JP2008099481A - チャージポンプ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 従来のチャージポンプ回路では、起動時に発生するコンデンサへの突入電流を十分に制御することが困難であった。
【解決手段】 チャージポンプ回路は、充放電用コンデンサと、充放電用コンデンサに流れる定電流を生成する定電流生成回路と、充放電用コンデンサの一端と接地電位との間に接続され、ゲート電極に制御信号の出力端子あるいは定電流生成回路が接続されるトランジスタと、トランジスタのゲート電極に、制御信号の出力端子あるいは定電流生成回路を選択的に接続する切り替え回路とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明はチャージポンプ回路に関し、特に切り替え回路を有するチャージポンプ回路に関する。

従来から、電源電圧を昇圧する回路としてチャージポンプ回路が用いられている。図５に一般的なチャージポンプ回路を示す。制御信号生成回路５１によって出力される制御信号に基づいて、それぞれＰＭＯＳトランジスタＰ１とＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートを駆動する。ここで、ＮＭＯＳトランジスタＮ１がオン状態でＰＭＯＳトランジスタＰ１がオフ状態の場合、コンデンサＣ３には電源電圧ＶＤＤ−ＶＦ（ダイオードの順方向電圧）の電圧がチャージされる。次に、ＰＭＯＳトランジスタＰ１がオン状態でＮＭＯＳトランジスタＮ１がオフ状態の場合、コンデンサＣ４には２ＶＤＤ−２ＶＦが発生する。このようにして、チャージポンプ回路は、電源電圧ＶＤＤを昇圧させた電圧（２ＶＤＤ−２ＶＦ）を出力端子Ｖｏｕｔに出力している。このようなチャージポンプ回路では、起動時において、例えばラッチアップ等を防止するため、突入電流を防止する必要がある。このような突入電流を防止するためのチャージポンプ回路が特許文献１に示されている。

図６に特許文献１に記載のチャージポンプ回路６００を示す。チャージポンプ回路６００は、第１のスイッチＳＷ１〜第４のスイッチＳＷ４のオンあるいはオフ状態を制御する制御信号生成回路６１、トランジスタＱ１〜Ｑ６、コンデンサＣｐ、Ｃｏを有している。トランジスタＱ１及びＱ２はカレントミラー回路によって構成され、トランジスタＱ１及びＱ４もまたカレントミラー回路によって構成されている。また、充放電用コンデンサＣｐの一端とトランジスタＱ２との間には第１のスイッチＳＷ１が接続され、充放電用コンデンサＣｐの他端とトランジスタＱ４との間には第４のスイッチＳＷ４が接続されている。また、トランジスタＱ１には電流可変用トランジスタＱ６が接続されている。

電源投入時の初期状態では、トランジスタＱ６のオン抵抗を大きくするように制御することによって、コンデンサＣｐに流れる電流を制限していた。つまり、トランジスタＱ２及びＱ４に流れる電流を制限することによって、充放電用コンデンサＣｐの両端に接続されているスイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ４に供給する定電流を制限していた。このように、特許文献１に記載のチャージポンプ回路では、電源投入時の初期状態において、出力電圧が所定値まで上昇する間は、コンデンサへ突入電流が流れるのを防止している。

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、電源投入時の初期状態において、トランジスタＱ６のオン抵抗を大きくするように制御することによって突入電流を減少させることはできるが、突入電流値の制御を可能とするわけではない。つまり、コンデンサへの突入電流値を一定のレベルに制限していただけであり、突入電流値を正確に設定することは困難であった。
特開２００５−５７９６９号公報

上記したように、従来のチャージポンプ回路では、起動時に発生するコンデンサへの突入電流を十分に制御することが困難であった。

本発明の１態様によるチャージポンプ回路は、充放電用コンデンサと、充放電用コンデンサに流れる定電流を生成する定電流生成回路と、充放電用コンデンサの一端と接地電位との間に接続され、ゲート電極に制御信号の出力端子あるいは定電流生成回路が接続されるトランジスタと、トランジスタのゲート電極に、制御信号の出力端子あるいは定電流生成回路を選択的に接続する切り替え回路とを有する。

