JP2008160410A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 従来技術は、誤差補償量を固定ステップで制御するため、放送用の送信装置のように、きめ細かな誤差補償量制御が要求される場合にはステップ数が膨大となるため適さなかった。
【解決手段】 ループバック信号の、互いに第１の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和と、互いに第２の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和とを算出し、両和信号それぞれを実部と虚部に分け、両実部を用いて振幅・位相誤差の２つの成分を推定し、両虚部を用いて振幅・位相誤差の残り２つの成分を推定する。
【選択図】図８

Description

本発明は直交変調器の直交誤差補償技術に関する。

無線通信システムにおいて、ベースバンド信号を変調してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換するために用いられる直交変調器には直交誤差（振幅誤差及び位相誤差）等が含まれており、これらを補償する方法として、直交変調器の入力と出力を用いて誤差を推定し、補償する方法が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。このようにすることにより、一定の変調精度を保って通信を行うことが可能であった。
特許第３０３７２１３号

しかしながら、特許文献１記載の技術は、誤差補償量を固定ステップで制御するため、放送用の送信装置のように、きめ細かな誤差補償量制御が要求される場合にはステップ数が膨大となるため適さない。

本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、きめ細かな補償に適した直交変調器の直交誤差補償手法を提供することを目的とする。

本発明は、補償されるべき信号に含まれる成分のうち前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ１離れた第１の周波数成分と−ｋ１離れた第２の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ２離れた第３の周波数成分と−ｋ２離れた第４の周波数成分と、を抽出する第１の周波数成分抽出部と、前記第１乃至第４の周波数成分それぞれの実数部と虚数部とから行列を生成する行列生成部と、直交変調器が直交性補償済信号を変調することによって生成した直交変調信号をループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記ｋ１離れた第５の周波数成分と前記ｋ２離れた第６の周波数成分とを抽出する第２の周波数成分抽出部と、前記第５の周波数成分の実数部及び虚数部と前記第６の実数部及び虚数部とを含むベクトルを生成するベクトル生成部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すべく前記補償されるべき信号を補償するための補償値を前記行列と前記ベクトルとから算出する演算部と、を備えることを特徴とする。

また本発明は、補償されるべき信号に含まれる成分のうち前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ１離れた第１の周波数成分と−ｋ１離れた第２の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ２離れた第３の周波数成分と−ｋ２離れた第４の周波数成分と、を抽出する第１の周波数成分抽出部と、前記第１の周波数成分と前記第２の周波数成分との和である第１の和と、前記第３の周波数成分と前記第４の周波数成分との和である第２の和と、を算出する第１の加算部と、前記第１の和の実数部である第１の実数部と虚数部である第１の虚数部と、前記第２の和の実数部である第２の実数部と虚数部である第２の虚数部と、を抽出する第１の分離部と、前記第１の実数部と前記第１の虚数部と前記第２の実数部と前記第２の虚数部とを含む行列を生成する行列生成部と、直交変調器が直交性補償済信号を変調することによって生成した直交変調信号をループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記＋ｋ１離れた第５の周波数成分と前記−ｋ１離れた第６の周波数成分と、前記ループバック信号の中心周波数から前記＋ｋ２（ただし｜ｋ１｜≠｜ｋ２｜）離れた第７の周波数成分と前記−ｋ２離れた第８の周波数成分と、を抽出する第２の周波数成分抽出部と、前記第５の周波数成分と前記第６の周波数成分との和である第３の和と、前記第７の周波数成分と前記第８の周波数成分との和である第４の和と、を算出する第２の加算部と、前記第３の和の実数部である第３の実数部と虚数部である第３の虚数部と、前記第４の和の実数部である第４の実数部と虚数部である第４の虚数部と、を抽出する第２の分離部と、前記第３の実数部と前記第４の実数部とを含む実数ベクトルを生成する実数ベクトル生成部と、前記第３の虚数部と前記第４の虚数部とを含む虚数ベクトルを生成する虚数ベクトル生成部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すよう補償されるべき補償されるべき信号を生成するための補償値のうち第１の補償値を前記行列と前記実数ベクトルとから算出する第１の演算部と、前記補償値のうち第２の補償値を前記行列と前記虚数ベクトルとから算出する第２の演算部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、直交変調器の直交誤差補償をきめ細かく行うことができる。

以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。

図１は本実施の形態に係る送信装置１００のブロック図である。

送信装置１００の構成を、アナログ部２００とデジタル部４００とに分けて説明する。

（アナログ部２００の構成）
アナログ部２００は、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：デジタル−アナログ変換器）２０１、ＢＢ（Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ）フィルタ２０３、直交変調器２０５、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：電力増幅器）２０８、アンテナ２０９、スイッチ２１０及び２１１、直交復調器２１３、ＢＢフィルタ２１５、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：アナログ−デジタル変換器）２１７、ＬＯ（Ｌｏｃａｌ ｓｉｇｎａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：局部信号発振器）２１９、ダウンコンバータ２２０、ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）フィルタ２２２、ＡＤＣ２２４を備える。

