)することにより、ミラー部において大きな変位角が得られるようになっている。

特許第２９８１６００号公報

以上のような従来技術において、上記特許文献１の光スキャナを共振周波数で駆動する駆動回路として、上記の発振回路９を利用する場合には、次のような問題がある。

発振回路９では、可変容量ダイオード９１の容量値や容量変化幅が小さいため、比較的低い共振周波数(数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ)の発振動作に用いる可変素子として好ましくない。よって、光スキャナの駆動回路として発振回路９を適用しても、光スキャナの共振（機械共振）に関する共振周波数域において発振周波数の調整(可変制御)が難しい。

また、発振回路９における可変容量ダイオード９１の両端には、ＤＣ電源９４による容量値制御用の逆バイアス電圧に重畳して大きな共振電圧が印加されるため、可変容量ダイオード９１の容量値が共振電圧の影響を受けて変化することとなる。これでは、発振回路９において発振周波数が安定せず発振周波数の調整を適切に行えない。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、機械共振に関する共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行える調和発振装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、請求項１の発明は、発振信号を生成する調和発振装置であって、(a)第１の発振周波数で発振する発振回路と、(b)前記発振回路に接続可能な所定の受動素子と、(c)前記発振回路に前記所定の受動素子を接続させた接続状態と、非接続状態との切替えを行う切替手段と、(d)前記発振信号に係る１周期の間に、前記切替手段により前記接続状態と前記非接続状態との切替えを行わせる切替制御手段とを備え、前記所定の受動素子が接続された接続状態の発振回路は、前記第１の発振周波数と異なる第２の発振周波数で発振する。

また、請求項２の発明は、請求項１の発明に係る調和発振装置において、前記切替制御手段は、前記発振信号に係る信号レベルが所定のレベルとなる切替タイミングで、前記切替手段により前記接続状態と前記非接続状態との切替えを行わせる手段を有する。

また、請求項３の発明は、請求項２の発明に係る調和発振装置において、前記切替タイミングに関する特定の切替タイミングから次の切替タイミングまでの期間は、前記発振信号の信号波形について上に凸な期間および／または下に凸な期間に含まれる期間である。

また、請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明に係る調和発振装置において、前記発振回路には、圧電素子を含んで構成される正帰還ループが設けられている。

また、請求項５の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明に係る調和発振装置において、前記発振回路には、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータを含んで構成される正帰還ループが設けられている。

また、請求項６の発明は、請求項５の発明に係る調和発振装置において、前記アクチュエータは、圧電アクチュエータである。

また、請求項７の発明は、請求項５の発明に係る調和発振装置において、前記アクチュエータは、電磁アクチュエータである。

また、請求項８の発明は、請求項５の発明に係る調和発振装置において、前記アクチュエータは、静電アクチュエータである。

また、請求項９の発明は、請求項５の発明に係る調和発振装置において、前記アクチュエータは、高分子樹脂を用いたアクチュエータである。

請求項１から請求項９の発明によれば、発振信号に係る１周期の間に、第１の発振周波数で発振する発振回路に所定の受動素子を接続させた接続状態（接続状態の発振回路は、第１の発振周波数と異なる第２の発振周波数で発振する）と、非接続状態との切替えを行わせるため、機械共振に関する共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行える。

特に、請求項２の発明においては、発振信号に係る信号レベルが所定のレベルとなる切替タイミングで、接続状態と非接続状態との切替えを行わせるため、安定した発振動作を行える。

また、請求項３の発明においては、特定の切替タイミングから次の切替タイミングまでの期間は、発振信号の信号波形について上に凸な期間および／または下に凸な期間に含まれる期間であるため、より安定した発振動作を行える。

また、請求項４の発明においては、発振回路には圧電素子を含んで構成される正帰還ループが設けられているため、圧電素子を所望の発振周波数で駆動できる。

また、請求項５の発明においては、発振回路には、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータを含んで構成される正帰還ループが設けられているため、光スキャナの光走査部を所望の周波数で駆動できる。

また、請求項６の発明においては、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータが圧電アクチュエータであるため、光スキャナの小型化が図れる。

また、請求項７の発明においては、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータが電磁アクチュエータであるため、光スキャナの小型化が図れる。

また、請求項８の発明においては、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータが静電アクチュエータであるため、光スキャナの小型化が図れる。

また、請求項９の発明においては、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータが高分子樹脂を用いたアクチュエータであるため、光スキャナの小型化が図れる。

＜第１実施形態＞
＜光スキャナシステムの構成＞
本発明の第１実施形態に係る光スキャナシステム１００Ａは、光スキャナ１と、光スキャナ１を駆動するための駆動回路５Ａとを備えている。

以下では、光スキャナ１と駆動回路５Ａとの構成を順に説明する。

＜光スキャナ１の要部構成＞
図１は、光スキャナ１の要部構成を示す平面図である。また、図２は、図１のII−II位置から見た断面図である。

光スキャナ１は、「ロ」字状の板状部材として構成され不図示の筐体等に固定されているフレーム部１０と、フレーム部１０に内包されるミラー部１１とを備えている。また、光スキャナ１では、弾性変形を行うトーションバー部(弾性変形部)１２がミラー部１１に連結するとともに、ミラー部１１を加振するための加振部２がトーションバー部１２に連結している。そして、加振部２の端部は、フレーム部１０に接続している。

ミラー部１１は、円板状の形状を有しており、その表面Ｓａおよび裏面Ｓｂは、光を反射させる反射面として機能する。すなわち、ミラー部１１の表面Ｓａおよび裏面Ｓｂには、例えば金やＡｌ（アルミニウム）等の金属薄膜による反射膜が形成されており、入射光線の反射率を向上させる構成となっている。

