JP2008141871A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、１〜２倍を超える任意の倍率で連続して昇圧し及び／又は１倍以下の降圧率で連続して降圧できるＤＣ/ＤＣコンバータに最適な電力変換器を提供する。
【解決手段】本発明の電力変換器は、第１の入出力部と、第１の入出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクター（Ｌ）と、複数のスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ４）と、複数のキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）と、複数のキャパシタに接続された第２の入出力部と、制御回路部（４）とを有し、制御回路部が動作モードに応じて複数のスイッチのオン／オフ制御することによりインダクター及び複数のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、降圧、回生、導通のいずれかの動作を行うスイッチドキャパシタンス方式の電力変換器であって、制御回路部が複数のスイッチの内の２つを同時にオンにする同時オン期間を有するように制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換器に関し、特に直流電圧を１〜２倍超の任意の倍率で昇圧及び／又は１倍以下の任意の倍率で降圧ができるＤＣ/ＤＣコンバータに最適な電力変換器に関する。

電力変換器としては、ＤＣ（直流）電圧を電圧変換するＤＣ/ＤＣコンバータがある。ＤＣ/ＤＣコンバータは様々な装置に使用される。例えば、太陽電池を使用した発電装置、風力発電装置、燃料電池システム、ハイブリッド自動車等である。特に、自動車のように空間的、重量的な制約が強い技術領域にＤＣ/ＤＣコンバータを適用する場合、ＤＣ/ＤＣコンバータヘの小型化・軽量化の要求が非常に強くなる。

従来の昇圧型ＤＣ/ＤＣコンバータとして、例えば、特許文献１に開示されるような昇圧型ＤＣ/ＤＣコンバータ回路では、スイッチが交互にオン／オフされる。スイッチのオン時にインダクタに磁気エネルギーが蓄積され、スイッチのオフ時にインダクタに蓄積された磁気エネルギーが電力として出力側に供給される。このとき、電源電圧にインダクタからの出力分が加わるので全体として昇圧された電圧が出力部で得られる。昇圧比、すなわち、入力電圧に対する出力電圧の比はスイッチをオンにするデューティー比に依存して変化する。

しかし、このような昇圧方式では、インダクタの磁気飽和を防止しつつ十分な昇圧を行うためには、重く大型のコアを用いたインダクタが必要である。これは、ＤＣ/ＤＣコンバータ全体の小型化・軽量化の阻害要因となる。

そこで、携帯電話等の小型化・軽量化の必要性が強い機器においては、フライング・キャパシタと呼ばれるコンデンサを使用するチャージポンプ回路が電圧変換方式として提案されている（例えば、特許文献２参照）。また、従来より、スイッチドキャパシタンス方式を用いた安定化電源回路も提案されている（例えば、特許文献３参照）。

これらの方式では、フライング・キャパシタを電力の授受用に使用するのが一般的である。複数スイッチ等の交互切換により、複数のフライング・キャパシタへの充電が交互に繰り返される。この方法では２倍の固定した電圧を出力できるが、任意の変換比を必要に応じて柔軟に選択して出力することはできない。

そこで、従来から図１４及び図１５に示されるような構成及び方法で、任意の１〜２倍の昇圧比、又は、１倍以下の降圧率が可能な昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータが提案されている（特許文献４参照）。図１４のＤＣ/ＤＣコンバータの第１〜第４のスイッチＳＷ１ないしＳＷ４は、それぞれフライホイールダイオードＤ１ないしＤ４を持つＩＧＢＴ部１、２から構成されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、動作モードに応じて第１〜第４のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフを制御することにより、インダクタＬ及び複数のキャパシタＣ１、Ｃ２を選択的に機能させて、昇圧、導通、回生（降圧）の何れかの動作モードで動作することができる。

昇圧モードについて説明する。まず、図１４（ａ）および（ｂ）を参照して、キャパシタＣ２の充電動作を説明する。時刻ｔ１に、ＩＧＢＴ部１内のスイッチＳＷ２にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ２をオンにすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４はオフ）、電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで充電電流Ｉ１が流れる。このとき、キャパシタＣ２が電源Ｅにより充電される（図１４（ｂ）のＩ１：Ｃ２の充電電流波形を参照）。このとき、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ２がオフになると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ２が、インダクタＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで流れる（図１４（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。

続いて、図１４（ｃ）および（ｄ）を参照して、キャパシタＣ１の充電動作について説明する。時刻ｔ３に、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ３にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ３をオンにすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ４はオフ）、電源Ｅ→インダクタＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで充電電流Ｉ３が流れる。このとき、キャパシタＣ１が電源Ｅにより充電される（図１４（ｄ）のＩ３：Ｃ１の充電電流波形を参照）。このとき、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＳＷ３がオフになると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ４が、インダクタＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで流れる（図１４（ｄ）のＩ４：Ｌ放出電流波形を参照）。

このように、キャパシタＣ１、Ｃ２へ電源Ｅから交互に充電電流（Ｉ１およびＩ３）を流して、キャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流（Ｉ１およびＩ３）でインダクタＬに磁気エネルギーを蓄積し、このインダクタＬの放出電流（Ｉ２およびＩ４）によりキャパシタＣ１、Ｃ２を充電することにより昇圧動作を行わせることができる。

この従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、図１４（ｅ）に示すように、各スイッチＳＷ２およびＳＷ３のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）比を０〜５０％以下としていた。すなわち、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３の短絡防止用のデッドタイムを考慮して５０％以下の値、例えば４５％などの間に変化させる。これにより、入力の電圧を１〜２倍の間の任意の昇圧比で出力していた。

次に、従来のＤＣ/ＤＣコンバータおける降圧モード（回生モード）の動作について説明する。例えば、出力側の負荷としてモータなどが使用されており、モータの回転数を減速制御（回生ブレーキ動作）し、出力（負荷）側の電圧が上昇した場合に、出力（負荷）側の電圧を降圧して（入力側にエネルギーを還し）、入力側のバッテリ等の電源を充電することができる。

図１５は、降圧率が低い場合（０．８〜１倍程度、回生負荷が小さい場合）の動作について説明するための図である。降圧率の低い場合（０．８〜１倍程度）、例えば、図１５（ａ）に示す回生電源Ｅｇ（出力部の電圧）と、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）に印加する電圧比が、「１：０．８」〜「１：１」程度の場合には、スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３をオフとし、スイッチＳＷ４を常時オンとし、スイッチＳＷ１のみをオン／オフ制御して降圧動作を行う。

この従来のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明する。最初に、図１５（ｂ）の時刻ｔ１において、スイッチＳＷ１をオンとし、キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクタＬ→キャパシタＣ４→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２のルートで電流Ｉ１が流れる。負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）はキャパシタＣ４に並列接続されているので充電される。また、このとき、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される（図１５（ｂ）のＩ１：Ｃ１、Ｃ２の放電電流波形を参照）。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ１がオフすると、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ２が、インダクタＬ→キャパシタＣ４→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２のルートで流れる（図１５（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。

このように、降圧率の低い場合（０．８〜１倍程度、回生負荷が小さい場合）は、スイッチＳＷ１のオン／オフ制御だけで回生を行う。すると、図１５（ｂ）の最下段に示すように、直列接続されたキャパシタＣ１、Ｃ２から電荷が放出された時及びインダクタＬの磁気蓄積が放出された時にのみ、入力側のキャパシタＣ４に出力電流ｉＬが流れる。この結果、出力電流ｉＬは断続電流となり途切れる。また、この従来例では、降圧率の高い場合（０．８倍以下）と低い場合（０．８倍以上）では操作が変わるため、降圧率の連続性を維持して可変にするのが困難である。
特開２００６−２７１１０１号公報（図１） 特開２００３−６１３３９号公報 特開２００３−１１１３８８号公報 特開２００５−２２４０６０号公報