本発明のチャージポンプ回路によれば、起動時に発生するコンデンサへの突入電流を制御することが可能となる。また、突入電流を制御することが可能となるため、電源装置そのものや電源装置を含む機器の信頼性に影響を及ぼしたり、誤作動するのを防ぐことが可能となる。また、チャージポンプ回路の電流消費を抑制することが可能となるため、装置全体の電流消費を制御することが可能となる。

本発明のチャージポンプ回路によれば、起動時に発生するコンデンサへの突入電流を制御することが可能となる。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に関わるチャージポンプ回路を示す図である。図１に示すように、本実施の形態のチャージポンプ回路１００は、昇圧動作部１０、定電流生成回路２０、制御信号生成回路３０、第１の切り替え回路４０を有している。

昇圧動作部１０は、充放電用コンデンサ（以降、第１のコンデンサＣ１と称す）、第２のコンデンサＣ２、第１のダイオードＤｉ１、第２のダイオードＤｉ２、第１のトランジスタＰ１、第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１を有している。第１のＰＭＯＳトランジスタＰ１のソースは電源電位ＶＤＤに接続され、ドレインは第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のソースは接地電位に接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＰ１のゲートには、制御信号生成回路３０が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには第１の切り替え回路４０が接続されている。

第１のコンデンサＣ１の一端は第１のダイオードＤｉ１を介して電源電位ＶＤＤに接続され、他端はＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレインとＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレインとの間のノードに接続されている。また、第２のコンデンサＣ２の一端は第２のダイオードＤｉ２及び第１のダイオードＤｉ１を介して電源電位ＶＤＤに接続され、他端は接地電位に接続されている。また、コンデンサＣ２は出力端子Ｖｏｕｔに接続されている。

定電流生成回路２０は、第２、第３のＰＭＯＳトランジスタＰ２、Ｐ３、第２、第３のＮＭＯＳトランジスタＮ２、Ｎ３、演算増幅器（以降、オペアンプＯＰと称す）、第１の抵抗Ｒ１（可変抵抗）、第１の電圧生成部Ｖｒｅｆ１を有している。第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のソースは、接地電位に接続され、ドレインは第２のＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレインに接続されている。そして、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとドレインは直結されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＰ２のソースは電源電位ＶＤＤに接続されている。

第３のＰＭＯＳトランジスタＰ３のソースは電源電位ＶＤＤに接続され、ドレインは第３のＮＭＯＳトランジスタＮ３のドレインに接続されている。そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ３のゲートとドレインは直結されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＰ２のゲートはＰＭＯＳトランジスタＰ３のゲートに接続されている。なお、ＰＭＯＳトランジスタＰ２とＰＭＯＳトランジスタＰ３はカレントミラー回路を構成している。

また、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のソースは、第１の抵抗Ｒ１を介して接地電位に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のゲートは、オペアンプＯＰの出力部に接続されている。オペアンプＯＰの非反転入力端子には第１の電圧生成部Ｖｒｅｆ１が接続され、反転入力端子には、第３のＮＭＯＳトランジスタＮ３と第１の抵抗Ｒ１との間のノードが接続されている。

第１の切り替え回路４０のスイッチ端子ａは制御信号生成回路２に接続され、スイッチ端子ｂは第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートに接続されている。また、第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２はカレントミラー回路を構成している。次に、図２を参照して本実施の形態における第１の切り替え回路４０について説明する。

図２に示される第１の切り替え回路４０は、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、インバータＩＮＶ、スイッチ端子ａ、スイッチ端子ｂ、出力端子ｃを有している。また、スイッチＳＷ１は第４のＰＭＯＳトランジスタＰ４及び第４のＮＭＯＳトランジスタＮ４によって構成されている。そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ４及びＮＭＯＳトランジスタＮ４のソース及びドレインはそれぞれ共通に接続されている。また、スイッチＳＷ２は第５のＰＭＯＳトランジスタＰ５及び第５のＮＭＯＳトランジスタＮ５によって構成されている。そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ５及びＮＭＯＳトランジスタＮ５のソース及びドレインはそれぞれ共通に接続されている。

