JP2008035031A - 混合装置とこれを用いた高周波受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型サイズの高周波受信装置を提供する。
【解決手段】混合回路３３２は入力端子３３２ａが一方の入力にそれぞれ接続されたＭ個の混合器３７１〜３７５からなり、リング発振回路４３３はリング状に直列に接続された２Ｍ個のインバータ４５１〜４７０からなり、第Ｋ番目（Ｋは１〜Ｍまでの１ずつ順次加算される自然数）のインバータから出力される互いに（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号と第（Ｍ＋Ｋ）番目のインバータから出力される（−（Ｍ＋Ｋ）π／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号とが第Ｋ番目の混合器の他方の入力に平衡入力され、第Ｋ番目の混合器の出力と前記出力端子との間には（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相シフト量をもつ移相器が設けられたものである。
【選択図】図６

Description

本発明は、放送信号や通信信号等の受信に用いられる混合装置とこれを用いた高周波受信装置に関するものである。

従来の混合装置１は、イメージ妨害信号および発振器からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ下側あるいは上側に離れた妨害信号を抑圧できるものである。

この混合装置１は図９に示すように、入力端子２ａと出力端子２ｂと発振信号が入力される入力端子２ｃが設けられた混合回路２と、この混合回路２の入力端子２ｃに発振信号が供給される発振回路３とから構成されていた。

混合回路２は、入力端子２ａに一方の入力に接続された混合器４、５、６と、この混合器４の他方の入力と入力端子２ｃとの間にそれぞれ接続されるとともに（−π／３）ラジアン位相をシフトする移相器７と、混合器５の他方の入力と入力端子２ｃとの間に接続されるとともに（−２π／３）ラジアン位相をシフトする移相器８と、混合器６の他方の入力と入力端子２ｃとの間に接続されるとともに（−３π／３）ラジアン位相をシフトする移相器９と、混合器４の出力と出力端子２ｂとの間に接続されるとともに（−２π＋π／３）ラジアン位相をシフトする移相器１０と、混合器５の出力と出力端子２ｂとの間に接続されるとともに（−２π＋２π／３）ラジアン位相をシフトする移相器１１と、混合器６の出力と出力端子２ｂとの間に接続されるとともに（−２π＋３π／３）ラジアン位相をシフトする移相器１２とから構成されていた。

発振回路３は、発振器１５と、この発振器１５に接続された同調回路１６とから構成されていた。発振器１５の出力は入力端子２ｃに接続されている。同調回路１６は、同調用コンデンサ１７ａと同調用インダクタ１８ａとが並列に接続された並列回路１９ａと、同調用コンデンサ１７ｂと同調用インダクタ１８ｂとが並列に接続された配列回路１９ｂと、同調用コンデンサ１７ｃと同調用インダクタ１８ｃとが並列に接続された並列回路１９ｃと、これら並列回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃのうちいずれかを選択する電子スイッチ２０とから構成されている。

以上のように構成された混合装置１について、以下にその動作を説明する。この混合装置１では、電子スイッチ２０により並列回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃのいずれかが選択され、発振周波数が決定される。この発振回路３からの発振信号は、移相器７、８、９により（−π／３）、（−２π／３）、（−３π／３）ラジアンだけそれぞれ位相シフトされてのち、混合器４、５、６の他方の入力にそれぞれ供給される。

また、混合器４、５、６からの出力信号は、移相器１０、１１、１２により（−２π＋π／３）、（−２π＋２π／３）、（−２π＋３π／３）ラジアンだけそれぞれ位相シフトされたのち合成され、出力端子２ｂから出力される。

これにより、イメージ妨害信号、発振回路３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、あるいは発振回路３からの基本周波数の５倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号が、位相キャンセルされて抑圧される。

従来の混合装置は、特許文献１に記載されたものが知られている。また、従来のリング発振回路は、非特許文献１に記載されたものがある。
特開２００４−１７９８４１号公報 名古屋工業大学 米谷昭彦著 電子回路研究会資料 資料番号「ＥＣＴ−０３−４３」２００３年３月１４日（Ｐ１〜４）

しかしながら従来の構成では、例えばＵＨＦバンド（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の周波数範囲を受信するには、この広帯域な周波数範囲を可変できる発振回路３と、この広帯域な周波数範囲において位相精度のよい移相器７、８、９が必要とされた。

このため、発振回路３では、同調回路１６において並列回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃの何れかひとつを選択し、発振周波数の変化範囲をカバーしていた。このように、携帯用受信装置に搭載された場合、低電圧での駆動となるので、広帯域の発振周波数をカバーすることができず、複数個の並列回路が必要となった。この並列回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃを構成するインダクタ１８ａ、１８ｂ、１８ｃは、集積回路のチップサイズとして特に大きな占有面積を有するものとなる。

また、混合回路２の移相器７、８、９では、広帯域な周波数範囲においても高い精度の位相シフト量が必要とされるので、例えばフリップフロップを用いていた。

このように発振回路３と混合回路２から構成された混合装置を集積回路化した場合には、発振回路３では、複数個の並列回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃと切替えスイッチ２０とが必要となり、また、混合回路２では、移相器７、８、９にフリップフロップが必要となるので、チップサイズが大きくなってしまった。このため、小型サイズの高周波受信装置を実現できなかった。

本発明は、このような問題点を解決するもので、小型サイズの高周波受信装置を提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために、本発明の混合装置において、混合回路は入力端子が一方の入力にそれぞれ接続された第１の混合器〜第Ｍの混合器（Ｍは３以上の自然数）からなり、第１のリング発振回路は少なくとも第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータによりリング発振回路が構成され、前記第Ｋ番目（Ｋは１〜２Ｍまでの順次加算される自然数）のインバータから出力される（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号と前記第（Ｍ＋Ｋ）番目のインバータから出力される（−（Ｍ＋Ｋ）π／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号とが前記第Ｋ番目の混合器の他方の入力に平衡入力され、前記第Ｋ番目の混合器の出力と前記出力端子との間には（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相シフト量をもつ第Ｋ番目の移相器が設けられたものである。

これにより、所期の目的を達成することができる。

以上のように、本発明の混合装置では、混合回路は入力端子が一方の入力にそれぞれ接続された第１の混合器〜第Ｍの混合器（Ｍは３以上の自然数）からなり、第１のリング発振回路は少なくとも第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータによりリング発振回路が構成され、前記第Ｋ番目（Ｋは１〜２Ｍまでの順次加算される自然数）のインバータから出力される（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号と前記第（Ｍ＋Ｋ）番目のインバータから出力される（−（Ｍ＋Ｋ）π／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号とが前記第Ｋ番目の混合器の他方の入力に平衡入力され、前記第Ｋ番目の混合器の出力と前記出力端子との間には（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相シフト量をもつ第Ｋ番目の移相器が設けられたものである。

これにより、イメージ妨害信号および発振器からの基本周波数の３倍以上から（２Ｍ−３）倍までの周波数に対してそれぞれＩＦだけ下側および上側に離れた妨害信号のすべてが位相キャンセルにより妨害信号を抑圧することができる。

また、発振回路にリング発振回路を用いているので、従来例で使用した同調用インダクタンスおよび発振回路用の移相器が不要となる。特に、同調用インダクタンスは集積回路化した場合には、チップサイズに対して大きな占有率を有していた。

このように、本発明の混合装置では、リング発振回路を用いることにより、従来例に比べて例えば略５分の１のサイズで実現できるので、小型化サイズの混合装置の実現が可能となる。

さらに、この混合装置を用いることにより、混合装置の入力に接続される入力回路のフィルタ減衰特性を緩和することができる。従って、小型サイズで低コスト化の高周波受信装置が実現できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における混合装置３１のブロック図である。図１において、本実施の形態の混合装置３１は、入力端子３２ａと出力端子３２ｂとが設けられた混合回路３２と、この混合回路３２に発振信号を供給するリング発振回路３３とから構成されている。

最初に、リング発振回路３３について、以下説明する。リング発振回路３３は、入力信号を反転して出力する差動増幅器５１〜５６が直列接続されている。これら差動増幅器５１〜５６は、いずれも２個の増幅器が差動に接続されて構成されている。

