JP2008017650A

JP2008017650A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2008017650A
Application number: JP2006187605A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-07-07
Filing date: 2006-07-07
Publication date: 2008-01-24

Abstract

【課題】高電圧側から低電圧側に信号を伝達する際、従来必要とされていたフォトカプラを不要にして装置保護ができるようにし、低コスト化と高信頼化を図る。
【解決手段】ＩＧＢＴ４のコレクタに接続された電源短絡検知用ダイオード２５を流れる電流経路上に、トロイダルコアのような磁性体３３を設け、これに二次巻線３４を形成してそこに誘起される電圧Ｖ_CTを検出することにより、ＩＧＢＴの過電流状態または電源短絡状態、もしくはゲート駆動回路の電源電圧異常などを検出できるようにし、装置の保護が図れるようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は、インバータなどの電力変換装置、特にその保護機能を備えた電力変換装置に関する。

図４に電力変換装置の代表装置として直流から交流に変換するインバータの主回路構成を示す。同図において、１は直流電源回路、２はモータなどの負荷、３は電力半導体素子で構成されるインバータ部で、電圧と周波数の可変出力が可能である。なお、直流電源回路１は通常図示されない交流電源と、ダイオード整流器を介して大容量の直流平滑用電解コンデンサで構成されるのが一般的である。

また、インバータ３のうち、４は電力用半導体素子としてのＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、５はそれに逆並列に接続されたダイオード（ＦＷＤ）であり、これらが６回路設けられて構成される。回路６はＩＧＢＴ４の駆動および保護のための強電側の制御回路、また、回路７は電力変換装置の弱電側の制御回路で、各ＩＧＢＴのオン・オフ指令信号Ｓの作成と、制御回路６から故障信号Ｆを受けて保護動作などを実施する。強電側の制御回路と弱電側の制御回路との間には通常、電位差があるため、両者間で信号伝達を行なう場合はフォトカプラなどの絶縁器を必要とする。

図５に、制御回路６，７を含むゲート駆動回路例を示す。１０，３０はフォトカプラなどの絶縁器で、フォトカプラ１０はオン・オフ指令信号を弱電側から強電側に伝達する。１１は弱電側の電源回路、１２はオン・オフ用のスイッチ素子で、制御ブロック１３からのＰＷＭ（パルス幅変調）指令に応じてスイッチングを行ない、フォトカプラ１０の一次側ダイオード１４に電流を流す（または、流れている電流を遮断する）。なお、１５は電流制限用の抵抗である。

１６，１７は強電側の電源で、ＩＧＢＴのエミッタ電位に対して正負の電源となり、通常はトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ１８から供給する。１９，２０はバッファトランジスタで、フォトカプラ１０からの信号を増幅し、ゲート抵抗２１を介してＩＧＢＴ４をオンさせるために、ゲートに電荷を供給する（または、オフさせるためにゲート電荷を引き抜く）。また、２２は抵抗で、フォトカプラ１０の二次側トランジスタ２３がオープンコレクタ出力であることによる、プルアップのための抵抗である。

図５の動作について、図６も参照して説明する。
制御ブロック１３からの信号ＶｓｗがＬ（ロー）指令の場合は、トランジスタ１２がオフのため、ダイオード１４には電流は流れず、従ってトランジスタ２３はオフ、その結果、フォトカプラ１０の出力はＨ（ハイ）となるためトランジスタ１９がオンし、電源１６からＩＧＢＴ４のゲートに図６に点線で示す電流Ｉ１が流れ、ＩＧＢＴ４はオン状態となる。
これに対し、制御ブロック１３からの信号ＶｓｗがＨ指令の場合は上記とは逆の動作となり、ＩＧＢＴ４はオフ状態となる。

２５はＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CE検出用のダイオードで、通常は電源１６から図６に一点鎖線で示す電流Ｉ２を流し、ＩＧＢＴのＶ_CEを検出する。ＩＧＢＴに直流電源短絡（対向アームのＩＧＢＴが短絡故障した場合に、直流電源１がＩＧＢＴのターンオンによって短絡する現象）による過電流が流れると、電圧Ｖ_CEはゲート電源電圧１６以上となる。すなわち、ダイオード２５のアノード電位はツェナーダイオード２６のツェナー電圧以上となるため、トランジスタ２７はオンし、その結果、ダイオード２９を介してトランジスタ１９の強制遮断を行ない、ＩＧＢＴ４を強制遮断する。

