JP2008160915A - モータ駆動用インバータ制御装置および該装置を用いた機器 - Google Patents

Abstract

【課題】周囲温度変化の影響を軽減して、モータの相電流の検出精度を向上させることにより、良好なモータ駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供する。
【解決手段】直流電圧を三相交流に変換してモータを駆動するインバータ装置において、モータの駆動中、インバータの上アームスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号が、すべてオフ、またはすべてオンであるタイミングで、インバータ母線に流れる電流の大きさに応じた電圧を出力する直流電流検出器のオフセット電圧の調整を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路を備えた誘導モータ、直流モータのベクトル制御インバータ装置に関するものであり、より具体的には、該装置におけるモータ電流の検出方法に関するものである。

交流モータなどの可変速駆動を行うモータ駆動用インバータ制御装置において、その出力波形をパルス幅変調して高調波を低減したものが一般的に使用されている。図１２は従来のパルス幅変調方式を用いたモータ駆動用インバータ制御装置であり、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部１９を有している。

また、直流電流検出器１１は、インバータ母線に流れる直流電流を検出し、相電流変換部７は、直流電流検出器１１で検出した直流電流と、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号の各相デューティとから、モータ３に流れるＵ相モータ電流Ｉｕ、Ｖ相モータ電流Ｉｖ、及びＷ相モータ電流Ｉｗを検出する。

検出したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、及びＩｗと、外部から与えられる速度指令ω＊とに基づき、ＰＷＭ信号生成部９は、インバータ２を制御するＰＷＭ信号を作成する。

図１３は、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号（インバータ２の上アーム分のみ）と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータに流れる各相の電流を示したものである。

図１４は、図１３における期間Ｔの詳細を示している。上から上アームＵ相スイッチング素子制御信号、上アームＶ相スイッチング素子制御信号、上アームＷ相スイッチング素子制御信号、下アームＵ相スイッチング素子制御信号、下アームＶ相スイッチング素子制御信号、下アームＷ相スイッチング素子制御信号、及びインバータ母線に流れる直流電流である。インバータ母線にはモータの相電流が現れ、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティ情報を用いて、相電流変換部７においてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、及びＩｗに変換する。

このインバータ母線に流れる電流からモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める方法については、特許文献１に詳細に記載されている。
特許第２７１２４７０号公報

通常、図１２に示すようなシステム構成において、直流電流検出器１１に流れる直流電流はインバータ側から直流電源側の向きに流れる場合が大半であるが、モータ３のインダクタンス成分が大きいと、印加した電圧に対して電流の位相が遅れて流れる現象が起こり、こうした場合、ＰＷＭ信号の出力タイミングによっては直流電流検出器１１に流れる直流電流の向きが、直流電源側からインバータ側になることがある。

モータ３をベクトル制御により駆動させるには、瞬時の正確なモータ電流検出が不可欠であり、前述のような状態を想定すると、直流電流検出器１１は双方向の電流が検出可能でなければならない。

直流電流検出器１１において双方向の電流検出値を出力するにあたって、検出した電流値がゼロのときにオフセット電圧を、順方向に電流が流れればその大きさに応じてオフセット電圧より大きい電圧を、逆方向に電流が流れればその大きさに応じてオフセット電圧より小さい電圧を一次直線状に出力させるデバイスや回路が用いられ、検出した電流値を演算するにあたっては、オフセット電圧からの差を求めてから変換係数を乗算するといった方法が用いられる。

しかしながら、オフセット電圧はデバイスや回路内の部品の特性上、温度によってその出力する値が変化する。このため、モータ停止時のように相電流が流れていないときのオフセット電圧を電流値演算に用いると、モータ３を長時間連続駆動させた場合に周囲温度の変化とともに検出した電流値に誤差が生じてしまい、ひいてはモータ３の駆動性能を劣化させる要因となっていた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、周囲温度変化の影響を軽減して、モータの相電流の検出精度を向上させることにより、良好なモータ駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、相電流の各相に対応する上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、前記インバータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記インバータの母線に流れる電流の大きさに応じた電圧を出力し、前記インバータの母線に電流が現れない場合はオフセット電圧を出力する直流電流検出器と、前記ＰＷＭ信号を受け、前記インバータの上アームスイッチング素子がすべてオフまたはすべてオンである第１のタイミングと前記インバータの母線に相電流が流れる第２のタイミングとにおいて前記直流検出器の出力電圧をサンプリングするデータ取得部と、前記データ取得部でサンプリングされた電圧に基づき前記オフセット電圧を調整しつつ前記相電流を再現する相電流変換部と、前記ＰＷＭ信号に応じて前記上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を駆動するドライブ回路とを備えたものである。

