JP2008152095A

JP2008152095A - Display device, display device driving method, and electronic apparatus

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Publication number: JP2008152095A
Application number: JP2006341179A
Authority: JP
Inventors: Masatsugu Tomita; 昌嗣冨田; Yukito Iida; 幸人飯田; Katsuhide Uchino; 勝秀内野
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2006-12-19
Filing date: 2006-12-19
Publication date: 2008-07-03

Abstract

【課題】書き込みトランジスタの画素間での駆動能力のばらつきの影響を受けることなく、画素ごとに移動度補正を確実に行うことを可能にする。
【解決手段】移動度補正を行うに当たり、画素非２０の書き込みトランジスタが導通状態にあり、かつ水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオフしているときに映像信号／基準電位供給部７０から基準電位Ｖｏに代えて映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇを供給する一方、書き込みトランジスタが導通状態にあり、かつ映像信号／基準電位供給部７０が信号電圧Ｖｓｉｇを供給しているときに水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎをオンさせて信号電圧Ｖｓｉｇを書き込むようにする。
【選択図】図１It is possible to reliably perform mobility correction for each pixel without being affected by variation in driving capability among pixels of a writing transistor.
In performing mobility correction, a video signal / reference potential is obtained when a write transistor of a non-pixel 20 is in a conductive state and each switch element 63-1 to 63-n of a horizontal selector 61 is turned off. The signal voltage Vsig of the video signal is supplied from the supply unit 70 instead of the reference potential Vo, while the write transistor is in a conductive state and the horizontal when the video signal / reference potential supply unit 70 supplies the signal voltage Vsig. The switch elements 63-1 to 63-n of the selector 61 are turned on to write the signal voltage Vsig.
[Selection] Figure 1

Description

本発明は、表示装置、表示装置の駆動方法および電子機器に関し、特に電気光学素子を含む画素が行列状（マトリクス状）に配置されてなる平面型（フラットパネル型）の表示装置、当該表示装置の駆動方法および当該表示装置を用いた電子機器に関する。 The present invention relates to a display device, a display device driving method, and an electronic apparatus, and more particularly to a flat (flat panel) display device in which pixels including electro-optical elements are arranged in a matrix (matrix shape), and the display device And an electronic apparatus using the display device.

近年、画表示を行う表示装置の分野では、発光素子を含む画素（画素回路）が行列状に配置されてなる平面型の表示装置、例えば、画素の発光素子として、デバイスに流れる電流値に応じて発光輝度が変化するいわゆる電流駆動型の電気光学素子、例えば有機薄膜に電界をかけると発光する現象を利用した有機ＥＬ(electro luminescence)素子を用いた有機ＥＬ表示装置が開発され、商品化が進められている。 In recent years, in the field of display devices that perform image display, a flat display device in which pixels (pixel circuits) including light emitting elements are arranged in a matrix, for example, as a light emitting element of a pixel, according to a current value flowing through the device. So-called current-driven electro-optic elements whose emission brightness changes, for example, organic EL display devices using organic EL (electro luminescence) elements utilizing the phenomenon of light emission when an electric field is applied to an organic thin film have been developed and commercialized. It is being advanced.

この有機ＥＬ表示装置は、有機ＥＬ素子が１０Ｖ以下の印加電圧で駆動できるために低消費電力であり、また自発光素子であることから、液晶セルを含む画素ごとに当該液晶セルにて光源（バックライト）からの光強度を制御することによって画表示を行う液晶表示装置に比べて、画像の視認性が高い、バックライトが不要、素子の応答速度が速い等の特長を持っている。 This organic EL display device has low power consumption because the organic EL element can be driven with an applied voltage of 10 V or less, and is a self-luminous element. Therefore, a light source ( Compared with a liquid crystal display device that displays an image by controlling the light intensity from the backlight, the image has high visibility, no backlight is required, and the response speed of the device is fast.

有機ＥＬ表示装置では、液晶表示装置と同様、その駆動方式として単純（パッシブ）マトリクス方式とアクティブマトリクス方式とを採ることができる。ただし、単純マトリクス方式の表示装置は、構造が簡単であるものの、大型でかつ高精細な表示装置の実現が難しいなどの問題がある。そのため、近年、電気光学素子に流れる電流を、当該電気光学素子と同じ画素回路内に設けた能動素子、例えば絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（一般には、ＴＦＴ(Thin Film Transistor;薄膜トランジスタ)）によって制御するアクティブマトリクス方式の表示装置の開発が盛んに行われている。 In the organic EL display device, as in the liquid crystal display device, a simple (passive) matrix method and an active matrix method can be adopted as the driving method. However, although a simple matrix display device has a simple structure, there is a problem that it is difficult to realize a large and high-definition display device. Therefore, in recent years, the current flowing through the electro-optical element is controlled by an active element provided in the same pixel circuit as the electro-optical element, for example, an insulated gate field effect transistor (generally, a TFT (Thin Film Transistor)). Active matrix display devices have been actively developed.

ところで、一般的に、有機ＥＬ素子のＩ−Ｖ特性（電流−電圧特性）は、時間が経過すると劣化（いわゆる、経時劣化）することが知られている。有機ＥＬ素子を電流駆動するトランジスタ（以下、「駆動トランジスタ」と記述する）としてＮチャネル型のＴＦＴを用いた画素回路では、駆動トランジスタのソース側に有機ＥＬ素子が接続されることになるために、有機ＥＬ素子のＩ−Ｖ特性が経時劣化すると、駆動トランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが変化し、その結果、有機ＥＬ素子の発光輝度も変化する。 By the way, it is generally known that the IV characteristic (current-voltage characteristic) of the organic EL element is deteriorated with time (so-called deterioration with time). In a pixel circuit using an N-channel TFT as a transistor for driving an organic EL element with current (hereinafter referred to as “driving transistor”), the organic EL element is connected to the source side of the driving transistor. When the IV characteristic of the organic EL element deteriorates with time, the gate-source voltage Vgs of the driving transistor changes, and as a result, the emission luminance of the organic EL element also changes.

このことについてより具体的に説明する。駆動トランジスタのソース電位は、当該駆動トランジスタと有機ＥＬ素子との動作点で決まる。有機ＥＬ素子のＩ−Ｖ特性が劣化すると、駆動トランジスタと有機ＥＬ素子との動作点が変動してしまうために、駆動トランジスタのゲートに同じ電圧を印加したとしても駆動トランジスタのソース電位が変化する。これにより、駆動トランジスタのソース−ゲート間電圧Ｖｇｓが変化するために、当該駆動トランジスタに流れる電流値が変化する。その結果、有機ＥＬ素子に流れる電流値も変化するために、有機ＥＬ素子の発光輝度が変化することになる。 This will be described more specifically. The source potential of the drive transistor is determined by the operating point between the drive transistor and the organic EL element. When the IV characteristic of the organic EL element deteriorates, the operating point of the driving transistor and the organic EL element fluctuates. Therefore, even if the same voltage is applied to the gate of the driving transistor, the source potential of the driving transistor changes. . As a result, since the source-gate voltage Vgs of the drive transistor changes, the value of the current flowing through the drive transistor changes. As a result, since the value of the current flowing through the organic EL element also changes, the light emission luminance of the organic EL element changes.

また、ポリシリコンＴＦＴを用いた画素回路では、有機ＥＬ素子のＩ−Ｖ特性の経時劣化に加えて、駆動トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈや移動度μが経時的に変化したり、製造プロセスのばらつきによって閾値電圧Ｖｔｈや移動度μが画素ごとに異なったりする（個々のトランジスタ特性にバラツキがある）。駆動トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈや移動度μが異なると、駆動トランジスタに流れる電流値にばらつきが生じるために、駆動トランジスタのゲートに同じ電圧を印加しても、有機ＥＬ素子の発光輝度が画素間で変化し、画面の一様性（ユニフォーミティ）が損なわれる。 In addition, in a pixel circuit using a polysilicon TFT, in addition to the deterioration of the IV characteristics of the organic EL element over time, the threshold voltage Vth and mobility μ of the driving transistor change over time, or due to manufacturing process variations. The threshold voltage Vth and the mobility μ are different for each pixel (individual transistor characteristics vary). When the threshold voltage Vth and mobility μ of the driving transistor are different, the current value flowing through the driving transistor varies, so even when the same voltage is applied to the gate of the driving transistor, the light emission luminance of the organic EL element varies between pixels. Changes, and the uniformity of the screen is lost.

そこで、有機ＥＬ素子のＩ−Ｖ特性が経時劣化したり、駆動トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈや移動度μが経時変化したりしても、それらの影響を受けることなく、有機ＥＬ素子の発光輝度を一定に保つようにするために、有機ＥＬ素子の特性変動に対する補償機能および駆動トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈや移動度μの変動に対する補正機能を画素回路の各々に持たせる構成を採っている（例えば、特許文献１参照）。 Therefore, even if the IV characteristic of the organic EL element deteriorates with time, or the threshold voltage Vth or mobility μ of the driving transistor changes with time, the light emission luminance of the organic EL element is not affected by those effects. In order to keep the pixel circuit constant, each pixel circuit is provided with a compensation function for the characteristic variation of the organic EL element and a correction function for the variation of the threshold voltage Vth and mobility μ of the driving transistor (for example, Patent Document 1).

特開２００６−１３３５４２号公報JP 2006-133542 A

上述した閾値電圧Ｖｔｈや移動度μの変動に対する補正（以下、「閾値補正」、「移動度補正」と記述する）、特に移動度補正は、書き込みトランジスタがオン（導通）状態にあるときに実行されることになるが、当該移動度補正の開始タイミングを書き込みトランジスタがオンするタイミングで決めるとした場合、画素間での書き込みトランジスタの駆動能力のばらつきによって移動度補正を確実に行えない画素が生じ、それが画素間での輝度ばらつきとなって現れるという懸念がある。 The above-described correction for fluctuations in threshold voltage Vth and mobility μ (hereinafter referred to as “threshold correction” and “mobility correction”), particularly mobility correction, is performed when the writing transistor is in an on (conductive) state. However, if the start timing of the mobility correction is determined by the timing when the writing transistor is turned on, a pixel in which mobility correction cannot be reliably performed occurs due to variation in the driving capability of the writing transistor between pixels. There is a concern that this appears as a luminance variation between pixels.

