JP2008178284A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】きめ細やかな電圧制御ができ、高調波の低減を図るともにＰＷＭ制御による損失を抑制できる電力変換器を提供することである。
【解決手段】第１のハーフブリッジ回路１７は第１の直流電源１１に接続された第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２を有し、第２のハーフブリッジ回路１８は第２の直流電源１３に接続された第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４を有し、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間をハーフブリッジ回路接続線１６で接続して第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とを接続する。そして、交流端子は、一端が第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点から引き出され、他端が第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点から引き出される。
【選択図】 図１

Description

本発明は直流を交流に変換する電力変換器に関する。

直流を交流に変換する電力変換器から出力される交流電圧の高調波歪電圧を抑制するためにＰＷＭ制御が行われ、一般に電力変換器の高調波歪電圧を抑制するためにはＰＷＭ制御が必要である。

図１６は従来の単相フルブリッジインバータの回路図である。第１のハーフブリッジ回路１７における第１の直流電源１１は中性点で接地され、この第１の直流電源１１には第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２が接続されている。同様に、第２のハーフブリッジ回路１８における第２の直流電源１３は中性点で接地され、この第２の直流電源１３には第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４が接続され、各々の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４には、それぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。

また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の上下アームは、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の上下アームに並列に直流正極線１４及び直流負極線１５で接続されている。そして、交流端子の一端Ｕが第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点から引き出され、交流端子の他端Ｕ’が第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点から引き出され、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力が供給されるようになっている。いま、第１の直流電源１１及び第２の直流電源１３の電圧は、中性点を挟んでそれぞれＥであるとする。すなわち、従来の単相フルブリッジインバータのハーフブリッジ回路に供給する両端の直流電圧の大きさは一致している必要がある。この例では、両端とも２Ｅ[Ｖ]である。

図１７は、図１６に示した単相フルブリッジインバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図であり、表１は単相フルブリッジインバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図１７及び表１に示すように、単相フルブリッジインバータ回路の出力電圧は、０、２Ｅ、−２Ｅの３つのレベルとなる。

表１に示すように、単相フルブリッジインバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフは４つのモード１〜４がある。

モード１は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅであるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。

モード２は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅであるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅとなる。

モード３は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥであるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０となる。

モード４は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧は−Ｅであり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧はＥであるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅとなる。

このように、単相フルブリッジインバータ回路の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフの切り換えにより、モード１〜４を繰り返す。この場合、矩形波の幅ｄを調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化する。

次に、図１８は従来のＮＰＣ（中性点クランプ）方式のうち３レベルインバータの回路図である。第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７における第１の直流電源１１は中性点で接地され、この第１の直流電源１１には第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４が接続されている。同様に、第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８における第２の直流電源１３は中性点で接地され、この第２の直流電源１３には第５のスイッチング素子１２−５乃至第８のスイッチング素子１２−８が接続され、各々の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８には、それぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ８が並列に接続されている。

第１の直流電源１１の中性点と第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２との接続点の間にダイオードＤ９が接続され、第１の直流電源１１の中性点と第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４との接続点の間にダイオードＤ１０が接続されている。同様に、第２の直流電源１３の中性点と第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６との接続点の間にダイオードＤ１１が接続され、第２の直流電源１３の中性点と第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にダイオードＤ１２が接続されている。

また、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４の上下アームは、第５のスイッチング素子１２−５乃至第８のスイッチング素子１２−８の上下アームと並列に直流正極線１４及び直流負極線１５で接続されている。そして、交流端子の一端Ｕが第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点から引き出され、交流端子の他端Ｕ’が第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７の接続点から引き出され、この交流端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力が供給されるようになっている。いま、第１の直流電源１１及び第２の直流電源１３の電圧は、中性点を挟んでそれぞれＥであるとする。すなわち、従来の単相ＮＰＣフルブリッジインバータのＮＰＣハーフブリッジ回路に供給する両端の直流電圧の大きさは一致している必要がある。この例では、両端とも２Ｅ[Ｖ]である。

図１９は、図１８に示したＮＰＣ型インバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図であり、表２はＮＰＣ型インバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図１９及び表２に示すように、ＮＰＣ型インバータ回路の出力電圧は、０、Ｅ、２Ｅ、−Ｅ、−２Ｅの５つのレベルとなる。

表２に示すように、ＮＰＣ型インバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフには９つのモード１〜９がある。

例えば、モード１は、表２に示すように、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオン、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１２−５がオフ、第６のスイッチング素子１２−６がオン、第７のスイッチング素子１２−７がオン、第８のスイッチング素子１２−８がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。

以下同様に、モード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅ、モード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０、モード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅ、モード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。

このように、ＮＰＣ型インバータ回路の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフの切り換える。この場合、矩形波の幅ｄ、ｄ’を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化する。

以上に示すように、単相フルブリッジインバータや、ＮＰＣインバータは、公知技術として産業の発達に寄与している（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０−３３７０４５号公報