差動増幅器５１の出力は差動増幅器５２の入力に接続され、差動増幅器５２の出力は差動増幅器５３の入力に接続され、差動増幅器５３の出力は差動増幅器５４の入力に接続され、差動増幅器５４の出力は差動増幅器５５の入力に接続され、差動増幅器５５の出力は差動増幅器５６の入力に接続され、差動増幅器５６の出力は差動増幅器５１の入力に接続されている。

これら差動増幅器５１〜５６のそれぞれの電源入力は、リング発振回路３３に設けられた電源端子３４にすべて接続されている。

さらに、差動増幅器５１〜５６の出力は、リング発振回路３３に設けられた出力端子３５〜４０にそれぞれ接続されている。

以上のように構成されたリング発振回路３３の発振動作について説明する。リング発振回路３３では、差動増幅器５１の入力信号は、差動増幅器５１〜５６で反転増幅されて差動増幅器５１の入力に戻ってくる。この差動増幅器５１〜５６におけるループ増幅度が１以上であって、差動増幅器５１の入力信号の位相に対して差動増幅器５６からの位相遅れが（−２π）ラジアンとなる周波数が発振周波数となる。

この位相遅れは、以下のようにして決定される。すなわち、差動増幅器５１〜５６から出力される出力電流が、差動増幅器５１〜５６の出力にそれぞれ接続される後段の差動増幅器および混合器等による入力コンデンサ、入力抵抗により充電あるいは放電される。この充放電に要する時間により位相遅れが発生する。

このようにして、差動増幅器５１の出力信号は、位相が遅れる。同様にして、差動増幅器５２の出力信号は、さらに位相が遅れる。差動増幅器５３〜５６の出力信号は、さらに位相が順次遅れることになる。

また、差動増幅器５１〜５６から出力される出力電流は、電源端子３４に供給される電圧の大きさにより可変できる。これにより、リング発振回路３３の発振周波数を変えることができる。例えば、電源端子３４への供給電圧を０．５〜３．０Ｖとすることにより、ＵＨＦバンドを受信するのに必要となる４５０〜１０００ＧＨｚの発振周波数にとできる。

これら差動増幅器５１〜５６の各出力の位相について説明する。これら差動増幅器５１〜５６は、６個のインバータから構成されている。従って、１個のインバータ当たりの入力出力間での位相差は、差動増幅器５１の入力信号の位相に対して差動増幅器５６からの位相遅れ（−２π）ラジアンをインバータの個数６で割った（−π／３）ラジアンとすればよい。

これにより、差動増幅器５１〜５６では、入力信号の位相に対して出力信号の位相はそれぞれ（−π／３）ラジアン遅れることになる。従って、差動増幅器５１の入力信号の位相に対して、差動増幅器５１〜５６の出力信号の位相は、（−π／３）、（２π／３）、（３π／３）、（４π／３）、（５π／３）、（−２π）ラジアンとそれぞれ遅れる。

これら位相の（−π／３）、（２π／３）、（３π／３）、（４π／３）、（５π／３）、（−２π）ラジアン遅れた信号が、出力端子３５〜４０よりそれぞれ出力される。

次に、リング発振回路３３の発振信号が入力される混合回路３２の構成について、以下説明する。混合回路３２は、高周波信号が入力される入力端子３２ａと、中間周波数の信号が出力される出力端子３２ｂと、リング発振回路３３の出力端子３５〜４０にそれぞれ接続された入力端子６１〜６６とから構成されている。

混合回路３２は、入力端子３２ａに一方の入力７１ａ、７２ａ、７３ａがそれぞれ接続されるとともに他方の入力７１ｂ、７２ｂ、７３ｂに入力端子６１〜６３がそれぞれ接続された混合器７１〜７３と、混合器７１の出力７１ｃと出力端子３２ｂとの間に接続された（−２π＋π／３）ラジアンの位相シフト量を有する移相器７４と、混合器７２の出力７２ｃと出力端子３２ｂとの間に接続された（−２π＋２π／３）ラジアンの位相シフト量を有する移相器７５と、混合器７３の出力７３ｃと出力端子３２ｂとの間に接続された（−２π＋３π／３）ラジアンの位相シフト量を有する移相器７６とから構成されている。

以上のように構成された混合装置３１の動作について、計算式を用いて説明する。なお、説明を簡略化するために、入力端子３２ａへの入力信号、リング発振回路３３の基本出力成分、リング発振回路３３からの基本出力成分を受けて混合器７１〜７３で発生する３次高調波成分の大きさはすべて１としている。

また混合器７１〜７３の利得、および移相器７４〜７６の利得は、それぞれすべて１としている。

これは、出力端子３２ｂから出力される信号は、３つの信号が加算されたりあるいは抑圧されたりして出力されるものであり、大きさより位相が問題となるからである。

具体的には、入力信号である希望信号Ｖｄ、イメージ妨害信号Ｖｉ、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号（以下Ｖｍ１という）、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側に離れた妨害信号（以下Ｖｍ２という）のそれぞれの大きさを１としている。

また、差動増幅器５１の出力信号である基本出力成分ＶＬ１（７１ｂ）を受けて混合器７１で発生する３次高調波成分ＶＬ３（７１ｂ）、差動増幅器５２の出力信号である基本出力成分ＶＬ１（７２ｂ）を受けて混合器７２で発生する３次高調波成分ＶＬ３（７２ｂ）、差動増幅器５３の出力信号である基本出力成分ＶＬ１（７３ｂ）を受けて混合器７３で発生する３次高調波成分ＶＬ３（７３ｂ）のそれぞれの大きさは、基本出力成分ＶＬ１（７１ｂ）、ＶＬ１（７２ｂ）、ＶＬ１（７３ｂ）に対して実際には小さいものであるが説明を簡略化するため１としている。

最初に、入力端子３２ａに希望信号Ｖｄとイメージ妨害信号Ｖｉが入力された場合について計算式を用いて説明する。

ここで、希望信号Ｖｄを（数１）で表す。ただし、角周波数をω１、時間をｔ、位相角をθ１としている。

また、イメージ妨害信号Ｖｉを（数２）で表す。ただし、角周波数をω３、位相角をθ３としている。

差動増幅器５１の出力である基本出力成分ＶＬ１（７１ｂ）を（数３）で表す。ただし、角周波数をω２、位相角をθ２としている。

差動増幅器５２の出力である基本出力成分ＶＬ１（７２ｂ）を（数４）で表す。

差動増幅器５３の出力である基本出力成分ＶＬ１（７３ｂ）を（数５）で表す。

混合器７１の一方の入力７１ａには、希望信号Ｖｄとイメージ妨害信号Ｖｉが３分配されて入力される。混合器７１の他方の入力７１ｂには、差動増幅器５１の出力信号であるＶＬ１（７１ｂ）が入力される。これにより、混合器７１の出力７１ｃには、（数６）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７１ｃ）が出力される。

このＶ１（７１ｃ）は、移相器７４により（−２π＋π／３）ラジアン位相シフトされる。このため、移相器７４の出力７４ａには、（数７）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７４ａ）が出力される。

次に、混合器７２の一方の入力７２ａには混合器７１と同じ信号が入力される。混合器７２の他方の入力７２ｂには、差動増幅器５２の出力信号であるＶＬ１（７２ｂ）が入力される。これにより、混合器７２の出力７２ｃには、（数８）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７２ｃ）が出力される。

このＶ１（７２ｃ）は、移相器７５により（−２π＋２π／３）ラジアン位相シフトされるので、移相器７５の出力７５ａには、（数９）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７５ａ）が出力される。

さらに、混合器７３の一方の入力７３ａには、混合器７１と同じ信号が入力される。混合器７３の他方の入力７３ｂには、差動増幅器５３の出力信号であるＶＬ１（７３ｂ）が入力される。これにより、混合器７３の出力７３ｃには、（数１０）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７３ｃ）が出力される。

このＶ１（７３ｃ）は、移相器７６により（−２π＋３π／３）ラジアン位相シフトされる。このため、移相器７６の出力７６ａには、（数１１）で表されるＩＦ信号Ｖ１（７６ａ）が出力される。

出力端子３２ｂから出力されるＩＦ信号Ｖ１（３２ｂ）は、（数１２）で表されるように、Ｖ１（７４ａ）とＶ１（７５ａ）とＶ（７６ａ）の３つの信号が合成されたものである。