ＰＭＯＳトランジスタＰ４及びＮＭＯＳトランジスタＮ４のソースにはスイッチ端子ａが接続され、ドレインは出力端子ｃに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＰ５及びＮＭＯＳトランジスタＮ５のソースにはスイッチ端子ｂが接続され、ドレインは出力端子ｃに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ４のゲートはＰＭＯＳトランジスタＰ５のゲートに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＰ４のゲートはＮＭＯＳトランジスタＮ５のゲートに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタＰ４のゲート及びＮＭＯＳトランジスタＮ５のゲートはスイッチ端子ａに接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ４及びＰＭＯＳトランジスタＰ５のゲートには、インバータＩＮＶを介してスイッチ端子ａが接続されている。以下、このように構成されたチャージポンプ回路１００の動作について、図１及び図２を参照して詳細に説明する。

まず、チャージポンプ回路の起動時の動作について説明する。制御信号生成回路３０から第１のＰＭＯＳトランジスタＰ１及び第１の切り替え回路４０のスイッチ端子ａに対して"Ｈ"レベルの信号（電源電位レベル）を入力する。すると、第１のＰＭＯＳトランジスタＰ１はオフ状態となる。また、第１の切り替え回路４０では、スイッチＳＷ１はオフ状態となり、スイッチＳＷ２はオン状態となる。したがって、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートが接続される。

ここで、第１のコンデンサＣ１から接地電位に流れる定電流Ｉ２は定電流生成回路２０によって以下のように生成される。まず、オペアンプＯＰでは、非反転入力端子及び反転入力端子に入力される電圧が仮想短絡されている。よって、第１の抵抗Ｒ１に流れる電流をＩ１とすると、第１の電圧生成部によって出力される第１の電圧Ｖｒｅｆ１＝Ｉ１×Ｒとなる。したがって、第１の抵抗Ｒ１には、Ｉ１＝Ｖｒｅｆ１／Ｒの電流が流れる。この電流Ｉ１をＰＭＯＳトランジスタＰ３及びＰＭＯＳトランジスタＰ２によって構成されたカレントミラー回路によってＩ２へと変換する。なお、この場合のカレントミラー比は（Ｉ２／Ｉ１）倍であるものとする。

また、第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２及び第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１はカレントミラー回路を構成している。ここで、起動時においては、第１の切り替え回路４０を介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１と第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートが接続されている。したがって、ＮＭＯＳトランジスタＮ２に流れる電流Ｉ２はＮＭＯＳトランジスタＮ１へと流れる。このように、第１のコンデンサＣ１から接地電位に流れる電流をＩ２に制御することによって、突入電流値を制御している。

この場合、第１のコンデンサＣ１の両端には電源電圧ＶＤＤからダイオードＤｉ１の順方向電圧（ＶＦ）を引いた電圧値（ＶＤＤ−ＶＦ）が印加される。また、第１のコンデンサＣ１にはこの電圧に基づいた電荷が蓄えられる。

次に、制御信号生成回路３０から第１のＰＭＯＳトランジスタＰ１及び第１の切り替え回路４０のスイッチ端子ａに対して"Ｌ"レベルの信号（接地電位レベル）を入力する。すると、第１のＰＭＯＳトランジスタＰ１はオン状態となる。また、第１の切り替え回路４０では、スイッチＳＷ１はオン状態となり、スイッチＳＷ２はオフ状態となる。したがって、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには制御信号生成回路３０によって出力された"Ｌ"レベルの信号が入力される。よって、第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１はオフ状態となる。

よって、第２のコンデンサＣ２には、２ＶＤＤ−２ＶＦ分の電荷が蓄えられる。なお、第１のダイオードＤｉ１及び第２のダイオードＤｉ２の順方向電圧をＶＦとする。そして出力端子Ｖｏｕｔからは２ＶＤＤ−２ＶＦの電圧が出力される。このようにして、昇圧動作部１０は、入力電圧ＶＤＤを昇圧した電圧２ＶＤＤ−２ＶＦを出力する。