しかしながら、特許文献１のものでは、フルブリッジ回路を構成する２つのハーフブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路の正極及び負極が互いに接続されているので、出力波形の波高値を変化させることができない。このため、高調波低減には限界がある。また、電力変換器の高調波歪電圧を抑制するためにＰＷＭ制御による変調周波数を高くすると損失が増加する。このため、放熱フィンを大きくする必要があり、そうすると、装置の大型化やコストが増加する。一方、矩形波インバータを多重にする方式もあるが、矩形波インバータでは高調波低減には限界がある。

本発明の目的は、きめ細やかな電圧制御ができ、高調波の低減を図るとともにＰＷＭ制御による損失を抑制できる電力変換器を提供することである。

請求項１の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、一端が第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点から引き出され他端が第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項２の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点と第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続された相間リアクトルと、一端が相間リアクトルの中間点から引き出され他端がハーフブリッジ回路接続線から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項３の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点と第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続された交流巻線と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線を介して単相交流負荷に接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項４の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に単相交流負荷を配線するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項５の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に接続された相間リアクトルと、一端が相間リアクトルの中間点から引き出され他端がハーフブリッジ回路接続線から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項６の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に接続された交流巻線と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線を介して単相交流負荷に接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする。

請求項７の発明に係わる電力変換器は、請求項１乃至６のいずれか１項の発明において、中性点を挟んだ第１の直流電源の電圧をＥ１、Ｅ２、中性点を挟んだ第２の直流電源の電圧をＥ３、Ｅ４としたとき、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３を満たす第１の直流電源及び第２の直流電源を接続したことを特徴とする。

請求項８の発明に係わる電力変換器は、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の複数台の電力変換器を結合し多相または多重化したことを特徴とする

本発明によれば、第１のハーフブリッジ回路における第１の直流電源から供給される電圧パルス波形と第２のハーフブリッジ回路における第２の直流電源から供給される電圧パルス波形とを重畳させた電圧波形を得ることができるので、部品点数を増加させることなく、また変調周波数を高くすることなく、きめ細やかな電圧制御が可能となる。これにより、高調波の低減を図るともに、本方式にＰＷＭ制御を適用した場合、従来方式にＰＷＭ制御を適用した場合と比較して、キャリア周波数を抑えることができるので損失を抑制できる。

また、中性点を挟んだ第１の直流電源の電圧をＥ１、Ｅ２、中性点を挟んだ第２の直流電源の電圧をＥ３、Ｅ４としたとき、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３を満たすようにすれば出力電圧は正弦波が得られ、また、電圧Ｅ１〜Ｅ４はそれぞれ異なる電圧値であってもよく、また、三相に適用した場合には三相各相をハーフブリッジ回路で形成できるので、回路構成の部品点数を軽減できる。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図である。この第１の実施の形態は、図１６に示した従来例に対し、直流正極線１４及び直流負極線１５を除去し、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間をハーフブリッジ回路接続線１６で接続するようにしたものである。

図１において、第１のハーフブリッジ回路１７は、第１の直流電源１１に接続された第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２を有し、第１のスイッチング素子１２−１には環流ダイオードＤ１が並列接続され、第２のスイッチング素子１２−２には環流ダイオードＤ２が並列接続されている。また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点から交流端子Ｕが引き出されている。

第２のハーフブリッジ回路１８は、第２の直流電源１３に接続された第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４を有し、第３のスイッチング素子１２−３には環流ダイオードＤ３が並列接続され、第４のスイッチング素子１２−４には環流ダイオードＤ４が並列接続されている。また、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点から交流端子Ｕ’が引き出されている。

そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間がハーフブリッジ回路接続線１６で接続され、これにより、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが接続されている。

第１のハーフブリッジ回路１７の第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２と、第２のハーフブリッジ回路１８の第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４とは、それぞれ個別に制御される。すなわち、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例への出力電圧指令は、パルス列決定手段１９に入力される。パルス列決定手段１９は電力変換器の出力電圧が出力電圧指令に一致するように、ゲート制御回路２０ａ、２０ｂにパルス列を出力する。ゲート制御回路２０ａはパルス列決定手段１９からのパルス列に基づいてゲート駆動回路２１ａにより第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２をオンオフ制御する。同様に、ゲート制御回路２０ｂはパルス列決定手段１９からのパルス列に基づいてゲート駆動回路２１ｂにより第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４をオンオフ制御する。

いま、第１の直流電源１１の電圧は中性点を挟んでそれぞれＥであるとし、第２の直流電源１３の電圧は中性点を挟んでそれぞれＥ’（Ｅ’＞Ｅ）であるとする。

図２は第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図、表３は第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図２及び表３に示すように、第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、−Ｅ＋Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’の４つのレベルとなる。