このことについてより具体的に説明する。書き込みトランジスタは画素内の限られたスペース内に形成されることから、トランジスタサイズは小さくならざるを得なく、したがって書き込みトランジスタの駆動能力は小さい。今後、表示装置の高精細化・多画素化に伴い、画素サイズの微細化が進むと、それに連れて画素内のトランジスタのサイズは益々小さくなる傾向にある。 This will be described more specifically. Since the writing transistor is formed in a limited space in the pixel, the transistor size has to be reduced, and thus the driving capability of the writing transistor is small. In the future, as the pixel size becomes finer as the display device becomes higher definition and multi-pixel, the size of the transistor in the pixel tends to become smaller.

書き込みトランジスタの駆動能力が小さいと、画素間での駆動能力のばらつきにより、書き込みトランジスタによって信号電圧が書き込まれ、当該信号電圧が印加されたときに駆動トランジスタのゲート電位の立ち上がり速度がばらつき、それに伴って駆動トランジスタのソース電位の上昇速度も画素間でばらつくために、画素間で有機ＥＬ素子の発光輝度がばらつく。その結果、書き込みトランジスタの画素間での駆動能力のばらつきが画素間での輝度ばらつきとなる。 When the driving capability of the writing transistor is small, a signal voltage is written by the writing transistor due to variation in driving capability between pixels, and when the signal voltage is applied, the rising speed of the gate potential of the driving transistor varies. Since the rising speed of the source potential of the driving transistor also varies between pixels, the light emission luminance of the organic EL element varies between pixels. As a result, the variation in the driving capability between the pixels of the writing transistor becomes the luminance variation between the pixels.

そこで、本発明は、書き込みトランジスタの画素間での駆動能力のばらつきの影響を受けることなく、画素ごとに移動度補正を確実に行うことが可能な表示装置、当該表示装置の駆動方法および当該表示装置を用いた電子機器を提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention provides a display device capable of reliably performing mobility correction for each pixel without being affected by variations in driving capability among pixels of the writing transistor, a driving method of the display device, and the display An object is to provide an electronic device using the apparatus.

上記目的を達成するために、本発明では、電気光学素子と、前記電気光学素子を駆動する駆動トランジスタと、画素列ごとに配線された信号線と前記駆動トランジスタのゲートとの間に接続され、前記信号線を通して供給される映像信号をサンプリングして書き込む書き込みトランジスタとを含む画素が行列状に配置されてなる画素アレイ部と、基準電位と映像信号とを選択的に供給する信号供給手段と、前記信号供給手段と前記画素アレイ部の各信号線との間に接続されたスイッチ素子からなり、当該スイッチ素子がオン状態になることによって前記信号供給手段から供給される映像信号または基準電圧を選択して前記画素アレイ部の各信号線に対して画素行単位で供給するスイッチ群とを備えた表示装置において、前記書き込みトランジスタによる書き込み期間に、前記駆動トランジスタのドレイン−ソース間電流を当該駆動トランジスタのゲート入力側に負帰還することによって前記駆動トランジスタのドレイン−ソース間電流の移動度に対する依存性を打ち消す移動度補正を行うに当たり、前記書き込みトランジスタが導通状態にあり、かつ前記スイッチ群の各スイッチ素子がオフしているときに前記信号供給手段から基準電位に代えて映像信号を供給し、前記書き込みトランジスタが導通状態にあり、かつ前記信号供給手段が映像信号を供給しているときに前記スイッチ群の各スイッチ素子をオンさせるようにする。 In order to achieve the above object, in the present invention, an electro-optical element, a driving transistor that drives the electro-optical element, a signal line wired for each pixel column, and a gate of the driving transistor are connected, A pixel array unit in which pixels including a writing transistor that samples and writes a video signal supplied through the signal line are arranged in a matrix; a signal supply unit that selectively supplies a reference potential and a video signal; A switch element connected between the signal supply means and each signal line of the pixel array unit, and a video signal or a reference voltage supplied from the signal supply means is selected when the switch element is turned on. And a switch group for supplying each signal line of the pixel array unit in a pixel row unit. Mobility correction that cancels the dependence on the mobility of the drain-source current of the driving transistor by negatively feeding back the drain-source current of the driving transistor to the gate input side of the driving transistor during the writing period by the data In doing so, when the write transistor is in a conductive state and each switch element of the switch group is off, a video signal is supplied from the signal supply means instead of a reference potential, and the write transistor is in a conductive state. In addition, each switch element of the switch group is turned on when the signal supply means supplies a video signal.

上記構成の表示装置および当該表示装置を用いた電子機器において、書き込みトランジスタが導通状態にあり、かつ信号供給手段が映像信号を供給しているときにスイッチ群の各スイッチ素子をオンさせることで、これらスイッチ素子がオンした時点で書き込みトランジスタによる映像信号の書き込みが開始される。すなわち、移動度補正期間でもある書き込み期間の開始タイミングは、書き込みトランジスタがオンするタイミングではなく、スイッチ群の各スイッチ素子がオンするタイミングとなる。これにより、映像信号の書き込み動作において、駆動トランジスタのゲート電位の立ち上がり速度は、書き込みトランジスタの駆動能力ではなく、スイッチ群の各スイッチ素子の駆動能力で決まる。 In the display device having the above configuration and the electronic device using the display device, by turning on each switch element of the switch group when the writing transistor is in a conductive state and the signal supply unit supplies the video signal, When these switch elements are turned on, writing of the video signal by the writing transistor is started. That is, the start timing of the writing period, which is also the mobility correction period, is not the timing at which the writing transistor is turned on, but the timing at which each switch element of the switch group is turned on. Thus, in the video signal writing operation, the rising speed of the gate potential of the driving transistor is determined not by the driving capability of the writing transistor but by the driving capability of each switch element of the switch group.

本発明によれば、映像信号の書き込み動作において、駆動トランジスタのゲート電位の立ち上がり速度が、書き込みトランジスタの駆動能力ではなく、スイッチ群の各スイッチ素子の駆動能力で決まるために、書き込みトランジスタの画素間での駆動能力のばらつきの影響を受けることなく、画素ごとに移動度補正を確実に行うことができ、よって良好な画質の画像表示を実現できる。 According to the present invention, in the video signal writing operation, the rising speed of the gate potential of the driving transistor is determined not by the driving capability of the writing transistor but by the driving capability of each switch element of the switch group. Therefore, the mobility correction can be reliably performed for each pixel without being affected by variations in driving ability, and thus an image display with good image quality can be realized.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施形態に係るアクティブマトリクス型表示装置の構成の概略を示すシステム構成図である。ここでは、一例として、デバイスに流れる電流値に応じて発光輝度が変化する電流駆動型の電気光学素子、例えば有機ＥＬ素子を画素の発光素子として用いたアクティブマトリクス型有機ＥＬ表示装置の場合を例に挙げて説明する。 FIG. 1 is a system configuration diagram showing an outline of the configuration of an active matrix display device according to an embodiment of the present invention. Here, as an example, a case of an active matrix type organic EL display device using a current-driven electro-optical element whose emission luminance changes according to a current value flowing through the device, for example, an organic EL element as a pixel light-emitting element is taken as an example. Will be described.

図１に示すように、本実施形態に係る有機ＥＬ表示装置１０は、画素（ＰＸＬＣ）２０が行列状（マトリクス状）に２次元配置されてなる画素アレイ部３０と、当該画素アレイ部３０の周辺に配置され、各画素２０を駆動する駆動部、即ち書き込み走査回路４０、電源供給走査回路５０および水平駆動回路６０と、信号供給手段である映像信号／基準電位供給部７０とを有する構成となっている。 As shown in FIG. 1, the organic EL display device 10 according to this embodiment includes a pixel array unit 30 in which pixels (PXLC) 20 are two-dimensionally arranged in a matrix (matrix shape), and the pixel array unit 30. A configuration including a driving unit that is arranged in the periphery and drives each pixel 20, that is, a writing scanning circuit 40, a power supply scanning circuit 50, a horizontal driving circuit 60, and a video signal / reference potential supply unit 70 that is a signal supply unit. It has become.

画素アレイ部３０には、ｍ行ｎ列の画素配列に対して、画素行ごとに走査線３１−１〜３１−ｍと電源供給線３２−１〜３２−ｍとが配線され、画素列ごとに信号線３３−１〜３３−ｎが配線されている。 The pixel array unit 30 is provided with scanning lines 31-1 to 31-m and power supply lines 32-1 to 32-m for each pixel row with respect to a pixel array of m rows and n columns. The signal lines 33-1 to 33-n are wired.

画素アレイ部３０は、通常、ガラス基板などの透明絶縁基板上に形成され、平面型（フラット型）のパネル構造となっている。画素アレイ部３０の各画素２０は、アモルファスシリコンＴＦＴ(Thin Film Transistor;薄膜トランジスタ)または低温ポリシリコンＴＦＴを用いて形成することができる。低温ポリシリコンＴＦＴを用いる場合には、走査回路４０、電源供給走査回路５０および水平駆動回路６０についても、画素アレイ部３０を形成するパネル（基板）上に実装することができる。 The pixel array unit 30 is usually formed on a transparent insulating substrate such as a glass substrate, and has a flat (flat) panel structure. Each pixel 20 of the pixel array unit 30 can be formed using an amorphous silicon TFT (Thin Film Transistor) or a low-temperature polysilicon TFT. When the low-temperature polysilicon TFT is used, the scanning circuit 40, the power supply scanning circuit 50, and the horizontal driving circuit 60 can also be mounted on the panel (substrate) that forms the pixel array unit 30.

書き込み走査回路４０は、シフトレジスタ等によって構成され、画素アレイ部３０の各画素２０への映像信号の書き込みに際して、走査線３１−１〜３１−ｍに順次走査信号ＷＳＬ１〜ＷＳＬｍを供給して画素２０を行単位で線順次走査する。 The writing scanning circuit 40 is configured by a shift register or the like, and sequentially supplies scanning signals WSL1 to WSLm to the scanning lines 31-1 to 31-m when writing video signals to the respective pixels 20 of the pixel array unit 30. 20 is line-sequentially scanned in units of rows.