トーションバー部１２は、Ｘ軸と平行なミラー部１１の中心線Ａｘに沿ってミラー部１１の両端部から加振部２まで伸びている２つのトーションバー１２ａ、１２ｂからなっている。このようなトーションバー部１２により、ミラー部１１は、加振部２に対して弾性的に支持されることとなる。

加振部２は、トーションバー１２ａに接続する板状部材としての曲がり梁２１、２２と、トーションバー１２ｂに接続する板状部材としての曲がり梁２３、２４とを有している。これらの曲がり梁２１〜２４、フレーム部１０、ミラー部１１、および２つのトーションバー１２ａ、１２ｂについては、例えばシリコン基板の異方性エッチングにより一体的に形成されている。

また、加振部２は、曲がり梁２１〜２４の各上面に例えば接着剤によって貼付されている電気−機械変換素子としての圧電素子３１〜３４備えている。この圧電素子３１〜３４は、ミラー部１１を加振するための圧電振動子として構成されており、各圧電素子３１〜３４と各曲がり梁２１〜２４とによって４つのユニモルフ部Ｕａ〜Ｕｄが形成される。

また、圧電素子３１〜３４それぞれは、表面および裏面に上部電極Ｅｕおよび下部電極Ｅｄが設けられている(図２)。そして、圧電素子３１〜３４の上部電極Ｅｕには、それぞれフレーム部１０に設けられた電極パッド３１ｕ〜３４ｕが例えばワイヤを介して電気的に接続されているとともに、圧電素子３１〜３４の下部電極Ｅｄには、それぞれフレーム部１０に設けられた電極パッド３１ｄ〜３４ｄが例えばワイヤを介して電気的に接続されている。このような電極パッドを介して光スキャナ１の外部から圧電素子３１〜３４それぞれに駆動電圧を印加できることとなる。

以上のような光スキャナ１の構成により、電極パッド３１ｕ〜３４ｕ、３１ｄ〜３４ｄを介して圧電素子３１〜３４に駆動電圧を印加することで曲がり梁２１〜２４において曲げ変形が生じることとなる。このように曲がり梁２１〜２４で曲がりが生じることにより、トーションバー１２ａ、１２ｂを介しミラー部１１に対して中心軸Ａｘ周りに回転トルクが与えられ、可動部として働くミラー部１１を中心軸Ａｘを中心に揺動振動を行わせることが可能となる。このミラー部１１の揺動振動動作について、詳しく説明する。

図３は、ミラー部１１の揺動振動動作を説明するための図である。ここで、図３(ａ)および図３(ｂ)は、図１のII−II位置から見た断面を示す図２に対応している。

光スキャナ１においては、圧電素子３１〜３４に対して上部電極Ｅｕと下部電極Ｅｄとの間に分極反転が生じない範囲の交流電圧を印加することにより、圧電素子３１〜３４は伸縮し、ユニモルフ的に厚み方向に変位することとなる。

そこで、圧電素子３１に対して長手方向(Ｙ軸方向)に伸長させる駆動電圧を印加するとともに、この駆動電圧と逆位相の駆動電圧を圧電素子３２に印加して圧電素子３２を収縮させることにより、一端がフレーム部１０に連結するユニモルフ部Ｕａ、Ｕｂにおいて、図３(ａ)に示すように曲がり梁２１を下方に湾曲させる一方、曲がり梁２２を上方に湾曲させる。同様に、圧電素子３３および圧電素子３４に対しても、圧電素子３１および圧電素子３２それぞれと同位相の駆動電圧を印加することにより、曲がり梁２３を下方に湾曲させる一方、曲がり梁２４を上方に湾曲させる。これにより、トーションバー１２ａ、１２ｂを介しミラー部１１において中心軸Ａｘ回りの回転トルクが生じるため、図３(ａ)に示すようにミラー部１１は中心軸Ａｘを中心として方向Ｄａに傾くこととなる。

また、圧電素子３２に対して長手方向(Ｙ軸方向)に伸長させる駆動電圧を印加するとともに、この駆動電圧と逆位相の駆動電圧を圧電素子３１に印加して圧電素子３１を収縮させることにより、一端がフレーム部１０に連結するユニモルフ部Ｕａ、Ｕｂにおいて、図３(ｂ)に示すように曲がり梁２１を上方に湾曲させる一方、曲がり梁２２を下方に湾曲させる。同様に、圧電素子３３および圧電素子３４に対しても、圧電素子３１および圧電素子３２それぞれと同位相の駆動電圧を印加することにより、曲がり梁２３を上方に湾曲させる一方、曲がり梁２４を下方に湾曲させる。これにより、トーションバー１２ａ、１２ｂを介しミラー部１１において中心軸Ａｘ回りの回転トルクが生じるため、図３(ｂ)に示すようにミラー部１１は中心軸Ａｘを中心として回動方向Ｄｂに傾斜することとなる。

このようにミラー部１１を方向Ｄａ(図３(ａ))および方向Ｄｂ(図３(ｂ))に回動させる交流の駆動電圧を圧電素子３１〜３４に印加するようにすれば、この印加電圧に追従した上下方向の振動がユニモルフ部Ｕａ〜Ｕｄで繰り返されるため、トーションバー１２ａ、１２ｂにシーソー的な回転トルクが生じ、トーションバー１２ａ、１２ｂおよびミラー部１１は所定の角度範囲で揺動振動することとなる。

ここで、ミラー部１１の揺動角度が小さい場合には、圧電素子３１〜３４に印可する交流電圧の周波数を、光スキャナ１に関する機械振動系の共振周波数に設定することにより、レーザ光等を反射して光スキャンを行うミラー部(光走査部)１１が共振振動されるため、光スキャナ１として大きな偏向角度(光走査角度)が得られるようになる。