上述した図１４及び図１５に記載された従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成及び方法では、２倍以上の昇圧比を達成するためには、複数のキャパシタＣ１、Ｃ２の数を３つ又はそれ以上増すことが必要である。このため、回路構成が複雑となる。
また、上述した従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成では、降圧率が低い（０．８〜１倍）場合には、出力電流ｉＬが断続電流になり途切れるという問題点がある。また、降圧率の高い場合（０．８倍以下）と低い場合（０．８倍以上）では操作が変わるため、降圧率を連続して可変に降圧できない。さらに、降圧率が１に近いところではインダクタンスの非常に小さい従来Ｌ型の降圧となり効率がよくないという問題点がある。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、小型、軽量、安価であって、２つのキャパシタでも２倍以上の昇圧比を可能にし、また、降圧率が小さい場合でも出力電流の断続を生ぜずまた連続的に降圧でき、降圧率が１に近いところでも効率的に変換できる昇圧型及び／又は降圧型のＤＣ/ＤＣコンバータに最適な電力変換器を提供することを目的とする。

本発明は上記課題を解決するために、特許文献４に開示されたＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、複数のスイッチが同時にオンとなる期間を持つ構成を有する電力変換器を提供する。
従来においては、上述したように複数のスイッチを同時にオンにすることは短絡状態を発生するために避けるべきものと考えられていた。また、単純に複数のスイッチを同時にオンにするだけでは、電流は増大するがその周波数は大きくならず効果が少ない。
しかし、本発明者達により、特許文献４に開示されたＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、複数のスイッチのデューティー比を５０％超にして、複数のスイッチを交互にオン／オフする期間の端に、複数のスイッチを同時にオンにする期間を設けると、昇圧モード時には２つのキャパシタでも２倍以上の昇圧比が出力側に得られ、そして、降圧モード時には降圧率が低い場合にでも出力電流の断続が生ぜず、降圧率を連続して可変にでき、さらに降圧率が１に近くても効率的に変換できることが知見された。

従って、本発明の電力変換器は、第１の入出力部と、前記第１の入出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、複数のスイッチと、複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタに接続された第２の入出力部と、制御回路部とを有し、前記制御回路部が動作モードに応じて前記複数のスイッチのオン／オフ制御を制御することにより前記インダクタ及び前記複数のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、降圧、回生、導通のいずれかの動作を行うスイッチドキャパシタンス方式の電力変換器であって、前記制御回路部が前記複数のスイッチの内の２つを同時にオンにする期間を有するように制御することを特徴とする。

上記構成により、昇圧モード時、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ２、ＳＷ３）を交互にオン／オフする際、同時にオンにする期間を有するように制御する。この同時オン期間中にインダクタ（例えば、図１に示すインダクタＬ）に大きな電流が流れて磁気エネルギーが蓄積される。その後に複数のスイッチのオン／オフ制御をする。
すると、このインダクタからの大きな放出電流により交互に複数のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ１、Ｃ２）を充電できる。この結果、第２の入出力部に２倍以上の昇圧比の電圧を発生することができる。

降圧モード（又は、回生モード）時、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ４）を交互にオン／オフする際、同時にオンする期間を有するように制御する。この同時オン期間中に、第２の入出力部に接続された回生電源からの回生電力及び／又は複数のキャパシタＣ１、Ｃ２に蓄積された回生電力をインダクタに流して磁気エネルギーを蓄積し、このインダクタからの放出電流も流すようにする。
すると、充分な出力電流を生じその変動幅（リップル）も小さくなる。従って、雑音対策上有効である。また、インダクタに流れる電流の周波数が高くなる（約２倍）。よって、出力電流の断続や途切れを回避できる。また、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。また、ゲート電圧のデューティー比を変えるだけで、降圧率の０〜１倍の範囲と昇圧比の１〜２倍超の範囲を連続して可変に調整できる。

導通モード時には、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）を制御して全てオフにして、ＤＣ電源に接続された第１の入出力部の電圧をそのまま第２の入出力部に出力する。

また、本発明の電力変換器は、第１の入出力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された第２の入出力部とを備え、前記第１の入出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、前記第１の入出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記第２の入出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記第１の入出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記第１の入出力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記第１の入出力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記第２の入出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、前記第１ないし第４のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部とを有する昇降圧型電力変換器であって、前記制御回路部が、昇圧モード時には、前記第２及び第３のスイッチを交互にオン又はオフとする期間、及び、前記第２及び第３のスイッチを同時にオンとする期間を有し、降圧モード時には、前記第１及び第４のスイッチを交互にオン又はオフとする期間、及び、前記第１及び第４のスイッチを同時にオンとする期間を有するように制御することを特徴とする。

上記構成により、昇圧モード時、第２及び第３のスイッチを交互にオン／オフする際、同時にオンにする期間を有するように制御する。この同時オン期間中、インダクタ（例えば、図１のインダクタＬ）に大きな電流が流れて磁気エネルギーが蓄積される。その後に第２及び第３のスイッチを交互にオン／オフ制御する。すると、このインダクタからの大きな放出電流によって複数のキャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１、Ｃ２）を交互に充電することができる。この結果、第２の入出力部に２倍以上の昇圧比の電圧を発生することができる。

降圧モード時、第１及び第４のスイッチを交互にオン／オフする際、同時にオンとする期間を有するように制御する。この同時オン期間中、回生電源からの回生電力及び／又は第１及び第２のキャパシタＣ１とＣ２に蓄積された回生電力をインダクタＬに流す。この結果、充分な出力電流を生じその変動幅（リップル）も小さくなる。よって、雑音対策上有効である。インダクタＬに流れる電流の周波数も高くなる。降圧モード時（回生モード時）において、出力電流の断続や途切れを防止できる。また、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。また、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率を連続して可変に調整できる。

さらに、本発明の昇圧型電力変換器は、入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備え、前記入力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、前記入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のスイッチと、前記入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記第１及び第２のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部とを有する昇圧型電力変換器であって、前記制御回路部が、昇圧時には、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン又はオフに切り換え制御し、前記交互にオン又はオフに切り換え制御する際、前記第１のスイッチと第２のスイッチが同時にオンとなる同時オン期間を有するように制御することを特徴とする。

上記構成により、本発明では、第１及び第２のスイッチが同時にオンになる同時オン期間中に、インダクタ（例えば、図１のインダクタＬ）に大きな電流が流れて磁気エネルギーが蓄積される。その後、第１及び第２のスイッチを交互にオン又はオフに制御すると、このインダクタからの大きな放出電流が、入力部からインダクタを通して第１又は第２のキャパシタを充電する充電電流に加えられて、第１及び第２のキャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１、Ｃ２）に充電される。この結果、出力部に２倍以上の昇圧比の電圧を発生することができる。

そして、本発明の降圧型電力変換器は、出力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された入力部とを備え、前記出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、前記出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記入力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記出力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記入力部の負極側に接続する第２のスイッチと、前記第１及び第２のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部とを有する降圧型電力変換器であって、前記制御回路部が、降圧時には、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン又はオフに切り換え制御し、前記交互にオン又はオフに制御する際、前記第１のスイッチと第２のスイッチが同時にオンとなる同時オン期間を有するように制御することを特徴とする。