以上のような技術は、例えば特許文献１や非特許文献１などに記載されている。
特開平１０−０７５５７８号公報富士ＩＧＢＴモジュールアプリケーションマニュアル（２００４年２月発行５−５〜５−６ページ参照）

フォトカプラ３０は、ＩＧＢＴの電源短絡現象によって強制遮断動作を実施したという情報を、強電側から弱電側の制御回路７に伝達するために設けられている。すなわち、トランジスタ２７がオンすることによってフォトカプラ３０の一次側ダイオードに電流が流れ、その結果、二次側のトランジスタがオンすることで、弱電側に電源短絡情報を伝達している。ここで３１，３２はフィルタ用ＲＣ、２４はトランジスタ２７の電流制限用抵抗である。

また、電力変換器システムのさらなる信頼性向上を図るために、図示はしていないがゲート駆動電源１６や１７の電圧異常を検出し、上記と同様に弱電側に情報伝達を行なう場合も、コンパレータ回路と組み合わせたフォトカプラや絶縁アンプ回路などを新たに必要となる。つまり、強電側から弱電側に異常状態の検出信号を伝達する場合、フォトカプラなどの高価な絶縁器が必要になるという問題がある。さらに、フォトカプラの特性には経年変化があるため、寿命の管理が必要になるという問題もある。

したがって、この発明の課題は、強電側から弱電側に異常状態の検出信号を伝達する場合に、フォトカプラなどの高価な絶縁器を不要にして装置保護ができるようにし、低コスト化と高信頼化を図ることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路を備えた電力変換装置において、
前記電力用半導体素子のコレクタ端子とゲート駆動回路との間に設けられ、前記電力用半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧を検出するダイオードに対し、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ゲート駆動回路から電流を流し、前記ダイオードに流れる電流値相当または電流変化率相当量を検出する検出手段を設けたことを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記検出手段を、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ダイオードに流れる電流を検出する磁性体とし、この磁性体には二次巻線を設けることができ（請求項２の発明）、この請求項２の発明においては、前記二次巻線の端子電圧を検出し、その検出値に応じて、前記電力用半導体素子が過電流状態または電源短絡状態であること、もしくは、前記ゲート駆動回路の電源電圧が異常であることを判断し、その結果に基づき電力変換装置の停止を含む保護動作を行なうことができる（請求項３の発明）。

すなわち、この発明は、過電流検出用としてＩＧＢＴのコレクタに接続されたダイオードに流れる電流またはその変化率を、トロイダルコアなどの磁性体に巻かれた二次巻線にて検出することを特徴としている。つまり、正常状態では、ＩＧＢＴのターンオンに伴い上記ダイオードには電流が流れるため、或る設計値に基づく電圧が二次巻線に発生する。一方、ＩＧＢＴが電源短絡状態となった場合は、上記ダイオードには電流が流れないため、二次巻線には電圧は発生しない。よって、ＩＧＢＴオン時において二次巻線電圧の有無を検出すれば、電源短絡状態か否かが判別可能となる。
また、上記ダイオードを流れる電流値は、ゲート駆動回路の電源電圧の大きさに依存するので、二次巻線電圧値を検出し、その値が設定値外となったらゲート電源電圧異常と判断することができる。

この発明によれば、電源短絡状態やゲート電源電圧異常の情報を、強電側から弱電側に伝達するのにトロイダルコアを用いるようにしたので、安価で長期信頼性のある電力変換器を提供することが可能となる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
電圧Ｖ_CE検出用ダイオード２５の配線にトロイダルコア３３を貫通させ（一次巻線として）、さらに二次巻線３４を設けて構成されている。よって、二次巻線側は強電側の一次巻線側とは電気的に絶縁されることになる。
図１のような構成で、ＩＧＢＴ４のターンオンに伴いダイオード２５に電流Ｉ_Diが流れると、トロイダルコア３３はトランス動作をするため、二次巻線３４の出力端子（ａ−ｂ）間にはトロイダルコアの透磁率やＩ_Diの大きさやその変化率に応じた電圧Ｖ_CTが発生する。また、ダイオード２５を流れる電流Ｉ_Diの大きさは、ゲート電源電圧１６，１７に依存するので、電源電圧値が高いほど大きくなり、その結果Ｖ_CTも高くなる。