デジタルの直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０はデジタル部４００により加工されてそれぞれ、Ｉ_２及びＱ_２としてＤＡＣ２０１へ供給される。

ＤＡＣ２０１はＩ_２及びＱ_２をアナログ信号に変換し、ＢＢフィルタ２０３を通して直交変調器２０５へ供給する。

直交変調器２０５は、アナログ信号に変換されたＩ_２及びＱ_２を、ＬＯ２１９が出力する信号ＬＯ０を用いてＲＦ周波数に変調する。

ＰＡ２０８は直交変調器２０５の出力であるＩ_３及びＱ_３との加算信号を増幅し、増幅変調信号を出力する。

アンテナ２０９は増幅変調信号を放射する。

スイッチ２１０は直交変調器２０５の出力とダウンコンバータ２２０を接続／切断する。

スイッチ２１１はＰＡ２０８の出力と直交復調器２１３を接続／切断する。

直交復調器２１３は、ＰＡ２０８の出力である増幅変調信号がスイッチ２１１を介して入力される。直交復調器２１３は増幅変調信号を、ＬＯ０を用いて復調した、信号Ｉ_４及びＱ_４を出力する。

ＡＤＣ２１７は、ＢＢフィルタ２１５を通ったＩ_４及びＱ_４をデジタル信号に変換してデジタル部４００へ供給する。

ダウンコンバータ２２０は、直交変調器２０５の出力がスイッチ２１０を介して入力される。ダウンコンバータ２２０は直交変調器２０５の出力を、ＬＯ０を用いてＩＦ周波数にダウンコンバートした、信号Ｉ_６及びＱ_６を出力する。

ＡＤＣ２２４は、ＩＦフィルタ２２２を通ったＩ_６及びＱ_６をデジタル信号に変換してデジタル部４００へ供給する。

なお、ＡＤＣ２２４としてサンプリングレートが速い高コストな構成を用いる必要を避けるために、信号Ｉ_６及びＱ_６の中心周波数（ＩＦ周波数）は例えば図２に示すように、ＡＤＣ２１７のサンプリングレートより小さくかつＡＤＣ２２４のサンプリングレートの半分よりも大きくなるように設定してもよい。そのように設定するために必要であればＩＦ周波数をＲＦ周波数とは異なる周波数に設定するためにＬＯ０を分周するための分周器等の構成を、ＬＯ２１９とダウンコンバータ２２０との間に設けてもよいし、ＬＯ２１９とは別にローカル信号発振器からダウンコンバート用の信号を得る構成としてもよい。

（デジタル部４００の構成）
デジタル部４００は、デジタル変調部４０６、ＰＡ補償部４０１、直交変調誤差補償部４０２、直交復調誤差補償部４０４、制御部４０５を備える。

デジタル変調部４０６は、指定されたルールに従って０または１で値が表されるビット系列を変調して、送信すべきデータを表す直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０を生成する。本実施形態では、変換ルールとしてＯＦＤＭ変調を用いているが、本発明の適用範囲はこれに限られるものではないことはいうまでもない。

ＰＡ補償部４０１は、直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０に非線形歪補償を施したＩ_１及びＱ_１を出力する。ＰＡ補償部４０１としては例えば、特許３１９８８６４公報に記載された非線形歪補償技術を用いることができる。

デジタル変調部４０６の出力である直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０や非線形歪補償が施されたＩ_１及びＱ_１が、直交変調部２０５で生じる直交誤差の補償処理が施されていない、いわば補償されるべき信号である。

直交変調誤差補償部４０２及び直交復調誤差補償部４０４はそれぞれ、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の直交性を補正する。すなわち直交変調誤差補償部４０２及び直交復調誤差補償部４０４は、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の両成分の、振幅や位相や直流オフセットに対応した実数部及び虚数部を表す２つの信号（直交性補償済信号）を出力する。入出力の関係は、誤差推定モードにおいて検出された直交誤差から求められて設定される。直交変調誤差補償部４０２に設定する補償値や、直交復調誤差補償部４０４に設定する補償値は、誤差推定モードにおいて求められる。