以下では、光スキャナ１を、その機械共振に関する共振周波数で駆動するための駆動回路５Ａの要部構成を以下で説明する。

＜駆動回路５Ａの要部構成＞
図４は、本発明の第１実施形態に係る駆動回路５Ａの要部構成を示す図である。

駆動回路５Ａは、例えばコルピッツ型発振回路として構成される調和発振回路(正弦波発振回路)となっており、発振信号を生成する。ここで、反転アンプ４０は、負帰還抵抗４１により入力がバイアスされて能動状態となっている。

駆動回路５Ａには、上述した光スキャナ１における圧電素子３１〜３４を合成結合した圧電素子（光スキャナ１のミラー部１１を駆動する圧電アクチュエータ）３０を含んで構成される正帰還ループが設けられている。そして、圧電素子３０およびコンデンサ５２〜５３により共振回路ＳＣが構成されている。この共振回路ＳＣには、一端がコンデンサ５１に他端がグランドに接続するスイッチ５４によって、コンデンサ５１を組み入れたり離脱させたりすることが可能となっている。すなわち、スイッチ５４を用いて共振回路(発振回路)ＳＣにコンデンサ（受動素子）５１を接続させた接続状態と非接続状態との切替えが可能となる。なお、コンデンサ５１、５２、５３は、それぞれ容量値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を有しているものとする。

また、駆動回路５Ａは、反転アンプ４０の出力を高インピーダンス化して共振回路ＳＣによる十分な位相の回転(反転)を行わせるための抵抗４２と、圧電素子３０の一端Ｐａで生じる発振電圧Ｖａと発振周波数を制御(調整)するための制御電圧Ｖｃとを比較してスイッチ５４のオン・オフを切替えるコンパレータ４４とを備えている。このコンパレータ４４は、制御電圧Ｖｃに対する発振電圧Ｖａの大小に応じてスイッチ５４をオン・オフさせる"Ｈ"信号、"Ｌ"信号を電圧信号Ｖｓｗとして出力する。

以上のような構成の駆動回路５Ａにおいては、コンパレータ４４によってオン・オフされるスイッチ５４により、共振回路ＳＣの発振動作に関わる静電容量値が、２つのコンデンサ５２、５３の合成容量値と３つのコンデンサ５１、５２、５３の合成容量値との間で切り替えられることとなる。これにより、発振回路５Ａの発振周波数について高低２つの周波数からの選択が可能となる(後で詳述)。

次に、以上のような駆動回路５Ａの動作について説明する。

＜駆動回路５Ａの動作＞
図５は、ミラー部１１の揺動振動に関連した各機械要素を電気素子に等価変換した等価回路３０ｃを示す図である。この等価回路３０ｃは、駆動回路５Ａ(図４)における圧電素子３０の両端Ｐａ、Ｐｂから見た回路である。

コンデンサ４３は、圧電素子３０の静電容量を表しており、圧電素子３１〜３４を形成する誘電体の誘電率および形状から決定される容量値Ｃａを有している。

コンデンサ４７１は、圧電素子３１〜３４の弾性と、圧電素子３１〜３４が貼付される曲がり梁２１〜２４の弾性とを合成して決定されるバネの等価素子である。このコンデンサ４７１の容量値Ｃｐは、バネ定数の逆数となっている。

インダクタ４７２は、圧電素子３１〜３４の質量と曲がり梁２１〜２４の質量とを合成して決定される等価素子であり、インダクタンス値Ｌｐを有している。

抵抗４７３は、圧電素子３１〜３４および曲がり梁２１〜２４の加振振動に関する内部損失を表す等価素子であり、抵抗値Ｒｐを有している。

以上のコンデンサ４７１、インダクタ４７２および抵抗４７３によって直列共振回路Ｗｐが形成されることとなる。

コンデンサ４８１は、トーションバー１２ａ、１２ｂに関するバネの等価素子であり、容量値Ｃｍを有している。

インダクタ４８２は、ミラー部１１の慣性モーメントに対応した等価素子であり、インダクタンス値Ｌｍを有している。ここで、インダクタ４８２を流れる電流Ｉｍは、ミラー部１１の揺動振動に関する角速度に対応している。

抵抗４８３は、コンデンサ４８１とインダクタ４８２とを含んで構成される共振回路での損失を表す等価素子であり、主にミラー部１１の揺動振動による空気との摩擦損失を表している。

以上のような等価回路３０ｃにおいては、等価回路３０ｃの両端Ｐａ、Ｐｂに印加された電圧(回転トルクに対応)が、上述の直列共振回路Ｗｐと、コンデンサ４８１、インダクタ４８２および抵抗４８３で構成される並列共振回路Ｗｍとで分圧されてインダクタ４８２にミラー部１１の角速度ωに対応した電流Ｉｍが流れることとなる。

次に、等価回路３０ｃの動作について説明する。

図６は、等価回路３０ｃに関する周波数特性を説明するための図である。ここで、図６(ａ)は、等価回路３０ｃに係るリアクタンスＸと周波数ｆとの関係を示している。また、図６(ｂ)および図６(ｃ)は、インダクタ４８２を流れる電流Ｉｍおよびその位相遅れθｍと周波数ｆとの関係を示している。なお、図６(ａ)〜(ｃ)では、直列共振回路Ｗｐおよび並列共振回路Ｗｍの損失を無視した場合(十分に高いＱ値)の周波数特性を表している。