以上に示したように、本実施の形態では定電流生成回路２０及び第１の切り替え回路４０を設けることによって、起動時にコンデンサＣ１に流れる突入電流値を制御する。つまり、起動時には、第１の切り替え回路４０によって、第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１と第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートを接続させることで、定電流生成回路２０によって生成された定電流Ｉ２を第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１に流すことが可能となる。このようにして、第１のコンデンサＣ１から接地電位に流れる電流をＩ２に制御することによって、突入電流値を制御することが可能となる。

また、例えば、第２のＰＭＯＳトランジスタＰ２と第３のＰＮＯＳトランジスタＰ３のカレントミラー比を１：１とする。また、第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２と第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のカレントミラー比を１：１０００とする。すると、コンデンサＣ１への充電電流は１０００×Ｉ１を制御することが可能となる。このように、カレントミラー比を適宜設定することによって、所望の定電流Ｉ２をコンデンサＣ１に流すことが可能となる。

また、第１の抵抗に流れる電流Ｉ１は、第１の抵抗Ｒ１及び基準信号ＶＲＥＦの値を任意に選択することによって決定することが可能となる。よって、所望の定電流Ｉ２（充電電流）をコンデンサＣ１に流すことが可能となる。

また、起動時においてコンデンサＣ１に流れる突入電流を制御することが可能となるため、電源装置そのものや電源装置を含む機器の信頼性に影響を及ぼしたり、誤作動するのを防ぐことが可能となる。

また、コンデンサＣ１に流れる電流を第１の抵抗Ｒ１及び基準信号ＶＲＥＦの値を任意に選択することによって決定することが可能であるため、装置全体の電流消費を制御することが可能となる。つまり、本実施の形態で示したチャージポンプ回路を使用する半導体装置においては、チャージポンプ回路での電流消費が装置全体の消費電流の大部分を占めている。したがって、チャージポンプ回路の電流消費を抑制することによって、装置全体の電流消費を制御することが可能となる。

実施の形態２
図３は、本実施の形態２のチャージポンプ回路２００を示す図である。なお、図３において、図１と共通する構成に関しては、同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。図３では、図１に示したチャージポンプ回路１００に加え、定電流許可信号生成回路５０が設けられている。また、第１の切り替え回路４０に代わり、第２の切り替え回路６０が接続されている。

定電流許可信号生成回路５０は、第２の抵抗Ｒ２、第３の抵抗Ｒ３、比較器（以降、コンパレータＣＭＰと称す）、第２の電圧生成部を有している。直列に接続された第２の抵抗Ｒ２及び第３の抵抗Ｒ３の一端は、出力端子Ｖｏｕｔに接続され、他端は接地電位に接続されている。また、コンパレータＣＭＰの反転入力端子には第２の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３との間のノードが接続され、非反転入力端子には第２の電圧生成部が接続されている。また、コンパレータＣＭＰの出力部は、第２の切り替え回路６０に接続されている。

次に、図４を参照して本実施の形態におけるチャージポンプ回路に用いられる第２の切り替え回路６０について説明する。図４に示される第２の切り替え回路６０は、図２に示した第１の切り替え回路４０に加えてＡＮＤ回路１が設けられている。この場合、ＡＮＤ回路１の入力部は、スイッチ端子ａ及びコンパレータＣＭＰの出力部が接続されている。また、出力部にはＰＭＯＳトランジスタＰ４及びＮＭＯＳトランジスタＮ５のゲートが接続されるとともにインバータＩＮＶを介してＮＭＯＳトランジスタＮ４及びＰＭＯＳトランジスタＰ５のゲートが接続されている。なお、その他の構成に関しては第１の切り替え回路４０と同一である。以下、図３及び図４を参照して、本実施の形態２の動作について詳細に説明する。