電源供給走査回路５０は、シフトレジスタ等によって構成され、書き込み走査回路４０による線順次走査に同期して、第１電位Ｖｃｃ＿Ｈと当該第１電位Ｖｃｃ＿Ｈよりも低い第２電位Ｖｃｃ＿Ｌとで切り替わる電源線電位ＤＳＬ１〜ＤＳＬｍを電源供給線３２−１〜３２−ｍに対して供給する。ここで、第２電位Ｖｃｃ＿Ｌは、映像信号／基準電位供給部７０から供給される基準電位Ｖｏよりも十分に低い電位である。 The power supply scanning circuit 50 is configured by a shift register or the like, and is synchronized with the line sequential scanning by the writing scanning circuit 40 and switches between a first potential Vcc_H and a second potential Vcc_L lower than the first potential Vcc_H. DSL1 to DSLm are supplied to the power supply lines 32-1 to 32-m. Here, the second potential Vcc_L is a potential sufficiently lower than the reference potential Vo supplied from the video signal / reference potential supply unit 70.

映像信号／基準電位供給部７０は、輝度情報に応じた映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏのいずれか一方を、信号供給線７１−１〜７１−ｎの各々を介して信号線３３−１〜３３−ｎの各々に選択的に供給する。 The video signal / reference potential supply unit 70 applies either the signal voltage Vsig or the reference potential Vo of the video signal corresponding to the luminance information to the signal line 33-via each of the signal supply lines 71-1 to 71-n. 1 to 33-n are selectively supplied.

水平駆動回路６０は、信号供給線７１−１〜７１−ｎの各々と信号線３３−１〜３３−ｎの各々との間に接続されたスイッチ群（スイッチ素子６３−１〜６３−ｎ）からなる水平セレクタ６１と、水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎを一斉にオン／オフ駆動するセレクタ駆動部６２とからなり、画素アレイ部３０の各画素２０に対して行単位で一斉に信号電圧Ｖｓｉｇを書き込む線順次書き込みの駆動形態を採っている。 The horizontal drive circuit 60 includes a switch group (switch elements 63-1 to 63-n) connected between each of the signal supply lines 71-1 to 71-n and each of the signal lines 33-1 to 33-n. And a selector driving unit 62 that simultaneously drives on / off the switching elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61. The horizontal selector 61 includes a row unit for each pixel 20 of the pixel array unit 30. Therefore, a line sequential writing driving mode in which the signal voltage Vsig is written all at once is adopted.

水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎは、例えばトランジスタによって構成され、映像信号／基準電位供給部７０から基準電位Ｖｏが供給されているときに所定のタイミングで一斉にオン（導通）状態になることによって当該基準電位Ｖｏを信号線３３−１〜３３−ｎに書き込むとともに、映像信号／基準電位供給部７０から信号電圧Ｖｓｉｇが供給されているときに所定のタイミングで一斉にオン状態になることによって当該信号電圧Ｖｓｉｇを信号線３３−１〜３３−ｎに書き込む。 The switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 are constituted by transistors, for example, and are turned on (conducted) at a predetermined timing when the reference potential Vo is supplied from the video signal / reference potential supply unit 70. ) State, the reference potential Vo is written to the signal lines 33-1 to 33-n and simultaneously turned on at a predetermined timing when the signal voltage Vsig is supplied from the video signal / reference potential supply unit 70. By entering the state, the signal voltage Vsig is written to the signal lines 33-1 to 33-n.

（画素回路）
図２は、画素（画素回路）２０の具体的な構成例を示す回路図である。図２に示すように、画素２０は、デバイスに流れる電流値に応じて発光輝度が変化する電流駆動型の電気光学素子、例えば有機ＥＬ素子２１を発光素子として有し、当該有機ＥＬ素子２１に加えて、駆動トランジスタ２２、書き込みトランジスタ２３および保持容量２４を有する構成となっている。 (Pixel circuit)
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a specific configuration example of the pixel (pixel circuit) 20. As shown in FIG. 2, the pixel 20 includes a current-driven electro-optical element, for example, an organic EL element 21, whose light emission luminance changes according to a current value flowing through the device, and the organic EL element 21 includes In addition, the driving transistor 22, the writing transistor 23, and the storage capacitor 24 are included.

ここで、駆動トランジスタ２２および書き込みトランジスタ２３としてＮチャネル型のＴＦＴが用いられている。ただし、ここでの駆動トランジスタ２２および書き込みトランジスタ２３の導電型の組み合わせは一例に過ぎず、これらの組み合わせに限られるものではない。 Here, N-channel TFTs are used as the drive transistor 22 and the write transistor 23. However, the combination of the conductivity types of the driving transistor 22 and the writing transistor 23 here is only an example, and is not limited to these combinations.

有機ＥＬ素子２１は、全ての画素２０に対して共通に配線された共通電源供給線３４にカソード電極が接続されている。駆動トランジスタ２２は、ソースが有機ＥＬ素子２１のアノード電極に接続され、ドレインが電源供給線３２（３２−１〜３２−ｍ）に接続されている。書き込みトランジスタ２３は、ゲートが走査線３１（３１−１〜３１−ｍ）に接続され、ソースが信号線３３（３３−１〜３３−ｎ）に接続され、ドレインが駆動トランジスタ２２のゲートに接続されている。保持容量２４は、一端が駆動トランジスタ２２のゲートに接続され、他端が駆動トランジスタ２２のソース（有機ＥＬ素子２１のアノード電極）に接続されている。 The organic EL element 21 has a cathode electrode connected to a common power supply line 34 that is wired in common to all the pixels 20. The drive transistor 22 has a source connected to the anode electrode of the organic EL element 21 and a drain connected to the power supply line 32 (32-1 to 32-m). The writing transistor 23 has a gate connected to the scanning line 31 (31-1 to 31-m), a source connected to the signal line 33 (33-1 to 33-n), and a drain connected to the gate of the driving transistor 22. Has been. The storage capacitor 24 has one end connected to the gate of the drive transistor 22 and the other end connected to the source of the drive transistor 22 (the anode electrode of the organic EL element 21).

かかる構成の画素２０において、書き込みトランジスタ２３は、書き込み走査回路４０から走査線３１を通してゲートに印加される走査信号ＷＳＬに応答して導通状態となることにより、信号線３３を通して水平駆動回路６０から供給される輝度情報に応じた映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇまたは基準電位Ｖｏをサンプリングして画素２０内に書き込む。この書き込まれた信号電圧Ｖｓｉｇまたは基準電位Ｖｏは保持容量２４に保持される。 In the pixel 20 having such a configuration, the writing transistor 23 is supplied from the horizontal driving circuit 60 through the signal line 33 by being turned on in response to the scanning signal WSL applied to the gate from the writing scanning circuit 40 through the scanning line 31. The signal voltage Vsig or the reference potential Vo of the video signal corresponding to the luminance information is sampled and written into the pixel 20. The written signal voltage Vsig or reference potential Vo is held in the holding capacitor 24.

駆動トランジスタ２２は、電源供給線３２（３２−１〜３２−ｍ）の電位ＤＳＬが第１電位Ｖｃｃ＿Ｈにあるときに、電源供給線３２から電流の供給を受けて、保持容量２４に保持された信号電圧Ｖｓｉｇに応じた電流値の駆動電流を有機ＥＬ素子２１に供給することによって当該有機ＥＬ素子２１を電流駆動する。 When the potential DSL of the power supply line 32 (32-1 to 32-m) is at the first potential Vcc_H, the drive transistor 22 is supplied with current from the power supply line 32 and is held in the storage capacitor 24. By supplying a drive current having a current value corresponding to the signal voltage Vsig to the organic EL element 21, the organic EL element 21 is driven by current.

（画素構造）
図３に、画素２０の断面構造の一例を示す。図３に示すように、画素２０は、駆動トランジスタ２２、書き込みトランジスタ２３等の画素回路が形成されたガラス基板２０１上に絶縁膜２０２およびウインド絶縁膜２０３が形成され、当該ウインド絶縁膜２０３の凹部２０３Ａに有機ＥＬ素子２１が設けられた構成となっている。 (Pixel structure)
FIG. 3 shows an example of a cross-sectional structure of the pixel 20. As shown in FIG. 3, in the pixel 20, an insulating film 202 and a window insulating film 203 are formed on a glass substrate 201 on which pixel circuits such as a driving transistor 22 and a writing transistor 23 are formed, and a concave portion of the window insulating film 203 is formed. The organic EL element 21 is provided in 203A.

有機ＥＬ素子２１は、上記ウインド絶縁膜２０３の凹部２０３Ａの底部に形成された金属等からなるアノード電極２０４と、当該アノード電極２０４上に形成された有機層（電子輸送層、発光層、ホール輸送層/ホール注入層）２０５と、当該有機層２０５上に全画素共通に形成された透明導電膜等からなるカソード電極２０６とから構成されている。 The organic EL element 21 includes an anode electrode 204 made of metal or the like formed on the bottom of the recess 203A of the window insulating film 203, and an organic layer (electron transport layer, light emitting layer, hole transport) formed on the anode electrode 204. Layer / hole injection layer) 205 and a cathode electrode 206 made of a transparent conductive film or the like formed on the organic layer 205 in common for all pixels.

この有機ＥＬ素子２１において、有機層２０８は、アノード電極２０４上にホール輸送層/ホール注入層２０５１、発光層２０５２、電子輸送層２０５３および電子注入層（図示せず）が順次堆積されることによって形成される。そして、図２の駆動トランジスタ２２による電流駆動の下に、駆動トランジスタ２２からアノード電極２０４を通して有機層２０５に電流が流れることで、当該有機層２０５内の発光層２０５２において電子と正孔が再結合する際に発光するようになっている。 In the organic EL element 21, the organic layer 208 is formed by sequentially depositing a hole transport layer / hole injection layer 2051, a light emitting layer 2052, an electron transport layer 2053 and an electron injection layer (not shown) on the anode electrode 204. It is formed. Then, current flows from the driving transistor 22 to the organic layer 205 through the anode electrode 204 under current driving by the driving transistor 22 in FIG. 2, whereby electrons and holes are recombined in the light emitting layer 2052 in the organic layer 205. It is designed to emit light.

図３に示すように、画素回路が形成されたガラス基板２０１上に、絶縁膜２０２およびウインド絶縁膜２０３を介して有機ＥＬ素子２１が画素単位で形成された後は、パッシベーション膜２０７を介して封止基板２０８が接着剤２０９によって接合され、当該封止基板２０８によって有機ＥＬ素子２１が封止されることにより、有機ＥＬ表示パネルが形成される。 As shown in FIG. 3, after the organic EL elements 21 are formed on the glass substrate 201 on which the pixel circuit is formed via the insulating film 202 and the window insulating film 203 in units of pixels, the organic EL element 21 is interposed via the passivation film 207. The sealing substrate 208 is joined by the adhesive 209, and the organic EL element 21 is sealed by the sealing substrate 208, whereby an organic EL display panel is formed.

