JP2008011665A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】燃料電池を系統電源に系統連系するために好適な電力変換装置を提供する。
【解決手段】高周波絶縁トランスを用いたフルブリッジ方式のＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、トランスの１次側は２並列に接続される。トランスの２次側は２直列に接続される。直列接続されて１系統にまとめられた２次側出力は次段の１組の整流回路に接続される。更に、ＤＣ‐ＤＣコンバータの入力電流は繰返し制御によって制御される。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。本発明は特に、直流電流を特性の異なる直流電流に変換する電力変換装置に関する。

従来の主流な発電方式に対する代替手段として、燃料電池、太陽電池に例示される発電方式が注目されている。燃料電池や太陽電池は、低電圧大容量の電力を発生するのに適している。こうした電力は、より高電圧の系統と連系することが望まれている。低電圧大容量の電力を系統と連系できる高電圧の電力に変換する技術が望まれている。

特許文献１には、燃料電池のように電圧が低く電流の多い電源を入力とする系統連系インバータにおける電力損失を減らし、直流電力源の出力電流リップルを改善することを目的とする系統連系インバータ装置が記載されている。

特許文献２には、スイッチング損失の低減化を図り、スイッチング素子にＭＯＳ‐ＦＥＴを使用した場合、オン抵抗が低い低耐圧のＭＯＳ‐ＦＥＴの使用を可能とすることを目的とするＤＣ‐ＤＣコンバータが記載されている。
特開２００４‐２７４８９３号公報 特許第３４６３８０７号公報

本発明の目的は、低電圧大電流の電源の電圧を昇圧するのに適した電力変換装置を提供することである。
本発明の他の目的は、低電圧大電流の電源の電圧を高効率で昇圧するのに適した電力変換装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、低電圧大電流の電源の電圧を昇圧するコンパクトな電力変換装置を提供することである。
本発明の更に他の目的は、低電圧大電流の電源の入力電流リプルを抑制して電圧を昇圧する電力変換装置を提供することである。

以下に、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号を括弧付きで用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

高周波絶縁トランスを用いたフルブリッジ方式のＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、トランスの１次側は２並列に接続される。トランスの２次側は２直列に接続される。直列接続されて１系統にまとめられた２次側出力は次段の１組の整流回路に接続される。更に、ＤＣ‐ＤＣコンバータの入力電流は繰返し制御によって制御される。

本発明による電流変換装置は、電源（２）から供給される直流電流を第１のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第１端子対に供給する第１変換部（１４）と、電源（２）から第１変換部（１４）と並列に供給される直流電流を第２のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第２端子対に供給する第２変換部（１６）と、第１端子対に接続された１次巻線を備えた第１トランス部（ＨＴｒ１）と、第２端子対に接続された１次巻線を備えた第２トランス部（ＨＴｒ２）とを備える。第１トランス部（ＨＴｒ１）の２次巻線と第２トランス部（ＨＴｒ２）の２次巻線とは直列に接続されて下段に出力電流を出力する。

本発明による電力変換装置は、出力電流を整流する整流部（２０）を備える。

本発明による電力変換装置において、直流電流は電源（２）からリアクトルを介さずに第１のフルブリッジ回路と第２のフルブリッジ回路とに供給される。

本発明による電力変換装置において、第１のフルブリッジ回路はＭＯＳＦＥＴを用いて構成される。

本発明による電力変換装置において、第１のフルブリッジ回路が生成する電流波形と第２のフルブリッジ回路が生成する電流波形とは波形が同じであり位相がずれている。

本発明による電力変換装置は、電源（２）から当該電力変換装置に供給される電流の大きさを電流指令値に近づけるように第１変換部（１４）と第２変換部（１６）とのスイッチング動作に対して繰返し制御を行う繰返し制御部（３４）を備える。