まず、昇圧動作部１０の出力電圧Ｖｏｕｔを第２の抵抗Ｒ２と第３の抵抗Ｒ３とで分圧する。すると、コンパレータＣＭＰの反転入力端子にかかる電圧Ｖａ＝Ｖｏｕｔ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）となる。そして、第２の電圧生成部によって出力される第２の電圧Ｖｒｅｆ２と電圧Ｖａを比較し、比較結果を第２の切り替え回路６０へと出力する。

第２の電圧Ｖｒｅｆ２が電圧Ｖａより高い場合、コンパレータＣＭＰからは"Ｈ"レベルの信号が出力される。例えば、起動時において、制御信号生成回路３０からスイッチ端子ａに"Ｈ"レベルの信号が出力され、コンパレータＣＭＰから"Ｈ"レベルの信号が出力される場合、第１のスイッチＳＷ１はオフ状態となり、第２のスイッチＳＷ２はオン状態となる。よって、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには第２のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートが接続される。

その後、昇圧動作部１０の出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するに伴い、電圧Ｖａが第２の電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなると、コンパレータＣＭＰから第２の切り替え回路６０に"Ｌ"レベルの信号が出力される。ここで、制御信号生成回路３０からスイッチ端子ａに"Ｈ"レベルの信号が入力され、コンパレータＣＭＰから"Ｌ"レベルの信号が入力される場合、第１のスイッチＳＷ１はオン状態となり、第２のスイッチＳＷ２はオフ状態となる。よって、スイッチ端子ａによって出力された"Ｈ"レベルの信号は、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートへ入力される。

一方、制御信号生成回路３０からスイッチ端子ａに"Ｌ"レベルの信号が入力され、コンパレータＣＭＰから"Ｈ"レベルの信号が入力される場合、第１のスイッチＳＷ１はオン状態となり、第２のスイッチＳＷ２はオフ状態となる。よって、スイッチ端子ａによって出力された"Ｌ"レベルの信号は、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１へ入力される。

つまり、コンパレータＣＭＰから第２の切り替え回路６０に"Ｌ"レベルの信号が出力されると、制御信号生成回路３０からスイッチ端子ａへと出力された信号（"Ｈ"レベルあるいは"Ｌ"レベル）がそのまま、出力端子ｃを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートへ入力される。

このように、第２の切り替え回路６０は、制御信号生成回路３０及び定電流許可信号生成回路５０によって出力された信号に基づいた動作を行う。つまり、昇圧動作部１０の出力電圧Ｖｏｕｔが一定電圧まで昇圧した時点（＞Ｖｒｅｆ２）で、定電流許可信号生成回路５０は、昇圧動作部１０と定電流生成回路２０との接続を遮断するための信号を出力する。つまり、コンパレータＣＭＰから"Ｌ"レベルの信号が第２の切り替え回路６０へと入力される場合、第１のＮＭＯＳトランジスタＮ１は常に制御信号生成回路３０（スイッチ端子ａ）と接続されるため、定電流生成回路２０と接続されることはなくなる。

このように、昇圧動作部１０の出力電圧が所定の電圧値より大きくなると、第２の切り替え回路６０によって、昇圧動作部１０と定電流生成回路２０との接続を遮断することが可能となる。つまり、チャージポンプ回路２００では、起動時と定常状態でそれぞれ個別にコンデンサＣ１に流れる電流を制御することが可能となる。

以上に示したように、本発明によれば、起動時におけるチャージポンプ回路の突入電流を制御することが可能となる。よって、例えば電源装置そのものや電源装置を含む機器の信頼性に影響を及ぼしたり、誤作動するのを防ぐことが可能となる。また、昇圧動作部１０から一定の電圧が出力された後には、昇圧動作部１０と定電流生成回路２０との接続を遮断することが可能となる。よって、定常状態において昇圧動作部１０は、制御信号生成回路３０によって出力される信号に基づいた動作を行うことが可能となる。よって、定常状態では安定した電圧を出力することが可能となる。