上記の構成によって、周囲温度変化によるモータ相電流の検出誤差を低減して、良好なモータ駆動を維持することを目的とする。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、周囲温度が変化した場合でも、モータ駆動中、定期的に直流電流検出器におけるオフセット電圧の調整を行うことにより、モータ相電流の検出誤差を低減することが可能となり、その結果、良好なモータ駆動を維持することが可能となる。

第１の発明は、相電流の各相に対応する上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、前記インバータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記インバータの母線に流れる電流の大きさに応じた電圧を出力し、前記インバータの母線に電流が現れない場合はオフセット電圧を出力する直流電流検出器と、前記ＰＷＭ信号を受け、前記インバータの上アームスイッチング素子がすべてオフまたはすべてオンである第１のタイミングと前記インバータの母線に相電流が流れる第２のタイミングとにおいて前記直流検出器の出力電圧をサンプリングするデータ取得部と、前記データ取得部でサンプリングされた電圧に基
づき前記オフセット電圧を調整しつつ前記相電流を再現する相電流変換部と、前記ＰＷＭ信号に応じて前記上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を駆動するドライブ回路とを備えたものである。

これにより、周囲温度が変化した場合でも、モータ駆動中、定期的に直流電流検出器におけるオフセット電圧の調整を行うことにより、モータ相電流の検出誤差を低減することが可能となり、その結果、良好なモータ駆動を維持することが可能となる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、前記データ取得部は、前記第１のタイミングで前記直流検出器の出力電圧をサンプリングするサンプリング周期を、前記第２のタイミングでのサンプリング周期よりも長く設定するものである。これにより、処理時間の短縮が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動用インバータ制御装置の構成を示すブロック図である。モータ駆動用インバータ制御装置は、直流電源１、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが、それぞれ接続されている。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｖ及び低圧側スイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１２ｗ及び低圧側スイッチング素子１２ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列に、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが、それぞれ接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電力は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電力に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。インバータ２の母線には直流電流検出器１１が設けられる。

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部７と、データ取得部１５、位相推定部１７と、回転子速度推定部１８とからなる。

ＰＷＭ信号生成部９は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、現在の速度と目標速度の誤差から演算により求められた出力電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、ベースドライバ１０により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。そのドライブ信号に従って各スイッチング素子が動作する。

データ取得部１５は、直流電流検出器１１に流れる電流（以下「インバータ母線電流」という。）のデータを取得し、相電流変換部７は、その結果をブラシレスモータ３の相電流に変換する。相電流変換部７は、実際にはインバータ母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。

位相推定部１７は、相電流変換部７により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。

さらに、回転子速度推定部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部９は、ブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部９は、推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて、回転子速度が目標速度となるようにＰＷＭ信号を制御する。

ＰＷＭ信号生成部９は、目標速度ω＊を実現するために、目標速度ω＊と推定速度ωｍとの差Δωにより、出力するべき電圧Ｖ＊をＰＩ演算などにより計算する。その電圧値Ｖ＊から各相に出力するべき電圧Ｖ＊ｓ（ｓは、相ｕ、ｖまたはｗを表す）を求める。

さらに、求められた電圧Ｖ＊ｓを出力するための各スイッチング素子に対するＰＷＭ信号は、ベースドライバ１０にそれぞれ出力される。各スイッチング素子は、それぞれのＰＷＭ信号に従って駆動され、正弦波状の交流電力を生成する。

このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことにより、ブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。