表３に示すように、第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフは６つのモード１〜６がある。

モード１は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ’であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ＋Ｅ’であり、図２の時点ｔ１〜ｔ２の間である。

モード２は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ’であるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ＋Ｅ’であり、図２の時点ｔ２〜ｔ３の間である。

モード３は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ’であるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ＋Ｅ’であり、図２の時点ｔ３〜ｔ４の間である。

モード４は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ’であるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ−Ｅ’であり、図２の時点ｔ４〜ｔ５の間である。

モード５は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅであり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ’であるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ−Ｅ’であり、図２の時点ｔ５〜ｔ６の間である。

モード６は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥであり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ’であるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ−Ｅ’であり、図２の時点ｔ６〜ｔ７の間である。

このように、第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフの切り換える。これにより、出力電圧は２段重ねの矩形波となる。ベースとなる１段目の矩形波の高さの絶対値は｜−Ｅ＋Ｅ’｜であり、２段目の矩形波の高さの絶対値は｜Ｅ＋Ｅ’｜である。この場合、２段目の矩形波の幅ｗを調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪み電圧が変化する。２段目の矩形波の幅ｗを変化させるには、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２のオンオフ幅を調整することにより行う。

すなわち、時点ｔ１〜ｔ４においては、第２のハーフブリッジ回路１８の第４のスイッチング素子１２−４がオンしていることから、第１のハーフブリッジ回路１７の第１のスイッチング素子１２−１のオン時間を長くし、第２のスイッチング素子１２−２のオン時間を短くすると、２段目の矩形波の幅ｗが大きくなり、逆に、第１のスイッチング素子１２−１のオン時間を短くし、第２のスイッチング素子１２−２のオン時間を長くすると、２段目の矩形波の幅ｗが小さくなる。

一方、時点ｔ４〜ｔ７においては、第２のハーフブリッジ回路１８の第３のスイッチング素子１２−３がオンしていることから、第１のハーフブリッジ回路１７の第２のスイッチング素子１２−２のオン時間を長くし、第１のスイッチング素子１２−１のオン時間を短くすると、２段目の矩形波の幅ｗが大きくなり、逆に、第２のスイッチング素子１２−２のオン時間を短くし、第１のスイッチング素子１２−１のオン時間を長くすると、２段目の矩形波の幅ｗが小さくなる。

ここで、電力変換器の出力電圧は、図２から分かるように、−Ｅ＋Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’の４つのレベルであり０の値を取らないが特に問題とならない。例えば、０レベルが無くても正弦波を作ることができる。また、ＮＡＳ(ナトリウムイオウ)電池用などの系統連系インバータは、有効電力制御を基本とし、出力電圧は、系統電圧の定常的な変化程度に追従させれば問題ない。また、無効電力制御装置の場合にも、電圧出力を零まで下げることはまれである。

図３は、基本波実効値と歪波指数との関係を示す特性図である。ここで歪波を示す指数として、便宜的に、以下を示す歪波指数を用いて計算した。歪波指数Ｋは下記の（１）式で示されるものとする。

そして、従来の電力変換器として表４に示される特性の従来例１、２を用意した。

従来例１は図１７に示した出力電圧の矩形波の振幅２Ｅを１p.u.とし、矩形波のパルス幅ｄを基本波実効値０．６、０．７、０．８、０．９、１．０p.u.に対応して４．１、５．０、６．０、７．２ｍｓに変化させたものであり、従来例２は図１７に示した出力電圧の矩形波の振幅２Ｅを１．２p.u.とし、矩形波のパルス幅ｄを基本波実効値０．６、０．７、０．８、０．９、１．０p.u.に対応して、３．７、４．５、５．３、６．３、７．６ｍｓに変化させたものである。図３のＫ１は従来例１の特性曲線、Ｋ２は従来例２の特性曲線である。

次に、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例として表５に示される特性の実施例１、２、３を用意した。

実施例１は図２に示した出力電圧の１段目矩形波の高さ（−Ｅ＋Ｅ’）を０．５５p.u.とし、出力電圧の２段目矩形波の高さを０．６５p.u.とし、２段目矩形波のパルス幅ｗを基本波実効値０．６、０．７、０．８、０．９、１．０p.u.に対応して、１．１、２．３、３．５、４．９、６．７ｍｓに変化させたものである。実施例２は図２に示した出力電圧の１段目矩形波の高さ（−Ｅ＋Ｅ’）を０．５p.u.とし、出力電圧の２段目矩形波の高さを０．７p.u.とし、２段目矩形波のパルス幅ｗを基本波実効値０．６、０．７、０．８、０．９、１．０p.u.に対応して、１．５、２．６、３．８、５．１、６．８ｍｓに変化させたものである。実施例３は図２に示した出力電圧の１段目矩形波の高さ（−Ｅ＋Ｅ’）を０．４p.u.とし、出力電圧の２段目矩形波の高さを０．８p.u.とし、２段目矩形波のパルス幅ｗを基本波実効値０．６、０．７、０．８、０．９、１．０p.u.に対応して、２．２、３．２、４．２、６．３、７．０ｍｓに変化させたものである。図３のＫ３は実施例１の特性曲線、Ｋ４は実施例２の特性曲線、Ｋ５は実施例３の特性曲線である。