上記構成により、同時オン期間中に、第１及び第２のキャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１及びＣ２）に蓄積された回生電力及び／又は回生電源からの回生電力をインダクタ（例えば、図１のインダクタＬ）に流すことができる。この結果、出力部に充分な出力電流を生じその変動幅（リップル）も小さくなる。よって、雑音対策上有効である。降圧モード時（回生モード時）において、降圧率が低い場合にでも出力電流の断続や途切れを防止できる。また、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。また、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率を連続して可変に調整できる。

本発明の電力変換器においては、昇圧モード時、複数のスイッチを同時にオンにして高い電流値をインダクタに流して磁気エネルギーを蓄積し、その後に複数のスイッチを交互にオン・オフしてインダクタからの放出電流で複数のキャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１、Ｃ２）を充電する。このため、２つのキャパシタにより、２倍以上の昇圧比を可変且つ連続的に達成できる。基本的に昇圧は２つのキャパシタによる電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクタ（例えば、図１に示すインダクタＬ）は、従来型（特許文献１を参照）よりも大幅に小型のものでよい（例えば、２０μＨ）。すなわち、本発明によれば、ＤＣ/ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。インダクタは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクタとして機能し、回生逆方向降圧も可能である。

また、本発明の電力変換器においては、降圧モード（回生モード）時、複数のスイッチを同時にオンにして、複数のキャパシタに蓄積された回生電力及び／又は回生電源からの回生電力をインダクタに流して磁気エネルギーを蓄積する。この結果、出力部に充分な出力電流を生じその変動幅（リップル）も小さくなる。従って、雑音対策上有効である。しかも、電流のピーク値が下がるためスイッチング素子として小さなものが選定できる。インダクタに流れる電流の周波数も高くなる。降圧率が低い場合にでも出力電流の断続や途切れを防止できる。降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。また、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率を連続して可変に調整できる。
従って、本発明の昇降圧電力変換器においては、０倍から２倍を超えて入力電圧と出力電圧の比を連続的に可変に変換できる。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態による昇降圧型電力変換器であるＤＣ/ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータは、昇圧（例えば、ＤＣ電源入力部の電源電圧の１倍〜２倍超に昇圧する）モード、導通モード、回生（０〜１倍の降圧率の降圧）モードを有する。

図１に示す本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータと、図１４及び図１５を参照して上述した特許文献４に開示された従来例のＤＣ／ＤＣコンバータとの違いは、複数のスイッチのオン／オフ制御の仕方である。すなわち、複数のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部４を除いて、図１に示す本実施の形態の回路構成は、上述した従来例の特許文献４の構成の図１４及び図１５と基本的に同じである。

図１に示す本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータは、第１の入出力部（電圧Ｖ１）の正極側と負極側に並列接続された平滑コンデンサＣ４（平滑コンデンサＣ４は、電源のインピーダンスを下げるために設けられている。例えば、電源が回路部から離れ電源配線が長くなった場合、電源のインピーダンスが上昇し、制御の誤動作を招くことがあるが電解コンデンサＣ４はこれを防止する。図１では平滑コンデンサＣ４はケミカルコンデンサとして示されているが、本発明ではフィルムコンデンサでもよい）、第１の入出力部の正極側に接続されたインダクタＬ、２個（一対）のＩＧＢＴ素子を内蔵するＩＧＢＴ部１およびＩＧＢＴ部２、第２の入出力部（電圧Ｖ２）の側にキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３を有する。なお、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３はフィルムコンデンサである。

キャパシタＣ１とキャパシタＣ２は直列接続されている。キャパシタＣ３は、キャパシタＣ１、Ｃ２と並列に接続されている。キャパシタＣ１の正極側とキャパシタＣ３の正極側は第２の入出力部の正極側に接続されている。キャパシタＣ２の負極側とキャパシタＣ３の負極側は第２の入出力部の負極側に接続されている。

第１の入出力部と第２の入出力部は昇圧モード動作の時にそれぞれ入力部と出力部となる。降圧（回生）モード動作の際には入れ替わる。すなわち、第１の入出力部と第２の入出力部は降圧（回生）モード動作の時にはそれぞれ出力部と入力部となる。

ＩＧＢＴ部１の上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ１）及びフライホイールダイオードＤ１が、スイッチＳＷ１に相当し、ＩＧＢＴ部１の下側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ２）及びフライホイールダイオードＤ２が、スイッチＳＷ２に相当し、ＩＧＢＴ部２の上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ３）及びフライホイールダイオードＤ３が、スイッチＳＷ３に相当し、また、ＩＧＢＴ部２の下上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ４）及びフライホイールダイオードＤ４が、スイッチＳＷ４に相当する。

スイッチＳＷ１は第１の入出力部の正極側に接続されたインダクタＬとキャパシタＣ１の正極側の間に配置されていてその経路をオン／オフをする。スイッチＳＷ２は第１の入出力部の正極側に接続されたインダクタＬとキャパシタＣ１の負極側とキャパシタＣ２の正極側の間に配置されていてその経路をオン／オフする。スイッチＳＷ３は第１の入出力部の負極側とキャパシタＣ１の負極側とキャパシタＣ２の正極側との間に配置されていてその経路をオン／オフする。スイッチＳＷ４は第１の入出力部の負極側とキャパシタＣ２の負極側との間に配置されていてその経路をオン／オフする。

制御回路部４は複数のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４のオン／オフ制御のため、各スイッチのゲートにゲート電圧をそれぞれ供給する。本実施の形態の制御回路部４と特許文献４に開示された制御回路部との相違点は、制御回路部４が制御する複数のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４のオン／オフのデューティー比の大きさである。その他の点は同じである。

図２は、図１に示す本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータの、昇圧動作時の状態を示している。すなわち、図２（ａ）に示すように、第１の入出力部は入力部となり電源Ｅが接続され、第２の入出力部は出力部となり負荷Ｒが接続されている。そして、スイッチＳＷ１とスイッチにＳＷ４は常時オフとなり、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ３が交互にオン／オフ制御される。

本発明の特徴である昇圧比を２倍以上にする際は、制御回路部４から供給されるゲート電圧波形が、図２（ｃ）のスイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート電圧波形に示すように、スイッチＳＷ２とＳＷ３を交互にオン／オフする期間の両端に、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３を同時にオンにするための同時オン期間が設けられる。
すなわち、同時オン期間においては、スイッチＳＷ２のゲート電圧波形とスイッチＳＷ３のゲート電圧波形が互いに重なり合っている。また、ラップしているとも言う。このため、各ゲート電圧のデューティー（ＤＵＴＹ）比は一周期の５０％以上である。これが本実施の形態による昇圧比を２倍以上にする際のゲート電圧である。このゲート電圧は制御回路部４から供給される。
なお、昇圧比を１〜２倍とする場合は、図２（ｂ）に示すように、図１４を参照して説明した従来例と同様に、制御回路部４から供給されるゲート電圧波形が、各スイッチＳＷ２およびＳＷ３のオン時間のデューティー比が０〜５０％以下の間に変化するように制御して、入力の電圧を１〜２倍に連続的に昇圧して出力する。デューティー比が５０％の時、昇圧比が２倍となる。

図３は、図１に示した本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータの降圧動作時（回生モード時）の図である。図３に示す降圧（回生）モードでは、回生側から電力が負荷Ｒｇ（電源側）に返還されるため、図２と比較して、入力部と出力部とが反対となる。