（数１２）より明らかなように、希望信号ＶｄのＩＦ成分であるＶ１（７４ａ）の１項とＶ１（７５ａ）の１項とＶ（７６ａ）の１項は、互いに位相が一致するので３倍に合成される。このようにして、希望信号であるＩＦ信号Ｖ１（３２ｂ）が、出力端子３２ｂから出力される。

一方、イメージ妨害信号ＶｉであるＩＦ信号Ｖ１（７４ａ）の２項、Ｖ１（７５ａ）の２項、Ｖ（７６ａ）の２項については互いに位相キャンセルされる。その結果、イメージ妨害信号Ｖｉは、出力端子３２ｂから出力されない。

以下、これらの計算式に基づいて図を用いて信号の位相の変化を説明する。ここで、説明を簡単にするために差動増幅器５１の基本出力成分、希望信号、イメージ妨害信号のそれぞれの位相θ２、θ１、θ３がすべて０ラジアンであるとして説明している。

図２は、本発明の実施の形態１における混合装置での希望信号とイメージ妨害信号の位相を表す図である。また、混合器７１〜７３の各ポイントにおける希望信号とイメージ妨害信号についての位相を表し、その大きさについては表現していない。ここで、希望信号は実線で、イメージ妨害信号は点線で表している。

以下、図２を用いて希望信号を通過させ、イメージ妨害信号をキャンセルする様子を詳述する。

最初に、混合器７１の一方の入力７１ａへ入力される希望信号１０１、イメージ妨害信号１０２の位相は、共に０ラジアンとしている。また、混合器７１の他方の入力７１ｂに入力される発振信号１０３の位相は（−π／３）ラジアンとして表すことができる。

前記（数６）から、混合器７１の出力７１ｃから出力される希望信号１０４の位相は（−π／３）ラジアンとなり、イメージ妨害信号１０５は位相が（−π／３）ラジアンとなる。

前記（数７）より、移相器７４の出力７４ａから出力される希望信号１０６の位相は０ラジアンとなり、イメージ妨害信号１０７の位相は（＋２π／３）ラジアンとなる。

２番目に、混合器７２の一方の入力７２ａには、希望信号１０１、イメージ妨害信号１０２が入力されている。また、混合器７２の他方の入力７２ｂに入力される信号１１３は、発振信号１０３に対して（−２π／３）ラジアンだけ位相シフトされている。

前記（数８）より、混合器７２の出力７２ｃから出力される希望信号１１４は、（−２π／３）ラジアンの位相を有し、イメージ妨害信号１１５は（＋２π／３）ラジアンの位相となる。

前記（数９）より、移相器７５の出力７５ａから出力される希望信号１１６は０ラジアンの位相となり、イメージ妨害信号１１７は（−２π／３）ラジアンの位相となる。

３番目に、混合器７３の一方の入力７３ａには、希望信号１０１、イメージ妨害信号１０２が入力されている。また、混合器７３の他方の入力７３ｂに入力される発振信号１２３は、発振信号１１３に対して（−π／３）ラジアンだけ位相シフトされている。

前記（数１０）から、混合器７３の出力７３ｃから出力される希望信号１２４、イメージ妨害信号１２５は、共に（−π）ラジアンの位相となる。

前記（数１１）より、移相器７６の出力７６ａから出力される希望信号１２６、イメージ妨害信号１２７は、共に０ラジアンの位相となる。

最後に、出力端子３２ｂからＩＦ成分として出力される希望信号１２８は、各希望信号１０６と１１６と１２６とが合成されるのである。これらの希望信号１０６と１１６と１２６は互いの位相が一致している。従って、各希望信号の大きさの３倍となって出力される。

また、出力端子３２ｂからは、イメージ妨害信号１０７と１１７と１２７が出力される。これらイメージ妨害信号は互いに（２π／３）ラジアンの位相差を有しているのでキャンセルされる。このため、イメージ妨害信号は出力端子３２ｂから出力されないことになる。

次に、入力端子３２ａに対して、妨害信号Ｖｍ１と妨害信号Ｖｍ２が入力された場合について計算式を用いて説明する。この妨害信号Ｖｍ１とは、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた信号としている。また、妨害信号Ｖｍ２とは、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側に離れた信号としている。

ここで、妨害信号Ｖｍ１を（数１３）で表す。ただし、角周波数をω４、位相角をθ４としている。

さらに、妨害信号Ｖｍ２を（数１４）で表す。ただし、角周波数をω５、位相角をθ５としている。

差動増幅器５１の出力である３次高調波成分ＶＬ３（７１ｂ）を（数１５）で表す。ただし、角周波数をω２、位相角をθ２としている。

差動増幅器５２の出力である３次高調波成分ＶＬ３（７２ｂ）を（数１６）で表す。

差動増幅器５３の出力である３次高調波成分ＶＬ３（７３ｂ）を（数１７）で表す。

最初に、混合器７１の一方の入力７１ａには妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２とが分配されて入力され、混合器７１の他方の入力７１ｂには３次高調波成分であるＶＬ３（７１ｂ）が入力される。これにより、混合器７１の出力７１ｃには、（数１８）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７１ｃ）が出力される。

このＶ３（７１ｃ）は、移相器７４により（−２π＋π／３）ラジアン位相シフトされるので、移相器７４の出力７４ａには、（数１９）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７４ａ）が出力される。

２番目に、混合器７２の一方の入力７２ａには妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２とが分配されて入力され、他方の入力７２ｂには３次高調波成分ＶＬ３（７２ｂ）が入力される。これにより、混合器７２の出力７２ｃには、（数２０）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７２ｃ）が出力される。

このＶ３（７２ｃ）は、移相器７５により（−２π＋２π／３）ラジアン位相シフトされるので、移相器７５の出力７５ａには、（数２１）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７５ａ）が出力される。

３番目に、混合器７３の一方の入力７３ａには妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２とが分配されて入力され、混合器７３の他方の入力７３ｂには３次高調波成分ＶＬ３（７３ｂ）が入力される。これにより、混合器７３の出力７３ｃには、（数２２）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７３ｃ）が出力される。

このＶ３（７３ｃ）は、移相器７６により（−２π＋３π／３）ラジアン位相シフトされるので、移相器７６の出力７６ａには、（数２３）で表されるＩＦ信号Ｖ３（７６ａ）が出力される。

最後に、出力端子３２ｂから出力されるＩＦ成分Ｖ３（３２ｂ）は、Ｖ３（７４ａ）とＶ３（７５ａ）とＶ３（７６ａ）との合成であり（数２４）で表される。

（数２４）より明らかなように、妨害信号Ｖｍ１のＩＦ成分であるＶ３（７４ａ）の１項とＶ３（７５ａ）の１項とＶ３（７６ａ）の１項が互いに位相差が（２π／３）ラジアンの関係となってキャンセルされる。

また、妨害信号Ｖｍ２のＩＦ成分であるＶ３（７４ａ）の２項、Ｖ３（７５ａ）の２項、Ｖ３（７６ａ）の２項についても互いに位相差が（２π／３）ラジアンの関係となってキャンセルされる。

このようにして、出力端子３２ｂからは、妨害信号Ｖｍ１およびＶｍ２のＩＦ成分は出力されない。

図３は、混合装置３１において、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に関係する妨害信号の位相を表す図である。

図３において、混合器７１〜７３の各ポイントにおけるリング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ下側あるいは上側に離れた妨害信号の位相を表し、その大きさについては表現していない。この時、妨害信号Ｖｍ１は実線で、Ｖｍ２の信号は点線で表している。

以下、図３を用いてリング発振回路３３の基本周波数に対する３倍の周波数に関係する妨害信号をキャンセルする様子を詳述する。

最初に、混合器７１の一方の入力７１ａへ入力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２をそれぞれ２０１と２０２で表している。また前記（数１５）より、混合器７１の入力７１ｂに入力される３次高調波成分ＶＬ３（７１ｂ）は信号２０３で表すことができる。

前記（数１８）より明らかなように、混合器７１の出力７１ｃから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２０４と２０５で表すことができる。

さらに、前記（数１９）より明らかなように、移相器７４の出力７４ａから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２０６と２０７で表される。