本発明による電力変換装置は、出力電流を系統電源（３０）が供給する電流と連系するように変換する連系部（２２、２４、２６、２８）を備える。

本発明による電力変換装置は、電源（２）から当該電力変換装置に供給される電流を電流指令値に近づけるように第１変換部（１４）と第２変換部（１６）とのスイッチング動作に対して所定の周波数で繰返し制御を行う繰返し制御部（３４）を備える。所定の周波数は、系統電源（３０）の周波数の整数倍以上、好ましくは２倍以上である。

本発明による系統連系システムは、直流電流を発生する電源（３４）と、電源（３４）から供給される直流電流を第１のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第１端子対に供給する第１変換部（１４）と、電源（３４）から第１変換部（１４）と並列に供給される直流電流を第２のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第２端子対に供給する第２変換部（１６）と、第１端子対に接続された１次巻線を備えた第１トランス部（ＨＴｒ１）と、第２端子対に接続された１次巻線を備えた第２トランス部（ＨＴｒ２）とを備える。第１トランス部（ＨＴｒ１）の２次巻線と第２トランス部（ＨＴｒ２）の２次巻線とは直列に接続されて下段に出力電流を出力する。系統連系システムは更に、出力電流を系統電源（３０）が供給する電流と連系するように変換する連系部（２２、２４、２６、２８）を備える。

本発明による系統連系システムにおいて、電源（２）は燃料電池を含む。

本発明によれば、低電圧大電流の電源の電圧を昇圧するのに適した電力変換装置が提供される。
更に本発明によれば、低電圧大電流の電源の電圧を高効率で昇圧するのに適した電力変換装置が提供される。
更に本発明によれば、低電圧大電流の電源の電圧を昇圧するコンパクトな電力変換装置が提供される。
更に本発明によれば、低電圧大電流の電源の入力電流リプルを抑制して電圧を昇圧する電力変換装置が提供される。

以下、図面を参照しながら本発明を実施するための最良の形態について説明する。図１は、本実施の形態における電力変換装置を用いた系統連系回路を示す。系統連系回路は、燃料電池２に接続される。燃料電池２は、固体酸化物型（ＳＯＦＣ）、溶融炭酸塩型（ＭＣＦＣ）、固体高分子型（ＰＥＦＣ）、リン酸型（ＰＡＦＣ）、直接メタノール型（ＤＭＦＣ）等のいずれの型でもよい。燃料電池２に代えて、他の種類の低電圧高電流を得やすい直流電流を生成する装置、例えば二次電池や太陽電池に接続されてもよい。また、図１では連係される系統を単相電源で示しているが、三相電源であってもよい。

燃料電池２の正極と負極の間にＬＣフィルタ４が接続される。ＬＣフィルタ４の後段側の正極側の配線Ｌ１と負極側の配線Ｌ２にはＤＣ‐ＤＣコンバータ１２が接続される。ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２は、第１変換部１４、第２変換部１６、トランス部１８及び整流部２０を含む。ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２は燃料電池２が生成しＬＣフィルタ４を介して供給される直流をより高電圧の直流に変換して後段側に出力する。ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の後段側には平滑コンデンサ２２が接続される。平滑コンデンサ２２の後段側にはＤＣ‐ＤＣコンバータ１２から平滑コンデンサ２２を介して供給される直流を交流に変換するインバータ回路２４が接続される。インバータ回路２４の後段側にはインバータ回路２４から供給される交流の高調波成分を低減するＡＣフィルタ２６が接続される。ＡＣフィルタ２６の後段側は連系リレー２８を介して例えば、単相２００Ｖの系統電源３０と連系接続される。

配線Ｌ１には配線Ｌ１を流れる電流を検出して電流検出値ＤＣＩを生成する電流計６が設置される。系統連系回路は減算器８を備える。減算器８は、外部の回路から入力する電流指令値ＤＣＩ＊と電流検出値ＤＣＩとの差を出力する。系統連系回路は更に、電流制御器１０を備える。電流制御器１０は、減算器８が出力する差に基づいて第１変換部１４と第２変換部１６とのスイッチング素子を制御する。