制御部４０５は、フローチャーを用いて説明する後述のシーケンスの制御や、各種計算を行うものである。

図３は誤差推定モードにおける誤差推定の順序に係るフローチャートである。

まず、直交変調誤差補償部４０２の直交誤差補償に供するパラメータの推定を行う（ステップ１）。このときスイッチ２１０を接続状態とし、デジタル変調部４０６から直交変調器２０５までの経路を通った信号を、ダウンコンバータ２２０を介して直交変調誤差補償部４０２へループバックするようにする。なおスイッチ２１１は切断状態としておけばよい。誤差推定モードの間にデジタル変調部４０６から出力する直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０は一定の信号としてよい。また、ＰＡ補償部４０１及び直交復調誤差補償部４０４には適宜任意のパラメータを設定しておけばよい。

そして、推定したパラメータを直交変調誤差補償部４０２に設定し（ステップ２）、スイッチ２１０を切断状態にして以降の直交変調誤差補償部４０２の出力が直交誤差補償されたものとなるようにする。

次に、直交復調誤差補償部４０４の直交誤差補償に供するパラメータの推定を行う（ステップ３）。このときスイッチ２１１を接続状態とし、デジタル変調部４０６から直交変調器２０５までの経路を通った信号を、直交復調器２１３を介して直交復調誤差補償部４０４へループバックするようにする。なおスイッチ２１０は切断状態としておけばよい。ＰＡ補償部４０１には例えばステップ１で設定した値のままにするなど適宜任意のパラメータを設定しておけばよい。直交変調誤差補償部４０２によってデジタル変調部４０６から直交変調器２０５までの経路で生じる直交誤差はステップ２によって既に補償されているので、ＰＡ２０８から直交復調器２１３を通りＰＡ補償部４０１へ至る経路の直交誤差を正確に推定することができる。

そして、推定したパラメータを直交変調誤差補償部４０２に設定し（ステップ４）、以降の直交変調誤差補償部４０２の出力が直交誤差補償されたものとなるようにする。

次に、ＰＡ補償部４０１の非線形補償に供するパラメータの推定を行う（ステップ５）。このときスイッチ２１１を接続状態とし、デジタル変調部４０６から直交変調器２０５までの経路を通った信号を直交復調器２１３や直交復調誤差補償部４０４を介してＰＡ補償部４０１へループバックするようにする。なおスイッチ２１０は切断状態としておけばよい。ＰＡ補償部４０１へと信号をループバックさせる経路の直交誤差がステップ２及びステップ４によって既に補償されているので、ＰＡ２０８で生じる非線形歪を正確に推定することができる。

そして、推定したパラメータをＰＡ補償部４０１に設定し（ステップ６）、以降のＰＡ補償部４０１の出力が非線形歪補償されたものとなるようにする。

以上のように直交変調誤差補償部４０２，直交復調誤差補償部４０４、及びＰＡ補償部４０１それぞれの補償に供するパラメータを求めた後、誤差推定モードを終了する。

このように各補償部にパラメータが設定されて直交誤差や非線形歪の補償が高精度に行われる状態となった上で、通信モードにおいて実際に有意なデータの送信を行う。なお通信モードにおいてはスイッチ２１０及び２１１の両方を切断状態としてもよい。

ここではスイッチ２１０及び２１１の接続／切断を制御部４０５で制御するよう説明したが構成がこれに限るものではなく、スイッチ２１０及び２１１に代えてダウンコンバータ２２０や直交復調器２１３の動作／休止を行う構成としてもよい。

（直交変調誤差補償部４０２の構成）
（実施形態１）
まず、図４に示すモデルを用いて直交誤差補償について説明する。

このモデルは、フィルタブロック１０１，１０４、局部信号発振ブロック１０２、変調ブロック１０３，１０６、移相ブロック１０５、加算ブロック１０７の組み合わせで表される。

フィルタブロック１０１及び１０４はＢＢフィルタ２０３に対応し、局部信号発振ブロック１０２と移相ブロック１０５とがＬＯ２１９に対応し、変調ブロック１０３，１０６と加算ブロック１０７とが直交変調器２０５に対応する。

フィルタブロック１０１及び１０４に入力される元信号（データ変調部４０６で変調されたベースバンド信号。Ｉ_１及びＱ_１に相当する。ただしＰＡ補償部４０１がない構成であればＩ_０及びＱ_０に相当する。）それぞれをｓ_Ｉ（ｎ）及びｓ_Ｑ（ｎ）、直交変調器モデルの出力であり直交誤差補償のため補償部２へループバックされるループバック信号（Ｉ_６及びＱ_６に相当する）それぞれをｘ_Ｉ（ｎ）及びｘ_Ｑ（ｎ）とすると、直交変調器の振幅・位相誤差は次式で与えられる。

図４のモデルの場合、αをＩとＱとの相対振幅誤差、ΔθをＩとＱとの相対位相誤差とすると、次式のように表せる。

このモデルに対する直交誤差補償の理論について以下説明する。

図５は直交変調誤差補償部に直交誤差補償手法を実装した場合のブロック図の一例である。この直交変調誤差補償部４０２は、補償部２、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）部４，５、行列生成部８、ベクトル生成部９、最小二乗演算部１０、及び補償量更新部１１を備える。