２番目に、混合器７２の一方の入力７２ａへ入力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ２０１と２０２である。また前記（数１６）より、混合器７２の入力７２ｂに入力される３次高調波成分ＶＬ３（７２ｂ）は信号２１３で表すことができる。

前記（数２０）より明らかなように、混合器７２の出力７２ｃから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２１４と２１５で表すことができる。

さらに、前記（数２１）より明らかなように、移相器７５の出力７５ａから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２１６と２１７で表される。

３番目に、混合器７３の一方の入力７３ａへ入力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ２０１と２０２である。また前記（数１７）より、混合器７３の入力７３ｂに入力される３次高調波成分ＶＬ３（７３ｂ）は信号２２３で表すことができる。

前記（数２２）より明らかなように、混合器７３の出力７３ｃから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２２４と２２５で表すことができる。

さらに、前記（数２３）より明らかなように、移相器７６の出力７６ａから出力される妨害信号Ｖｍ１とＶｍ２は、それぞれ信号２２６と２２７で表される。

最後に、出力端子３２ｂから出力される妨害信号Ｖｍ１は、信号２０６と２１６と２２６との合成信号である。これらの信号は互いに位相差が（２π／３）ラジアンずつ等間隔になっているのでキャンセルされる。

また、出力端子３２ｂから出力される妨害信号Ｖｍ２は、２０７と２１７と２２７とが合成される。これらの信号は、互いに位相差が（２π／３）ラジアンずつ等間隔の関係になっているのでキャンセルされる。

このため、出力端子３２ｂからは妨害信号Ｖｍ１およびＶｍ２が出力されないことになる。

なお、一般的に、発振回路としては偶数倍の高調波成分は比較的小さいが奇数倍の高調波成分は特に大きくなる。このため、リング発振回路３３の基本出力成分に近い３次高調波成分あるいは５次高調波成分は大きなレベルで出力される。これらの高調波成分に対してＩＦだけ下側あるいは上側に離れた周波数に妨害信号が存在すると受信状態が悪くなり、場合によっては受信ができなくなってしまう。

また、たとえリング発振回路３３からの高調波成分が基本出力成分に対して小さいものであっても、後段である混合器７１〜７３内の増幅器あるいはリミッタ回路により高調波成分が発生することになる。

図４では、北米での放送チャンネルと発振器の高次周波数に関する妨害信号の関係を示している。

図４において、３１７は周波数軸を表し、３１８は信号の大きさを表している。３１９は北米でのテレビあるいはＣＡＴＶの放送チャンネルであり、およそ５０ＭＨｚから９００ＭＨｚを使って放送している。例えば、ＶＬＯＷであるチャンネル２を受信したとして、このリング発振回路３３の基本周波数３０３を約１００ＭＨｚとしている。３０２は入力端子３２ａに入力される希望信号であり約５５ＭＨｚとし、３０８はイメージ妨害信号とし、３０１は出力端子３２ｂでのＩＦ信号である。

ここで、基本周波数３０３の２倍の周波数成分を３０４とし、３倍の周波数成分を３０５とし、４倍の周波数成分を３０６とし、５倍の周波数成分を３０７としている。さらに、２倍の周波数成分３０４の周波数−ＩＦを３０９とし、２倍の周波数成分３０４の周波数＋ＩＦを３１０とし、３倍の周波数成分３０５の周波数−ＩＦを３１１とし、３倍の周波数成分３０５の周波数＋ＩＦを３１２とし、４倍の周波数成分３０６の周波数−ＩＦを３１３とし、４倍の周波数成分３０６の周波数＋ＩＦを３１４とし、５倍の周波数成分３０７の周波数−ＩＦを３１５とし、５倍の周波数成分３０７の周波数＋ＩＦを３１６としてそれぞれ表している。

このとき、３倍の周波数成分３０５の周波数−ＩＦである３１１と、３倍の周波数成分３０５の周波数＋ＩＦである３１２と、５倍の周波数成分３０７の周波数−ＩＦである３１５の周波数がＣＡＴＶチャンネルに合致している。また、５倍の周波数成分３０７の周波数＋ＩＦである３１６がＵＨＦチャンネルに合致してそれぞれ妨害信号となってしまう。つまり、低い周波数のチャンネルを受信時には、受信チャンネルより高い周波数に存在する放送チャンネルが妨害信号となることを表しており、低い周波数のチャンネルを受信するほど妨害信号が多い組み合せになってしまう。

（表１）は、本発明の実施の形態１であるＭが３の混合装置３１について、リング発振回路３３の基本出力成分により発生する高調波成分に関係した妨害信号を抑圧できるかどうかを表している。

（表１）において、リング発振回路３３の基本周波数に対しての倍数を表すｎが１の時は、リング発振回路３３としては基本周波数を表しており、基本周波数−Ｆは希望信号を表し、基本周波数＋ＩＦはイメージ妨害信号を表している。このイメージ妨害信号に対して抑圧効果ありとして表している。

さらにｎ＝３の場合は、３倍×基本周波数＋ＩＦ、３倍×基本周波数−ＩＦの妨害信号は抑圧効果がある。また、ｎ＝５の場合は、５倍×基本周波数−ＩＦの妨害信号に対しても抑圧効果があることを表している。

このようにして、混合装置３１では、イメージ妨害信号、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、リング発振回路３３からの基本周波数の５倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号を抑圧できる。これら差動増幅器５１〜５６からのそれぞれの出力信号を混合器７１〜７３の他方の入力に供給することにより、妨害信号を確実に抑圧することができる。

このリング発振回路３３の差動増幅器５１〜５６からのそれぞれの出力信号は、差動増幅器５１〜５６に同一特性のインバータを用いることにより、互いの位相差を正確に同一とできる。これら差動増幅器５１〜５３のそれぞれの出力信号を混合器７１〜７３の他方の入力に供給することができる。

この妨害信号を確実に抑圧できる混合装置３１を実現するためには、同じ特性を有する差動増幅器５１〜５６とし、さらに同じ特性の混合器７１〜７３を用いて集積化することにより可能とできる。

すなわち、リング発振回路３３の差動増幅器５１〜５６からのそれぞれの出力信号は、差動増幅器５１〜５６に同一特性のインバータを用いることにより、互いの位相差を正確に同一とできる。

以上のように、混合装置３１には、混合回路３２と、差動増幅器５１〜５６を直列接続したリング発振回路３３を組み合わせて用いている。

このように発振回路にリング発振回路３３を用いているので、従来例で使用した同調回路１６、電子スイッチ２０、移相器７、８、９が不要となる。特に、集積回路上において面積占有率の大きい同調用インダクタンス１８ａ、１８ｂ、１８ｃが不要となるので、従来例に比べて例えば略５分の１の小型化サイズとした混合装置の実現が可能となる。

また、リング発振回路３３の電源端子３４への供給電圧の大きさを制御することにより、ＵＨＦバンドを受信するのに必要な発振周波数を可変できる。

なお、本実施の形態では、リング発振回路３３からの発振信号は、混合器７１〜７３のそれぞれ他方の入力７１ｂ〜７３ｂにそれぞれ入力することにより平衡入力としているが、例えば他方の入力７１ｂ〜７３ｂと入力端子３８〜４０とを接続しないで、不平衡入力として使用することができる。

（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２における混合装置３３１のブロック図である。実施の形態１では、３個の混合器７１、７２、７３と、６個の差動増幅器５１〜５６よりなるリング発振回路３３とから構成されている。

これに対して、本実施の形態では、Ｍ個の混合器３７１〜３７５よりなる混合回路３３２と、Ｍ個の差動増幅器３５１〜３６０よりなるリング発振回路３３３とから構成されている点が異なる。

この相違点により、リング発振回路３３３からの基本周波数の３倍以上から（２Ｍ−３）倍までの周波数に対してそれぞれＩＦだけ下側あるいは上側に離れた妨害信号を除去することが可能となるものである。

また、本実施の形態では、Ｍ個の混合器は便宜上５個の混合器３７１〜３７５を用い、Ｍ個の差動増幅器は、便宜上１０個の差動増幅器３５１〜３６０を用いて説明している。

なお、混合装置３３１の動作については、実施の形態１と基本的に同じであるので簡略化して以下説明する。

図５において、混合装置３３１は、入力端子３３２ａと出力端子３３２ｂが設けられた混合回路３３２と、この混合回路３３２に発振信号を供給するリング発振回路３３３とから構成されている。