図２は、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の回路を示す。第１変換部１４はスイッチング素子Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３及びＧ４を含むフルブリッジ回路を備える。第２変換部１６はスイッチング素子Ｇ５、Ｇ６、Ｇ７及びＧ８を含むフルブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８としてはＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を使用することが可能である。本実施の形態においては、高い昇圧比を得ることが重要であるという点において、オン電圧がＩＧＢＴよりも小さいＭＯＳＦＥＴが使用されることが好ましい。

スイッチング素子Ｇ１のドレイン側は配線Ｌ１に接続される。スイッチング素子Ｇ１のソース側はスイッチング素子Ｇ２のドレイン側に接続される。スイッチング素子Ｇ１のソース側とスイッチング素子Ｇ２のドレイン側との間にはノードｕ１が設けられる。スイッチング素子Ｇ２のソース側は配線Ｌ２に接続される。

スイッチング素子Ｇ３のドレイン側は配線Ｌ１に接続される。スイッチング素子Ｇ３のソース側はスイッチング素子Ｇ４のドレイン側に接続される。スイッチング素子Ｇ３とスイッチング素子Ｇ４との間にはノードｖ１が設けられる。スイッチング素子Ｇ４のソース側は配線Ｌ２に接続される。

スイッチング素子Ｇ５のドレイン側は配線Ｌ１に接続される。スイッチング素子Ｇ５のソース側はスイッチング素子Ｇ６のドレイン側に接続される。スイッチング素子Ｇ５とスイッチング素子Ｇ６との間にはノードｕ２が設けられる。スイッチング素子Ｇ６のソース側は配線Ｌ２に接続される。

スイッチング素子Ｇ７のドレイン側は配線Ｌ１に接続される。スイッチング素子Ｇ７のソース側はスイッチング素子Ｇ８のドレイン側に接続される。スイッチング素子Ｇ７とスイッチング素子Ｇ８との間にはノードｖ２が設けられる。スイッチング素子Ｇ８のソース側は配線Ｌ２に接続される。

トランス部１８は高周波絶縁トランスＨＴｒ１、ＨＴｒ２を含む。高周波絶縁トランスＨＴｒ１の鉄芯と高周波絶縁トランスＨＴｒ２の鉄芯とは分離されている。ノードｕ１は高周波絶縁トランスＨＴｒ１の１次巻線の第１端に接続される。ノードｖ１は高周波絶縁トランスＨＴｒ１の１次巻線の第２端に接続される。ノードｕ２は高周波絶縁トランスＨＴｒ２の１次巻線の第１端に接続される。ノードｖ２は高周波絶縁トランスＨＴｒ２の１次巻線の第２端に接続される。すなわち、第１変換部１４と第２変換部１６とは配線Ｌ１、Ｌ２とトランス部１８との間に並列に接続される。

このようにフルブリッジ回路と高周波絶縁トランスとを用いた昇圧回路は、大きい昇圧比を得るのに適している。そのため、低電圧大電流の電源である燃料電池２の電圧を系統連系のために昇圧する電力変換機に好適である。大きい昇圧比が得られると、セル枚数の少ない燃料電池２を用いて系統連系ができるため、コストが低減される。トランス部１８の１次側が並列であるために、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の入力電流が同じならば単一の高調波絶縁トランスによって電圧を昇圧する場合よりも各トランスに流れる電流が小さい。そのため、同じ線径の巻線を使用した場合に銅損を低減することができる。

トランスの鉄芯のサイズは、その磁束密度の最大値が材質で定まるある上限値以下に収まるように選定することが必要である。トランス部１８が２個のトランスを備えていることにより、２個の小型鉄芯が使用され、単一の鉄芯を用いる場合に比べて全体のサイズ（ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の内部におけるトランス部１８の占有容積）が低減する。