補償部２は、後述する補償量更新部１１により算出された直交誤差推定値に基づいて、Ｉ_１及びＱ_１に対して直交誤差推定値の逆特性をかけたＩ_２及びＱ_２を出力する。このように、予め直交誤差の逆特性を掛けておくことを直交誤差補償とよぶ。補償された信号は直交変調器２０５に入力され、変調され、ＲＦ信号及びＩＦ信号が生成される。もし、直交誤差補償が適切に施されれば、直交変調器の出力において、変調精度が高いＲＦ信号及びＩＦ信号を得ることができる。

元信号はＤＦＴ部４（第１の周波数成分抽出部）に入力され、周波数領域の信号に変換される。同様に、ループバック信号はＤＦＴ部５に入力され、周波数領域の信号に変換される。ここで、ループバック信号の周波数ｋの成分は次式で与えられる。

この式からわかるように、ＩとＱとはそれぞれの成分に４つの直交誤差要素ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_２１，ｈ_２２が寄与している。

周波数領域の信号に変換された元信号は行列生成部８に入力され、次式で与えられる行列Ｒが生成される。

周波数領域の信号に変換されたループバック信号はベクトル生成部９に入力され、次式で与えられるベクトルｖが生成される。

生成された、行列およびベクトルは最小二乗演算部１０に入力され、次式で与えられるように、４つの直交誤差要素の推定値Ｈ_１１，Ｈ_１２，Ｈ_２１，Ｈ_２２が一度に推定される。

これは、４×４の逆行列の演算を行っていることになる。

以上のように、直交変調誤差補償部４０２は、ループバック信号の周波数ｋの成分にそれぞれ４つの直交誤差要素が寄与することから４×４逆行列の演算を行い、４つの直交誤差要素の最小二乗解を一度に算出することになる。４×４逆行列を求めるには吐き出し法等の繰り返し演算を行う信号処理アルゴリズムを用いることができる。

図４に示した直交誤差モデルの場合、Ｈ_１１は１となるべきであるが、実際には、アナログフィルタ等によるゲイン変動の影響で１とならない。そこで、次式に示すようにＨ_１２、Ｈ_２２をＨ_１１で正規化することでゲイン変動の影響を除去する。

補償量更新部１１は、Ｈ_１２、Ｈ_２２を用いて振幅誤差の推定値Ａ、位相誤差の推定値ΔΘを次式のように算出する。

振幅誤差および位相誤差の推定値を用いた補正量の更新式は次式で与えられる。

補償部２における処理として、更新した振幅誤差推定値および位相誤差推定値を用いた元信号に対する補正は次式で与えられる。

言うまでもないが、Ｓ´_Ｉ（ｎ）及びＳ´_Ｑ（ｎ）がＩ_１及びＱ_１に対応し、Ｓ_Ｉ（ｎ）及びＳ_Ｑ（ｎ）がＩ_２及びＱ_２に対応する。

以上のように、直交誤差補償が行われる。

（実施形態２）
上記理論を実装するにあたっては、吐き出し法等の繰り返し演算を行って４要素を一度に算出する信号処理アルゴリズムを用いるよりも、以下に説明するように２要素ずつ算出するアルゴリズムを採用するほうが数学公式を用いることができて更に精度がよい上に、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）での実装が容易となる。

図６を用いて、４要素を一度に算出する信号処理アルゴリズムを２要素ずつ算出するアルゴリズムに置き換えることが可能であることを説明する。ある周波数ｃに関して互いに対称な周波数−ｋ及び＋ｋの信号同士を以下、対称サブキャリアと称する。

元信号の４つの直交誤差要素ｈ_１１、ｈ_１２、ｈ_２１、ｈ_２２のうち２要素は対称サブキャリアそれぞれに対して逆符号に寄与しており、対称サブキャリア同士の和をとると、この２要素が相殺され、残りの２要素しか寄与しない。

そこで、ループバック信号の、互いに第１の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和と、互いに第２の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和とを算出し、両和信号それぞれを実部と虚部に分け、両実部（すなわちＩ信号成分）を用いて振幅・位相誤差の一部を推定し、両虚部（即ちＱ信号成分）を用いて振幅・位相誤差の残りの一部を推定する。すなわち、４要素を一度に算出するのではなく、２要素ずつ算出するようにする。