降圧モード（回生モード）では、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３は常時オフとし、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４をオン／オフするゲート電圧が、制御回路部４から供給される。

図３（ｂ）は、降圧率が高い（０〜０．５倍）場合のスイッチＳＷ１とＳＷ４のオン／オフ動作を行うゲート電圧を示すものである。降圧率が高い（０〜０．５倍）場合のゲート電圧は、各スイッチＳＷ１およびＳＷ４のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）比を０〜５０％以下の間に変化させて、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を交互にオン／オフすることにより、回生電源Ｅｇの電圧（回生電圧Ｖ２）を、降圧率０〜０．５倍に降圧して、負荷Ｒｇに電圧Ｖ１として出力する。

図３（ｃ）は、降圧率が低い（０．５〜１倍）場合のスイッチＳＷ１とＳＷ４のオン／オフ動作を行うゲート電圧を示すものである。降圧率が低い（０．５〜１倍）場合は、スイッチＳＷ１とＳＷ４を交互にオン／オフする期間の両端に、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を同時にオンにするためのオン期間を作るようにゲート電圧が制御回路部４から供給される。すなわち、スイッチＳＷ１のゲート電圧波形とスイッチＳＷ４のゲート電圧波形はその両端が互いに重なり合っている。すなわち、ラップしていて、同時オン期間を有する。このため各ゲート電圧のデューティー比は５０％以上である。

もし、各ゲート電圧のデューティー比を１００％にすると、スイッチＳＷ１とＳＷ４とが常時オンとなり、図３（ａ）の回路の入力部と出力部がつながる。この結果、降圧率は１倍となる。よって、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。もし、デューティー比を５０％にすると、降圧率は１／２（０．５）倍となる。このように、デューティー比を変化させることにより、降圧率を０．５〜１倍に調整できる。また、図３（ｂ）と図３（ｃ）から理解されるように、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率０〜１倍の範囲を連続して可変に調整できる。

図４は、図１に示した本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータを整流回路（導通回路）として機能させる際の構成を示す。制御回路部４により、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４を常時オフとし、通常の整流回路（導通回路：１倍昇圧回路）として動作させる。スイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ４のスイッチングが停止すると、電源Ｅから、インダクタＬ、ＩＧＢＴ部１のフライホイールダイオードＤ１、負荷Ｒ、フライホイールダイオードＤ４の電流ルートにより、負荷Ｒに電流Ｉ１が流れる。この場合、キャパシタＣ１、Ｃ２は昇圧に特に寄与せず、出力電圧は、入力電圧の約１倍となる。

続いて、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧、降圧（回生）の各モード動作について詳細に説明する。

［昇圧モードの説明］
［昇圧比が２倍超の場合］
先ず、図５を参照して、本発明の特徴である昇圧比を２倍以上にする昇圧モード動作について説明する。昇圧動作においては、上述したようにスイッチＳＷ１とＳＷ４は常にオフとなっている。そして、スイッチＳＷ１とＳＷ４のフライホイールダイオードＤ１とＤ４が、順方向の電流を流すようになっている。従って、昇圧動作において電流の流れに関係ない回路要素は図５からは省略している。

図５（ａ）は、図２（ｃ）と同じく制御回路部（図２中の２）から出力されるスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３のゲート電圧の波形を示すものである。図５（ａ）の最下段にはインダクタＬに流れる電流ｉＬを示す。本発明では昇圧比を２倍以上にするため、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３を同時にオンにするための同時オン期間を有する。すなわち、スイッチＳＷ２のゲート電圧波形とスイッチＳＷ３のゲート電圧波形はその両端が互いに重なり合っている。各ゲート電圧のデューティー（ＤＵＴＹ）比は一周期の５０％以上である。

図５（ａ）において、第２のスイッチＳＷ２と第３のスイッチＳＷ３が同時にオンとなる同時オン期間をモード１とし、スイッチＳＷ２がオンとなりスイッチＳＷ３がオフとなる期間をモード２として、スイッチＳＷ２がオフとなりスイッチＳＷ３がオンとなる期間をモード３とする。

図５（ａ）から理解されるように、時系列的にモード１、モード２、モード１、モード３、モード１、モード２、・・・となる。すなわち、制御回路部４（図２）は、交互に第２のスイッチと第３のスイッチとをオン／オフ制御するモード２とモード３の間に、両スイッチを同時にオンとするモード１を介在させるように、第２と第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３の各ゲート電圧波形を制御する。

［同時オン期間］
最初にモード１を説明する。モード１の場合、図５（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３が同時にオンとなり、入力電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→スイッチＳＷ３→入力電源Ｅと電流が流れる。この際、入力電源ＥとインダクタＬの電流経路のインピーダンスが低くなるため、インダクタＬを流れる電流ｉＬの上昇が大きい。インダクタＬのインダクタンス値を図１４に示す従来例の２０μＨ程度に選ぶとモード１の電流上昇率は図１４に示す従来例と同じ程度である。この大きな電流による磁気エネルギーがインダクタＬに蓄積される。

［Ｃ２充電期間］
次のモード２では、図５（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ２がオンとなり、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４がオフのため、入力電源からキャパシタＣ２の充電電流が、入力電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→キャパシタＣ２→スイッチＳＷ４のフライホイールダイオードＤ４→入力電源Ｅを経由して流れて、キャパシタＣ２を充電する。この際。同時に、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる大きな放出電流もキャパシタＣ２を充電する。

［同時オン期間］
次のモード１では、図５（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３が共にオンとなり、入力電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→スイッチＳＷ３→入力電源Ｅと電流が流れる。この際、電流経路のインピーダンスが低くなるためインダクタＬを流れる電流の上昇が大きい。インダクタＬのインダクタンス値を図１４に示す従来例の２０μＨ程度に選ぶとモード１の電流上昇率は図１４に示す従来例と同じ程度である。この大きな電流による磁気エネルギーがインダクタＬに蓄積される。

［Ｃ１充電期間］
次のモード３では、図５（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ２がオフになり、スイッチＳＷ３がオンになると、スイッチＳＷ１がオフのため、入力電源からキャパシタＣ１の充電電流が、入力電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ１のフライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ３→入力電源Ｅを経由して流れ、キャパシタＣ１を充電する。この際、同時に、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる放出電流もキャパシタＣ１を充電する。

上述したように、本発明のＤＣ/ＤＣコンバータでは、複数のスイッチＳＷ２、ＳＷ３を交互にオンしてキャパシタＣ１とＣ２を交互に充電する前に、複数のスイッチＳＷ２、ＳＷ３を同時にオンにする同時オン期間（モード１）を設けてインダクタＬに大きな電流を流して磁気エネルギーの蓄積を行い、この磁気エネルギーの放出電流をキャパシタＣ１とＣ２を交互に充電する際に加えて充電するという昇圧動作をする。図５（ａ）に示すように、本発明では、インダクタＬに流れる電流ｉＬが大きくなりその変動幅（リップル｜Ａｒｉｐ｜）は低くなりその周波数は２倍となる。このように、本発明では、複数のスイッチを同時にオンにする期間を設けたことにより、キャパシタＣ１、Ｃ２に大きな充電を行うことができ、よって、昇圧比を２倍以上にすることができる。