図３から分かるように、実施例１、２、３（特性曲線Ｋ３、Ｋ４、Ｋ５）は、従来例１、２（特性曲線Ｋ１、Ｋ２）と比較して、歪波指数が低減していることが分かる。これは、図２に示すように出力電圧を１段目矩形波に２段目矩形波を重畳させた凸状として正弦波に近似させたためであると考えられる。
１段目と２段目の電圧レベルは、目的とする基本波実効値の変動範囲に応じて調整することが望ましい。また、電圧調整範囲に応じて２段目のパルス幅を零にし、１段目のパルスのみで目的の基本波実効値を確保するように設計する必要がある。

図２では、出力電圧の２段目矩形波を１段目の矩形波のほぼ中央に位置するように、第１のハーフブリッジ回路１７の第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２をオンオフ制御するようにしたが、図４に示すように、出力電圧の２段目矩形波を１段目矩形波の片方に偏らせる特性とすることも可能である。図４では図の右方向に２段目矩形波を偏らせた場合を示している。これにより、電力変換器により不平衡電圧を補償する際に補償用の不平衡電圧を発生することができる。

また、以上の説明では、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間から交流の出力電圧を取り出すようにしたが、図５に示すように、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間に相間リアクトル２２を接続し、その相間リアクトル２２の中間点から端子ＵＮを取り出すとともに、ハーフブリッジ回路接続線１６から端子Ｎを取り出し、端子ＵＮと端子Ｎとの間から交流の出力電圧を取り出すようにしてもよい。

この場合、交流端子ＵＮ、Ｎ間には、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕの電圧と第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’の電圧との和が出力電圧として出力される。

図６は図５に示した第１の実施の形態に係わる電力変換器の他の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフ信号及び交流端子ＵＮ、Ｎ間の出力電圧の波形図である。図６に示すように、図４に示した波形図に対し、第２のハーフブリッジ回路１８の第３のスイッチング素子１２−３と第４のスイッチング素子１２−４のオンオフ状態が逆になっている。

また、図７に示すように、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点との間に交流巻線２３を接続し、この交流巻線２３と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線２４を介して単相交流負荷に接続するための交流端子ＵＴ、ＵＴ’を取り出すようにしてもよい。

第１の実施の形態によれば、電力変換器の第１のハーフブリッジ回路１７における第１の直流電源１１の中性点と第２のハーフブリッジ回路１８における第２の直流電源１３の中性点との間のみを接続し、第１のハーフブリッジ回路１７の２個のスイッチング素子及び第２のハーフブリッジ回路１８の２個のスイッチング素子をオンオフ制御するので、第１の直流電源１１から供給される電圧パルス波形と第２の直流電源１３から供給される電圧パルス波形とを２段で重畳させた電圧波形を得ることができる。従って、部品点数を増加させることなく、また変調周波数を高くすることなく、きめ細やかな電圧制御が可能となる。これにより、交流波形に近似した電圧波形を得ることができ、高調波の低減を図ることができる。また、本方式にＰＷＭ制御を適用した場合、従来方式にＰＷＭ制御を適用した場合と比較して、キャリア周波数を抑えることができるので損失を抑制できる。

例えば、直流電源１１、１３が燃料電池やＮＡＳ電池などの直流電源である場合には、経年劣化により直流電源１１、１３にアンバランスが発生しても、そのアンバランス状態をベースに多レベルインバータを実現することができる。そのため、燃料電池やＮＡＳ電池などの有効活用ができる。また、直流電源１１、１３である燃料電池やＮＡＳ電池と第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４までの距離を等距離にできるため、配線インダクタンスの補償設計が容易となる。

（第２の実施の形態）
図８は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図である。この第２の実施の形態は、図１８に示した従来例に対し、直流正極線１４及び直流負極線１５を除去し、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間をＮＰＣハーフブリッジ回路接続線１６で接続するようにしたものである。図１８に示した従来例と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。

図８において、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間はＮＰＣハーフブリッジ回路接続線１６で接続され、これにより、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８とを接続している。第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４と、第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８の第５のスイッチング素子１２−５乃至第８のスイッチング素子１２−８とは、それぞれ個別に制御される。なお、図８では、第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８を制御するための制御装置の図示を省略している。

いま、第１の直流電源１１の電圧は中性点を挟んでそれぞれＥであるとし、第２の直流電源１３の電圧は中性点を挟んでそれぞれＥ’であるとする。また、Ｅ’＞２Ｅであるとする。

図９は第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図、表６は第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフに対する出力電圧を示す表である。