（閾値補正機能）
ここで、電源供給走査回路５０は、書き込みトランジスタ２３が導通した後で、水平駆動回路６０が信号線３３（３３−１〜３３−ｎ）に基準電位Ｖｏを供給している間に、電源供給線３２の電位ＤＳＬを第１電位Ｖｃｃ＿Ｈと第２電位Ｖｃｃ＿Ｌとの間で切り替える。この電源供給線３２の電位ＤＳＬの切り替えにより、駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持容量２４に保持される。 (Threshold correction function)
Here, the power supply scanning circuit 50 supplies power while the horizontal drive circuit 60 supplies the reference potential Vo to the signal lines 33 (33-1 to 33-n) after the writing transistor 23 is turned on. The potential DSL of the line 32 is switched between the first potential Vcc_H and the second potential Vcc_L. By switching the potential DSL of the power supply line 32, a voltage corresponding to the threshold voltage Vth of the drive transistor 22 is held in the holding capacitor 24.

保持容量２４に駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持するのは次の理由による。駆動トランジスタ２２の製造プロセスのばらつきや経時変化により、各画素ごとに駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈや移動度μなどのトランジスタ特性の変動がある。このトランジスタ特性の変動により、駆動トランジスタ２２に同一のゲート電位を与えても、画素ごとにドレイン−ソース間電流（駆動電流）Ｉｄｓが変動し、発光輝度のばらつきとなって現れる。この閾値電圧Ｖｔｈの画素ごとのばらつきの影響をキャンセル（補正）するために、閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量２４に保持するのである。 The voltage corresponding to the threshold voltage Vth of the driving transistor 22 is held in the holding capacitor 24 for the following reason. Due to variations in the manufacturing process of the drive transistor 22 and changes over time, transistor characteristics such as the threshold voltage Vth and mobility μ of the drive transistor 22 vary for each pixel. Due to this variation in transistor characteristics, even if the same gate potential is applied to the drive transistor 22, the drain-source current (drive current) Ids varies from pixel to pixel, resulting in variations in light emission luminance. In order to cancel (correct) the influence of the variation in threshold voltage Vth for each pixel, a voltage corresponding to the threshold voltage Vth is held in the holding capacitor 24.

駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈの補正は次のようにして行われる。すなわち、保持容量２４にあらかじめ閾値電圧Ｖｔｈを保持しておくことで、信号電圧Ｖｓｉｇによる駆動トランジスタ２２の駆動の際に、当該駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈが保持容量２４に保持した閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧と相殺される、換言すれば、閾値電圧Ｖｔｈの補正が行われる。 The threshold voltage Vth of the driving transistor 22 is corrected as follows. That is, by holding the threshold voltage Vth in the storage capacitor 24 in advance, the threshold voltage Vth of the drive transistor 22 becomes the threshold voltage Vth held in the storage capacitor 24 when the drive transistor 22 is driven by the signal voltage Vsig. The threshold voltage Vth is corrected, which cancels out the corresponding voltage, in other words.

これが閾値補正機能である。この閾値補正機能により、画素ごとに閾値電圧Ｖｔｈにばらつきや経時変化があったとしても、それらの影響を受けることなく、有機ＥＬ素子２１の発光輝度を一定に保つことができることになる。閾値補正の原理については後で詳細に説明する。 This is the threshold correction function. With this threshold correction function, even if the threshold voltage Vth varies or changes with time for each pixel, the light emission luminance of the organic EL element 21 can be kept constant without being influenced by the threshold voltage Vth. The principle of threshold correction will be described in detail later.

（移動度補正機能）
図２に示した画素２０は、上述した閾値補正機能に加えて、移動度補正機能を備えている。すなわち、水平駆動回路６０が映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇを信号線３３（３３−１〜３３−ｎ）に供給している期間で、かつ、書き込み走査回路４０から出力される走査信号ＷＳＬ（ＷＳＬ１〜ＷＳＬｍ）に応答して書き込みトランジスタ２３が導通する期間、即ち移動度補正期間において、保持容量２４に信号電圧Ｖｓｉｇを保持する際に、駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの移動度μに対する依存性を打ち消す移動度補正が行われる。この移動度補正の具体的な原理および動作については後述する。 (Mobility correction function)
The pixel 20 shown in FIG. 2 has a mobility correction function in addition to the threshold correction function described above. That is, the scanning signal WSL (WSL <b> 1 to WSL <b> 1) output from the writing scanning circuit 40 during the period in which the horizontal driving circuit 60 supplies the signal voltage Vsig of the video signal to the signal lines 33 (33-1 to 33-n). Dependency on the mobility μ of the drain-source current Ids of the drive transistor 22 when the signal voltage Vsig is held in the storage capacitor 24 in the period in which the write transistor 23 is turned on in response to WSLm), that is, the mobility correction period. Mobility correction is performed to cancel the sex. The specific principle and operation of this mobility correction will be described later.

（ブートストラップ機能）
図２に示した画素２０はさらにブートストラップ機能も備えている。すなわち、水平駆動回路６０は、保持容量２４に信号電圧Ｖｓｉｇが保持された段階で走査線３１（３１−１〜３１−ｍ）に対する走査信号ＷＳＬ（ＷＳＬ１〜ＷＳＬｍ）の供給を解除し、書き込みトランジスタ２３を非導通状態にして駆動トランジスタ２２のゲートを信号線３３（３３−１〜３３−ｎ）から電気的に切り離する。これにより、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓの変動にゲート電位Ｖｇが連動するために、駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを一定に維持することができる。 (Bootstrap function)
The pixel 20 shown in FIG. 2 further has a bootstrap function. That is, the horizontal driving circuit 60 cancels the supply of the scanning signals WSL (WSL1 to WSLm) to the scanning lines 31 (31-1 to 31-m) when the signal voltage Vsig is held in the holding capacitor 24, and the writing transistor 23 is made non-conductive, and the gate of the drive transistor 22 is electrically disconnected from the signal line 33 (33-1 to 33-n). Thereby, since the gate potential Vg is interlocked with the fluctuation of the source potential Vs of the drive transistor 22, the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 can be kept constant.

（回路動作）
次に、本実施形態に係る有機ＥＬ表示装置１０の回路動作について、図４のタイミングチャートを基に、図５および図６の動作説明図を用いて説明する。なお、図５および図６の動作説明図では、図面の簡略化のために、書き込みトランジスタ２３をスイッチのシンボルで図示している。また、有機ＥＬ素子２１は寄生容量を持っていることから、当該寄生容量Ｃｅｌについても図示している。 (Circuit operation)
Next, the circuit operation of the organic EL display device 10 according to the present embodiment will be described based on the timing chart of FIG. 4 and the operation explanatory diagrams of FIGS. In the operation explanatory diagrams of FIGS. 5 and 6, the write transistor 23 is illustrated by a switch symbol for simplification of the drawing. Further, since the organic EL element 21 has a parasitic capacitance, the parasitic capacitance Cel is also illustrated.

図４のタイミングチャートでは、時間軸を共通にして、１Ｈ（Ｈは水平走査時間）における走査線３１（３１−１〜３１−ｍ）の電位（走査信号）ＷＳＬの変化、電源供給線３２（３２−１〜３２−ｍ）の電位ＤＳＬの変化、水平セレクタ７１をオン／オフ駆動するセレクト信号ＨＳＷの電位、信号供給線７１（７１−１〜７１−ｎ）の電位ＤＴＬＰ、信号線３３（３３−１〜３３−ｎ）の電位ＤＴＬ、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇおよびソース電位Ｖｓの変化を表している。 In the timing chart of FIG. 4, with a common time axis, the potential (scanning signal) WSL of the scanning line 31 (31-1 to 31-m) at 1H (H is the horizontal scanning time), the power supply line 32 ( 32-1 to 32-m), the potential of the select signal HSW for driving the horizontal selector 71 on / off, the potential DTLP of the signal supply line 71 (71-1 to 71-n), the signal line 33 ( 33-1 to 33-n), and changes in the gate potential Vg and the source potential Vs of the driving transistor 22 are shown.

＜発光期間＞
図４のタイミングチャートにおいて、時刻ｔ１以前は有機ＥＬ素子２１が発光状態にある（発光期間）。この発光期間では、電源供給線３２の電位が高電位Ｖｃｃ＿Ｈ（第１電位）にあり、図５（Ａ）に示すように、電源供給線３２から駆動トランジスタ２２を通して有機ＥＬ素子２１に駆動電流（ドレイン−ソース間電流）Ｉｄｓが供給されるため、有機ＥＬ素子２１が駆動電流Ｉｄｓに応じた輝度で発光する。 <Light emission period>
In the timing chart of FIG. 4, before the time t1, the organic EL element 21 is in a light emission state (light emission period). In this light emission period, the potential of the power supply line 32 is at the high potential Vcc_H (first potential), and the drive current (from the power supply line 32 to the organic EL element 21 through the drive transistor 22 as shown in FIG. Since the drain-source current (Ids) is supplied, the organic EL element 21 emits light with luminance corresponding to the drive current Ids.

＜閾値補正準備期間＞
そして、時刻ｔ１になると線順次走査の新しいフィールドに入り、図５（Ｂ）に示すように、電源供給線３２の電位ＤＳＬが高電位Ｖｃｃ＿Ｈから信号線３３の基準電位Ｖｏよりも十分に低い電位Ｖｃｃ＿Ｌ（第２電位）に遷移すると、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓも低電位Ｖｃｃ＿Ｌに向けて下降を開始する。 <Threshold correction preparation period>
At time t1, a new field of line sequential scanning is entered, and as shown in FIG. 5B, the potential DSL of the power supply line 32 is sufficiently lower than the reference potential Vo of the signal line 33 from the high potential Vcc_H. When transitioning to Vcc_L (second potential), the source potential Vs of the drive transistor 22 also starts to decrease toward the low potential Vcc_L.