次に、図２と同じ回路構成の図６を用いて、上述した昇圧モードを再度説明する。
図６（ａ）は、キャパシタＣ１を充電するモード１とモード３の場合の回路の動作を示し、図６（ｃ）は、キャパシタＣ２を充電するモード１とモード２の場合の回路の動作を示す。
図６（ｂ）と図６（ｄ）に示すように、第２のスイッチＳＷ２と第３のスイッチＳＷ３が同時にオンとなる同時オン期間をモード１とし、スイッチＳＷ２がオンとなりスイッチＳＷ３がオフとなる期間をモード２（Ｃ２充電期間）として、スイッチＳＷ２がオフとなりスイッチＳＷ３がオンとなる期間をモード３（Ｃ１充電期間）とする。

［同時オン］
最初に、図６（ｃ）および図６（ｄ）を参照して、キャパシタＣ２の充電動作について説明する。図６（ｄ）中の時刻Ｔ１に、ＩＧＢＴ部１内のスイッチＳＷ２にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ２がオンになると、すでにＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ３にもゲート電圧が引加されていてオンとなっているため（モード１、他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ４はオフ）、図６（ｃ）中で電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで大きな磁気蓄積電流が流れて、インダクタＬに大きな磁気エネルギーが蓄積される（図６（ｄ）のｉ３：Ｌ磁気蓄積電流波形を参照）。

［Ｃ２充電動作］
時刻Ｔ２に、ＩＧＢＴ部１内のスイッチＳＷ２にゲート電圧が印加されてスイッチＳＷ２がオンになったままで、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ３へのゲート電圧の引加が停止されオフとなる（モード２、他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ４はオフ）。すると、電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで充電電流が流れて、キャパシタＣ２が電源Ｅにより充電される。このとき、インダクタＬに蓄積された大きな磁気エネルギーも放出されて併せてキャパシタＣ２に充電される（図６（ｄ）のｉ４：Ｃ２充電電流波形を参照）。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

［同時オン］
次に、時刻Ｔ３において、スイッチＳＷ２がオンになったままで、スイッチＳＷ３もオンになると（モード１、他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ４はオフ）、キャパシタＣ２への充電は停止されて、電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで大きな蓄積電流ｉ１が流れてインダクタＬに大きな磁気エネルギーが蓄積される（図６（ｂ）のｉ１：Ｌ磁気蓄積電流波形を参照）。

［Ｃ１充電動作］
続いて、図６（ａ）および図６（ｂ）を参照して、キャパシタＣ１の充電動作について説明する。時刻Ｔ４に、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ３にゲート電圧が印加されてスイッチＳＷ３がオンになったままでＩＧＢＴ部１内のスイッチＳＷ２のゲート電圧の引加が停止されてオフになると（モード３、他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ４はオフ）、電源Ｅ→インダクタＬ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで充電電流が流れ、キャパシタＣ１が電源Ｅにより充電される。このとき、インダクタＬに蓄積されていた大きな磁気エネルギーも放出されてキャパシタＣ１に併せて充電される（図６（ｂ）のｉ２：Ｃ１充電電流波形を参照）。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに出力電流が流れる。

［同時オン］
次に、時刻Ｔ５において、スイッチＳＷ３がオンになった状態のまま、スイッチＳＷ２がオンになると（モード１、他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ４はオフ）、キャパシタＣ１への充電は停止されて、電源Ｅ→インダクタＬ→スイッチＳＷ２→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで大きな蓄積電流が流れてインダクタＬに大きな磁気エネルギーが蓄積される（図５（ｄ）のｉ３：Ｌ磁気蓄積電流波形を参照）。以下、時刻Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８は、上記時刻Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の動作と同様に動作する。

このようにして、同時に複数のスイッチＳＷ２及びＳＷ３をオンにしてインダクタＬに大きな磁気エネルギーを蓄積し（モード１）、その後に、スイッチＳＷ２とＳＷ３をオン／オフ制御してキャパシタＣ１、Ｃ２へ電源Ｅから交互に充電電流（モード２又はモード３の充電電流）を流すと、電源ＥからのキャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流に加えて、このインダクタＬに蓄積された大きな磁気エネルギーの放出電流によりキャパシタＣ１、Ｃ２が充電される（図５（ｂ）及び図５（ｄ）のキャパシタＣ１の充電電流ｉ２とキャパシタＣ２の充電電流ｉ４を参照）。この結果、昇圧比が２倍以上の昇圧動作を行わせることができる。

以上説明したように、各スイッチＳＷ２およびＳＷ３のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）を５０％以上に変化させることにより、入力の電圧を２倍以上に任意に昇圧して出力することができる。すなわち、デューティー比を５０％以上に変化させて、電源ＥからのキャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流およびインダクタＬによる放出電流を制御（調整）することにより、出力電圧を入力電圧の２倍超の値に連続的に可変にすることができる。

［昇圧比が１〜２倍の場合］
なお、昇圧比が１〜２倍の場合の動作は、従来例の図１４で説明した動作と同様なので、説明は省略する。

［降圧モードの説明］
次に、本実施の形態のＤＣ/ＤＣコンバータおける降圧モード（回生モード）の動作について説明する。例えば、図１の第２の入出力側の負荷としてモータなどが使用されており、モータの回転数を減速制御（回生ブレーキ動作）し、第２の入出力（負荷）側の電圧が上昇した場合に、第２の入出力（負荷）側の電圧を降圧して、第１の入出力側へエネルギーを返して、第１の入出力側のバッテリ等の電源を充電することができる。

［降圧率の高い場合］
図７は、降圧モード（回生モード）の動作で、降圧率が高い（０〜０．５倍）場合について説明するための図である。降圧率が高い（０〜０．５倍）場合、すなわち回生負荷が大きく回生電圧が大きい場合、例えば、図７に示す回生電源Ｅｇと負荷Ｒｇに印加される電圧比が、「１：０」〜「１：０．５」程度の場合である。

この場合は、図７に示すように、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２とＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ３を常時オフとし、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４を交互にオン／オフ制御して、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２を交互に接続して放電する。スイッチＳＷ１およびＳＷ４のオン時間のデューティー（ＤＵＴＹ）を０〜５０％以下の間に変化させて、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を交互にオン／オフすることにより、回生電源Ｅｇの電圧（回生電圧Ｖ２）を、降圧率０〜０．５倍に降圧して、負荷Ｒｇに電圧Ｖ１として出力する。

最初に、図７（ａ）および図７（ｂ）を参照して、スイッチＳＷ１をオンし、キャパシタＣ１に蓄積された回生電荷を放電させる場合の動作について説明する。時刻ｔ１において、スイッチＳＷ１がオン（他のスイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４はオフ）の時、キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクタＬ→キャパシタＣ４→フライホイールダイオードＤ３→キャパシタＣ１のルートでＣ１放電電流Ｉ１が流れる。また、このとき、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される（図７（ｂ）のＩ１：Ｃ１放電電流波形を参照）。

次に、時刻ｔ２において、スイッチＳＷ１がオフすると（他のスイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４もオフ）、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによるＬ放出電流が、インダクタＬ→キャパシタＣ４→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２→インダクタＬのルートで流れる（図７（ｂ）のＩ２：Ｌ放出電流波形を参照）。負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）はキャパシタＣ４に並列接続されているので充電される。