図９及び表６に示すように、第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、０、Ｅ、−Ｅ＋Ｅ’、Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、Ｅ−Ｅ’、−Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’の９つのレベルとなる。ここで、第２の直流電源１３の電圧Ｅ’は、Ｅ’＞２Ｅであるとしているので、Ｅ’＞−Ｅ＋Ｅ’＞Ｅ＞０＞Ｅ−Ｅ’の関係が成り立ち、交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形は図９に示す通りとなる。なお、第２の直流電源１３の電圧Ｅ’がＥ＜Ｅ’＜２ＥであるとＥ’＞Ｅ＞−Ｅ＋Ｅ’＞０＞Ｅ−Ｅ’の関係が成り立ち、２Ｅ’＜ＥであるとＥ＞Ｅ−Ｅ’＞Ｅ’＞０＞−Ｅ＋Ｅ’の関係が成り立ち、Ｅ’＜Ｅ＜２Ｅ’であるとＥ＞Ｅ’＞Ｅ−Ｅ’＞０＞−Ｅ＋Ｅ’の関係が成り立つ。このように、第２の直流電源１３の電圧Ｅ’の大きさによって、９レベルの出力電圧、０、Ｅ、−Ｅ＋Ｅ’、Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、Ｅ−Ｅ’、−Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’の大小関係が変化する。

表６に示すように、第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第２のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフは１６のモード１〜１６がある。

例えば、モード１は、表６に示すように、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオン、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１２−５がオフ、第６のスイッチング素子１２−６がオン、第７のスイッチング素子１２−７がオン、第８のスイッチング素子１２−８がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。

以下同様に、モード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ＋Ｅ’、モード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ’、モード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ＋Ｅ’、モード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ’、モード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ＋Ｅ’、モード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０、モード１０のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード１１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ−Ｅ’、モード１２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ’、モード１３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ−Ｅ’、モード１４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ’、モード１５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ−Ｅ’、モード１６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅである。

このように、第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフの切り換える。これにより、出力電圧は４段重ねの矩形波となる。ベースとなる１段目の矩形波の高さの絶対値は｜Ｅ｜であり、２段目の矩形波の高さの絶対値は｜−Ｅ＋Ｅ’｜、３段目の矩形波の高さの絶対値は｜Ｅ’｜、４段目の矩形波の高さの絶対値は｜Ｅ＋Ｅ’｜である。この場合、２段目〜４段目の矩形波の幅を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化する。２段目〜４段目の矩形波の幅を変化させるには、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフ幅を調整することにより行う。また、出力電圧として０の値を取ることができる。

本実施例では、２Ｅ＜Ｅ‘の条件で電圧パルスを生成した。他方、２Ｅ＞Ｅ’の条件で電圧パルスを生成する場合、１段目の矩形波の高さの絶対値が｜−Ｅ＋Ｅ’｜となり、２段目の矩形波の高さの絶対値が｜Ｅ｜となるが、この場合においても階段状の矩形波電圧を発生することができる。

図１０は、本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の他の一例の回路図である。これは、図８に示した３レベルインバータを５レベルインバータに置き換えたものである。第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７における第１の直流電源１１は４個の電源を有し、それぞれの電圧はＥである。同様に、第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８における第２の直流電源１３は４個の電源を有し、それぞれの電圧はＥ‘である。

そして、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７における第１の直流電源１１は中性点で接地され、この第１の直流電源１１には第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８が接続されている。同様に、第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８における第２の直流電源１３は中性点で接地され、この第２の直流電源１３には第９のスイッチング素子１２−９乃至第１６のスイッチング素子１２−１６が接続され、各々の第１のスイッチング素子１２−１乃至第１６のスイッチング素子１２−１６には、それぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ１６が並列に接続されている。

また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と第１の直流電源１１の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点との間にダイオードＤ１７が接続され、第１の直流電源１１の第１電源Ｅ及び第２電源Ｅの接続点と第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６との接続点の間にダイオードＤ１８が接続される。第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点と第１の直流電源１１の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点との間にダイオードＤ１９が接続され、第１の直流電源１１の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点と第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７との接続点の間にダイオードＤ２０が接続され、さらに、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点と第１の直流電源１１の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点との間にダイオードＤ２１が接続され、第１の直流電源１１の第３電源Ｅ及び第４電源Ｅの接続点と第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にダイオードＤ２２が接続される。