次に、時刻ｔ２でセレクタ駆動部６２から“Ｈ”レベルのセレクト信号ＨＳＷが出力され、続いて時刻ｔ３で書き込み走査回路４０から“Ｈ”レベルの走査信号ＷＳＬが出力され、走査線３１の電位ＷＳＬが高電位側に遷移することで、図５（Ｃ）に示すように、書き込みトランジスタ２３が導通（オン）状態になる。 Next, at time t 2, the “H” level select signal HSW is output from the selector driving unit 62, and subsequently, at time t 3, the “H” level scan signal WSL is output from the write scanning circuit 40, and the potential of the scanning line 31. As WSL transitions to the high potential side, the writing transistor 23 is turned on (on) as shown in FIG.

このとき、映像信号／基準電位供給部７０からは基準電位Ｖｏが出力され、信号供給線７１の電位ＤＴＬＰが基準電位Ｖｏにあるとともに、水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオン状態にあり、これらスイッチ素子６３−１〜６３−ｎを介して信号線３３に基準電位Ｖｏが供給されているために、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇが基準電位Ｖｏになる。また、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓは、基準電位Ｖｏよりも十分に低い電位Ｖｃｃ＿Ｌにある。 At this time, the video signal / reference potential supply unit 70 outputs the reference potential Vo, the potential DTLP of the signal supply line 71 is at the reference potential Vo, and the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 are Since the reference potential Vo is supplied to the signal line 33 through these switch elements 63-1 to 63-n, the gate potential Vg of the drive transistor 22 becomes the reference potential Vo. The source potential Vs of the drive transistor 22 is at a potential Vcc_L that is sufficiently lower than the reference potential Vo.

ここで、低電位Ｖｃｃ＿Ｌについては、駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが、当該駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈよりも大きくなるように設定しておくこととする。このように、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇを基準電位Ｖｏ、ソース電位Ｖｓを低電位Ｖｃｃ＿Ｌにそれぞれ初期化することで、閾値電圧補正動作の準備が完了する。 Here, the low potential Vcc_L is set so that the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 is larger than the threshold voltage Vth of the drive transistor 22. As described above, the gate voltage Vg of the drive transistor 22 is initialized to the reference potential Vo and the source potential Vs is initialized to the low potential Vcc_L, whereby the preparation for the threshold voltage correction operation is completed.

＜閾値補正期間＞
次に、時刻ｔ４で、図５（Ｄ）に示すように、電源供給線３２の電位ＤＳＬが低電位Ｖｃｃ＿Ｌから高電位Ｖｃｃ＿Ｈに切り替わると、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓが上昇を開始する。やがて、駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが当該駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈになり、当該閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持容量２４に書き込まれる。 <Threshold correction period>
Next, at time t4, as shown in FIG. 5D, when the potential DSL of the power supply line 32 is switched from the low potential Vcc_L to the high potential Vcc_H, the source potential Vs of the driving transistor 22 starts to rise. Eventually, the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 becomes the threshold voltage Vth of the drive transistor 22, and a voltage corresponding to the threshold voltage Vth is written into the storage capacitor 24.

ここでは、便宜上、閾値電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量２４に書き込む期間を閾値補正期間と呼んでいる。なお、この閾値補正期間において、電流が専ら保持容量２４側に流れ、有機ＥＬ素子２１側には流れないようにするために、有機ＥＬ素子２１がカットオフ状態となるように共通電源供給線３４の電位を設定しておくこととする。 Here, for convenience, a period during which a voltage corresponding to the threshold voltage Vth is written to the storage capacitor 24 is referred to as a threshold correction period. In the threshold correction period, the common power supply line 34 is set so that the organic EL element 21 is cut off in order to prevent the current from flowing exclusively to the storage capacitor 24 side and to the organic EL element 21 side. The potential of is set in advance.

次に、時刻ｔ５でセレクト信号ＨＳＷが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに遷移するが、信号線３３の電位ＤＴＬは基準電位Ｖｏに保持された状態にある。このとき、図６（Ａ）に示すように、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈに等しいために、当該駆動トランジスタ２２はカットオフ状態にある。したがって、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは流れない。 Next, at time t5, the select signal HSW changes from the “H” level to the “L” level, but the potential DTL of the signal line 33 is held at the reference potential Vo. At this time, as shown in FIG. 6A, since the gate-source voltage Vgs is equal to the threshold voltage Vth of the driving transistor 22, the driving transistor 22 is in a cut-off state. Therefore, the drain-source current Ids does not flow.

セレクト信号ＨＳＷが“Ｌ”レベルの状態、即ち水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオフ（開）の状態において、時刻ｔ６で映像信号／基準電位供給部７０から基準電位Ｖｏに代えて映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇが出力される。これにより、信号供給線７１の電位ＤＴＬＰが基準電位Ｖｏから信号電圧Ｖｓｉｇに遷移する。 In a state where the select signal HSW is at the “L” level, that is, in a state where the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 are off (open), the video signal / reference potential supply unit 70 supplies the reference potential Vo at time t6. Instead, the signal voltage Vsig of the video signal is output. As a result, the potential DTLP of the signal supply line 71 transits from the reference potential Vo to the signal voltage Vsig.

＜書き込み期間／移動度補正期間＞
次に、時刻ｔ７でセレクト信号ＨＳＷが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに遷移すると、水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンするために、図６（Ｂ）に示すように、信号線３３の電位ＤＴＬが基準電位Ｖｏから映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇに切り替わり、当該信号電圧Ｖｓｉｇが書き込みトランジスタ２３を介して駆動トランジスタ２２のゲートにサンプリング電位として印加される。 <Writing period / mobility correction period>
Next, when the select signal HSW transitions from the “L” level to the “H” level at time t7, the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 are turned on, so that FIG. As described above, the potential DTL of the signal line 33 is switched from the reference potential Vo to the signal voltage Vsig of the video signal, and the signal voltage Vsig is applied as a sampling potential to the gate of the drive transistor 22 via the write transistor 23.

すなわち、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇは、セレクト信号ＨＳＷが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに遷移すると同時に、即ち水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンすると同時に信号電圧Ｖｓｉｇになる。このとき、有機ＥＬ素子２１は始めカットオフ状態（ハイインピーダンス状態）にあるために、駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは有機ＥＬ素子２１の寄生容量Ｃｅｌに流れ込み、寄生容量Ｃｅｌの充電が開始される。 That is, the gate potential Vg of the drive transistor 22 is changed to the signal voltage simultaneously with the transition of the select signal HSW from the “L” level to the “H” level, that is, when the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 are turned on. Vsig. At this time, since the organic EL element 21 is initially in the cut-off state (high impedance state), the drain-source current Ids of the drive transistor 22 flows into the parasitic capacitance Cel of the organic EL element 21, and the parasitic capacitance Cel is charged. Be started.

有機ＥＬ素子２１の寄生容量Ｃｅｌの充電により、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓが上昇を開始し、やがて駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧ＶｇｓはＶｓｉｇ＋Ｖｔｈ−ΔＶとなる。すなわち、ソース電位Ｖｓの上昇分ΔＶは、保持容量２４に保持された電圧（Ｖｓｉｇ＋Ｖｔｈ）から差し引かれるように、換言すれば、保持容量２４の充電電荷を放電するように作用し、負帰還がかけられたことになる。したがって、ソース電位Ｖｓの上昇分ΔＶは負帰還の帰還量となる。 As the parasitic capacitance Cel of the organic EL element 21 is charged, the source potential Vs of the drive transistor 22 starts to rise, and eventually the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 becomes Vsig + Vth−ΔV. That is, the increase ΔV of the source potential Vs is subtracted from the voltage (Vsig + Vth) held in the holding capacitor 24, in other words, acts to discharge the charged charge of the holding capacitor 24, and negative feedback is applied. It will be. Therefore, the increase ΔV of the source potential Vs becomes a feedback amount of negative feedback.

このように、駆動トランジスタ２２に流れるドレイン−ソース間電流Ｉｄｓを当該駆動トランジスタ２２のゲート入力に、即ちゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに負帰還することにより、駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの移動度μに対する依存性を打ち消す、即ち移動度μの画素ごとのばらつきを補正する移動度補正が行われる。 In this way, the drain-source current Ids flowing through the drive transistor 22 is negatively fed back to the gate input of the drive transistor 22, that is, the gate-source voltage Vgs, so that the drain-source current Ids of the drive transistor 22 is reduced. Mobility correction is performed to cancel the dependence on the mobility μ, that is, to correct the variation of the mobility μ for each pixel.

より具体的には、映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇが高いほどドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが大きくなるために、負帰還の帰還量（補正量）ΔＶの絶対値も大きくなる。したがって、発光輝度レベルに応じた移動度補正が行われる。また、映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇを一定とした場合、駆動トランジスタ２２の移動度μが大きいほど負帰還の帰還量ΔＶの絶対値も大きくなるために、画素ごとの移動度μのばらつきを取り除くことができる。 More specifically, since the drain-source current Ids increases as the signal voltage Vsig of the video signal increases, the absolute value of the feedback amount (correction amount) ΔV of negative feedback also increases. Therefore, the mobility correction according to the light emission luminance level is performed. Further, when the signal voltage Vsig of the video signal is constant, the absolute value of the feedback amount ΔV of the negative feedback increases as the mobility μ of the driving transistor 22 increases, so that variation in the mobility μ for each pixel is removed. Can do.

＜発光期間＞
次に、時刻ｔ８で走査線電位ＷＳＬが低電位側に遷移することで、図６（Ｃ）に示すように、書き込みトランジスタ２３が非導通（オフ）状態になる。これにより、駆動トランジスタ２２のゲートは信号線３３から切り離される。これと同時に、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが有機ＥＬ素子２１に流れ始めることにより、有機ＥＬ素子２１のアノード電位はドレイン−ソース間電流Ｉｄｓに応じて上昇する。 <Light emission period>
Next, at time t8, the scanning line potential WSL shifts to the low potential side, so that the writing transistor 23 is turned off (off) as illustrated in FIG. 6C. As a result, the gate of the drive transistor 22 is disconnected from the signal line 33. At the same time, the drain-source current Ids starts to flow through the organic EL element 21, whereby the anode potential of the organic EL element 21 rises according to the drain-source current Ids.

有機ＥＬ素子２１のアノード電位の上昇は、即ち駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓの上昇に他ならない。駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓが上昇すると、保持容量２４のブートストラップ動作により、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇも連動して上昇する。このとき、ゲート電位Ｖｇの上昇量はソース電位Ｖｓの上昇量に等しくなる。故に、発光期間中駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧ＶｇｓはＶｉｎ＋Ｖｔｈ−ΔＶで一定に保持される。 The increase in the anode potential of the organic EL element 21 is nothing but the increase in the source potential Vs of the drive transistor 22. When the source potential Vs of the drive transistor 22 rises, the gate potential Vg of the drive transistor 22 also rises in conjunction with the bootstrap operation of the storage capacitor 24. At this time, the increase amount of the gate potential Vg is equal to the increase amount of the source potential Vs. Therefore, the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 is kept constant at Vin + Vth−ΔV during the light emission period.