高周波絶縁トランスＨＴｒ１の２次巻線の第１端（１次巻線の第１端に対応する側）と高周波絶縁トランスＨＴｒ２の２次巻線の第２端（１次巻線の第２端に対応する側）とは全波整流回路である整流部２０に接続される。高周波絶縁トランスＨＴｒ１の２次巻線の第２端（１次巻線の第２端に対応する側）と高周波絶縁トランスＨＴｒ２の２次巻線の第１端（１次巻線の第１端に対応する側）とは互いに接続される。即ち、高周波絶縁トランスＨＴｒ１と高周波絶縁トランスＨＴｒ２とは２次巻線側が直列に接続されて下段側に出力電流を出力する。その下段側には出力電流を整流する整流部２０が接続される。

トランス部１８の２次側において２個のトランスが直列に接続されていることにより、各トランスの１次側に対する２次側の巻数比はトランスが単一の場合に比べて半分である。このため、同一巻線の場合は抵抗が半減する。更に、トランス１８の２次側において２個のトランスが直列に接続されていることにより、２個のトランスの間に発生する循環電流を原理的に無くすことができる。これにより、２個のトランスの各々に対して個別に電流制御を行う必要がなく、１台の制御器によって電流制御が可能である。

トランス部１８は、３以上の高周波絶縁トランスを備えていてもよい。その場合、１次側は３以上の互いに並列に接続された変換部に接続される。３以上の２次側の巻線は直列に接続される。

図３は、電流制御器１０を説明するための図である。電流制御器１０には減算器８が生成する電流指令値ＤＣＩ＊と電流検出値ＤＣＩとの差が入力する。電流制御器１０は比例積分補償器３２を備え、電流値を比例積分制御を実行するように制御信号を出力する。電流制御器１０は更に繰返し補償器３４を備える。繰返し補償器３４は、所定の周波数でＤＣ‐ＤＣコンバータ１２に入力する入力電流のリプルを低減するように繰返し制御を行うための制御信号を出力する。その所定の周波数は、系統電源３０の周波数の整数倍以上であることが好ましく、２倍以上、例えば２．５倍であることが好ましい。比例積分補償器３２が出力する制御信号と繰返し補償器３４が出力する制御信号とは加算器３６において加算されて合成制御信号として出力される。制御器１０は合成制御信号を用いてスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８のスイッチングのタイミングを制御する。

繰返し制御を採用することにより、入力電流リプルの低減が達成される。特に、本実施の形態におけるフルブリッジ回路と高周波絶縁トランスとを用いた昇圧回路と組み合わせることにより、大きい昇圧比と小さい入力電流リプルとが同時に達成される。入力電流リプルが低減されれば、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の入力段に設置されるＬＣフィルタ４のリアクトルを省略できる。すなわち、第１変換部１４のフルブリッジ回路と第２変換部１６のフルブリッジ回路とに燃料電池２からの直流電流がリアクトルを介さずに供給される。そのため、リアクトルで発生する損失を無くすことができ、ＤＣ‐ＤＣコンバータの変換効率が向上する。

以上の構成を備える電力変換装置は、次のように動作する。燃料電池２が直流電流を発生する。その直流電流の電圧は例えば４０Ｖ〜７０Ｖ程度である。その直流電流は、ＬＣフィルタ２６においてノイズを低減され、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１２に入力する。

電流計６は電流検出値ＤＣＩを出力する。電力変換装置の外部から電流指令値ＤＣＩ＊が与えられる。減算器８は電流指令値ＤＣＩ＊と電流検出値ＤＣＩとの差を算出して出力する。電流制御器１０は、その差を用いて比例積分補償と繰返し補償をするための合成制御信号を出力する。

電流制御部１０からの合成制御信号によってスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８が動作する。スイッチング素子Ｇ１とＧ４が同時にオン状態になり、スイッチング素子Ｇ２とＧ３が同時にオフ状態になると、高周波絶縁トランスＨＴｒ１の１次巻線の第１端が正電圧、第２端が負電圧となる。スイッチング素子Ｇ１とＧ４が同時にオフ状態になり、スイッチング素子Ｇ２とＧ３が同時にオン状態になると、高周波絶縁トランスＨＴｒ１の１次巻線の第１端が負電圧、第２端が正電圧となる。この繰返しによって発生する交番磁界によって高周波絶縁トランスＨＴｒ１の２次巻線に１次側に対して高電圧の交流が発生する。