同様に、第９のスイッチング素子１２−９及び第１０のスイッチング素子１２−１０の接続点と第２の直流電源１３の第１電源Ｅ’及び第２電源Ｅ’の接続点との間にダイオードＤ２３が接続され、第２の直流電源１３の第１電源Ｅ’及び第２電源Ｅ’の接続点と第１３のスイッチング素子１２−１３及び第１４のスイッチング素子１２−１４との接続点の間にダイオードＤ２４が接続される。第１０のスイッチング素子１２−１０及び第１１のスイッチング素子１２−１１の接続点と第２の直流電源１３の第２電源Ｅ’及び第３電源Ｅ’の接続点との間にダイオードＤ２５が接続され、第２の直流電源１３の第２電源Ｅ’及び第３電源Ｅ’の接続点と第１４のスイッチング素子１２−１４及び第１５のスイッチング素子１２−１５との接続点の間にダイオードＤ２６が接続され、さらに、第１１のスイッチング素子１２−１１及び第１２のスイッチング素子１２−１２の接続点と第２の直流電源１３の第３電源Ｅ’及び第４電源Ｅ’の接続点との間にダイオードＤ２７が接続され、第２の直流電源１３の第３電源Ｅ’及び第４電源Ｅ’の接続点と第１５のスイッチング素子１２−１５及び第１６のスイッチング素子１２−１６との接続点の間にダイオードＤ２８が接続される。

そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間はＮＰＣハーフブリッジ回路接続線１６で接続され、交流端子の一端Ｕが第４のスイッチング素子１２−４及び第５のスイッチング素子１２−５の接続点から引き出され、交流端子の他端Ｕ’が第１２のスイッチング素子１２−１２及び第１３のスイッチング素子１２−１３の接続点から引き出されている。この第２の実施の形態における他の一例の回路に示すようにレベル数を増やすことにより歪波をさらに低減することができる。

以上の説明では、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間から交流の出力電圧を取り出すようにしたが、第１の実施の形態の図５に示したように、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間に相間リアクトル２２を接続し、その相間リアクトル２２の中間点から端子ＵＮを取り出すとともに、ハーフブリッジ回路接続線１６から端子Ｎを取り出し、端子ＵＮと端子Ｎとの間から交流の出力電圧を取り出すようにしてもよい。

また、出力電圧の１＋ｎ段目矩形波をｎ段目の矩形波のほぼ中央に位置するように、ＮＰＣハーフブリッジ回路１７をオンオフ制御するようにしたが、第１の実施の形態の図４に示したように、出力電圧の１＋ｎ段目矩形波をｎ段目矩形波の片方に偏らせる特性とすることも可能である。これにより、電力変換器により不平衡電圧を補償する際に補償用の不平衡電圧を発生することができる。

また、第１の実施の形態の図７に示すように、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点との間に交流巻線２３を接続し、この交流巻線２３と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線２４を介して単相交流負荷に接続するための交流端子ＵＴ、ＵＴ’を取り出すようにしてもよい。

第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態に効果に加え、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路１７の４個のスイッチング素子及び第２のＮＰＣハーフブリッジ回路１８の４個のスイッチング素子をオンオフ制御するので、第１の直流電源１１から供給される電圧パルス波形と第２の直流電源１３から供給される電圧パルス波形とを４段で重畳させた電圧波形を得ることができ、０の電位も確保できるので、よりきめ細やかな電圧制御が可能となる。

（第３の実施の形態）
図１１は本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図である。この第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、中性点を挟んだ第１の直流電源１１の電圧をＥ１、Ｅ２、中性点を挟んだ第２の直流電源１３の電圧をＥ３、Ｅ４とし、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３を満たすようにしたものである。

図１２は第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図、表７は第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図１２及び表７に示すように、第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、Ｅ１−Ｅ３、Ｅ１＋Ｅ４、−Ｅ２＋Ｅ４、−Ｅ２−Ｅ３の４つのレベルとなる。

表７に示すように、第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフは６つのモード１〜６がある。

モード１は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥ１であり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ３であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ１−Ｅ３であり、図１２の時点ｔ１〜ｔ２の間である。

モード２は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥ１であり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ４であるモードである。従って、このモード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ１＋Ｅ４であり、図１２の時点ｔ２〜ｔ３の間である。

モード３は、第１のスイッチング素子１２−１がオン、第２のスイッチング素子１２−２がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥ１であり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ３であるモードである。従って、このモード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ１−Ｅ３であり、図１２の時点ｔ３〜ｔ４の間である。

モード４は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅ２であり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ４であるモードである。従って、このモード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ２＋Ｅ４であり、図１２の時点ｔ４〜ｔ５の間である。

モード５は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅ２であり、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ３であるモードである。従って、このモード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ２−Ｅ３であり、図１２の時点ｔ５〜ｔ６の間である。

モード６は、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオンで、交流端子Ｕの端子電圧が−Ｅ２であり、第３のスイッチング素子１２−３がオフ、第４のスイッチング素子１２−４がオンで、交流端子Ｕ’の端子電圧が−Ｅ４であるモードである。従って、このモード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ２＋Ｅ４であり、図１２の時点ｔ６〜ｔ７の間である。

このように、第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４のオンオフの切り換えにより、モード１〜６を繰り返す。これにより、出力電圧は２段重ねの矩形波となる。ベースとなる１段目の矩形波の高さの絶対値は｜−Ｅ２＋Ｅ４｜、｜Ｅ１−Ｅ３｜であり、２段目の矩形波の高さの絶対値は｜Ｅ１＋Ｅ４｜、｜−Ｅ２−Ｅ３｜である。