図７に、そのように実装した直交変調誤差補償部４０２の形態に係るブロック図を示す。

直交変調誤差補償部４０２は、補償部２、ＤＦＴ部４，５、第１加算部２０、第２加算部２１、第１実／虚分離部２２，第２実／虚分離部２３、行列生成部２４、実数ベクトル生成部２５，虚数ベクトル生成部２６、最小二乗演算部２７，２８、及び補償量更新部１１を備える。

補償部２は、後述する補償量更新部１１により算出された直交誤差推定値に基づいて、Ｉ_１及びＱ_１に対して直交誤差推定値の逆特性をかけたＩ_２及びＱ_２を出力する。

元信号はＤＦＴ部４（第１の周波数成分抽出部）に入力され、周波数領域の信号に変換される。ＤＦＴ部４は周波数領域の信号に変換した元信号のうち、ある周波数ｃから±ｋ１だけ周波数が離れた対称サブキャリアＳ（＋ｋ１）及びＳ（−ｋ１）と、ある周波数ｃから±ｋ２（ただし｜ｋ１｜＜｜ｋ２｜）だけ周波数が離れた対称サブキャリアＳ（＋ｋ２）及びＳ（−ｋ２）とを出力する。

第１加算部２０は対称サブキャリア同士の和、すなわちＳ（＋ｋ１）＋Ｓ（−ｋ１）と、Ｓ（＋ｋ２）＋Ｓ（−ｋ２）とを算出する。

第１実／虚分離部２２は、Ｓ（＋ｋ１）＋Ｓ（−ｋ１）の実数部（Ｉ成分）及び虚数部（Ｑ成分）と、Ｓ（＋ｋ２）＋Ｓ（−ｋ２）の実数部（Ｉ成分）及び虚数部（Ｑ成分）とを出力する。

行列生成部２４は第１実／虚分離部２２の出力をもとに、次式で与えられる行列Ｒを生成する。

一方、ループバック信号はＤＦＴ部５（第２の周波数成分抽出部）に入力され、周波数領域の信号に変換される。ＤＦＴ部５は周波数領域の信号に変換した元信号のうち、ある周波数ｃから±ｋ１だけ周波数が離れた対称サブキャリアＸ（＋ｋ１）及びＸ（−ｋ１）と、ある周波数ｃから±ｋ２（ただし｜ｋ１｜＜｜ｋ２｜）だけ周波数が離れた対称サブキャリアＸ（＋ｋ２）及びＸ（−ｋ２）とを出力する。

第２加算部２１は対称サブキャリア同士の和、すなわちＸ（＋ｋ１）＋Ｘ（−ｋ１）と、Ｘ（＋ｋ２）＋Ｘ（−ｋ２）とを算出する。これらは次式のように表すことができる。

この式からわかるように、和信号にはそれぞれ２つの直交誤差要素しか寄与しない。

第２実／虚分離部２３は、Ｘ（＋ｋ１）＋Ｘ（−ｋ１）の実数部（Ｉ成分）及び虚数部（Ｑ成分）と、Ｘ（＋ｋ２）＋Ｘ（−ｋ２）の実数部（Ｉ成分）及び虚数部（Ｑ成分）とを抽出して出力する。

実数ベクトル生成部２５は、両実数部から次式で与えられる実数ベクトルＶ_Ｉを生成する。

虚数ベクトル生成部２６は、両虚数部から次式で与えられる虚数ベクトルＶ_Ｑを生成する。

最小二乗演算部２７（第１の演算部）は、行列生成部２４が生成した行列Ｒと、実数ベクトル生成部２５が生成した実数ベクトルＶ_Ｉを用いて２つの直交誤差要素ｈ_１１及びｈ_１２を算出する。

最小二乗演算部２８（第２の演算部）は、行列生成部２４が生成した行列Ｒと、虚数ベクトル生成部２６が生成した虚数ベクトルＶ_Ｑを用いて２つの直交誤差要素ｈ_２１及びｈ_２２を算出する。

このように、実数ベクトル生成部２５及び虚数ベクトル生成部２６で行う演算に含まれる逆行列演算の対象を２×２逆行列とすることができる。２×２逆行列の演算には数学公式があるため、特別な信号処理アルゴリズムが不要であり、量子化誤差の蓄積がなく、精度よい算出ができる。また、ＦＰＧＡでの実装が容易になる。

なお、ここでは±ｋ１と±ｋ２との２つの対称サブキャリアを用いたが、３つ以上の対称サブキャリアを用いてもよい。

その場合は行列及びベクトルの行が増やすこともできる。用いる対称サブキャリアを増やすと、より精度高く直交誤差推定値を算出することができる。

あるいは、行列及びベクトルの行が増やさずに、複数の対称サブキャリアの平均値を±ｋ１や±ｋ２として用いてもよい。この場合も同様に推定精度が改善することに加え、行列およびベクトルの行が増えないので、行列演算における乗算数が増えず、回路の規模を増加させずに済む。