スイッチング素子Ｇ５とＧ８が同時にオン状態になり、スイッチング素子Ｇ６とＧ７が同時にオフ状態になると、高周波絶縁トランスＨＴｒ２の１次巻線の第１端が正電圧、第２端が負電圧となる。スイッチング素子Ｇ５とＧ８が同時にオン状態になり、スイッチング素子Ｇ６とＧ７が同時にオフ状態になると、高周波絶縁トランスＨＴｒ２の１次巻線の第１端が負電圧、第２端が正電圧となる。この繰返しによって発生する交番磁界によって高周波絶縁トランスＨＴｒ２の２次巻線に１次側に対して高電圧の交流が発生する。

直列に接続された高周波絶縁トランスＨＴｒ１の２次巻線と高周波絶縁トランスＨＴｒ２の２次巻線との交流は、整流部２０によって直流に変換されてＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の後段側に供給される。その直流の電圧は例えば３６０Ｖである。その直流は平滑コンデンサ２２によって平滑化され、インバータ回路２４によって交流に変換される。更に、ＡＣフィルタ２６によって高調波成分が低減され、連系リレー２８を介して系統電源３０との連系がなされる。

図４は、スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８の動作の一例を示すタイミングチャートである。スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８の動作は、鋸歯状のキャリア波を用いて制御される。電流制御器１０は、スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ４を制御するための第１のキャリア波とスイッチング素子Ｇ５〜Ｇ８を制御するための第２のキャリア波とを発生する。

図４（ａ）に示される鋸歯状の波形は第１のキャリア波の波形を示す。第１のキャリア波は周期的な波形を有し、時刻ｔ１〜ｔ４にその一周期が含まれる。時刻ｔ１において第１のキャリア波の信号の大きさはゼロである。時刻ｔ１〜ｔ４の区間において第１のキャリア波の信号の大きさは１次関数的に増大し、時刻ｔ４において所定の最大値に至る。時刻ｔ４において第１のキャリア波の信号の大きさはパルス的に急激に低下してゼロに至る。すなわち、第１のキャリア波は右肩上がりの鋸歯状の形状を有する。

図４（ｂ）に示される鋸歯状の波形は第２のキャリア波の波形を示す。第２のキャリア波は周期的な波形を有し、第１のキャリア波と等しい時刻ｔ１〜ｔ４にその一周期が含まれる。時刻ｔ１において第１のキャリア波の信号の大きさはゼロからパルス的に急激に立ち上がり、第１のキャリア波と同じに設定された所定の最大値に至る。時刻ｔ１〜ｔ４の区間において第２のキャリア波の信号の大きさは１次関数的に減少し、時刻ｔ４においてゼロに至る。時刻ｔ４において第２のキャリア波の信号の大きさはパルス的に急激に増大して所定の最大値に至る。すなわち、第２のキャリア波は右肩下がりの鋸歯状の形状を有する。第１のキャリア波の立ち下がり時刻と第２のキャリア波の立ち上がり時刻とは等しい。

電流制御器１０は、図４（ａ）に示される第１のキャリア波の信号の大きさと指令値（上述の合成制御信号の大きさ）とを比較した結果を用いてスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ４を制御する。指令値の方が大きいとき（時刻ｔ１〜ｔ３）はスイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオンに制御され、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオフに制御される。キャリア波の信号の大きさの方が大きいとき（時刻ｔ３〜ｔ４）はスイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオフに制御され、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオンに制御される。

電流制御器１０は、図４（ｂ）に示される第２のキャリア波の信号の大きさと、図４（ａ）と同一の指令値とを比較した結果を用いてスイッチング素子Ｇ５〜Ｇ８を制御する。キャリア波の信号の大きさの方が大きいとき（時刻ｔ１〜ｔ２）はスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオフに制御され、スイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオンに制御される。指令値の方が大きいとき（時刻ｔ２〜ｔ４）はスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオンに制御され、スイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオフに制御される。