ここで、｜−Ｅ２＋Ｅ４｜＝｜Ｅ１−Ｅ３｜、｜Ｅ１＋Ｅ４｜＝｜−Ｅ２−Ｅ３｜となる必要があるので、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３となる。これにより、正負の波形の絶対値が等しくなり交流正弦波が得られる。第１の実施の形態の場合と同様に、２段目の矩形波の幅ｗを変化させることにより、出力電圧の大きさや高調波歪み電圧が調整可能となる。

また、直流電源１１、１３の電圧Ｅ１〜Ｅ４のいずれかの出力が０となっても、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３を満たす限りは交流正弦波を得られる。

以上の説明では、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間から交流の出力電圧を取り出すようにしたが、第１の実施の形態の図５に示したように、第１のハーフブリッジ回路１７からの交流端子Ｕと第２のハーフブリッジ回路１８からの交流端子Ｕ’との間に相間リアクトル２２を接続し、その相間リアクトル２２の中間点から端子ＵＮを取り出すとともに、ハーフブリッジ回路接続線１６から端子Ｎを取り出し、端子ＵＮと端子Ｎとの間から交流の出力電圧を取り出すようにしてもよい。

本実施例においても電力変換器により不平衡電圧を補償する際に補償用の不平衡電圧を発生することができる。

また、第１の実施の形態の図７に示すように、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点との間に交流巻線２３を接続し、この交流巻線２３と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線２４を介して単相交流負荷に接続するための交流端子ＵＴ、ＵＴ’を取り出すようにしてもよい。

次に、第１の実施の形態、第２の実施の形態及び第３の実施の形態の複数台の電力変換器を結合し多相の電力変換器を構成することも可能である。図１３は本発明の第３の実施の形態に係わる３台の電力変換器を結合して構成した３相の電力変換器の一例を示す回路図であり、図１４は図１３に示した３相の電力変換器のスイッチング素子のオンオフ信号及び３相の交流端子間の出力電圧の波形図である。

三相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、第１のハーフブリッジ回路１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗ及び第２のハーフブリッジ回路１８Ｕ、１８Ｖ、１８Ｗを設ける。第１のハーフブリッジ回路１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗに並列に第１の直流電源１１が接続され、第２のハーフブリッジ回路１８Ｕ、１８Ｖ、１８Ｗに並列に第２の直流電源１３が接続されている。そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間がハーフブリッジ回路接続線１６で接続され、これにより、第１のハーフブリッジ回路１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗと第２のハーフブリッジ回路１８Ｕ、１８Ｖ、１８Ｗとが接続されている。

Ｕ相の第１のハーフブリッジ回路１７Ｕはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を有し、このスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１、Ｄ２が並列接続され、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点から交流端子Ｕが引き出されている。また、Ｖ相の第１のハーフブリッジ回路１７Ｖはスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を有し、このスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４にはそれぞれ環流ダイオードＤ３、Ｄ４が並列接続され、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の接続点から交流端子Ｖが引き出されている。さらに、Ｗ相の第１のハーフブリッジ回路１７Ｗはスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を有し、このスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６にはそれぞれ環流ダイオードＤ５、Ｄ６が並列接続され、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の接続点から交流端子Ｗが引き出されている。

第２のハーフブリッジ回路１８Ｕ、１８Ｖ、１８Ｗについても同様に、Ｕ相の第２のハーフブリッジ回路１８Ｕはスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８を有し、このスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８にはそれぞれ環流ダイオードＤ７、Ｄ８が並列接続され、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の接続点から交流端子Ｕ’が引き出されている。また、Ｖ相の第２のハーフブリッジ回路１８Ｖはスイッチング素子Ｓ９、Ｓ１０を有し、このスイッチング素子Ｓ９、Ｓ１０にはそれぞれ環流ダイオードＤ９、Ｄ１０が並列接続され、スイッチング素子Ｓ９、Ｓ１０の接続点から交流端子Ｖ’が引き出されている。さらに、Ｗ相の第２のハーフブリッジ回路１８Ｗはスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２を有し、このスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１１、Ｄ１２が並列接続され、スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の接続点から交流端子Ｗ’が引き出されている。

図１４に示すように、３相の電力変換器の出力電圧は、図１２の場合と同様に、Ｅ１−Ｅ３、Ｅ１＋Ｅ４、−Ｅ２＋Ｅ４、−Ｅ２−Ｅ３の４つのレベルとなる。

また、１２個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２のオンオフは６つのモード１〜６がある。

モード１は、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１２がオン、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７、Ｓ１０、Ｓ１１がオフで、交流端子Ｕの端子電圧がＥ１で交流端子Ｕ’の端子電圧がＥ３、交流端子Ｖの端子電圧が−Ｅ２で交流端子Ｖ’の端子電圧がＥ３、交流端子Ｗの端子電圧がＥ１で交流端子Ｗ’の端子電圧がＥ３であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ１−Ｅ３、Ｖ−Ｖ’間端子電圧は−Ｅ２−Ｅ３、Ｗ−Ｗ’間端子電圧はＥ１−Ｅ３であり、図１４の時点ｔ１〜ｔ２の間である。