以上のように算出した４つの直交誤差要素ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_２１，ｈ_２２について、補償量更新部１１は（７）式と同様に、次式のように正規化してゲイン変動の影響を除去する。

更に補償量更新部１１は、ｈ_１２，ｈ_２２を用いて振幅誤差の推定値Ａ、位相誤差の推定値ΔΘを次式のように算出する。

振幅誤差および位相誤差の推定値を用いた補正量の更新式は上述の（９）式で与えられる。補正量を更新する際に動作の安定性を確保するための方法として、振幅誤差および位相誤差の推定値の何回分かを平均して、それを更新値として代入してもよい。また、振幅誤差および位相誤差に対して例えば振幅誤差の閾値を±０．５ｄＢ，位相誤差の閾値を±５度とするといったように、推定値が閾値を超えた場合はその推定値を破棄するという方法を採用してもよい。

また補償部２における処理として、更新した振幅誤差推定値および位相誤差推定値を用いた元信号に対する補正は上述の（１０）式で与えられる。

以上のように、直交誤差補償が行われる。

なお、直交復調誤差補償部４０４は直交変調誤差補償部４０２と同様の構成としてよい。すなわち直交復調誤差補償部４０４は、Ｉ_１及びＱ_１に代わってＩ_４及びＱ_４が入力される。また、Ｉ_２及びＱ２に代わってＩ_５及びＱ_５を出力する。

（実施形態３）
直交変調誤差補償部４０２は、図８に示すブロック図のように構成してもよい。この直交変調誤差補償部４０２は、ＤＦＴ部４，５の代わりに周波数オフセット補償部３７、相関演算部３８，３９、位相推定部４０、位相演算部４１を備える。

周波数オフセット補償部３７は、入力されるループバック信号（Ｉ_６及びＱ_６に相当する）であるｘ_Ｉ（ｎ）及びｘ_Ｑ（ｎ）を用いて以下の演算を行い、出力ｘ’_Ｉ（ｎ）及びｘ’_Ｑ（ｎ）を生成する。

ここで、Δｋ_ＩＦはＡＤＣ２２４のサンプリング間隔に対応する周波数、ＮはＩＦ信号の１周期中にＡＤＣ２２４がサンプリングするデータ点数である。

上記演算は、ＩＦ信号の中心周波数とＡＤＣ２２４のサンプリングレートとの関係が１対１でないことから無理数となる、元信号とループバック信号の周波数の対応関係を、有理数比率にして、補償量推定精度を向上するために行うものである。

相関演算部３９は、ｘ’_Ｉ（ｎ）及びｘ’_Ｑ（ｎ）を次式の要領で相関演算して、両値を周波数領域の値Ｘ_Ｉ（ｋ）及びＸ_Ｑ（ｋ）へ変換する。

離散フーリエ変換は、Ｎサンプルの信号からＮ点の周波数信号を計算するが、上記要領では特定の周波数ポイントの信号だけ計算すればよく演算量が少なくて済む。

なお同様に相関演算部３８は、元信号ｓ_Ｉ（ｎ）及びｓ_Ｑ（ｎ）（ベースバンド信号。Ｉ_１及びＱ_１に相当する）を次式の要領で相関演算して、周波数領域の値Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）へ変換する。

位相推定部４０は、Ｉ_１及びＱ_１に対して、両信号が直交変調補正部２やＤＡＣ２０１やアナログ部２００を通って直交変調誤差補償部４０２へ戻ってくるまでの時間分のＩ_６及びＱ_６のずれ（すなわち遅延）を推定する。以下、この遅延について述べる。

直交変調器２０５の振幅誤差および位相誤差がさほど大きくない場合、周波数領域での元信号Ｘ_ＩＦ＿Ｉ（ｋ）及びＸ_ＩＦ＿Ｑ（ｋ）とループバック信号Ｑ_ＩＦ＿Ｉ（ｋ−ｋ_ＩＦ）及びＱ_ＩＦ＿Ｑ（ｋ−ｋ_ＩＦ）との周波数領域での関係は次式で表すことができる。

ここで、φは時間領域での遅延量を周波数領域で表現した場合の位相回転量である。上式が成り立つという仮定のもと、元信号に関する相関演算部３８の出力Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）とループバック信号に関する相関演算部３９の出力Ｘ_Ｉ（ｋ）及びＸ_Ｑ（ｋ）とから位相回転量φを推定する。