最初に、リング発振回路３３３について、以下説明する。リング発振回路３３３は、入力信号を反転して出力するＭ個の差動増幅器３５１〜３６０が、直列接続されている。

すなわち、差動増幅器３５１の出力は差動増幅器３５２の入力に接続され、差動増幅器３５２の出力は差動増幅器３５３の入力に接続され、差動増幅器３５３の出力は差動増幅器３５４の入力に接続され、差動増幅器３５４の出力は差動増幅器３５５の入力に接続され、差動増幅器３５５の出力は差動増幅器３５６の入力に接続され、差動増幅器３５６の出力は差動増幅器３５７の入力に接続され、差動増幅器３５７の出力は差動増幅器３５８の入力に接続され、差動増幅器３５８の出力は差動増幅器３５９の入力に接続され、差動増幅器３５９の出力は差動増幅器３６０の入力に接続され、差動増幅器３６０の出力は差動増幅器３５１の入力に接続されている。

また、Ｍ個からなる差動増幅器３５１〜３６０の出力は、リング発振回路３３３に設けられた（２×Ｍ）個の出力端子３３５〜３４４にそれぞれ接続されている。さらに、差動増幅器３５１〜３６０のそれぞれの電源入力は、ともに電源端子３３４に接続されている。

以上のように構成されたリング発振回路３３３の発振動作について説明する。リング発振回路３３３では、差動増幅器３５１の入力信号は、差動増幅器３５１〜３６０で反転増幅されて差動増幅器３５１の入力に戻ってくる。この差動増幅器３５１〜３６０におけるループ増幅度が１以上であって、差動増幅器３５１の入力信号の位相に対して差動増幅器３６０からの位相遅れが（−２π）ラジアンとなる周波数が発振周波数となる。

この位相遅れは、以下のようにして決定される。すなわち、差動増幅器３５１〜３６０から出力される出力電流が、差動増幅器３５１〜３６０の出力にそれぞれ接続される後段の差動増幅器および混合器等による入力コンデンサ、入力抵抗により充電あるいは放電される。この充放電に要する時間により位相遅れが発生する。

このようにして、差動増幅器３５１の出力信号は、位相が遅れる。同様にして、差動増幅器３５２の出力信号は、さらに位相が遅れる。差動増幅器３５３〜３６０の出力信号は、さらに順次位相が遅れることになる。

次に、差動増幅器３５１〜３６０の各出力の位相について説明する。これら差動増幅器３５１〜３６０は、Ｍ個のインバータから構成されている。従って、１個のインバータ当たりの入力出力間での位相差は、差動増幅器３５１の入力信号の位相に対して差動増幅器３５６からの位相遅れ（−２π）ラジアンをインバータの個数Ｍで割った（−π／Ｍ）ラジアンとすればよい。

これにより、差動増幅器３５１〜３６０では、入力信号の位相に対して出力信号の位相はそれぞれ（−π／３）ラジアン遅れることになる。従って、差動増幅器３５１の入力信号の位相に対して、差動増幅器３５１〜３６０の出力信号の位相は、（−π／Ｍ）、（−２π／Ｍ）、（−３π／Ｍ）、・・・、（−５π／Ｍ）、・・・、（−２Ｍπ／Ｍ）ラジアンとそれぞれ遅れる。

これらの信号が、それぞれの出力端子３３５〜３４４を介して、混合器３７１〜３７５の他方の入力にそれぞれ平衡入力される。

また、差動増幅器３５１〜３６０から出力される出力電流は、電源端子３３４に供給される電圧の大きさにより可変できる。これにより、リング発振回路３３３の発振周波数を変えることができる。例えば、電源端子３３４への供給電圧を０．５〜３．０Ｖとすることにより、ＵＨＦバンドを受信するのに必要となる４５０〜１０００ＧＨｚの発振周波数を可変できる。

次に、リング発振回路３３３の発振信号が入力される混合回路３３２の構成について、以下説明する。

図５において、混合回路３３２は、入力端子３３２ａと、この入力端子３３２ａが一方の入力にそれぞれ接続されたＭ個の混合器３７１〜３７５と、これら混合器３７１〜３７５の他方の入力にそれぞれ接続された２Ｍ個の入力端子３８１〜３９０と、混合器３７１〜３７５の出力と出力端子３３２ｂとの間にそれぞれ接続されるとともに（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相をシフトするＭ個の移相器３９１〜３９５とから構成されている。ただし、Ｋは１〜Ｍまでの自然数とする。

以上のように構成された混合装置３３１の動作について、計算式を用いて説明する。

入力端子３３２ａに入力された高周波信号は、混合器３７１〜３７５の一方の入力３７１ａ〜３７５ａにそれぞれ接続される。また、混合器３７１〜３７５の他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂには、リング発振回路３３３からそれぞれ（−π−Ｋπ／Ｍ）ラジアンずつ位相シフトされた出力信号が供給される。ここで、Ｍは３以上の自然数であり、Ｋは１ずつ加算される１からＭまでの自然数である。

さらに、Ｍ個の混合器３７１〜３７５の出力３７１ｃ〜３７５ｃと出力端子３３２ｂとの間には、（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相シフト量をもつ移相器３９１〜３９５がそれぞれ接続されている。

最初に、希望信号が入力端子３３２ａに入力された場合について説明する。この場合には、希望信号がＭ個からなる混合器３７１〜３７５の一方の入力３７１ａ〜３７５ａに入力されるとともに、Ｍ個からなる混合器３７１〜３７５の他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにリング発振回路３３３からそれぞれ（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンずつ位相シフトされた出力信号がそれぞれ供給される。

混合器３７１〜３７５の出力３７１ｃ〜３７５ｃからは、（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされた希望信号が出力される。この（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされた希望信号は、移相器３９１〜３９５によりそれぞれ（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされる。この結果、出力端子３３２ｂでの希望信号の位相θｄは、（数２５）に示すように（−２π）ラジアンつまり０ラジアンの位相シフトとなって位相が一致する。

すなわち、希望信号のＩＦ成分は、Ｍ倍されて出力端子３３２ｂから出力されることになる。

次に、イメージ妨害信号が入力端子３３２ａに入力された場合について説明する。この場合には、イメージ妨害信号が混合器３７１〜３７５の一方の入力３７１ａ〜３７５ａに入力されるとともに、混合器３７１〜３７５の他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにはリング発振回路３３３からそれぞれ（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンずつ位相シフトされた出力信号が供給される。

さらに、混合器３７１〜３７５の出力３７１ｃ〜３７５ｃからは、イメージ妨害信号の周波数がリング発振回路３３３の周波数より高いので（＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされたイメージ妨害信号が出力される。この（＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされたイメージ妨害信号は、移相器３９１〜３９５によりそれぞれ（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされる。この結果、出力端子３３２ｂでのイメージ妨害信号の位相θｉは（数２６）となる。

つまり、（Ｋ×２π／Ｍ）ラジアンの位相を持った成分となり、２πをＭ等分した成分がＭ本となるので位相キャンセルされることになる。すなわち、イメージ妨害信号のＩＦ成分は０となり、出力端子３３２ｂからは出力されないことになる。

次に、妨害信号として、リング発振回路３３３からの基本周波数のｎ倍の周波数に対してＩＦだけ下側あるいは上側に離れた信号が入力端子３３２ａに入力された場合について説明する。この妨害信号が、Ｍ個からなる混合器３７１〜３７５の一方の入力３７１ａ〜３７５ａに入力される。このＭ個からなる混合器３７１〜３７５の他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにはリング発振回路３３３からそれぞれ（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンずつ位相シフトされた出力信号が供給される。

さらに、混合器３７１〜３７５の出力３７１ｃ〜３７５ｃからは、リング発振回路３３３からの基本周波数のｎ倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号がそれぞれ（Ｋπｎ／Ｍ）ラジアンおよび（−Ｋπｎ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされて出力される。この（Ｋπｎ／Ｍ）ラジアンおよび（−Ｋπｎ／Ｍ）ラジアンに位相シフトされた信号は、移相器３９１〜３９５によりそれぞれ（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされる。