なお、制御部６においては、電圧値をデジタルデータとして取得するためのＡＤ変換機能、および、デジタルデータであるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のゲートパルス信号を出力するためのＤＡ変換機能を含め、そのすべての機能がマイクロプロセッサとメモリとを有する１チップのシステムＬＳＩによって実現される。

ここで、図２〜図６を用いて、インバータ母線に流れる電流において、ブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流れる相電流の状態（図２（ａ））と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である（図２（ｂ）〜（ｇ））。図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｂ））。

また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている（図２（ｃ））。以降、図２（ｄ）〜（ｇ）において、電気角６０°毎に各相の巻線に
流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において、電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された１キャリア周期分のＰＷＭ信号が、図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１２ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１２ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１２ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１２ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１２ｚを動作させる信号をそれぞれ示す。これらの信号は、アクティブ・ハイで動作する。

この場合、インバータ母線には、タイミング（１）では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時に、ＰＷＭ信号生成部９で生成された１キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

さらに別の例として、図２において電気角３０°の時に、ＰＷＭ信号生成部９で生成された１キャリア周期のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合を考える。この場合は、図８（ａ）に示すように、インバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図８（ｂ）に示すように、タイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図８（ｃ）に示すように、タイミング（３）ではＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が、これまでと異なり直流電源側からインバータ側の向きに現れる。

以上のように、インバータ母線上にはインバータ２の各スイッチング素子の状態に応じてブラシレスモータ３の相電流が現れ、１キャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次に示す式（１）の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められる。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）は、スイッチング素子の動作遅れにより、インバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間におけるインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

次に、直流電流検出器１１について説明する。図９は直流電流検出器１１の特性を示した一例であるが、検出した電流値がゼロのときにオフセット電圧の２．５Ｖを出力し、順方向に２０Ａの電流が流れれば５Ｖを、逆方向に２０Ａ電流が０Ｖを出力することを表しており、この特性は、上述したインバータ母線上に現れるブラシレスモータ３の相電流を双方向において検出するために必要なものである。

図２において電気角３０°の時に、ＰＷＭ信号生成部９で生成された１キャリア周期のＰＷＭ信号とインバータ母線に流れる電流と直流電流検出器１１の出力電圧の関係を、図１０に示す。

ここで、直流電流検出器１１の特性を図９に示すようなものとすると、タイミング（１）ではインバータ母線には電流は流れない（すなわち、インバータ母線電流は０Ａ）が、
この場合は、直流電流検出器１１の出力電圧は２．５Ｖとなり、タイミング（２）でインバータ母線に現れるＵ相電流が１０Ａだとすると、直流電流検出器１１の出力電圧は３．７５Ｖとなり、タイミング（３）でインバータ母線に現れるＷ相電流が−５Ａだとすると、直流電流検出器１１の出力電圧は１．８７５Ｖとなる。

すなわち、図９のような特性の直流電流検出器１１であれば、式（２）によってインバータ母線に流れる電流値を求めることが可能である。

検出電流＝（出力電圧−オフセット電圧）×変換係数
＝（出力電圧−２．５）×８ …（２）
図９に示すような特性におけるオフセット電圧は、直流電流検出器１１として用いられるデバイスや回路の仕様から求まるが、これには個体差があって製品一つ一つにバラツキが生じる。

このバラツキを解消すべく、ブラシレスモータ３が停止していて相電流が流れていない状態、すねわち、インバータ母線に流れる電流が定常的にゼロであるときに直流電流検出器１１の出力電圧を計測し、このときの値を検出電流演算に用いるオフセット電圧とする方法が一般的に行われている。

しかしながら、直流電流検出器１１のオフセット電圧に関しては、周囲温度の変動に影響される特性があるため、上述したようなブラシレスモータ３が停止している際のオフセット電圧と、ブラシレスモータ３がある程度の時間運転し続けて周囲温度が変化したときのオフセット電圧とに誤差が発生してしまう。