以下同様に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２のオンオフの切り換えにより、モード２〜６に変化し、そのモードを繰り返す。これにより、Ｕ−Ｕ’間端子電圧、Ｖ−Ｖ’間端子電圧、Ｗ−Ｗ’間端子電圧は出力電圧は図１２と同様に２段重ねの矩形波となる。 次に、第１の実施の形態、第２の実施の形態及び第３の実施の形態の複数台の電力変換器をトランス結合または相間リアクトル結合して多相または多重化の電力変換器を構成することも可能である。図１５は本発明の実施の形態に係わる多相の電力変換器の構成図であり、図１５（ａ）はトランス結合して三相電力変換器を構成した多相の電力変換器の構成図、図１５（ｂ）は相間リアクトル結合して三相電力変換器を構成した多相の電力変換器の構成図である。

図１５（ａ）に示すように、三相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相につき、それぞれ２台のハーフブリッジ回路１０をトランス結合にて直列接続して三相の電力変換器を構成している。また、図１５（ｂ）に示すように、三相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相につき、それぞれ２台のハーフブリッジ回路１０を相間リアクトルにて直列接続して三相の電力変換器を構成している。これにより、第１の実施の形態の効果や第２の実施の形態の効果を有する多相の電力変換器を提供できる。これらの変換器を多重化することによりさらに高調波の低減や大容量化をすることができる。

本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図。 本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図。 基本波実効値と歪波指数との関係を示す特性図。 本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の他の一例の波形図。 本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の他の一例の回路図。 本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の他の一例の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図。 本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換器の別の他の一例の回路図。 本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図。 本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子乃至第８のスイッチング素子のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図。 本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の他の一例の回路図。 本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の回路図。 本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換器の一例の第１のスイッチング素子乃至第４のスイッチング素子のオンオフ信号及び交流端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧の波形図。 本発明の第３の実施の形態に係わる３台の電力変換器を結合して構成した３相の電力変換器の一例を示す回路図。 図１３に示した３相の電力変換器のスイッチング素子のオンオフ信号及び３相の交流端子間の出力電圧の波形図。 本発明の実施の形態に係わる多相の電力変換器の構成図。 従来の単相フルブリッジインバータの回路図。 図１６に示した単相フルブリッジインバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図。 従来のＮＰＣ型インバータの回路図。 図１８に示したＮＰＣ型インバータ回路の交流端子Ｕ、Ｕの出力電圧の一例を示す波形図。

符号の説明

１１…第１の直流電源、１２…スイッチング素子、１３…第２の直流電源、１４…直流正極線、１５…直流負極線、１６…ハーフブリッジ回路接続線、１７…第１のハーフブリッジ回路、１８…第２のハーフブリッジ回路、１９…パルス列決定手段、２０…ゲート制御回路、２１…ゲート駆動回路、２２…相間リアクトル、２３…交流巻線、２４…変圧器巻線

Claims (8)

1. 第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、一端が第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点から引き出され他端が第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
2. 第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点と第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続された相間リアクトルと、一端が相間リアクトルの中間点から引き出され他端がハーフブリッジ回路接続線から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
3. 第１の直流電源に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を有した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続するハーフブリッジ回路接続線と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の接続点と第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続された交流巻線と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線を介して単相交流負荷に接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
4. 第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に単相交流負荷を配線するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
5. 第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に接続された相間リアクトルと、一端が相間リアクトルの中間点から引き出され他端がハーフブリッジ回路接続線から引き出され単相交流負荷を接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
6. 第１の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第２の直流電源に接続された４個以上のスイッチング素子を有した第２のＮＰＣハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続したＮＰＣハーフブリッジ回路接続線と、第１のＮＰＣハーフブリッジ回路と第２のＮＰＣハーフブリッジ回路の複数のスイッチング素子間の接続点の間に接続された交流巻線と磁気結合されたもう一方の変圧器巻線を介して単相交流負荷に接続するための交流端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
7. 中性点を挟んだ第１の直流電源の電圧をＥ１、Ｅ２、中性点を挟んだ第２の直流電源の電圧をＥ３、Ｅ４としたとき、Ｅ１＋Ｅ４＝Ｅ２＋Ｅ３を満たす第１の直流電源及び第２の直流電源を接続したことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換器。
8. 請求項１乃至７のいずれか１項に記載の複数台の電力変換器を結合し多相または多重化したことを特徴とする電力変換器。

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