こうした制御によれば、スイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオンである時間の割合とスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオンである時間の割合とは等しい。スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオンである時間の割合とスイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオンである時間の割合とは等しい。第１変換部１４が発生する電流波形と第２変換部１６が発生する電流波形とは波形が同じで位相がずれている。こうした制御によれば、スイッチング素子Ｇ１、Ｇ４のオン／オフとスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８のオン／オフが逆である時間（ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４）が存在する。同時に、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３のオン／オフとスイッチング素子Ｇ６、Ｇ７のオン／オフが逆である。そのため、電流リプルが低減されるという効果が達成される。

図５は、スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８の動作の他の例を示すタイミングチャートである。スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ８の動作は、鋸歯状のキャリア波を用いて制御される。電流制御器１０は、スイッチング素子Ｇ１〜Ｇ４を制御するための第１のキャリア波とスイッチング素子Ｇ５〜Ｇ８を制御するための第２のキャリア波とを発生する。

図５（ａ）に示される鋸歯状の波形は第３のキャリア波の波形を示す。第３のキャリア波は周期的な波形を有し、時刻ｔ１１〜ｔ１５にその一周期が含まれる。時刻ｔ１１において第３のキャリア波の信号の大きさはゼロである。時刻ｔ１１〜ｔ１５の区間において第３のキャリア波の信号の大きさは１次関数的に増大し、時刻ｔ１５において所定の最大値に至る。時刻ｔ１５において第３のキャリア波の信号の大きさはパルス的に急激に低下してゼロに至る。すなわち、第３のキャリア波は右肩上がりの鋸歯状の形状を有する。

図５（ｂ）に示される鋸歯状の波形は第４のキャリア波の波形を示す。第４のキャリア波は第３のキャリア波と相同的で周期が等しい。第３のキャリア波と第４のキャリア波とは位相がずれている。

電流制御器１０は、図５（ａ）に示される第３のキャリア波の信号の大きさと指令値（上述の合成制御信号の大きさ）とを比較した結果を用いてスイッチング素子Ｇ１〜Ｇ４を制御する。指令値の方が大きいとき（時刻ｔ１１〜ｔ１４）はスイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオンに制御され、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオフに制御される。キャリア波の信号の大きさの方が大きいとき（時刻ｔ１４〜ｔ１５）はスイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオフに制御され、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオンに制御される。

電流制御器１０は、図５（ｂ）に示される第４のキャリア波の信号の大きさと、図５（ａ）と同一の指令値とを比較した結果を用いてスイッチング素子Ｇ５〜Ｇ８を制御する。指令値の方が大きいとき（時刻〜ｔ１２）はスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオンに制御され、スイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオフに制御される。キャリア波の信号の大きさの方が大きいとき（時刻ｔ１２〜ｔ１３）はスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオフに制御され、スイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオンに制御される。

こうした制御によれば、スイッチング素子Ｇ１、Ｇ４がオンである時間の割合とスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８がオンである時間の割合とは等しい。スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３がオンである時間の割合とスイッチング素子Ｇ６、Ｇ７がオンである時間の割合とは等しい。第１変換部１４が発生する電流波形と第２変換部１６が発生する電流波形とは波形が同じで位相がずれている。こうした制御によれば、スイッチング素子Ｇ１、Ｇ４のオン／オフとスイッチング素子Ｇ５、Ｇ８のオン／オフが逆である時間（〜ｔ１１、ｔ１２〜ｔ１３）が存在する。同時に、スイッチング素子Ｇ２、Ｇ３のオン／オフとスイッチング素子Ｇ６、Ｇ７のオン／オフが逆である。そのため、図４の例と同じように電流リプルが低減されるという効果が達成される。