例えば、図１１に示すように、ブラシレスモータ３が、ある程度の時間運転することにより周囲温度が変化するために、オフセット電圧が２．５Ｖから２．８Ｖに変化する場合を想定すると、順方向の検出電流に対してはプラス２．４Ａの誤差を生じ、逆方向の検出電流に対してはマイナス２．４Ａの誤差を生じてしまう。

この相電流値の誤差は、ブラシレスモータ３のベクトル制御などにおいて最適な駆動実現を阻害する要因となり、消費電力の増大や回転トルクの減少、騒音や振動などを引き起こしてしまう。

そこで、データ取得部１５は、モータの駆動中においても、図１０のタイミング（１）、すなわち、インバータ２の上アームスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号がすべてオフである期間に、直流電流検出器１１の出力電圧データのサンプリングを行い、その値をオフセット電圧に設定する。なお、データ取得部１５は、上アームスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号がすべてオンであるタイミングにおいて、データサンプリングを行っても、同様の効果が得られる。

以上のように、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置によれば、モータ駆動中、定期的に直流電流検出器におけるオフセット電圧の調整を行うことにより、周囲温度が変化した場合でも、モータの相電流の検出誤差を低減することが可能となり、その結果、良好なモータ駆動を維持することが可能となる。

なお、上述のように、３つの相電流のうちの２つの相電流は、図１０のタイミング（２）および（３）においてサンプリングされ、残りの１つの相電流は、サンプリングされた２つの相電流のデータから式（１）を用いて計算されるが、データ取得部１５におけるデータサンプリングの周期、すなわち、直流電流検出器１１のオフセット電圧の調整を行う時間的間隔は、２つの相電流のサンプリング周期より長くても実用上問題はない。

なぜならば、一般的にインバータ２のスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号のキャリア周波数は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚであり、相電流の検出と計算の頻度は１秒間に数千回から数万回となるが、機器周辺の温度は、さほど急激に変化するものではないからである。

よって、オフセット電圧の調整は、数秒に一度行えば十分であり、オフセット電圧のデータサンプリング周期を長くすることによって、マイコンなどの制御装置の処理負荷を軽減することが可能となる。

また、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器など、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用でき、いずれの場合においても、信頼性の高い製品の実現に貢献するものである。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、インバータ母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出器の出力オフセット値を常時調整することにより、温度変化によるモータの相電流検出誤差をなくすことができ、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータなどの速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。

本発明の実施の形態１を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成をしめすブロック図 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図 １キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 図３における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 １キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 図５における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 １キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 図７における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 直流電流検出器１１の出力特性の一例を表す図 １キャリア周期のＰＷＭ信号とインバータ母線に流れる電流と直流電流検出器１１の出力電圧の関係を表す図 図９に示す特性をもつ直流電流検出器１１の温度変化が生じた際の出力特性の一例を表す図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置の構成を表すブロック図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置の動作を示す波形図 図１３におけるＴ部の動作波形図

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ 相電流変換部
８ｕ〜８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 直流電流検出器
１２ｕ〜１２ｗ 上アームスイッチング素子
１２ｘ〜１２ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ データ取得部
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ 位相推定部
１８ 回転子速度推定部

Claims (3)

1. 相電流の各相に対応する上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を有し、直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータを駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記インバータの母線に流れる電流の大きさに応じた電圧を出力し、前記インバータの母線に電流が現れない場合はオフセット電圧を出力する直流電流検出器と、
   前記ＰＷＭ信号を受け、前記インバータの上アームスイッチング素子がすべてオフまたはすべてオンである第１のタイミングと前記インバータの母線に相電流が流れる第２のタイミングとにおいて前記直流検出器の出力電圧をサンプリングするデータ取得部と、
   前記データ取得部でサンプリングされた電圧に基づき前記オフセット電圧を調整しつつ前記相電流を再現する相電流変換部と、
   前記ＰＷＭ信号に応じて前記上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を駆動するドライブ回路と、
   を備えたモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 前記データ取得部は、前記第１のタイミングで前記直流検出器の出力電圧をサンプリングするサンプリング周期を、前記第２のタイミングでのサンプリング周期よりも長く設定する請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
3. モータを有し、請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動する機器。

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