（閾値補正の原理）
ここで、駆動トランジスタ２２の閾値補正の原理について説明する。駆動トランジスタ２２は、飽和領域で動作するように設計されているために定電流源として動作する。これにより、有機ＥＬ素子２１には駆動トランジスタ２２から、次式（１）で与えられる一定のドレイン−ソース間電流（駆動電流）Ｉｄｓが供給される。
Ｉｄｓ＝（１／２）・μ（Ｗ／Ｌ）Ｃｏｘ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）² ……（１）
ここで、Ｗは駆動トランジスタ２２のチャネル幅、Ｌはチャネル長、Ｃｏｘは単位面積当たりのゲート容量である。 (Principle of threshold correction)
Here, the principle of threshold correction of the drive transistor 22 will be described. The drive transistor 22 operates as a constant current source because it is designed to operate in the saturation region. As a result, a constant drain-source current (drive current) Ids given by the following equation (1) is supplied from the drive transistor 22 to the organic EL element 21.
Ids = (1/2) · μ (W / L) Cox (Vgs−Vth) ² (1)
Here, W is the channel width of the drive transistor 22, L is the channel length, and Cox is the gate capacitance per unit area.

図７に、駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ対ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの特性を示す。この特性図に示すように、駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈのばらつきに対する補正を行わないと、閾値電圧ＶｔｈがＶｔｈ１のとき、ゲート−ソース電圧Ｖｇｓに対応するドレイン−ソース間電流ＩｄｓがＩｄｓ１になるのに対して、閾値電圧ＶｔｈがＶｔｈ２（Ｖｔｈ２＞Ｖｔｈ１）のとき、同じゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに対応するドレイン−ソース間電流ＩｄｓがＩｄｓ２（Ｉｄｓ２＜Ｉｄｓ）になる。すなわち、駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈが変動すると、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが一定であってもドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが変動する。 FIG. 7 shows characteristics of the drain-source current Ids of the drive transistor 22 versus the gate-source voltage Vgs. As shown in this characteristic diagram, if correction for variation in the threshold voltage Vth of the drive transistor 22 is not performed, when the threshold voltage Vth is Vth1, the drain-source current Ids corresponding to the gate-source voltage Vgs becomes Ids1. On the other hand, when the threshold voltage Vth is Vth2 (Vth2> Vth1), the drain-source current Ids corresponding to the same gate-source voltage Vgs is Ids2 (Ids2 <Ids). That is, when the threshold voltage Vth of the driving transistor 22 varies, the drain-source current Ids varies even if the gate-source voltage Vgs is constant.

これに対して、上記構成の画素（画素回路）２０では、先述したように、発光時の駆動トランジスタ２２のゲート−ソース間電圧ＶｇｓがＶｉｎ＋Ｖｔｈ−ΔＶであるために、これを式（１）に代入すると、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは、
Ｉｄｓ＝（１／２）・μ（Ｗ／Ｌ）Ｃｏｘ（Ｖｉｎ−ΔＶ）² ……（２）
で表される。 On the other hand, in the pixel (pixel circuit) 20 having the above configuration, as described above, the gate-source voltage Vgs of the drive transistor 22 at the time of light emission is Vin + Vth−ΔV. When substituted, the drain-source current Ids is
Ids = (1/2) · μ (W / L) Cox (Vin−ΔV) ² (2)
It is represented by

すなわち、駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈの項がキャンセルされており、駆動トランジスタ２２から有機ＥＬ素子２１に供給されるドレイン−ソース間電流Ｉｄｓは、駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈに依存しない。その結果、駆動トランジスタ２２の製造プロセスのばらつきや経時変化により、各画素ごとに駆動トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈが変動しても、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが変動しないために、有機ＥＬ素子２１の発光輝度も変動しない。 That is, the term of the threshold voltage Vth of the drive transistor 22 is canceled, and the drain-source current Ids supplied from the drive transistor 22 to the organic EL element 21 does not depend on the threshold voltage Vth of the drive transistor 22. As a result, the drain-source current Ids does not vary even if the threshold voltage Vth of the drive transistor 22 varies for each pixel due to variations in the manufacturing process of the drive transistor 22 and changes over time. The emission brightness does not change.

（移動度補正の原理）
次に、駆動トランジスタ２２の移動度補正の原理について説明する。図８に、駆動トランジスタ２２の移動度μが相対的に大きい画素Ａと、駆動トランジスタ２２の移動度μが相対的に小さい画素Ｂとを比較した状態で特性カーブを示す。駆動トランジスタ２２をポリシリコン薄膜トランジスタなどで構成した場合、画素Ａや画素Ｂのように、画素間で移動度μがばらつくことは避けられない。 (Principle of mobility correction)
Next, the principle of mobility correction of the drive transistor 22 will be described. FIG. 8 shows a characteristic curve in a state where a pixel A having a relatively high mobility μ of the driving transistor 22 and a pixel B having a relatively low mobility μ of the driving transistor 22 are compared. When the driving transistor 22 is composed of a polysilicon thin film transistor or the like, it is inevitable that the mobility μ varies between pixels like the pixel A and the pixel B.

画素Ａと画素Ｂで移動度μにばらつきがある状態で、例えば両画素Ａ，Ｂに同レベルの入力信号電圧Ｖｓｉｇを書き込んだ場合に、何ら移動度μの補正を行わないと、移動度μの大きい画素Ａに流れるドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ１′と移動度μの小さい画素Ｂに流れるドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ２′との間には大きな差が生じてしまう。このように、移動度μのばらつきに起因してドレイン−ソース間電流Ｉｄｓに画素間で大きな差が生じると、画面のユニフォーミティを損なうことになる。 For example, when the input signal voltage Vsig of the same level is written in both the pixels A and B in the state where the mobility μ is varied between the pixel A and the pixel B, the mobility μ is not corrected. There is a large difference between the drain-source current Ids1 'flowing through the pixel A having a large value and the drain-source current Ids2' flowing through the pixel B having the low mobility μ. Thus, if a large difference occurs between the pixels in the drain-source current Ids due to the variation in the mobility μ, the uniformity of the screen is impaired.

ここで、先述した式（１）のトランジスタ特性式から明らかなように、移動度μが大きいとドレイン−ソース間電流Ｉｄｓが大きくなる。したがって、負帰還における帰還量ΔＶは移動度μが大きくなるほど大きくなる。図８に示すように、移動度μの大きな画素Ａの帰還量ΔＶ１は、移動度の小さな画素Ｖの帰還量ΔＶ２に比べて大きい。そこで、移動度補正動作によって駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓを入力信号電圧Ｖｓｉｇ側に負帰還させることで、移動度μが大きいほど負帰還が大きくかかることになるために、移動度μのばらつきを抑制することができる。 Here, as is clear from the transistor characteristic equation of Equation (1), the drain-source current Ids increases when the mobility μ is large. Therefore, the feedback amount ΔV in the negative feedback increases as the mobility μ increases. As shown in FIG. 8, the feedback amount ΔV1 of the pixel A having a high mobility μ is larger than the feedback amount ΔV2 of the pixel V having a low mobility. Therefore, by negatively feeding back the drain-source current Ids of the drive transistor 22 to the input signal voltage Vsig side by the mobility correction operation, the larger the mobility μ, the more negative feedback is applied. Can be suppressed.

具体的には、移動度μの大きな画素Ａで帰還量ΔＶ１の補正をかけると、ドレイン−ソース間電流ＩｄｓはＩｄｓ１′からＩｄｓ１まで大きく下降する。一方、移動度μの小さな画素Ｂの帰還量ΔＶ２は小さいために、ドレイン−ソース間電流ＩｄｓはＩｄｓ２′からＩｄｓ２までの下降となり、それ程大きく下降しない。結果的に、画素Ａのドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ１と画素Ｂのドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ２とはほぼ等しくなるために、移動度μのばらつきが補正される。 Specifically, when the feedback amount ΔV1 is corrected in the pixel A having a high mobility μ, the drain-source current Ids greatly decreases from Ids1 ′ to Ids1. On the other hand, since the feedback amount ΔV2 of the pixel B having a low mobility μ is small, the drain-source current Ids decreases from Ids2 ′ to Ids2, and does not decrease that much. As a result, since the drain-source current Ids1 of the pixel A and the drain-source current Ids2 of the pixel B are substantially equal, the variation in the mobility μ is corrected.

以上をまとめると、移動度μの異なる画素Ａと画素Ｂがあった場合、移動度μの大きい画素Ａの帰還量ΔＶ１は移動度μの小さい画素Ｂの帰還量ΔＶ２に比べて小さくなる。つまり、移動度μが大きい画素ほど帰還量ΔＶが大きく、ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの減少量が大きくなる。すなわち、駆動トランジスタ２２のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓを入力信号電圧Ｖｓｉｇ側に負帰還させることで、移動度μの異なる画素のドレイン−ソース間電流Ｉｄｓの電流値が均一化され、その結果、移動度μのばらつきを補正することができる。 In summary, when there are a pixel A and a pixel B having different mobility μ, the feedback amount ΔV1 of the pixel A having a high mobility μ is smaller than the feedback amount ΔV2 of the pixel B having a low mobility μ. That is, the larger the mobility μ, the larger the feedback amount ΔV, and the larger the amount of decrease in the drain-source current Ids. That is, by negatively feeding back the drain-source current Ids of the drive transistor 22 to the input signal voltage Vsig side, the current value of the drain-source current Ids of the pixels having different mobility μ is made uniform. Variation in degree μ can be corrected.

ここで、図２に示した画素（画素回路）２０において、閾値補正、移動度補正の有無による映像信号の信号電位（サンプリング電位）Ｖｓｉｇと駆動トランジスタ２２のドレイン・ソース間電流Ｉｄｓとの関係について図９を用いて説明する。 Here, in the pixel (pixel circuit) 20 shown in FIG. 2, the relationship between the signal potential (sampling potential) Vsig of the video signal and the drain-source current Ids of the drive transistor 22 depending on the presence or absence of threshold correction and mobility correction. This will be described with reference to FIG.