このようにして、キャパシタＣ１に蓄積された回生電力が電源側に返還され、キャパシタＣ１の電圧が降下する。キャパシタＣ１は回生電源Ｅｇにより再充電される。

次に、図７（ｃ）および図７（ｄ）を参照して、キャパシタＣ２の放電動作について説明する。時刻ｔ３に、ＩＧＢＴ部２内のスイッチＳＷ４にゲート電圧が印加されスイッチＳＷ４がオンすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３はオフ）、キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ２→インダクタＬ→キャパシタＣ４→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２ルートで放電電流Ｉ３が流れる。また、このとき、インダクタＬに磁気エネルギーが蓄積される（図７（ｄ）のＩ３：Ｃ２の放電電流波形を参照）。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＳＷ４がオフすると（他のスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３もオフ）、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギーによる充電電流Ｉ４が、インダクタＬ→キャパシタＣ４→フライホイールダイオードＤ３→フライホイールダイオードＤ２→インダクタＬのルートで流れる（図７（ｄ）のＩ４：Ｌ放出電流波形を参照）。負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）はキャパシタＣ４に並列に接続されているので充電される。

このようにして、キャパシタＣ２に蓄積された回生電力が電源側に返還され、キャパシタＣ２の電圧が降下する。キャパシタＣ２は回生電源Ｅｇにより再充電される。

このようにして、キャパシタＣ１とＣ２を交互に放電することで、第２の入出力部に接続された回生電源Ｅｇからの回生電力を第１の入出力部に接続された負荷Ｒｇに返還することが可能となる。

［降圧率の低い場合］
図８は、本発明の特徴である降圧率が低い（０．５〜１倍）場合（回生負荷が小さい場合）の降圧モード動作について説明するものである。図８は、説明を簡潔にするために、図３に示された回路のうち降圧モード動作に関係するものだけを記載している。降圧モードでは、スイッチＳＷ２とＳＷ３は常にオフのままである。スイッチＳＷ２とＳＷ３のフライホイールダイオードＤ２とＤ３が順方向の電流を流す作用を行う。第１のスイッチＳＷ１と第４のスイッチＳＷ４が交互にオン／オフ制御される。

図８（ａ）は、図３（ｃ）と同じ第１のスイッチＳＷ１と第４のスイッチＳＷ４のゲート電圧の波形を示す。本発明では、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を同時にオンにするための同時オン期間を有する。すなわち、スイッチＳＷ１のゲート電圧波形とスイッチＳＷ４のゲート電圧波形はその両端が互いに重なり合っている。すなわち、ラップしている。各ゲート電圧のデューティー（ＤＵＴＹ）比は一周期の５０％以上である。

図８（ａ）において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４が互いに重なりあってオンとなる同時オン期間をモード１とし、スイッチＳＷ１がオンとなりスイッチＳＷ４がオフとなる期間をモード２として、スイッチＳＷ１がオフとなりスイッチＳＷ４がオンとなる期間をモード３とする。本発明では、時系列的にモード１、モード２、モード１、モード３、モード１、モード２、・・・となる。このように、スイッチＳＷ１とＳＷ４が交互にオン／オフ制御されるモード２とモード３の間に、モード１が介在するように制御回路部４（図３）がゲート電圧を制御する。

［同時オン期間］
最初に、モード１を説明する。モード１では、図８（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とが同時にオンになり、回生電源ＥｇからキャパシタＣ１、Ｃ２とに充電電流が流れ、一方、インダクタＬに電流ｉＬが流れることにより、キャパシタＣ１、Ｃ２とインダクタＬとにエネルギーが蓄積される。また、直列接続されたキャパシタＣ１、Ｃ２からもエネルギーがインダクタＬに放出され得る。

［Ｃ１放電期間］
次に、モード２の時は、スイッチＳＷ１がオンのままでスイッチＳ４かオフである。図８（ｂ）に示すように、フライホイールダイオードＤ２、Ｄ３が導通状態となって、インダクタＬに蓄積されていた磁気エネルギーの放出電流がキャパシタＣ４を充電する。また、このインダクタＬの磁気エネルギーの放出により当該インダクタＬの両端に電圧が発生し、この電圧により負荷ＲｇとキャパシタＣ１の電圧差を補い電流を流し続けることができる。一方、スイッチＳＷ１とフライホイールダイオードＤ３を介してキャパシタＣ１に蓄積されていた電流が放出されてキャパシタＣ４を充電する（キャパシタＣ１の放電期間）。従って、モード１の期間にインダクタＬに蓄えられるエネルギーを小さくすることができる。負荷ＲｇはキャパシタＣ４に並列接続されているため充電される。

［同時オン期間］
次に、モード１の時に、上述したように、図８（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とが同時にオンになり、回生電源Ｅｇにより、キャパシタＣ１、Ｃ２とインダクタＬとにエネルギーが蓄積される。また、直列接続されたキャパシタＣ１、Ｃ２からエネルギーがインダクタＬに放出され得る。ＳＷ１とＳＷ４とを同時にオンにする期間（Ｔ１〜Ｔ２、Ｔ３〜Ｔ４、Ｔ５〜Ｔ６、Ｔ７〜Ｔ８）を設けることにより、キャパシタＣ１、Ｃ２の直列放電によりインダクタＬに大きな電流を流すことができるので、インダクタＬの開放電流を、モード２およびモード３の期間において断続することなく継続的に流すことができる。

［Ｃ２放電期間］
次に、モード３の時に、図８（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ１がオフになり、スイッチＳＷ４がオンとなり、フライホイールダイオードＤ２、Ｄ３が導通状態となる。したがって、フライホイールダイオードＤ２、Ｄ３を経由してインダクタＬに磁気蓄積されたエネルギーが放出電流となってキャパシタＣ４を充電する。一方、ダイオードＤ２とスイッチＳＷ４を経由してキャパシタＣ２の放電電流がキャパシタＣ４を充電する（キャパシタＣ２の放電期間）。従って、モード１の期間にインダクタＬに蓄えられるエネルギーを小さくすることができる。負荷ＲｇはキャパシタＣ４に並列接続されているため充電される。

この構成によれば、インダクタＬがエネルギーを放出する期間はモード２とモード３であるために短く、しかもその際にキャパシタＣ１又はＣ２からの放電エネルギーも加わるために、インダクタＬに蓄えられる必要のあるエネルギーは少なくてすむ。

この結果、図８（ａ）の最下段に示すように、インダクタＬを流れる充分な出力電流ｉＬを生じ、その変動幅（リップル｜Ａｒｉｐ｜）も小さくなる。このため、雑音対策としても有効である。電流の周波数も２倍となる。よって、降圧モード時（回生モード時）において、降圧率が低い（０．５〜１倍）場合にでも出力電流ｉＬの断続や途切れを防止できる。

もし、各スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート電圧のデューティー比を１００％にすると、すなわち、モード１を全期間にしてモード２、３を無くすると、スイッチＳＷ１とＳＷ４とが常時オンとなり、回路の入力部と出力部がつながる。この結果、降圧率は１倍となる。よって、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。もし、デューティー比を５０％にすると、すなわち、モード１の期間を無くしてモード２と３を等しくすると、降圧率は１／２（０．５）倍となる。このようにして、デューティー比を変化させることにより、降圧率を０．５〜１倍に調整できる。

次に、図３の回路構成と同じ回路構成の図９を使用して、降圧率が低い（０．５〜１倍）場合（回生負荷が小さい場合）の動作について再度説明する。

［同時オン］
最初に、図９（ａ）と図９（ｂ）を参照してキャパシタＣ１の放電動作を説明する。時刻Ｔ１において、スイッチＳＷ１がオンになるとスイッチＳＷ４もオンであるため（モード１）、回生電源Ｅｇ→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクタＬ→キャパシタＣ４→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２→回生電源Ｅｇのルートで電流ｉ１が流れる（図９（ｂ）のｉ１：Ｃ１、Ｃ２の放電電流波形を参照）。このとき、回生電源ＥｇによりインダクタＬとキャパシタＣ１およびキャパシタＣ２にエネルギーが蓄積される。