その結果、リング発振回路３３３からの基本周波数のｎ倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号による出力端子３３２ｂからのスプリアス信号の位相θｍ１は（数２７）の通りになる。

また、リング発振回路３３３からの基本周波数のｎ倍の周波数に対してＩＦだけ上側に離れた妨害信号による出力端子３３２ｂからのスプリアス信号の位相θｍ２は（数２８）のようになる。

例えば、混合器の数が５個（Ｍ＝５）で、リング発振回路３３３からの基本周波数に対する倍数であるｎが５のときは、位相θｍ１＝Ｋπ４／５ラジアンおよび位相θｍ２＝Ｋπ６／５ラジアンとなり（４π）ラジアンおよび（６π）ラジアンを５分割した位相を持った信号が５本存在することになり位相キャンセルされるのである。

さらに、混合器の数Ｍが５個で、リング発振回路３３３からの基本周波数に対する倍数であるｎが９のときは、位相θｍ１＝Ｋπ８／５ラジアンおよび位相θｍ２＝Ｋπ３０５ラジアンとなる。ここで、（Ｋπ３０５）ラジアンつまり（Ｋ２π）ラジアンであるので位相が一致した信号がＫ＝５本となるので位相キャンセルされない。また、（Ｋπ８／５）ラジアンは（８π）ラジアンを５分割した位相を持った信号がＫ＝５本存在することになり位相キャンセルされるのである。

（表２）は、本発明の実施の形態３であるＭが５の混合装置について、リング発振回路３３３の基本出力成分により発生する高調波成分に関係した妨害信号に対する抑圧度を示す。

（表２）において、Ｍが５の混合装置では、イメージ妨害信号、リング発振回路３３３の基本周波数の３倍と５倍と７倍の周波数に対してそれぞれＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、リング発振回路３３３からの基本周波数の９倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号のすべてが位相キャンセルされて抑圧される様子を示している。

（表３）には、本発明の実施の形態３である混合器の数Ｍとした多段の混合装置について、リング発振回路３３３の基本出力成分により発生する高調波成分に関係した妨害信号に対する抑圧度を示す。

（表３）において、混合器の数Ｍとした多段の混合装置においては、イメージ妨害信号、リング発振回路３３３からの基本周波数の３倍以上から２Ｍ−３倍までの周波数に対してそれぞれＩＦだけ下側および上側に離れた妨害信号のすべてが位相キャンセルにより抑制される様子を表している。また、基本周波数の２Ｍ−２倍以上の周波数に対してそれぞれＩＦだけ下側および上側に離れた妨害信号に対しては、抑制できる場合と抑制できない場合を表している。

このようにして、混合装置３３１では、イメージ妨害信号、リング発振回路３３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、リング発振回路３３３からの基本周波数の５倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号を抑圧できる。

これら妨害信号を確実に抑圧できる混合装置３３１を実現するためには、同じ特性を有する差動増幅器３５１〜３６０とし、さらに同じ特性の混合器３７１〜３７５を用いて集積化することにより可能となる。

すなわち、リング発振回路３３３の差動増幅器３５１〜３６０からのそれぞれの出力信号は、差動増幅器３５１〜３６０に同一特性の差動増幅器を用いることにより、互いの位相差を正確に同一とできる。

以上のように、混合装置３３１では、Ｍ個の混合器３７１〜３７５からなる混合回路３３２と、Ｍ個の差動増幅器３５１〜３６０よりなるリング発振回路３３３を組み合わせて用いている。

このように発振回路にリング発振回路３３３を用いているので、従来例で使用した同調回路１６、電子スイッチ２０、移相器７、８、９が不要となる。特に、集積回路上において面積占有率の大きい同調用インダクタンス１８ａ、１８ｂ、１８ｃが不要となるので、従来例に比べて例えば略５分の１の小型化サイズとした混合装置の実現が可能となる。

また、リング発振回路３３３の電源端子３３４への供給電圧の大きさを制御することにより、ＵＨＦバンドを受信するのに必要な発振周波数を可変できる。

このため、小型化サイズとした混合装置３３１の実現が可能となる。さらに、この混合装置３３１を用いた高周波受信装置においては、混合装置３３１の入力に接続されるフィルタ６０３の減衰特性が緩和できるので、小型化および低コスト化が可能となる。

なお、本実施の形態では、リング発振回路３３３からの発振信号は、混合器３７１〜３７５のそれぞれ他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにそれぞれ入力することにより平衡入力としているが、例えば他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂと入力端子３８６〜３９０とを接続しないで、不平衡入力として使用することができる。

この場合には、リング発振回路３３３は、差動増幅器３５１〜３５５と、差動増幅器３５５の出力と差動増幅器３５１の入力との間に移相器３６１（図示せず）を接続してもよい。この移相器３６１の位相シフト量をπラジアンとすればよい。これにより、Ｍ個の差動増幅器３５６〜３６０を移相器３６１とできるので、小型サイズの混合装置が実現できる。

（実施の形態３）
図６は本発明の実施の形態３における混合装置４３１のブロック図である。実施の形態２では、リング発振回路３３３は、Ｍ個の差動増幅器３５１〜３６０を直列に接続されたリング発振回路として構成されている。

これに対して、本実施の形態では、Ｍ個のインバータ４５１〜４７０よりなるリング発振回路４３３として構成されている点が異なる。

この相違点により、インバータを用いているので低位相ノイズ化を図ることができるので、高感度の受信感度を実現できる。

また、本実施の形態では、Ｍ個の混合器は便宜上５個の混合器３７１〜３７５を用い、Ｍ個のインバータは、便宜上２０個のインバータ４５１〜４７０を用いて説明している。

なお、混合装置４３１の動作については、実施の形態１と基本的に同じであるので簡略化して説明する。

図６において、混合装置４３１は、入力端子３３２ａと出力端子３３２ｂが設けられた混合回路３３２と、この混合回路３３２に発振信号を供給するリング発振回路４３３とから構成されている。

このリング発振回路４３３について、以下説明する。リング発振回路４３３は、リング発振部４３３ａとリング発振部４３３ｂとから構成されている。リング発振部４３３ａは、入力信号を反転して出力するＭ個のインバータ４５１〜４６０が、リング状に直列接続されている。

すなわち、インバータ４５１の出力はインバータ４５２の入力に接続され、インバータ４５２の出力はインバータ４５３の入力に接続され、インバータ４５３の出力はインバータ４５４の入力に接続され、インバータ４５４の出力はインバータ４５５の入力に接続され、インバータ４５５の出力はインバータ４５６の入力に接続され、インバータ４５６の出力はインバータ４５７の入力に接続され、インバータ４５７の出力はインバータ４５８の入力に接続され、インバータ４５８の出力はインバータ４５９の入力に接続され、インバータ４５９の出力はインバータ４６０の入力に接続され、インバータ４６０の出力はインバータ４５１の入力に接続されている。

また、リング発振部４３３ｂは、入力信号を反転して出力するＭ個のインバータ４６１〜４７０から構成されている。

このインバータ４６１の出力はインバータ４５１の出力および４６３の入力に接続され、このインバータ４６３の出力はインバータ４５３の出力および４６５の入力に接続され、このインバータ４６５の出力はインバータ４５５の出力および４６７の入力に接続され、このインバータ４６７の出力はインバータ４５７の出力および４６９の入力に接続され、このインバータ４６９の出力はインバータ４５９の出力および４６１の入力に接続されている。

さらに、インバータ４６２の出力はインバータ４５２の出力および４６４の入力に接続され、このインバータ４６４の出力はインバータ４５４の出力および４６６の入力に接続され、このインバータ４６６の出力はインバータ４５６の出力および４６８の入力に接続され、このインバータ４６８の出力はインバータ４５８の出力および４７０の入力に接続され、このインバータ４７０の出力はインバータ４６０の出力および４６２の入力に接続されている。

また、インバータ４５１〜４６０の出力は、リング発振回路４３３に設けられた（２×Ｍ）個の出力端子４３５〜４４４にそれぞれ接続されている。これら出力端子４３５〜４４４は、混合器３７１〜３７５の他方の入力に平衡入力としてそれぞれ接続されている。