図９において、（Ａ）は閾値補正および移動度補正を共に行わない場合、（Ｂ）は移動度補正を行わず、閾値補正のみを行った場合、（Ｃ）は閾値補正および移動度補正を共に行った場合をそれぞれ示している。図９（Ａ）に示すように、閾値補正および移動度補正を共に行わない場合には、閾値電圧Ｖｔｈおよび移動度μの画素Ａ，Ｂごとのばらつきに起因してドレイン・ソース間電流Ｉｄｓに画素Ａ，Ｂ間で大きな差が生じることになる。 In FIG. 9, (A) does not perform both threshold correction and mobility correction, (B) does not perform mobility correction, and performs only threshold correction, (C) performs threshold correction and mobility correction. Each case is shown. As shown in FIG. 9A, when neither threshold correction nor mobility correction is performed, the drain-source current Ids is caused by variations in the threshold voltage Vth and the mobility μ for each of the pixels A and B. A large difference occurs between the pixels A and B.

これに対して、閾値補正のみを行った場合は、図９（Ｂ）に示すように、当該閾値補正によってドレイン・ソース間電流Ｉｄｓのばらつきをある程度低減できるものの、移動度μの画素Ａ，Ｂごとのばらつきに起因する画素Ａ，Ｂ間でのドレイン・ソース間電流Ｉｄｓの差は残る。そして、閾値補正および移動度補正を共に行うことで、図９（Ｃ）に示すように、閾値電圧Ｖｔｈおよび移動度μの画素Ａ，Ｂごとのばらつきに起因する画素Ａ，Ｂ間でのドレイン・ソース間電流Ｉｄｓの差をほぼ無くすことができるために、どの階調においても有機ＥＬ素子２１の輝度ばらつきは発生せず、良好な画質の表示画像を得ることができる。 On the other hand, when only the threshold correction is performed, as shown in FIG. 9B, although the variation in the drain-source current Ids can be reduced to some extent by the threshold correction, the pixels A and B having the mobility μ The difference between the drain-source current Ids between the pixels A and B due to the variation of each pixel remains. Then, by performing both the threshold correction and the mobility correction, as shown in FIG. 9C, the drain between the pixels A and B due to the variation of the threshold voltage Vth and the mobility μ for each of the pixels A and B. Since the difference between the source currents Ids can be almost eliminated, the luminance variation of the organic EL element 21 does not occur at any gradation, and a display image with good image quality can be obtained.

特に、上記実施形態に係る有機ＥＬ表示装置１０では、図４のタイミングチャートから明らかなように、移動度補正を行うに当たり、書き込みトランジスタ２３が導通状態にあり、かつ水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオフしているときに映像信号／基準電位供給部７０から基準電位Ｖｏに代えて映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇを供給する一方、書き込みトランジスタ２３が導通状態にあり、かつ映像信号／基準電位供給部７０が信号電圧Ｖｓｉｇを供給しているときに水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎをオンさせて信号電圧Ｖｓｉｇを書き込む駆動方法を採ることにより、次のような作用効果を得ることができる。 In particular, in the organic EL display device 10 according to the above-described embodiment, as is apparent from the timing chart of FIG. 4, when performing mobility correction, the write transistor 23 is in a conductive state and each switch element 63 of the horizontal selector 61. When the -1 to 63-n are off, the video signal signal voltage Vsig is supplied from the video signal / reference potential supply unit 70 instead of the reference potential Vo, while the write transistor 23 is in a conductive state and the video signal By adopting a driving method in which the signal voltage Vsig is written by turning on the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 when the signal / reference potential supply unit 70 supplies the signal voltage Vsig, Such effects can be obtained.

すなわち、上記駆動方法を採ることにより、水平セレクタ６１の各スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンした時点で書き込みトランジスタ２２による映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇの書き込みが開始される。すなわち、移動度補正期間でもある書き込み期間の開始タイミングは、書き込みトランジスタ２３がオンするタイミングではなく、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンするタイミングとなる。これにより、信号電圧Ｖｓｉｇの書き込み動作において、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇの立ち上がり速度は、書き込みトランジスタ２３の駆動能力ではなく、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎの駆動能力で決まる。 That is, by adopting the above driving method, the writing of the video signal signal voltage Vsig by the writing transistor 22 is started when each of the switch elements 63-1 to 63-n of the horizontal selector 61 is turned on. That is, the start timing of the writing period, which is also the mobility correction period, is not the timing at which the writing transistor 23 is turned on, but the timing at which the switch elements 63-1 to 63-n are turned on. Thereby, in the write operation of the signal voltage Vsig, the rising speed of the gate potential Vg of the drive transistor 22 is determined not by the drive capability of the write transistor 23 but by the drive capability of the switch elements 63-1 to 63-n.

ここで、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎをトランジスタで構成するとした場合、トランジスタを形成するに当たって、画素アレイ部３０の周辺部では画素２０に比べてスペースの制約が無いために、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎを構成するトランジスタのサイズを画素２０内の書き込みトランジスタ２３に比べて大きくできる。トランジスタサイズを大きくできることで、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎを構成するトランジスタの駆動能力を書き込みトランジスタ２３に比べて大きく設定できる。 Here, when the switch elements 63-1 to 63-n are configured by transistors, there is no space limitation in the peripheral portion of the pixel array unit 30 compared to the pixels 20 when forming the transistors. The size of the transistors constituting −1 to 63-n can be made larger than that of the writing transistor 23 in the pixel 20. Since the transistor size can be increased, the drive capability of the transistors constituting the switch elements 63-1 to 63-n can be set larger than that of the write transistor 23.

トランジスタの駆動能力が大きいと、当該トランジスタによる駆動時の駆動能力のばらつきによる影響は、駆動能力が小さいトランジスタによる駆動時に比べて非常に小さい。したがって、書き込みトランジスタ２３に比べて駆動能力が大きいスイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンするタイミングで信号電圧Ｖｓｉｇの書き込み期間（移動度補正期間）に移行することで、書き込みトランジスタ２３の駆動能力のばらつきの影響を受けることなく、画素ごとに移動度の補正動作を確実に行うことができる。 When the driving capability of a transistor is large, the influence due to the variation in driving capability at the time of driving by the transistor is much smaller than that at the time of driving by a transistor having a small driving capability. Therefore, when the switching elements 63-1 to 63-n having higher driving capability than the writing transistor 23 are turned on, the driving capability of the writing transistor 23 is shifted to the writing period (mobility correction period) of the signal voltage Vsig. The mobility correction operation can be performed reliably for each pixel without being affected by the variation of.

すなわち、スイッチ素子６３−１〜６３−ｎがオンすることによって信号電圧Ｖｓｉｇを書き込むことで、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇの立ち上がりに対して書き込みトランジスタ２３の駆動能力が影響を及ぼすことがないために、駆動トランジスタ２２のゲート電位Ｖｇの立ち上がり速度が画素間でばらつくことがない。したがって、駆動トランジスタ２２のソース電位Ｖｓの上昇も画素間でばらつくことがなく、画素間で有機ＥＬ素子２１の発光輝度が一定になるために、良好な画質の画像表示を実現できる。 That is, since the signal voltage Vsig is written by turning on the switch elements 63-1 to 63-n, the drive capability of the write transistor 23 does not affect the rise of the gate potential Vg of the drive transistor 22. In addition, the rising speed of the gate potential Vg of the driving transistor 22 does not vary between pixels. Therefore, the increase in the source potential Vs of the drive transistor 22 does not vary between pixels, and the light emission luminance of the organic EL element 21 is constant between pixels, so that it is possible to realize an image display with good image quality.

なお、上記実施形態では、画素回路２０の電気光学素子として、有機ＥＬ素子を用いた有機ＥＬ表示装置に適用した場合を例に挙げて説明したが、本発明はこの適用例に限られるものではなく、特にデバイスに流れる電流値に応じて発光輝度が変化する電流駆動型の電気光学素子（発光素子）を用いた表示装置全般に対して適用可能である。 In the above embodiment, the case where the present invention is applied to an organic EL display device using an organic EL element as the electro-optical element of the pixel circuit 20 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this application example. In particular, the present invention can be applied to all display devices using current-driven electro-optic elements (light-emitting elements) whose light emission luminance changes according to the value of current flowing through the device.

［適用例］
以上説明した本発明に係る表示装置は、図１０〜図１４に示す様々な電子機器、例えば、デジタルカメラ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話等の携帯端末装置、ビデオカメラなど、電子機器に入力された映像信号、若しくは、電子機器内で生成した映像信号を、画像若しくは映像として表示するあらゆる分野の電子機器の表示装置に適用することが可能である。以下に、本発明が適用される電子機器の一例について説明する。 [Application example]
The display device according to the present invention described above is input to various electronic devices shown in FIGS. 10 to 14 such as digital cameras, notebook personal computers, mobile terminal devices such as mobile phones, video cameras, and the like. The present invention can be applied to display devices for electronic devices in various fields that display a video signal or a video signal generated in the electronic device as an image or video. An example of an electronic device to which the present invention is applied will be described below.

なお、本発明に係る表示装置は、封止された構成のモジュール形状のものをも含む。例えば、画素アレイ部３０に透明なガラス等の対向部に貼り付けられて形成された表示モジュールが該当する。この透明な対向部には、カラーフィルタ、保護膜等、更には、上記した遮光膜が設けられてもよい。尚、表示モジュールには、外部から画素アレイ部への信号等を入出力するための回路部やＦＰＣ（フレキシブルプリントサーキット）等が設けられていてもよい。 Note that the display device according to the present invention includes a module-shaped one having a sealed configuration. For example, a display module formed by being affixed to an opposing portion such as transparent glass on the pixel array portion 30 is applicable. The transparent facing portion may be provided with a color filter, a protective film, and the like, and further, the above-described light shielding film. Note that the display module may be provided with a circuit unit for inputting / outputting a signal and the like from the outside to the pixel array unit, an FPC (flexible printed circuit), and the like.

図１０は、本発明が適用されるテレビを示す斜視図である。本適用例に係るテレビは、フロントパネル１０２やフィルターガラス１０３等から構成される映像表示画面部１０１を含み、その映像表示画面部１０１として本発明に係る表示装置を用いることにより作成される。 FIG. 10 is a perspective view showing a television to which the present invention is applied. The television according to this application example includes a video display screen unit 101 including a front panel 102, a filter glass 103, and the like, and is created by using the display device according to the present invention as the video display screen unit 101.