図６(ａ)に示すリアクタンスＸの周波数特性について、以下で考察する。なお、ユニモルフ部Ｕａ〜Ｕｄに対応する直列共振回路Ｗｐの共振周波数ｆｏｐは、通常、ミラー部１１に関連した並列共振回路Ｗｍの共振周波数ｆｒｍよりも十分に高く設定されているため、並列共振回路Ｗｍに関する共振周波数ｆｒｍ付近の周波数特性を考察する場合には、直列共振回路Ｗｐのインダクタ４７２を省略して考える。同様に、直列共振回路Ｗｐに関する共振周波数ｆｏｐ付近の周波数特性を考察する場合には、並列共振回路Ｗｍのインダクタ４８２を省略して考える。

図６(ａ)に示される各周波数ｆｏ１、ｆｒ１、ｆｒｍ、ｆｏｐ、ｆｏ２、ｆｒ２は、次の式(２)〜(７)で算出される。

駆動回路５Ａの発振周波数については、コンデンサ５１〜５３が容量性(Ｃ性)のため、図６(ａ)に示す周波数特性においてリアクタンスＸが正(プラス)の値、つまりインダクタンス性(Ｌ性)を示す周波数範囲Ｒａ、Ｒｂで発振することとなる。

そして、図６(ａ)に示す周波数ｆｏ１では、ミラー部１１に関連した並列共振回路Ｗｍがインダクタンス性(Ｌ性)となってコンデンサ４７１との間で直列共振が生じるため、並列共振回路Ｗｍの両端には大きい共振電圧が発生し、インダクタ４８２に大きな共振電流Ｉｍが流れることとなる。すなわち、周波数(共振周波数)ｆｏ１においては、ミラー部１１の揺動振動について比較的大きな角速度が生じる。

具体的には、共振周波数ｆｏ１において、図６(ｂ)に示すように電流Ｉｍの極大値をとるとともに、図６(ｃ)に示すように位相遅れθｍが(＋９０)度から(−９０)度に急激に変化する。

以上のことから、駆動回路５Ａの発振周波数は、周波数範囲Ｒａの中でも周波数ｆｏ１に非常に近い周波数となる。

そして、駆動回路５Ａにおける持続的な発振状態では、電流Ｉｍの共振周波数が、圧電素子３０の周辺回路(コンデンサ５１〜５３、抵抗４２)によりほぼ発振周波数と等しい特性が得られるため、ミラー部１１の機械振動も共振状態となって最大の光走査角が得られることとなる。

また、等価回路３０ｃに関するリアクタンスＸの周波数特性はインダクタンス性(Ｌ性)を示しているため、等価回路３０ｃに対応する圧電素子３０(図４)の両端Ｐａ、Ｐｂに生じる発振電圧と、インダクタ４８２を流れる電流Ｉｍとの位相差は約９０度を維持しつつ発振する。

なお、本実施形態の駆動回路５Ａでは、図６(ａ)に示すリアクタンスＸの周波数特性においてインダクタンス性(Ｌ性)を示す周波数範囲Ｒｂで発振する可能性がある。これを防ぐには、周波数範囲Ｒａと周波数範囲Ｒｂとの周波数差を活用し、周波数範囲Ｒｂで発振条件が成立しないように周波数範囲Ｒｂにおいて駆動回路５Ａの正帰還ループのゲインを十分低下させるようにすると良い。例えば反転アンプ４０の周波数特性を低域通過型に設定したり、トラップ回路やＬＰＦ回路を挿入することが有効である。

駆動回路５Ａにおいては、既述のようにスイッチ５４を用いてコンデンサ５１を共振回路ＳＣに接続したり離脱させたりすることが可能である。このスイッチ５４のオン時およびオフ時の発振周波数ｆｏｍＬ、ｆｏｍＨについては、次の式(８)および式(９)で算出される。

(Ｉ)スイッチ５４がオン時の発振周波数ｆｏｍＬ：

(II)スイッチ５４がオフ時の発振周波数ｆｏｍＨ：

ただし、上式(８)および上式(９)におけるＬｐｍＬ、ＬｐｍＨについては、各発振周波数ｆｏｍＬ、ｆｏｍＨにおける圧電素子３０の等価インダクタンス値である。

以上のように駆動回路５Ａでは、スイッチ５４のオン・オフによって２つの発振周波数ｆｏｍＬ、ｆｏｍＨ(ｆｏｍＬ＜ｆｏｍＨ)を選択できる。すなわち、スイッチ５４のオフ時には共振回路(発振回路)ＳＣにコンデンサ５１が接続されない状態(非接続状態)となって共振回路ＳＣが発振周波数(第１の発振周波数)ＬｐｍＨで発振する一方、スイッチ５４のオン時には共振回路(発振回路)ＳＣにコンデンサ５１が接続された状態(接続状態)となって上記の発振周波数ＬｐｍＨと異なる発振周波数(第２の発振周波数)ＬｐｍＬで発振することとなる。このように２つの発振周波数ｆｏｍＬ、ｆｏｍＨの間の切替えを行える駆動回路５Ａにおいては、発振周波数の連続的な可変動作が可能となっている。この発振周波数の可変動作について以下で説明する。なお、以下の説明では、駆動回路５Ａが持続発振状態にあるものとする。

図７は、駆動回路５Ａにおける発振周波数の可変動作を説明するための図である。

図７(ａ)に示す期間Ｔａ、期間Ｔｂおよび期間Ｔｃにおける駆動回路５Ａの各動作を、順に説明する。

(ｉ)期間Ｔａ
期間Ｔａにおいては、発振電圧Ｖａが制御電圧Ｖｃより低いため、コンパレータ４４は、"Ｌ"信号を出力してスイッチ５４をオフ状態にする。その結果、コンデンサ５１は共振回路ＳＣに接続されないため、共振回路ＳＣの共振動作に関わる静電容量値が、２つのコンデンサ５２、５３の合成容量値となり、上記の式(９)に示す発振周波数ｆｏｍＨでの発振動作が行われることとなる。