位相回転量φは周波数ｋの一次関数（直線近似）で表すことができ、位相回転量の最小二乗解は次式で与えられる。

ここで

でありさらに

すなわち

である。なお、（２５）式から後述する（２８）式まででｋ_ｐは元信号の周波数である。また

である。ここでφ（ｋ_ｐ）は周波数ｋ＝ｋ_ＩＦ＋ｋ_ｐでの周波数回転量であり、次式で表すことができる。

以上のようにφには動的な値すなわち測定すべき値は含まれておらず変化しない。つまり、元信号の周波数ｋ_ｐの成分に対して、ループバック信号の周波数ｋ_ＩＦ＋ｋ_ｐの成分が対応するものとして、対応関係を固定してよく、遅延量はレジスタで予め設定しておいてよいのである。なお、周波数変換の仕方によってスペクトルが元信号に対して反転する場合は、元信号の周波数−ｋ_ｐの成分に対してループバック信号の周波数ｋ_ＩＦ＋ｋ_ｐの成分を対応させればよい。

位相演算部４１は、位相推定部４０が設定する上述のような遅延量を用いて、ループバック信号の遅延を補正する。

第２加算部２１は、位相演算部４１が出力する、遅延補正されたループバック信号の対称サブキャリア同士の和を、次式の要領で算出する。

この式は（１２）式と同様の形の式であり、以降の処理は図７に示した形態と同様に行えばよい。

アナログ部２００の諸構成要素によってループバック信号に乗ってくるＤＣオフセットは以下のように推定することができる。

ＤＣオフセットの推定値ｄｃ_Ｉ及びｄｃ_Ｑは、先に直交変調器２０５の振幅誤差および位相誤差を推定した際に算出したｈ_１１、ｈ_１２、ｈ_２１、ｈ_２２、元信号のＤＣ成分（すなわち周波数ｋ＝０の成分）、ループバックＩＦ信号の中心周波数成分（すなわち周波数ｋ＝ｋ_ＩＦの成分）を用いて次式で与えられる。

推定したＤＣオフセットを用いた、補正量の更新式は次式で与えられる。

以上のように補償量更新部１１が更新した値を用いて、補償部２は元信号に対する補正を次式のように行う。

なお、ここまで直交変調誤差補償部４０２の構成について詳述したが、直交変調誤差補償部４０２の入出力であるＩ_１及びＱ_１、Ｉ_２及びＱ_２、Ｉ_６及びＱ_６をそれぞれ、Ｉ_４及びＱ_４、Ｉ_５及びＱ_５、Ｉ_１及びＱ_１と読み変えることでその構成を直交復調誤差補償部４０４に適用することができる。

本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１の実施の形態に係る送信装置のブロック図。 ＡＤＣのサンプリングレートとＩＦ周波数との関係を示す図。 誤差推定モードにおける誤差推定の順序に係るフローチャート。 直交変調器の直交誤差モデルの一例を示す図。 直交変調誤差補償部の一例を示すブロック図。 元信号の直交誤差とループバック信号との関係を示す図。 直交変調誤差補償部の別の一例を示すブロック図。 直交変調誤差補償部の更に別の一例を示すブロック図。

符号の説明

１００・・・送信装置、２００・・・アナログ部、２０１・・・ＤＡＣ、２０３・・・ＢＢフィルタ、２０５・・・直交変調器、２０８・・・ＰＡ、２０９・・・アンテナ、２１０，２１１・・・スイッチ、２１３・・・直交復調器、２１５・・・ＢＢフィルタ、２１７・・・ＡＤＣ、２１９・・・ＬＯ、２２０・・・ダウンコンバータ、２２２・・・ＩＦフィルタ、２２４・・・ＡＤＣ、４００・・・デジタル部、４０１・・・ＰＡ補償部、４０２・・・直交変調誤差補償部、４０４・・・直交復調誤差補償部、４０５・・・制御部、４０６・・・デジタル変調部。

Claims (10)