［Ｃ１放電動作］
次に、時刻Ｔ２において、スイッチＳＷ１がオンのままスイッチＳＷ４がオフになると（モード２）、キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクタＬ→キャパシタＣ４→フライホイールダイオードＤ３→キャパシタＣ１のルートでキャパシタＣ１の放出電流ｉ２が流れる。このとき、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）はキャパシタＣ４と並列に接続されているので、キャパシタＣ１及びインダクタＬの放出電流により充電される（図９（ｂ）のｉ２：Ｃ１の放出電流波形を参照）。また、このインダクタＬの磁気エネルギーの放出により当該インダクタＬの両端に電圧が発生し、この電圧により負荷ＲｇとキャパシタＣ１の電圧差を補い電流を流し続けることができる。

［同時オン］
次に、図９（ｂ）と図９（ｃ）を参照して、キャパシタＣ２の放電動作を説明する。時刻Ｔ３において、スイッチＳＷ４をオンとするとスイッチＳＷ１がオンであるためモード１となり、回生電源Ｅｇ→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ１→インダクタＬ→キャパシタＣ４→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２→回生電源ＥｇのルートでキャパシタＣ１、Ｃ２放出電流が流れる。このとき、回生電源ＥｇによりインダクタＬとキャパシタＣ１およびキャパシタＣ２にエネルギーが蓄積される（図９（ｂ）のｉ１：Ｃ１、Ｃ２の放電電流波形を参照）。ＳＷ１とＳＷ４とを同時にオンにする期間（Ｔ１〜Ｔ２、Ｔ３〜Ｔ４、Ｔ５〜Ｔ６、Ｔ７〜Ｔ８）を設けることにより、キャパシタＣ１、Ｃ２の直列放電によりインダクタＬに大きな電流を流すことができるので、インダクタＬの開放電流を、モード２およびモード３の期間において断続することなく継続的に流すことができる。

［Ｃ２放電動作］
次に、時刻Ｔ４において、スイッチＳＷ４をオンにしたままスイッチＳＷ１がオフになると（モード３）、キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ２→インダクタＬ→キャパシタＣ４→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２のルートでキャパシタＣ２の放出電流が流れる。このとき、負荷Ｒｇ（ＤＣ電源入力部の電源）はキャパシタＣ４と並列に接続されているのでキャパシタＣ２の放出電流により充電される（図９（ｂ）のｉ３：Ｃ２の放出電流波形を参照）。以下、時刻Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８は、上記時刻Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の動作と同様に動作する。

このように、降圧率の低い（０．５〜１倍）場合（回生負荷が小さい場合）は、スイッチＳＷ１とＳＷ４の交互のオン／オフ制御と同時オン制御により降圧動作を行うと、図９（ｂ）の最下段に示すようにインダクタＬに流れる電流ｉ４は断続することがない。すなわち、交互に第１及び第２のキャパシタＣ１とＣ２に蓄積された回生電力をインダクタＬに流すことに加えて、第１及び第２のキャパシタＣ１、Ｃ２の直列に蓄積された回生電力をインダクタＬに流すことができる。この結果、充分な出力電流ｉ４を生じその変動幅（リップル｜Ａｒｉｐ｜）も小さくなる。このため、雑音対策としても有効である。インダクタＬに流れる電流の周波数も高くなる（２倍）。よって、降圧モード時（回生モード時）において、降圧率が低い（０．５〜１倍）場合にでも出力電流の断続や途切れを防止できる。

もし、各スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート電圧のデューティー比を１００％にすると、すなわち、モード１を全期間にしてモード２、３を無くすると、スイッチＳＷ１とＳＷ４とが常時オンとなり、回路の入力部と出力部がつながる。この結果、降圧率は１倍となる。よって、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。もし、デューティー比を５０％にすると、すなわち、モード１の期間を無くしてモード２と３を等しくすると、降圧率は１／２（０．５）倍となる。このようにして、デューティー比を変化させることにより、降圧率を０．５〜１倍に調整できる。また、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率を連続して、０〜１倍の範囲で可変に調整できる。

図１０は、昇圧モードの際の本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ回路における各部の波形測定例を示す図である。図１０（ａ）は１〜２倍の昇圧比の動作時（デューティー比５０％以下）の図１０（ｃ）の回路中の波形、図１０（ｂ）は２倍超の昇圧比の動作時（デューティー比５０％以上）の図１０（ｃ）の回路中の波形を示したものである。

図１０中の、符号ａ１は、図１０（ｃ）中において、スイッチＳＷ２をオン／オフするためのゲート電圧波形、符号ａ２は、ＤＣ電源入力部から回路に流れる電流波形、符号ａ３は、スイッチＳＷ２を流れる電流波形をＡＣカップリングで測定して示す。そして、符号ａ４は、スイッチＳ１とキャパシタＣ１とを結ぶ径路に流れる電流波形をＡＣカップリングで測定して示している。

これらの波形から、上述した動作説明通りであることが理解される。

図１１は、本発明を用いた降圧モードの際の実際の回路における各部の波形測定例を示す図であり、図１１（ａ）は降圧率が高い（０〜０．５倍）場合（デューティー比５０％以下）の図１１（ｃ）の回路中の波形を示したものであり、図１１（ｂ）は降圧率が低い（０．５〜１倍）場合（デューティー比５０％以上）の図１１（ｃ）の回路中の波形を示したものである。

図１１中の、符号ａ１は、スイッチＳＷ４をオン／オフするためのゲート電圧波形、ａ２は、回路からＤＣ電源入力部へ流れる電流波形、ａ３は、スイッチＳＷ１を流れる電流波形を示す。ａ４は、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の接続部を流れる電流波形をＡＣカップリングで測定して示している。

これらの波形から、上述した動作説明通りであることが理解される。

図１２は本発明の第２の実施の形態の昇圧型電力変換器の回路図である。
この第２の実施の形態の昇圧型電力変換器では、図２に示されたＤＣ／ＤＣコンバータと相違する点は、図２の第１のスイッチＳＷ１の代わりにダイオードｄ１が、第４のスイッチＳＷ４の代わりにダイオードｄ４が使用されている点である。また、図２の第２のスイッチＳＷ２と第３のスイッチＳＷ３にそれぞれ対応する第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２はフライホイールダイオードを持たない点でも相違する。その他は、図２に示された実施の形態の回路と同じであるので、同じ参照符号を付して説明を省略する。第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のゲートには、制御回路部４から図１２（ｂ）に示すようなゲート電圧が昇圧比の１〜２倍の場合、図１２（ｃ）に示すようなゲート電圧が昇圧比の２倍超の場合に供給されてスイッチングを制御する。この昇圧型電力変換器の動作は、図２、図５、図６に示された実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作の説明と実質的に同じであるので省略する。

図１３は本発明の第３の実施の形態の降圧型電力変換器の回路図である。
この第３の実施の形態の降圧型電力変換器では、図３に示されたＤＣ／ＤＣコンバータと相違する点は、第２のスイッチＳＷ２の代わりにダイオードｄ２が第３のスイッチＳＷ３の代わりにダイオードｄ３が使用されている点である。また、図３の第１のスイッチＳＷ１と第４のスイッチＳＷ４に対応する第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２はフライホイールダイオードを持たない点でも相違する。その他は、図３に示された実施の形態の回路と同じであるので同じ参照符号を付して説明を省略する。第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のゲートには、制御回路部４から図１３（ｂ）に示すようなゲート電圧が降圧率の０〜０．５倍の場合、図１３（ｃ）に示すようなゲート電圧が降圧率０．５〜１倍の場合に供給されてスイッチングを制御する。この降圧型電力変換器の動作は、図３、図７、図８、図９に示された実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作の説明と実質的に同じであるので省略する。