(ii)期間Ｔｂ
期間Ｔｂにおいては、発振電圧Ｖａが制御電圧Ｖｃより高いため、コンパレータ４４は、"Ｈ"信号を出力してスイッチ５４をオン状態にする。その結果、コンデンサ５１は共振回路ＳＣに接続されるため、共振回路ＳＣの共振動作に関わる静電容量値が、３つのコンデンサ５１〜５３の合成容量値となり、上記の式(８)に示す発振周波数ｆｏｍＬでの発振動作が行われることとなる。

(iii)期間Ｔｃ
期間Ｔｃにおいては、発振電圧Ｖａが制御電圧Ｖｃより低くなるため、上記の期間Ｔａと同様の発振動作が行われる。

以上で説明した期間Ｔａ〜Ｔｃにおける各動作が発振電圧Ｖａの１周期中に行われることで、上記２つの発振周波数ｆｏｍＨ、ｆｏｍＬに関して中間的な周波数での発振動作が可能となる。

具体的には、発振電圧(発振信号)Ｖａに係る１周期の間にスイッチ５４をオン・オフさせて、共振回路ＳＣにコンデンサ５１を接続させた接続状態と非接続状態との切替えを行わせることにより、期間Ｔｂの電圧波形が発振周波数ｆｏｍＨの波形から発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換されるため、電圧波形Ｋａ(破線)が電圧波形Ｋｂ(実線)に変化して発振電圧Ｖａの周期が周期Ｔｈから周期Ｔｈｒに伸長される。

ここで、発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換される期間(以下では「置換期間」ともいう)Ｔｂの開始時点および終了時点は、発振電圧Ｖａが制御電圧Ｖｃに一致するタイミングになっている。すなわち、発振電圧(発振信号に係る信号レベル)Ｖａが制御電圧(所定のレベル)Ｖｃとなる切替タイミングで、スイッチ５４により共振回路ＳＣにコンデンサ５１を接続させた接続状態と非接続状態との切替えが行われる。そして、置換期間Ｔｂの開始時点に対応する切替タイミング(特定の切替タイミング)から置換期間Ｔｂの終了時点に対応する次の切替タイミングまでの期間は、発振電圧(発振信号)Ｖａの信号波形に係る上に凸な期間に含まれる期間となっている。

このように発振電圧Ｖａが制御電圧Ｖｃとなる切替タイミングでスイッチ５４のオン・オフ動作を行うのは、スイッチ５４のオン動作時におけるコンデンサ５１の両端の電位と、スイッチ５４のオフ動作時におけるコンデンサ５１の両端の電位とを等しくして、スイッチ５４のオン・オフ切替時にコンデンサ５１に急激な充電電流が流れないようにするためである。これにより、駆動回路５Ａにおける発振動作が、より安定することとなる。

以上のことから、制御電圧Ｖｃを調整して別の発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換される置換期間Ｔｂを変化させれば、発振周波数の可変動作が可能となる。具体的には、制御電圧Ｖｃに対する発振周波数ｆｏｍの特性を示す図８のように、制御電圧Ｖｃの電圧値を変更することで、駆動回路５Ａの発振周波数を低い方の発振周波数ｆｏｍＬから高い方の発振周波数ｆｏｍＨまで連続的に制御できる。

例えば、図９に示すように制御電圧Ｖｃを電圧値Ｖｃ１から電圧値Ｖｃ２に変更すれば置換期間が期間Ｔｂ１から期間Ｔｂ２に減少するため、発振電圧Ｖａの発振周期が周期Ｔｈｒ１から周期Ｔｈｒ２に短縮される。さらに、制御電圧Ｖｃを電圧値Ｖｃ２から電圧値Ｖｃ３に変更すればスイッチ５４がオフ状態を維持して置換期間が消滅するため、発振電圧Ｖａの発振周期は最も短い周期Ｔｈとなる。したがって、駆動回路５Ａにおいては、図８に示すように制御電圧Ｖｃを調整することにより発振周波数ｆｏｍの制御が可能となる。

なお、スイッチ５４による発振周波数ｆｏｍＬ、ｆｏｍＨの切替え動作により周波数の異なる電圧波形が合成されるため、発振電圧Ｖａにおいて波形歪が生じるものの、以下で述べる理由により、実際上は無視できる程度に波形歪の影響が低減されている。

図７(ｂ)は、インダクタ４８２を流れる電流Ｉｍの波形を示す図である。ここで、電流Ｉｍは、上述のようにミラー部１１の揺動振動に関する角速度に対応するものである。

図７(ａ)のように圧電素子３０の両端Ｐａ、Ｐｂに生じる発振電圧Ｖａが多少の波形歪を有する場合でも、インダクタ４８２のリアクタンスは周波数に比例するため、インダクタ４８２には、波形歪に係る高周波電圧の次数(周波数)に反比例した高周波電流しか流れない。よって、図７(ｂ)に示すようにインダクタ４８２を流れる電流Ｉｍ、つまりミラー部１１の角速度についての波形歪は、図７(ａ)に示す発振電圧Ｖａの波形歪に比べて低減されることとなる。

また、ミラー部１１の揺動振動による光走査の歪については、一般にミラー部１１の変位角の歪として表れる。ここで、ミラー部１１の揺動振動に関する変位角は、電流Ｉｍを積分した電荷量Ｑｍに対応するものである。よって、図７(ｃ)に示すように電流Ｉｍを積分した電荷量Ｑｍ、つまりミラー部１１の変位角についての波形歪は、図７(ｂ)に示す電流Ｉｍの波形歪に比べて更に低減されることとなる。