1. 直交変調信号を生成する直交変調部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消す補償部と、補償されるべき信号を生成する信号生成部と、前記直交変調信号を増幅して送出する送信部とを備える送信装置において、
   前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ１離れた第１の周波数成分と−ｋ１離れた第２の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ２離れた第３の周波数成分と−ｋ２離れた第４の周波数成分と、を抽出する第１の周波数成分抽出部と、
   前記第１乃至第４の周波数成分それぞれの実数部と虚数部とから行列を生成する行列生成部と、
   前記直交変調信号を前記補償部に向けてループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記ｋ１離れた第５の周波数成分と前記ｋ２離れた第６の周波数成分とを抽出する第２の周波数成分抽出部と、
   前記第５の周波数成分の実数部及び虚数部と前記第６の実数部及び虚数部とを含むベクトルを生成するベクトル生成部と、
   前記行列と前記ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる補償値を算出し、前記補償値を前記補償部へ供給する演算部と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 直交変調信号を生成する直交変調部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消す補償部と、補償されるべき信号を生成する信号生成部と、前記直交変調信号を増幅して送出する送信部と、を備える送信装置において、
   前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ１離れた第１の周波数成分と−ｋ１離れた第２の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から＋ｋ２離れた第３の周波数成分と−ｋ２離れた第４の周波数成分と、を抽出する第１の周波数成分抽出部と、
   前記第１の周波数成分と前記第２の周波数成分との和である第１の和と、前記第３の周波数成分と前記第４の周波数成分との和である第２の和と、を算出する第１の加算部と、
   前記第１の和の実数部である第１の実数部と虚数部である第１の虚数部と、前記第２の和の実数部である第２の実数部と虚数部である第２の虚数部と、を抽出する第１の分離部と、
   前記第１の実数部と前記第１の虚数部と前記第２の実数部と前記第２の虚数部とを含む行列を生成する行列生成部と、
   前記直交変調信号を前記補償部に向けてループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記＋ｋ１離れた第５の周波数成分と前記−ｋ１離れた第６の周波数成分と、前記ループバック信号の中心周波数から前記＋ｋ２（ただし｜ｋ１｜≠｜ｋ２｜）離れた第７の周波数成分と前記−ｋ２離れた第８の周波数成分と、を抽出する第２の周波数成分抽出部と、
   前記第５の周波数成分と前記第６の周波数成分との和である第３の和と、前記第７の周波数成分と前記第８の周波数成分との和である第４の和と、を算出する第２の加算部と、
   前記第３の和の実数部である第３の実数部と虚数部である第３の虚数部と、前記第４の和の実数部である第４の実数部と虚数部である第４の虚数部と、を抽出する第２の分離部と、
   前記第３の実数部と前記第４の実数部とを含む実数ベクトルを生成する実数ベクトル生成部と、
   前記第３の虚数部と前記第４の虚数部とを含む虚数ベクトルを生成する虚数ベクトル生成部と、
   前記行列と前記実数ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる第１の補償値を算出し、前記第１の補償値を前記補償部へ供給する第１の演算部と、
   前記行列と前記虚数ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる第２の補償値を算出し、前記第２の補償値を前記補償部へ供給する第２の演算部と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
3. 前記第１の演算部は、前記行列と前記実数ベクトルとを係数とする最小二乗法によって前記第１の補償値を算出することを特徴とする請求項２記載の送信装置。
4. 前記第２の演算部は、前記行列と前記虚数ベクトルとを係数とする最小二乗法によって前記第２の補償値を算出することを特徴とする請求項２記載の送信装置。
5. 前記直交変調信号をダウンコンバートして前記ループバック信号を出力するダウンコンバータを備えることを特徴とする請求項２記載の送信装置。
6. 前記ループバック信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を備え、
   前記ダウンコンバータは、前記ループバック信号を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートよりも低く前記サンプリングレートの半分よりも高い周波数へ前記直交変調信号をダウンコンバートすることを特徴とする請求項５記載の送信装置。
7. 前記第１の周波数成分抽出部は、前記補償されるべき信号を離散フーリエ変換することによって前記第１乃至第４の周波数成分を抽出し、
   前記第２の周波数成分抽出部は、前記ループバック信号を離散フーリエ変換することによって前記第５乃至第８の周波数成分を抽出することを特徴とする請求項２記載の送信装置。
8. 前記第１の周波数成分抽出部は、前記補償されるべき信号の中心周波数と同じ周波数の複素正弦波に対する前記補償されるべき信号の相関をとることによって前記第１乃至第４の周波数成分を抽出し、
   前記第２の周波数成分抽出部は、前記ループバック信号の中心周波数と同じ周波数の複素正弦波に対する前記ループバック信号の相関をとることによって前記第５乃至第８の周波数成分を抽出することを特徴とする請求項２記載の送信装置。
9. 前記直交変調信号を復調信号へ復調する直交復調部と、
   前記復調信号の直交誤差を補償して直交誤差補償信号を生成する復調誤差補償部と、
   前記直交誤差補償信号に基づいて算出した非線形歪補償値を用いて前記補償されるべき信号に非線形歪補償を施す非線形歪補償部と、
   を備えることを特徴とする請求項２記載の送信装置。
10. 前記第１の演算部に前記第１の補償値を算出させて該第１の補償値を前記補償部に設定させかつ前記第２の演算部に前記第２の補償値を算出させて該第２の補償値を前記補償部に設定させ、その後に前記復調誤差補償部に前記復調信号の直交誤差を補償するための設定値を算出させて該設定値を前記復調誤差補償部に設定させ、その後に前記非線形歪補償部に前記非線形歪補償値を算出させて該非線形歪補償値を前記非線形歪補償部に設定させる制御部を備えることを特徴とする請求項９記載の送信装置。

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