さらに、インバータ４５１〜４７０のそれぞれの電源入力は、ともに電源端子４３４に接続されている。

以上のように構成されたリング発振回路４３３の発振動作について説明する。リング発振部４３３ａでは、インバータ４５１の入力信号は、インバータ４５１〜４６０で反転増幅されてインバータ４５１の入力に戻ってくる。リング発振部４３３ｂでは、インバータ４６１の出力信号がインバータ４５１の出力信号に加算される。このインバータ４６１の入力には、インバータ４５１の前々段であるインバータ４５９の出力信号が入力されている。

同様に、インバータ４５２〜４６０においてもインバータ４６２〜４７０からの出力信号がそれぞれ入力されている。これらインバータ４６２〜４７０の入力には、インバータ４５２〜４６０のそれぞれ前々段であるインバータ４６０〜４５８の出力信号が入力されている。

このようにして、リング発振部４３３ａを構成するそれぞれのインバータへの入力は、前段のインバータからの出力信号と、前々段のインバータからの出力信号が入力されたリング発振部４３３ｂ内のインバータからの出力信号との和となる。これにより、リング発振回路４３３は発振しない状態とはならない。

この状態において、リング発振部４３３ａとリング発振部４３３ｂとによるループ増幅度が１以上であって、インバータ４５１の入力信号の位相に対してインバータ４６０からの位相遅れが（−２π）ラジアンとなる周波数において発振可能となる。

この位相遅れは、以下のようにして決定される。すなわち、インバータ４５１〜４６０から出力される出力電流が、インバータ４５１〜４６０の出力にそれぞれ接続される後段のインバータおよび混合器等による入力コンデンサ、入力抵抗により充電あるいは放電される。この充放電に要する時間により位相遅れが発生する。

このようにして、インバータ４５１の出力信号は、位相が遅れる。同様にして、インバータ４５２の出力信号は、さらに位相が遅れる。インバータ４５３〜４６０の出力信号は、さらに順次位相が遅れることになる。

次に、インバータ４５１〜４６０の各出力の位相について説明する。これらインバータ４５１〜４６０は、２Ｍ個のインバータから構成されている。従って、１個のインバータ当たりの入力出力間での位相差は、インバータ４５１の入力信号の位相に対してインバータ４５６からの位相遅れ（−２π）ラジアンをインバータの個数２Ｍで割った（−２π／２Ｍ）すなわち（−π／Ｍ）ラジアンとすればよい。

これにより、インバータ４５１〜４６０では、入力信号の位相に対して出力信号の位相はそれぞれ（−Ｋπ／Ｍ）ラジアン遅れることになる。従って、インバータ４５１の入力信号の位相に対して、インバータ４５１〜４６０の出力信号の位相は、（−π／Ｍ）、（−２π／Ｍ）、（−３π／Ｍ）、・・・、（−Ｋπ／Ｍ）、・・・、（−２Ｍπ／Ｍ）ラジアンとそれぞれ遅れる。

これらの信号が、それぞれの出力端子４３５〜４４４を介して、混合器３７１〜３７５のそれぞれの他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂに平衡入力される。

また、インバータ４５１〜４６０から出力される出力電流は、電源端子４３４に供給される電圧の大きさにより可変できる。これにより、リング発振回路４３３の発振周波数を変えることができる。例えば、電源端子４３４への供給電圧を０．５〜３．０Ｖとすることにより、ＵＨＦバンドを受信するのに必要となる４５０〜１０００ＧＨｚの発振周波数を可変できる。

なお、本実施の形態では、リング発振回路４３３からの発振信号は、混合器３７１〜３７５のそれぞれ他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにそれぞれ入力することにより平衡入力としているが、例えば他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂと入力端子３８６〜３９０とを接続しないで、不平衡入力として使用することができる。

（実施の形態４）
図７は本発明の実施の形態４における混合装置５３１のブロック図である。実施の形態３では、リング発振回路４３３は、リング発振部４３３ａとリング発振部４３３ｂとから構成されている。

これに対して、本実施の形態では、リング発振回路５３３は、リング発振部５３３ａと、リング発振部５３３ｂと、これらリング発振部５３３ａ、５３３ｂを制御する発振制御部５３３ｃとから構成されている点が異なる。

この相違点により、リング発振部５３３ａ、５３３ｂとを互いに独立した発振回路とできるので、安定した発振動作が可能となる。例えば、過酷な温度、湿度の環境においても使用が可能となる。

また、本実施の形態では、Ｍ個の混合器は便宜上５個の混合器３７１〜３７５を用い、インバータは、インバータ５５１〜５５５、５６１〜５６５、５６７〜５７６を用いて説明している。

なお、混合装置５３１の動作については、実施の形態１と基本的に同じであるので簡略化して説明する。

図７において、混合装置５３１は、混合回路３３２と、この混合回路３３２に発振信号を供給するリング発振回路５３３とから構成されている。

このリング発振回路５３３について、以下説明する。リング発振回路５３３は、リング発振部５３３ａと、リング発振部５３３ｂと、これらリング発振部５３３ａ、５３３ｂとの間に接続されるとともに発振動作を制御する発振制御部５３３ｃとから構成されている。

リング発振部５３３ａは、入力信号を反転して出力するＭ個のインバータ５５１〜５５５が、リング状に直列接続されている。

このインバータ５５１の出力はインバータ５５２の入力に接続され、インバータ５５２の出力はインバータ５５３の入力に接続され、インバータ５５３の出力はインバータ５５４の入力に接続され、インバータ５５４の出力はインバータ５５５の入力に接続され、インバータ５５５の出力はインバータ５５１の入力に接続されている。

同様に、リング発振部５３３ｂは、入力信号を反転して出力するＭ個のインバータ５６１〜５６５から構成されている。

このインバータ５６１の出力はインバータ５６２の入力に接続され、インバータ５６２の出力はインバータ５６３の入力に接続され、インバータ５６３の出力はインバータ５６４の入力に接続され、インバータ５６４の出力はインバータ５６５の入力に接続され、インバータ５６５の出力はインバータ５６１の入力に接続されている。

さらに、発振制御部５３３ｃは、入力信号を反転して出力するＭ個のインバータ５６７〜５７６から構成されている。インバータ５５１の出力からインバータ５６１の出力に向かって、インバータ５６７が正極性となるように接続され、インバータ５６８が逆極性となるように接続されている。

インバータ５５２の出力からインバータ５６２の出力に向かって、インバータ５６９が正極性となるように接続され、インバータ５７０が逆極性となるように接続されている。

インバータ５５３の出力からインバータ５６３の出力に向かって、インバータ５７１が正極性となるように接続され、インバータ５７２が逆極性となるように接続されている。

インバータ５５４の出力からインバータ５６４の出力に向かって、インバータ５７３が正極性となるように接続され、インバータ５７４が逆極性となるように接続されている。

インバータ５５５の出力からインバータ５６５の出力に向かって、インバータ５７５が正極性となるように接続され、インバータ５７６が逆極性となるように接続されている。

また、インバータ５５１〜５５５、５６１〜５６５、５６７〜５７６のそれぞれの電源入力は、ともに電源端子５３４に接続されている。

さらに、インバータ５５１〜５５５の出力は、リング発振回路５３３に設けられた出力端子５３５〜５３９にそれぞれ接続されている。インバータ５６１〜５６５の出力は、リング発振回路５３３に設けられた出力端子５４０〜５４４にそれぞれ接続されている。

これら出力端子５３５〜５４４は、混合器３７１〜３７５のそれぞれ他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂに平衡入力としてそれぞれ接続されている。

以上のように構成されたリング発振回路５３３の動作について説明する。最初に、リング発振回路５３３の発振条件について説明する。すなわち、リング発振部５３３ａおよび５３３ｂによるループ増幅度が１以上であって、リング発振部５３３ａ、５３３ｂでのループ位相遅れが（−２π）ラジアンとなる周波数において発振する。