以上のことから、光走査に直接的に影響するミラー部１１の変位角の歪は発振電圧Ｖａの波形歪に比べて大幅に低減されることとなり、実用上は影響のない歪のレベルとなる。

以上のような駆動回路５Ａの動作により、発振電圧Ｖａに係る１周期の間にスイッチ５４のオン・オフ動作を行わせて、共振回路ＳＣにコンデンサ５１を接続させた接続状態と非接続状態とを切替えるため、光スキャナ１に関する機械共振の共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行えることとなる。

なお、駆動回路５Ａにおいては、置換期間Ｔｂの開始時点から終了時点までの期間が図７(ａ)に示すように発振電圧Ｖａの信号波形に係る上に凸な期間(山部の期間)に含まれる期間となるのは必須でなく、発振電圧Ｖａの信号波形に係る下に凸な期間(谷部の期間)に含まれる期間となっても良い。

＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態に係る光スキャナシステム１００Ｂについては、第１実施形態の光スキャナシステム１００Ａと類似の構成を有しているが、駆動回路の構成が異なっている。

以下では、第２実施形態の駆動回路５Ｂについて詳しく説明する。

＜駆動回路５Ｂの要部構成＞
図１０は、本発明の第２実施形態に係る駆動回路５Ｂの要部構成を示す図である。

駆動回路５Ｂは、第１実施形態の駆動回路５Ａと類似の構成を有しているが、第１実施形態のコンデンサ５１、スイッチ５４およびコンパレータ４４を２組備えている点が主に異なっている。

すなわち、駆動回路５Ｂは、それぞれの容量値Ｃ１ａ、Ｃ１ｂが等しい２つのコンデンサ５１ａ、５１ｂと、これらのコンデンサ５１ａ、５１ｂを共振回路ＳＣに組み入れたり離脱させたりするための２つのスイッチ５４ａ、５４ｂと、発振電圧Ｖａと制御電圧±Ｖｃとを比較してスイッチ５４ａ、５４ｂのオン・オフを切替えるための２つのコンパレータ４４ａ、４４ｂとを備えている。さらに、駆動回路５Ｂは、コンパレータ４４ｂの出力を反転させるインバータ４５を有している。

以上のような構成の駆動回路５Ｂにおける発振周波数の可変動作を説明する。

図１１は、図７(ａ)に対応しており、駆動回路５Ｂにおける発振周波数の可変動作を説明するための図である。

駆動回路５Ｂでは、その絶対値(電圧の大きさ)が等しい正負の電圧値(＋Ｖｃ、−Ｖｃ)と発振電圧Ｖａとを各コンパレータ４４ａ、４４ｂで比較し、発振電圧Ｖａの１周期中に２回、別の発振周波数への切替動作を行うようになっている。

具体的には、図１１に示すように発振電圧Ｖａが制御電圧(＋Ｖｃ)より大きくなる期間Ｔｂｐでは、コンパレータ４４ａによりスイッチ５４ａがオン状態にされてコンデンサ５１ａが共振回路ＳＣに接続される。一方、発振電圧Ｖａが制御電圧(−Ｖｃ)より小さくなる期間Ｔｂｍでは、コンパレータ４４ｂおよびインバータ４５によりスイッチ５４ｂがオン状態にされてコンデンサ５１ｂが共振回路ＳＣに接続される。

これにより、期間(置換期間)Ｔｂｐの電圧波形が発振周波数ｆｏｍＨの波形から発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換されるとともに、期間(置換期間)Ｔｂｍの電圧波形が発振周波数ｆｏｍＬの波形に置換されるため、電圧波形Ｊａ(破線)が電圧波形Ｊｂ(実線)に変化して発振電圧Ｖａの周期が伸長される。

ここで、各置換期間Ｔｂｐ、Ｔｂｍの開始時点および終了時点は、発振電圧Ｖａが各制御電圧＋Ｖｃ、−Ｖｃと一致するタイミングになっている。すなわち、発振電圧(発振信号に係る信号レベル)Ｖａが各制御電圧(所定のレベル)＋Ｖｃ、−Ｖｃとなる切替タイミングで、スイッチ５４ａ、５４ｂにより共振回路ＳＣにコンデンサ５１ａまたはコンデンサ５１ｂを接続させた接続状態と非接続状態との切替えが行われる。そして、各置換期間Ｔｂｐ、Ｔｂｍの開始時点に対応する切替タイミング(特定の切替タイミング)から各置換期間Ｔｂｐ、Ｔｂｍの終了時点に対応する次の切替タイミングまでの期間は、発振電圧（発振信号）Ｖａの信号波形に係る上に凸な期間および下に凸な期間に含まれる期間となっている。

このように発振電圧Ｖａが各制御電圧＋Ｖｃ、−Ｖｃとなる切替タイミングでスイッチ５４ａ、５４ｂをオン・オフして別個のコンデンサ５１ａ、５１ｂの接続・非接続を切替えるのは、第１実施形態と同様に、スイッチ５４ａ、５４ｂのオン時における各コンデンサ５１ａ、５１ｂの両端の電位と、スイッチ５４ａ、５４ｂのオフ時における各コンデンサ５１ａ、５１ｂの両端の電位とを等しくして、スイッチ５４ａ、５４ｂのオン・オフ切替時に各コンデンサ５１ａ、５１ｂに急激な充電電流が流れないようにするためである。これにより、駆動回路５Ｂにおける発振動作が、より安定することとなる。

以上のような駆動回路５Ｂの動作により、第１実施形態と同様に、光スキャナ１に関する機械共振の共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行えることとなる。