図１は、ＤＣ‐ＤＣコンバータを用いた系統連系回路を示す。 図２は、ＤＣ‐ＤＣコンバータの回路を示す。 図３は、電流制御器を説明するための図である。 図４は、スイッチング素子の動作を示すタイミングチャートである。 図５は、スイッチング素子の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

２…燃料電池
４…入力フィルタ
６…電流計
８…減算器
１０…電流制御器
１２…ＤＣ‐ＤＣコンバータ
１４…第１変換部
１６…第２変換部
１８…トランス部
２０…整流部
２２…平滑コンデンサ
２４…インバータ回路
２６…ＡＣフィルタ
２８…連系リレー
３０…系統電源
Ｇ１〜Ｇ８…スイッチング素子
ＨＴｒ１、ＨＴｒ２…高周波絶縁トランス
３２…比例積分補償器
３４…繰返し補償器
３６…加算器

Claims (11)

1. 電源から供給される直流電流を第１のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第１端子対に供給する第１変換部と、
   前記電源から前記第１変換部と並列に供給される直流電流を第２のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第２端子対に供給する第２変換部と、
   前記第１端子対に接続された１次巻線を備えた第１トランス部と、
   前記第２端子対に接続された１次巻線を備えた第２トランス部
   とを具備し、
   前記第１トランス部の２次巻線と前記第２トランス部の２次巻線とは直列に接続されて下段に出力電流を出力する
   電力変換装置。
2. 請求項１に記載された電力変換装置であって、
   更に、前記出力電流を整流する整流部
   を具備する
   電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載された電力変換装置であって、
   前記直流電流は、前記電源からリアクトルを介さずに前記第１のフルブリッジ回路と前記第２のフルブリッジ回路とに供給される
   電力変換装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載された電力変換装置であって、
   前記第１のフルブリッジ回路はＭＯＳＦＥＴを用いて構成される
   電力変換装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載された電力変換装置であって、
   前記第１のフルブリッジ回路が生成する電流波形と前記第２のフルブリッジ回路が生成する電流波形とは位相がずれている
   電力変換装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載された電力変換装置であって、
   更に、前記電源から当該電力変換装置に供給される電流の大きさを電流指令値に近づけるように前記第１変換部と前記第２変換部とのスイッチング動作に対して繰返し制御を行う繰返し制御部
   を具備する
   電力変換装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載された電力変換装置であって、
   更に、前記出力電流を系統電源が供給する電流と連系するように変換する連系部
   を具備する
   電力変換装置。
8. 請求項７に記載された電力変換装置であって、
   更に、前記電源から当該電力変換装置に供給される電流を電流指令値に近づけるように前記第１変換部と前記第２変換部とのスイッチング動作に対して所定の周波数で繰返し制御を行う繰返し制御部
   を具備し、
   前記所定の周波数は、前記系統電源の周波数の整数倍以上である
   電力変換装置。
9. 請求項８に記載された電力変換装置であって、
   更に、前記電源から当該電力変換装置に供給される電流を電流指令値に近づけるように前記第１変換部と前記第２変換部とのスイッチング動作に対して所定の周波数で繰返し制御を行う繰返し制御部
   を具備し、
   前記所定の周波数は、前記系統電源の周波数の２倍以上である
   電力変換装置。
10. 直流電流を発生する電源と、
    前記電源から供給される直流電流を第１のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第１端子対に供給する第１変換部と、
    前記電源から前記第１変換部と並列に供給される直流電流を第２のフルブリッジ回路により高周波電流に変換して第２端子対に供給する第２変換部と、
    前記第１端子対に接続された１次巻線を備えた第１トランス部と、
    前記第２端子対に接続された１次巻線を備えた第２トランス部
    とを具備し、
    前記第１トランス部の２次巻線と前記第２トランス部の２次巻線とは直列に接続されて下段に出力電流を出力し、
    更に、前記出力電流を系統電源が供給する電流と連系するように変換する連系部
    を具備する
    系統連系システム。
11. 請求項１０に記載された系統連系システムであって、
    前記電源は燃料電池を含む
    系統連系システム。

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