図１１は、本発明が適用されるデジタルカメラを示す斜視図であり、（Ａ）は表側から見た斜視図、（Ｂ）は裏側から見た斜視図である。本適用例に係るデジタルカメラは、フラッシュ用の発光部１１１、表示部１１２、メニュースイッチ１１３、シャッターボタン１１４等を含み、その表示部１１２として本発明に係る表示装置を用いることにより作製される。 11A and 11B are perspective views showing a digital camera to which the present invention is applied. FIG. 11A is a perspective view seen from the front side, and FIG. 11B is a perspective view seen from the back side. The digital camera according to this application example includes a light emitting unit 111 for flash, a display unit 112, a menu switch 113, a shutter button 114, and the like, and is manufactured by using the display device according to the present invention as the display unit 112.

図１２は、本発明が適用されるノート型パーソナルコンピュータを示す斜視図である。本適用例に係るノート型パーソナルコンピュータは、本体１２１に、文字等を入力するとき操作されるキーボード１２２、画像を表示する表示部１２３等を含み、その表示部１２３として本発明に係る表示装置を用いることにより作製される。 FIG. 12 is a perspective view showing a notebook personal computer to which the present invention is applied. A notebook personal computer according to this application example includes a main body 121 including a keyboard 122 that is operated when characters and the like are input, a display unit 123 that displays an image, and the like. It is produced by using.

図１３は、本発明が適用されるビデオカメラを示す斜視図である。本適用例に係るビデオカメラは、本体部１３１、前方を向いた側面に被写体撮影用のレンズ１３２、撮影時のスタート／ストップスイッチ１３３、表示部１３４等を含み、その表示部１３４として本発明に係る表示装置を用いることにより作製される。 FIG. 13 is a perspective view showing a video camera to which the present invention is applied. The video camera according to this application example includes a main body 131, a lens 132 for shooting an object on a side facing forward, a start / stop switch 133 at the time of shooting, a display unit 134, and the like. It is manufactured by using such a display device.

図１４は、本発明が適用される携帯端末装置、例えば携帯電話機を示す斜視図であり、（Ａ）は開いた状態での正面図、（Ｂ）はその側面図、（Ｃ）は閉じた除隊での正面図、（Ｄ）は左側面図、（Ｅ）は右側面図、（Ｆ）は上面図、（Ｇ）は下面図である。本適用例に係る携帯電話機は、上側筐体１４１、下側筐体１４２、連結部（ここではヒンジ部）１４３、ディスプレイ１４４、サブディスプレイ１４５、ピクチャーライト１４６、カメラ１４７等を含み、そのディスプレイ１４４やサブディスプレイ１４５として本発明に係る表示装置を用いることにより作製される。 FIG. 14 is a perspective view showing a mobile terminal device to which the present invention is applied, for example, a mobile phone, in which (A) is a front view in an opened state, (B) is a side view thereof, and (C) is closed. (D) is a left side view, (E) is a right side view, (F) is a top view, and (G) is a bottom view. The mobile phone according to this application example includes an upper housing 141, a lower housing 142, a connecting portion (here, a hinge portion) 143, a display 144, a sub display 145, a picture light 146, a camera 147, and the like. And the sub display 145 is manufactured by using the display device according to the present invention.

本発明の一実施形態に係る有機ＥＬ表示装置の構成の概略を示すシステム構成図である。1 is a system configuration diagram illustrating an outline of a configuration of an organic EL display device according to an embodiment of the present invention. 画素（画素回路）の具体的な構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the specific structural example of a pixel (pixel circuit). 画素の断面構造の一例を示す断面図である。It is sectional drawing which shows an example of the cross-sectional structure of a pixel. 本発明の一実施形態に係る有機ＥＬ表示装置の動作説明に供するタイミングチャートである。It is a timing chart with which it uses for operation | movement description of the organic electroluminescence display which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る有機ＥＬ表示装置の回路動作の説明図（その１）である。It is explanatory drawing (the 1) of circuit operation | movement of the organic electroluminescence display which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る有機ＥＬ表示装置の回路動作の説明図（その２）である。It is explanatory drawing (the 2) of the circuit operation | movement of the organic electroluminescence display which concerns on one Embodiment of this invention. 駆動トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈのばらつきに起因する課題の説明に供する特性図である。It is a characteristic view with which it uses for description of the subject resulting from the dispersion | variation in the threshold voltage Vth of a drive transistor. 駆動トランジスタの移動度μのばらつきに起因する課題の説明に供する特性図である。It is a characteristic view with which it uses for description of the subject resulting from the dispersion | variation in the mobility (mu) of a drive transistor. 閾値補正、移動度補正の有無による映像信号の信号電圧Ｖｓｉｇと駆動トランジスタのドレイン・ソース間電流Ｉｄｓとの関係の説明に供する特性図である。FIG. 10 is a characteristic diagram for explaining the relationship between the signal voltage Vsig of the video signal and the drain-source current Ids of the drive transistor depending on whether threshold correction and mobility correction are performed. 本発明が適用されるテレビを示す斜視図である。It is a perspective view which shows the television to which this invention is applied. 本発明が適用されるデジタルカメラを示す斜視図であり、（Ａ）は表側から見た斜視図、（Ｂ）は裏側から見た斜視図である。It is the perspective view which shows the digital camera to which this invention is applied, (A) is the perspective view seen from the front side, (B) is the perspective view seen from the back side. 本発明が適用されるノート型パーソナルコンピュータを示す斜視図である。1 is a perspective view showing a notebook personal computer to which the present invention is applied. 本発明が適用されるビデオカメラを示す斜視図である。It is a perspective view which shows the video camera to which this invention is applied. 本発明が適用される携帯電話機を示す斜視図であり、（Ａ）は開いた状態での正面図、（Ｂ）はその側面図、（Ｃ）は閉じた除隊での正面図、（Ｄ）は左側面図、（Ｅ）は右側面図、（Ｆ）は上面図、（Ｇ）は下面図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a perspective view which shows the mobile telephone to which this invention is applied, (A) is the front view in the open state, (B) is the side view, (C) is the front view in the closed discharge, (D) Is a left side view, (E) is a right side view, (F) is a top view, and (G) is a bottom view.

Explanation of symbols

１０…有機ＥＬ表示装置、２０…画素（画素回路）、２１…有機ＥＬ素子、２２…駆動トランジスタ、２３…書き込みトランジスタ、２４…保持容量、３０…画素アレイ部、３１（３１−１〜３１−ｍ）…走査線、３２（３２−１〜３２−ｍ）…電源供給線、３３（３３−１〜３３−ｎ）…信号線、３４…共通電源供給線、４０…書き込み走査回路、５０…電源供給走査回路、６０…水平駆動回路、６１…水平セレクタ、６２…セレクタ駆動部、７０…映像信号／基準電位供給部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Organic EL display device, 20 ... Pixel (pixel circuit), 21 ... Organic EL element, 22 ... Drive transistor, 23 ... Write transistor, 24 ... Retention capacity, 30 ... Pixel array part, 31 (31-1 to 31-31) m) ... scanning line, 32 (32-1 to 32-m) ... power supply line, 33 (33-1 to 33-n) ... signal line, 34 ... common power supply line, 40 ... write scanning circuit, 50 ... Power supply scanning circuit, 60 ... horizontal drive circuit, 61 ... horizontal selector, 62 ... selector drive unit, 70 ... video signal / reference potential supply unit

Claims

An electro-optical element, a driving transistor for driving the electro-optical element, a signal line wired for each pixel column, and a gate of the driving transistor are connected to sample a video signal supplied through the signal line. And a pixel array unit in which pixels including a writing transistor to be written are arranged in a matrix,
Mobility that cancels the dependence on the mobility of the drain-source current of the driving transistor by negatively feeding back the drain-source current of the driving transistor to the gate input side of the driving transistor during the writing period by the writing transistor A display device having a correction function,
Signal supply means for selectively supplying a reference potential and a video signal;
A switch element connected between the signal supply means and each signal line of the pixel array unit, and a video signal or a reference voltage supplied from the signal supply means is selected when the switch element is turned on. And a switch group that supplies each signal line of the pixel array unit in a pixel row unit,
The signal supply means supplies a video signal instead of a reference potential when the write transistor is in a conductive state and each switch element of the switch group is off,
Each of the switch elements of the switch group is turned on when the write transistor is in a conductive state and the signal supply means supplies a video signal.

An electro-optical element, a driving transistor for driving the electro-optical element, a signal line wired for each pixel column, and a gate of the driving transistor are connected to sample a video signal supplied through the signal line. A pixel array unit in which pixels including write transistors to be written are arranged in a matrix;
Signal supply means for selectively supplying a reference potential and a video signal;
A switch element connected between the signal supply means and each signal line of the pixel array unit, and a video signal or a reference voltage supplied from the signal supply means is selected when the switch element is turned on. And a switch group that supplies each signal line of the pixel array unit in a pixel row unit,
Mobility that cancels the dependence on the mobility of the drain-source current of the driving transistor by negatively feeding back the drain-source current of the driving transistor to the gate input side of the driving transistor during the writing period by the writing transistor A method of driving a display device that performs correction,
When the write transistor is in a conductive state and each switch element of the switch group is turned off, a video signal is supplied instead of a reference potential from the signal supply means,
A method for driving a display device, comprising: turning on each switch element of the switch group when the writing transistor is in a conductive state and the signal supply means supplies a video signal.

An electro-optical element, a driving transistor for driving the electro-optical element, a signal line wired for each pixel column, and a gate of the driving transistor are connected to sample a video signal supplied through the signal line. And a pixel array unit in which pixels including a writing transistor to be written are arranged in a matrix,
Mobility that cancels the dependence on the mobility of the drain-source current of the driving transistor by negatively feeding back the drain-source current of the driving transistor to the gate input side of the driving transistor during the writing period by the writing transistor A display device having a correction function,
Signal supply means for selectively supplying a reference potential and a video signal;
A switch element connected between the signal supply means and each signal line of the pixel array unit, and a video signal or a reference voltage supplied from the signal supply means is selected when the switch element is turned on. And a switch group that supplies each signal line of the pixel array unit in a pixel row unit,
The signal supply means supplies a video signal instead of a reference potential when the write transistor is in a conductive state and each switch element of the switch group is off,
Each of the switch elements in the switch group is turned on when the write transistor is in a conductive state and the signal supply means supplies a video signal.