また、駆動回路５Ｂにおいては、発振電圧Ｖａの１周期中に図１１に示すような２回の置換期間Ｔｂｐ、Ｔｂｍが設けられることにより、発振電圧Ｖａが対称波の歪波形となるため、偶数次の高周波成分がキャンセルされて、第１実施形態の駆動回路５Ａより発振電圧Ｖａの波形歪の低減が図れる。

＜第３実施形態＞
本発明の第３実施形態に係る光スキャナシステム１００Ｃについては、第１実施形態の光スキャナシステム１００Ａと類似の構成を有しているが、駆動回路の構成が異なっている。

以下では、第３実施形態の駆動回路５Ｃについて詳しく説明する。

＜駆動回路５Ｃの要部構成＞
図１２は、本発明の第３実施形態に係る駆動回路５Ｃの要部構成を示す図である。

駆動回路５Ｃは、第１実施形態の駆動回路５Ａと類似の構成を有しているが、駆動回路５Ａに対して、ミラー部１１の揺動角度を検出するための圧電素子ＳＮと、この圧電素子ＳＮを含む検出回路４６とが付加されている点が異なっている。

圧電素子ＳＮは、図１に示すようにトーションバー１２ａに貼付されてミラー部１１の変位角を検出する変位角検出センサとして機能する。

検出回路４６は、圧電素子ＳＮからの出力信号を増幅するとともにノイズ除去を行う。

以上のような構成の駆動回路５Ｃでは、検出回路４６から出力される出力信号Ｖｎの位相に関して、圧電素子３０の端子Ｐａで生じる発振電圧Ｖａに対して(−１８０)度の反転された位相差を確保できる。これは、発振電圧Ｖａに対して、インダクタ４８２を流れる電流(ミラー部１１の角速度に対応)Ｉｍで(−９０)度の位相差が生じるとともに、その電流Ｉｍを積分した電荷量(ミラー部１１の変位角に対応)で(−９０)度の位相差が更に生じて、合計(−１８０)度の位相差となるためである。

このような検出回路４６の出力信号Ｖｎを用いることにより、図６(ｃ)に示すようなミラー部１１の共振周波数付近の振動に関する位相の変化が確実に得られるため、検出回路４６の出力信号Ｖｎを反転アンプ４０に入力して必要な量を反転増幅すれば、反転アンプ４０での出力が正帰還となって発振動作に寄与することとなる。

以上のような駆動回路５Ｃの動作により、第１実施形態と同様に、光スキャナ１に関する機械共振の共振周波数域において発振周波数の調整を適切に行えることとなる。

また、上述した第１実施形態や第２実施形態の駆動回路５Ａ、５Ｂでは、圧電素子３１〜３４およびミラー部１１の設計によっては、インダクタンス性(Ｌ性)を示す周波数範囲Ｒａ(図６(ａ))において圧電素子３０のインピーダンスの位相の回転が不足し、反転アンプ４０等の発振動作に関する周辺回路の特性と適合しなくなって持続発振が困難な状況になる可能性がある。これに対して、本実施形態の駆動回路５Ｃでは、上述のようにミラー部１１の揺動振動に関する変位角を検出する検出回路４６の出力信号Ｖｎを反転アンプ４０に入力するため、持続発振を確実に行えることとなる。

なお、駆動回路５Ｃの検出回路４６においては、圧電素子(圧電センサ)ＳＮの出力信号を利用してミラー部１１の変位角を検出するのは必須でなく、共振周波数付近におけるミラー部１１の振幅および位相に与える影響が十分に小さければ、他の方式のセンサ(例えばＰＳＤ(Position Sensitive Detector)やＣＣＤラインセンサ等)を利用してミラー部１１の変位角を検出するようにしても良い。

＜変形例＞
・上記の各実施形態においては、以下で説明する回路構成によって波形歪を低減させるようにしても良い。

図１３に示すように、コンデンサ５２に対して並列接続する可変容量素子のトリマー５５を用いて発振周波数の調整(粗調整)を行えば、コンデンサ５１が接続される上記の置換期間を短縮できる。これにより、発振電圧Ｖａにおける波形歪の低減が図れることとなる。

また、図１４に示すように、コンデンサ５２に対して並列接続する複数のコンデンサ５６ａ、５６ｂをスイッチ５７ａ、５７ｂで選択的に接続して発振周波数の調整(粗調整)を行えば、コンデンサ５１が接続される上記の置換期間を短縮できる。これにより、発振電圧Ｖａにおける波形歪の低減が図れることとなる。

・上記の各実施形態における発振周波数切替用のコンデンサおよびスイッチについては、発振周波数の切替えが可能で持続発振できるものであれば、図４等に示す構成でなくても良い。例えば図１５に示すように発振周波数切替用のコンデンサ５１をコンデンサ５２と直列に接続する回路構成を採用しても良い。このような構成においても、スイッチ５４をオンにすることで発振周波数が切替わることとなる。なお、図１５の抵抗５８は、コンデンサ５１の放電電流制限用の抵抗である。

・上記の各実施形態においては、コンパレータで参照する発振電圧として圧電素子３０の一端Ｐａの電圧Ｖａを採用するのは必須でなく、波形歪および時間遅れの小さい発振電圧が得られるノードであれば、駆動回路のどのノードを採用しても良い。例えば、圧電素子３０の一端Ｐａの発振電圧Ｖａをバッファ回路を介してコンパレ−タで参照すれば、コンパレータの入力インピーダンスの影響を受けない発振電圧が得られることとなる。また、第３実施形態の駆動回路３Ｃにおいては、検出回路４６(図１２)からの出力電圧Ｖｎをコンパレータ４４で参照するようにしても良い。