このリング発振部５３３ａにおいて、インバータ５５１の出力信号は、インバータ５５２とインバータ５６７の入力容量により主に充放電の動作が行われる。

このようにして、インバータ５５１の出力信号は、位相が遅れる。同様にして、インバータ５５２の出力信号は、さらに位相が遅れる。インバータ５５３、５５４、５５５の出力信号は、さらに位相が遅れることになる。インバータ５６１〜５６５からなるリング発振部５３３ｂにおいても、リング発振部５３３ａと同様に位相が遅れることになる。

これらリング発振部５３３ａ、５３３ｂは発振制御部５３３ｃにより接続されている。これにより、インバータ５５１の出力とインバータ５６１の出力とは、インバータ５６７および５６８により接続されている。このため、インバータ５６１の出力は、インバータ５５１の出力に対してπラジアン遅れる。このことは、インバータ５５２、５６２との間、インバータ５５３、５６３との間、インバータ５５４、５６４との間、インバータ５５５、５６５との間においても同様である。

次に、インバータ５５１〜５５５、５６１〜５６５の各出力の位相について説明する。これらインバータ５５１〜５５５、５６１〜５６５は、２Ｍ個のインバータから構成されている。従って、１個のインバータ当たりの入力出力間での位相差は、インバータ５５１の入力信号の位相に対してインバータ５５５から出力信号の位相遅れである（−２π）ラジアンをインバータの個数２Ｍで割った（−２π／２Ｍ）ラジアンすなわち（−π／Ｍ）ラジアンとすればよい。

これにより、インバータ５５１〜５５５では、入力信号の位相に対して出力信号の位相はそれぞれ（−Ｋπ／Ｍ）ラジアン遅れることになる。従って、インバータ５５１の入力信号の位相に対して、インバータ５５１〜５５５の出力信号の位相は、（−π／Ｍ）、（−２π／Ｍ）、（−３π／Ｍ）、・・・、（−Ｋπ／Ｍ）、・・・、（−２Ｍπ／Ｍ）ラジアンとそれぞれ遅れる。

これらの信号が、それぞれの出力端子５３５〜５４４を介して、混合器３７１〜３７５の他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにそれぞれ平衡入力される。

さらに、電源端子５３４への電圧を変えることによりインバータの充電電流を可変できる。これにより、リング発振回路５３３の発振周波数を変えることができる。

なお、本実施の形態では、リング発振回路５３３からの発振信号は、混合器３７１〜３７５のそれぞれ他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂにそれぞれ入力することにより平衡入力としているが、例えば他方の入力３７１ｂ〜３７５ｂと入力端子３８６〜３９０とを接続しないで、不平衡入力として使用することができる。

（実施の形態５）
図８は本発明の実施の形態５における高周波受信装置６０２のブロック図を示している。この高周波受信装置６０２に用いられる混合装置６０１は、本発明の実施の形態１、２、３、４の混合装置のいずれかを用いることができる。

図８において、本実施の形態の高周波受信装置６０２は、入力端子６０２ａに入力された高周波信号はフィルタ６０３で希望信号以外の信号を減衰したあと混合装置３１、３３１、４３１、５３１のいずれかに入力される。また、この混合装置３１、３３１、４３１、５３１のいずれかの出力であるＩＦ信号は出力端子６０２ｂから出力される。

例えば、混合装置として、混合器の数Ｍが３である混合装置３１を用いた場合には、イメージ妨害信号、リング発振回路３３からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、リング発振回路３３からの基本周波数の５倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号のいずれに対しても抑圧が可能となる。従って、フィルタ６０３の減衰特性が緩和できるので、小型化および低コスト化が可能となる。

また、混合装置として、混合器の数がＭである混合装置３３１、４３１、５３１を用いた場合には、イメージ妨害信号、リング発振回路３３３からの基本周波数の３倍以上から２Ｍ−３倍までの周波数に対してそれぞれＩＦだけ下側および上側に離れた妨害信号のすべてが位相キャンセルにより抑制が可能となる。従って、フィルタ６０３の減衰特性が緩和できるので、さらに小型化および低コスト化が可能となる。

本発明の混合装置は、多段のインバータからなるリング発振回路と複数個の混合器からなる混合回路から構成でき、イメージ妨害信号を含めた各種妨害信号を十分に抑圧できるものである。従って、高周波受信装置の混合装置に適用することができる。

本発明の実施の形態１における混合装置のブロック図 同、希望信号とイメージ妨害信号の位相を表す図 同、リング発振回路からの基本周波数の３倍の周波数に関係する妨害信号の位相を表す図 同、北米での放送チャンネルと発振器の高次周波数に関係する妨害信号の関係図 本発明の実施の形態２における混合装置のブロック図 本発明の実施の形態３における混合装置のブロック図 本発明の実施の形態４における混合装置のブロック図 本発明の実施の形態５における高周波受信装置のブロック図 従来の混合装置のブロック図

符号の説明

３３２ａ 入力端子
３３２ｂ 出力端子
３７１ 混合器
３７２ 混合器
３７３ 混合器
３７４ 混合器
３７５ 混合器
３９１ 移相器
３９２ 移相器
３９３ 移相器
３９４ 移相器
３９５ 移相器
４３３ リング発振回路
４５１ インバータ
４５２ インバータ
４５３ インバータ
４５４ インバータ
４５５ インバータ
４５６ インバータ
４５７ インバータ
４５８ インバータ
４５９ インバータ
４６０ インバータ
４６１ インバータ
４６２ インバータ
４６３ インバータ
４６４ インバータ
４６５ インバータ
４６６ インバータ
４６７ インバータ
４６８ インバータ
４６９ インバータ
４７０ インバータ

Claims (6)

1. 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された高周波信号が一方の入力に供給される混合回路と、この混合回路の他方の入力に供給される第１のリング発振回路と、前記混合回路の出力が供給される出力端子とを備え、前記混合回路は前記入力端子が一方の入力にそれぞれ接続された第１の混合器〜第Ｍの混合器（Ｍは３以上の自然数）からなり、前記第１のリング発振回路は少なくとも第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータによりリング発振回路が構成され、前記第Ｋ番目（Ｋは１〜２Ｍまでの順次加算される自然数）のインバータから出力される（−Ｋπ／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号と前記第（Ｍ＋Ｋ）番目のインバータから出力される（−（Ｍ＋Ｋ）π／Ｍ）ラジアンだけ位相シフトされた発振信号とが前記第Ｋ番目の混合器の他方の入力に平衡入力され、前記第Ｋ番目の混合器の出力と前記出力端子との間には（−２π＋Ｋπ／Ｍ）ラジアンの位相シフト量をもつ第Ｋ番目の移相器が設けられた混合装置。
2. 第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータには、差動増幅器が用いられた請求項１に記載の混合装置。
3. リング発振回路は第１のリング発振部と第２のリング発振部とからなり、前記第２のリング発振部は第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータからなり、前記第２のリング発振部において前記第Ｋ番目のインバータの出力と前記第（Ｋ＋２）番目のインバータの入力とが接続され、前記第１、第２のリング発振部を構成するそれぞれ第Ｋ番目の出力同士が接続された請求項１に記載の混合装置。
4. リング発振回路は、第１のリング発振部と、第３のリング発振部と前記第１のリング発振回路と、前記第３のリング発振回路の間に接続されるとともに位相を制御する位相制御部とからなり、前記第３のリング発振部はリング状に直列接続された第１番目のインバータ〜第２Ｍ番目のインバータからなり、前記位相制御部は前記第１のリング発振部を構成する前記第Ｋ番目のインバータの出力と前記第３のリング発振部を構成する前記第Ｋ番目のインバータの出力との間に、正方向に接続された第Ｋ番目のインバータと逆方向に接続された第Ｋ番目のインバータとがそれぞれ設けられた請求項１に記載の混合装置。
5. 少なくとも混合器とリング発振回路とは、同一のパッケージに集積された請求項１に記載の混合装置。
6. 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された高周波信号が供給されるフィルタと、このフィルタの出力信号が接続される請求項１に記載の混合装置と、この混合装置の出力信号が供給される出力端子とから構成され、イメージ妨害信号、リング発振回路からの基本周波数の３倍の周波数に対してＩＦだけ上側および下側に離れた妨害信号、リング発振回路からの基本周波数の５倍の周波数に対してＩＦだけ下側に離れた妨害信号となる周波数に関して前記フィルタの減衰特性が緩和された高周波受信装置。

Images