以上の動作を示すのが、図２（ａ）である。Ｉ_Di，Ｖ_CTの太線は、ゲート電源電圧値が高い場合を示している。また、Ｖ_CT（高Ｚ）とＶ_CT（低Ｚ）は、端子ａｂ間に接続するインピーダンスが高い場合と低い場合を示している。いずれの場合も、Ｉ_Diの大きさやその変化率に応じて電圧が発生する。
図２（ｂ）は、ＩＧＢＴが電源短絡状態となった場合の波形を示す。
ここでは、ＩＧＢＴの電圧Ｖ_CEが、ダイオード２５が導通するほどには低下しないため（Ｖ_CE＞ゲート電源電圧値）、Ｉ_Di，Ｖ_CTともに０Ａ，０Ｖのままとなっている。また、図１ではトロイダルコアとしたが、ダイオード２５の電流を検出することが目的であるため、必ずしも円形やギャップレスである必要もない。挿入位置も、抵抗３１に流れる電流経路上ならばどこでも良い。

図３（ａ）に、電源短絡検知回路の例を示す。
ここでは、検出電圧Ｖ_CTをコンパレータ回路３５の正側（＋）端子に入力し、負側（−）端子には或る設定値ＳＥ１を入力する。従って、電源短絡状態である検出電圧Ｖ_CT≒０の状態が続くと、コンパレータ回路３５の出力はＬレベルが出力され続け、ＳＲフリップフロップ回路３７はセットされず（Ｑ出力はＬレベルのまま）、信号Ｖｓｗもオン指令でＬレベルのため、論理回路３８の出力Ｄ１はＨレベルとなる。

これに対し、通常時は検出電圧Ｖ_CTが或る値となるため、コンパレータ回路３５の出力はＨレベルとなり、ＳＲフリップフロップ回路３７はセットされる（Ｑ出力はＨレベルとなる）。その結果、論理回路３８の出力Ｄ１はＬレベルとなる。すなわち、図３（ａ）の回路では、電源短絡状態になったときのみ、論理回路３８の出力Ｄ１はＨレベルとなる。また、論理回路３８は、信号Ｖｓｗのオフ指令でリセットされる。図３（ａ）の回路は、強電側と絶縁するため、弱電側の電位上に形成される。

図３（ｂ）に、電源電圧の異常検知回路の例を示す。
コンパレータ回路４０と４１はウインドウコンパレータ回路を形成し、電圧Ｖ_CTが或る設定内（ＳＥ１とＳＥ２）にある場合のみ、論理回路４２の出力はＨレベルとなる。
回路３７，３８の動作は図３（ａ）と同様で、ゲート電源電圧が設定値以上または以下となった場合のみ、回路３８の出力Ｄ２はＨレベルとなる。
以上のように、信号Ｄ２を用いることにより、制御回路７内でＩＧＢＴの全オフ指令出力などの保護処理動作が可能となる。

この発明の実施の形態を示す回路構成図図１の動作説明図で、（ａ）は通常動作時、（ｂ）は電源短絡時を示す。電源短絡検出回路（ａ）と電源電圧検出回路（ｂ）の例を示す回路図一般的なインバータを示す主回路図ゲート駆動回路の具体例を示す回路図図５の動作を説明するための電流経路図

符号の説明

４…ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、６，７…制御回路、１０，３０…フォトカプラ、１１…弱電側電源、１２，１９，２０，２３，２７…トランジスタ、１３…制御ブロック、１４，２５，２９…ダイオード、１５，２１，２２，２４，３１…抵抗、１６，１７…強電側電源、２６…ツェナーダイオード、３２…コンデンサ、３３…トロイダルコア、３４…二次巻線、３５，４０，４１…コンパレータ回路、３７…フリップフロップ回路、３８，４２…論理回路。

Claims

電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路を備えた電力変換装置において、
前記電力用半導体素子のコレクタ端子とゲート駆動回路との間に設けられ、前記電力用半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧を検出するダイオードに対し、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ゲート駆動回路から電流を流し、前記ダイオードに流れる電流値相当または電流変化率相当量を検出する検出手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
前記検出手段を、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ダイオードに流れる電流を検出する磁性体とし、この磁性体には二次巻線を設けることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記二次巻線の端子電圧を検出し、その検出値に応じて、前記電力用半導体素子が過電流状態または電源短絡状態であること、もしくは、前記ゲート駆動回路の電源電圧が異常であることを判断し、その結果に基づき電力変換装置の停止を含む保護動作を行なうことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。