以上説明したように、本発明の電力変換器においては、２個のキャパシタＣ１とＣ２を用いて、昇圧比を２倍以上にできる。また、基本的に昇圧はキャパシタによる電圧積み上げ効果で達成されるので、電流制御のために用いられるインダクタＬは、従来型（特許文献１を参照）よりも大幅に小型のものでよい（例えば、２０μＨ）。これにより、本発明によれば、電力変換器の小型化、軽量化、低価格化の実現を図れる。

また、インダクタＬは、逆方向の降圧動作時には降圧器のインダクタとして機能し、回生逆方向降圧も可能である。その際、降圧率が小さい（０．５〜１倍）場合でも、出力電流の断続が無く、リップル（変動幅）が少ないため、雑音対策としても有効である。また、降圧率が１倍付近でも効率的に降圧できる。また、スイッチのゲート電圧のデューティー比を変えるだけで降圧率を０〜１倍の範囲を連続して可変に調整できる。
従って、本発明の昇圧電力変換器は、１〜２倍超の昇圧比を連続的に達成できる。本発明の降圧変換器は、０〜１倍の降圧率を連続的に可変でき、本発明の昇降圧電力変換器は、０倍から２倍超えて入力電圧と出力電圧の比を連続的に可変に変換できる。

また、出力電圧を２個のキャパシタＣ１、Ｃ２で分圧しているので高耐圧のキャパシタが不要となるため、低価格のものが使える。通常の回路においてキャパシタを直列で使用する場合は、電圧の偏りを防ぐ為のブリーダ抵抗が必要となるが、本発明ではそれも不要の為、その分電力変換効率が向上する。また、スイッチング制御するスイッチの数は常に２個以下であり、スイッチング制御が容易である。また、同一の回路で、スイッチングする素子を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。さらに、本発明では、電流が連続していてピーク電流が下がるために、スイッチング素子として小さなものを選定できる。

なお、実施例ではインダクタＬが電源の正極側にある場合を説明したが、インダクタＬは電源の負極側にあっても同様の機能／効果を実現することができる。
また、実施例では第１及び第２のキャパシタがフィルムコンデンサの場合を説明したが、セラミックコンデンサ等の他のコンデンサを用いてもよい。セラミックコンデンサを使用した場合、蓄電効率はフィルムコンデンサと同等レベルを維持しつつ更に小型化が図られる。
更に本発明によれば、不要な回生を阻止したい場合に回生阻止モードを実現することもできる。この回生阻止モードではスイッチＳＷ１、ＳＷ４を常時オフとし、それぞれのフライホイールダイオードを機能させればよい。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の電力変換器は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

本発明においては、２倍以上の昇圧比を持つ昇圧電力変換器の小型化、軽量化、低価格化を実現できる。また、本発明においては、０〜１倍の範囲の変圧比を連続的に可変な降圧型電力変換器を実現できる。また、電力変換の高効率化を実現できる効果を有するので、本発明は、ソーラーセルが太陽光から発電し、発電電圧を系統電圧レベルまで上昇させるインバータヘの入力（ＦＣ（燃料電池）、風力発電なども同様）、自動車のハイブリッドシステムのモータ駆動電圧の昇圧、一般のバッテリ電圧以上の電圧が必要な負荷を使用するシステム、自動車等の移動体や設置場所が狭い家庭用電気機器への用途等に利用できる。

本発明の１つの実施の形態による電力変換器の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示す図。 図１に示す電力変換器の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧動作させる場合の構成を示す図。 図１に示す電力変換器の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧動作させる場合の構成を示す図。 図１に示す電力変換器の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを整流回路（１倍昇圧回路）として動作させる場合の構成を示す図。 本発明の電力変換器において昇圧比が２倍以上の動作原理を説明するための図。 図２に示す本発明の昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータにおいて昇圧比が２倍以上の昇圧動作を説明する図。 図３に示す本発明の昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータにおいて降圧率が大きい（０〜０．５倍）場合の降圧動作を説明する図。 本発明の電力変換器において降圧率が小さい（０．５〜１倍）場合の動作原理を説明するための図。 図３に示す本発明の昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータにおいて降圧率が小さい（０．５〜１倍）場合の降圧動作を説明する図。 本発明の１つの実施例による具体的な昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータ回路における昇圧動作時の各部の波形測定例を示す図。 本発明の１つの実施例による具体的な昇降圧型ＤＣ/ＤＣコンバータ回路における降圧動作時の各部の波形測定例を示す図。 本発明の別の実施の形態による電力変換器の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示す図。 本発明の別の実施の形態による電力変換器の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示す図。 従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明する図。 従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明する図。

符号の説明

４ 制御回路部
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ キャパシタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ フライホイールダイオード
ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４ ダイオード
Ｌ インダクタ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、Ｓ１、Ｓ２ スイッチ

Claims (4)

1. 第１の入出力部と、前記第１の入出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、複数のスイッチと、複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタに接続された第２の入出力部と、制御回路部とを有し、前記制御回路部が動作モードに応じて前記複数のスイッチのオン／オフを制御することにより前記インダクタ及び前記複数のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、降圧、回生、導通のいずれかの動作を行うスイッチドキャパシタンス方式の電力変換器であって、
   前記制御回路部が、前記複数のスイッチの内の２つを同時にオンにする期間を有するように制御することを特徴とする電力変換器。
2. 第１の入出力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された第２の入出力部とを備え、
   前記第１の入出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、
   前記第１の入出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記第２の入出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
   前記第１の入出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
   前記第１の入出力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
   前記第１の入出力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記第２の入出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、
   前記第１ないし第４のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部と
   を有する電力変換器であって、
   前記制御回路部が、昇圧モード時には、前記第２及び第３のスイッチを交互にオン又はオフとする期間、及び、前記第２及び第３のスイッチを同時にオンとする期間を有し、
   降圧モード時には、前記第１及び第４のスイッチを交互にオン又はオフとする期間、及び、前記第１及び第４のスイッチを同時にオンとする期間を有するように制御すること、
   を特徴とする電力変換器。
3. 入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備え、
   前記入力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、
   前記入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のスイッチと、
   前記入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
   前記第１及び第２のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部と
   を有する電力変換器であって、
   前記制御回路部が、昇圧時には、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン又はオフに切り換え制御し、さらに
   前記交互にオン又はオフに切り換える際、前記第１のスイッチと第２のスイッチが同時にオンとなる同時オン期間を有するように制御すること、
   を特徴とする電力変換器。
4. 出力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された入力部とを備え、
   前記出力部の正極側又は負極側に接続されたインダクタと、
   前記出力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記入力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
   前記出力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記入力部の負極側に接続する第２のスイッチと、
   前記第１及び第２のスイッチのオン／オフを制御する制御回路部と
   を有する電力変換器であって、
   前記制御回路部が、降圧時には、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン又はオフに切り換え制御し、さらに
   前記交互にオン又はオフに切り換える際、前記第１のスイッチと第２のスイッチが同時にオンとなる同時オン期間を有するように制御すること、
   を特徴とする電力変換器。

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