・上記の各実施形態におけるコンパレータでは、発振電圧を参照するのは必須でなく、発振電流を参照するようにしても良い。

・上記の各実施形態における駆動回路については、コルピッツ型の発振回路を採用するのは必須でなく、ＬＣ回路やＲＣ回路として構成される調和発振回路を採用するようにしても良い。

・上記の各実施形態における駆動回路については、共振回路ＳＣに対するコンデンサの接続によって発振周波数の切替えを行うのは必須でなく、インダクタや抵抗の接続によって発振周波数の切替えを行うようにしても良い。すなわち、上記の各実施形態においては、インダクタやコンデンサ、抵抗などの受動素子(インピーダンス要素)の接続・非接続によって、発振周波数の調整(可変制御)が可能となる。

・上記の各実施形態における光スキャナでは、ミラー部１１を揺動変位させるアクチュエータとして圧電素子を使用するのは必須でなく、ＶＣＭ等の電磁アクチュエータや、静電型振動子等の静電アクチュエータ、高分子樹脂(ポリマー)を用いたアクチュエータを使用しても良い。なお、アクチュエータとして高分子樹脂を使用する場合には、曲がり梁２１〜２４、フレーム部１０、ミラー部１１および２つのトーションバー１２ａ、１２ｂを高分子樹脂で一体的に形成することが可能である。

・本発明については、光スキャナを駆動するための駆動回路だけでなく、一般のＶＣＯ（電圧制御発振回路）やＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振回路）への適用も可能である。

光スキャナ１の要部構成を示す平面図である。 図１のII−II位置から見た断面図である。 ミラー部１１の揺動振動動作を説明するための図である。 本発明の第１実施形態に係る駆動回路５Ａの要部構成を示す図である。 ミラー部１１の揺動振動に関連した各機械要素を電気素子に等価変換した等価回路３０ｃを示す図である。 等価回路３０ｃに関する周波数特性を説明するための図である。 駆動回路５Ａにおける発振周波数の可変動作を説明するための図である。 制御電圧Ｖｃに対する発振周波数ｆｏｍの特性を示す図である。 駆動回路５Ａにおける発振周波数の可変動作を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係る駆動回路５Ｂの要部構成を示す図である。 駆動回路５Ｂにおける発振周波数の可変動作を説明するための図である。 本発明の第３実施形態に係る駆動装置５Ｃの要部構成を示す図である。 本発明の変形例に係る回路構成を説明するための図である。 本発明の変形例に係る回路構成を説明するための図である。 本発明の変形例に係る回路構成を説明するための図である。 従来技術に係る発振回路９の要部構成を示す図である。 発振回路９における外部同期について説明するための図である。

符号の説明

１ 光スキャナ
５Ａ〜５Ｃ 駆動回路
１１ ミラー部
１２ トーションバー部
１２ａ、１２ｂ トーションバー
２１〜２４ 曲がり梁
３０ 圧電素子３１〜３４を合成結合した圧電素子
３０ｃ 等価回路
３１〜３４ 圧電素子
４０、９８ 反転アンプ
４１、９７ 負帰還抵抗
４４、４４ａ、４４ｂ コンパレータ
４５ インバータ
４６ 検出回路
５１〜５３、５１ａ、５１ｂ、５６ａ、５６ｂ、９２、９３ コンデンサ
５４、５４ａ、５４ｂ、５７ａ、５７ｂ スイッチ
５５ トリマー
９１ 可変容量ダイオード
１００Ａ〜１００Ｃ 光スキャナシステム
４８２ インダクタ
Ｉｍ インダクタ４８２に流れる電流
ＳＣ 共振回路
Ｖａ 発振電圧
Ｖｃ 制御電圧

Claims (9)

1. 発振信号を生成する調和発振装置であって、
   (a)第１の発振周波数で発振する発振回路と、
   (b)前記発振回路に接続可能な所定の受動素子と、
   (c)前記発振回路に前記所定の受動素子を接続させた接続状態と、非接続状態との切替えを行う切替手段と、
   (d)前記発振信号に係る１周期の間に、前記切替手段により前記接続状態と前記非接続状態との切替えを行わせる切替制御手段と、
   を備え、
   前記所定の受動素子が接続された接続状態の発振回路は、前記第１の発振周波数と異なる第２の発振周波数で発振することを特徴とする調和発振装置。
2. 請求項１に記載の調和発振装置において、
   前記切替制御手段は、
   前記発振信号に係る信号レベルが所定のレベルとなる切替タイミングで、前記切替手段により前記接続状態と前記非接続状態との切替えを行わせる手段、
   を有することを特徴とする調和発振装置。
3. 請求項２に記載の調和発振装置において、
   前記切替タイミングに関する特定の切替タイミングから次の切替タイミングまでの期間は、前記発振信号の信号波形について上に凸な期間および／または下に凸な期間に含まれる期間であることを特徴とする調和発振装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の調和発振装置において、
   前記発振回路には、圧電素子を含んで構成される正帰還ループが設けられていることを特徴とする調和発振装置。
5. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の調和発振装置において、
   前記発振回路には、光スキャナの光走査部を駆動するアクチュエータを含んで構成される正帰還ループが設けられていることを特徴とする調和発振装置。
6. 請求項５に記載の調和発振装置において、
   前記アクチュエータは、圧電アクチュエータであることを特徴とする調和発振装置。
7. 請求項５に記載の調和発振装置において、
   前記アクチュエータは、電磁アクチュエータであることを特徴とする調和発振装置。
8. 請求項５に記載の調和発振装置において、
   前記アクチュエータは、静電アクチュエータであることを特徴とする調和発振装置。
9. 請求項５に記載の調和発振装置において、
   前記アクチュエータは、高分子樹脂を用いたアクチュエータであることを特徴とする調和発振装置。

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