また、電源装置への入力電源として利用される電池（バッテリー）などの消耗を抑制することが可能となる。よって、回路に流れる消費電流を抑制することが可能となる。

以上、本発明の実施の形態について詳細に説明したが、本発明の趣旨を逸脱しない限り種々の変形が可能である。

本実施の形態１に関わるチャージポンプ回路１００を示す図である。 本実施の形態１に関わるチャージポンプ回路１００内部の切り替え回路４０を示す図である。 本実施の形態２に関わるチャージポンプ回路２００を示す図である。 本実施の形態２に関わるチャージポンプ回路２００内部の切り替え回路６０を示す図である。 従来のチャージポンプ回路を示す図である。 従来のチャージポンプ回路を示す図である。

符号の説明

１０ 昇圧動作部
２０ 定電流生成回路
３０ 制御信号生成回路
４０ 第１の切り替え回路
６０ 第２の切り替え回路
５０ 定電流許可信号生成回路
１ ＡＮＤ回路
Ｄｉ１、Ｄｉ２ 第１、第２のダイオード
Ｃ１、Ｃ２ 第１、第２のコンデンサ
Ｐ１〜Ｐ５ 第１〜第５のＰＭＯＳトランジスタ
Ｎ１〜Ｎ５ 第１〜第５のＮＭＯＳトランジスタ
ＯＰ 演算増幅器
ＣＭＰ 比較器
Ｒ１〜Ｒ３ 第１〜第３の抵抗
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２ 第１、第２の電圧生成部
１００、２００ チャージポンプ回路

Claims (10)

1. 充放電用コンデンサと、
   前記充放電用コンデンサに流れる定電流を生成する定電流生成回路と、
   前記充放電用コンデンサの一端と接地電位との間に接続され、ゲート電極に制御信号の出力端子あるいは前記定電流生成回路が接続されるトランジスタと、
   前記トランジスタのゲート電極に、前記制御信号の出力端子あるいは前記定電流生成回路を選択的に接続する切り替え回路とを有するチャージポンプ回路。
2. 前記チャージポンプ回路はさらに、前記チャージポンプ回路の出力電圧に基づいて、前記切り替え回路の接続を切り替える定電流許可信号を出力する定電流許可信号生成回路を有することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
3. 前記定電流生成回路は、第１の電圧を生成する第１の電圧生成部と第１の抵抗を有し、
   前記第１の抵抗及び前記第１の電圧に基づいて前記定電流値を設定する第１の電流を生成することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
4. 前記定電流生成回路は、非反転入力端子に前記第１の電圧が接続され、反転入力端子に前記第１の抵抗が接続された演算増幅器を有することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
5. 前記定電流許可信号生成回路は、
   第２の電圧を生成する第２の電圧生成部と、
   前記第２の電圧と前記チャージポンプ回路の出力電圧に基づいた電圧とを比較し、当該比較結果に基づいて前記定電流許可信号を出力する比較器とを有することを特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ回路。
6. 前記切り替え回路は、前記制御信号に基づいて前記トランジスタのゲート電極に、前記制御信号の出力端子あるいは前記定電流生成回路を選択的に接続することを特徴とする請求項１に記載の切り替え回路。
7. 充電用トランジスタと放電用トランジスタとを交互にオン／オフ制御して電源電圧を充放電用コンデンサに充電して、充電された前記充放電用コンデンサの電荷を出力端子に放電するチャージポンプ回路において、
   前記充電用トランジスタのオン制御により充電用コンデンサから前記充電用トランジスタを介して接地電位に流れる電流を制限される定電流に切り替える切り替え回路を有することを特徴とするチャージポンプ回路。
8. 前記充電用トランジスタは、前記充電用コンデンサから前記充電用トランジスタを介して接地電位に流れる電流を制限する前記定電流を生成する定電流生成回路と前記切り替え回路を介して接続されていることを特徴とする請求項７に記載のチャージポンプ回路。
9. 前記定電流は、前記充電用トランジスタを出力側として前記切り替え回路を介して前記充電用トランジスタにカレントミラー接続される入力側トランジスタを含む定電流生成回路により前記充電用コンデンサに流れることを特徴とする請求項７に記載のチャージポンプ回路。
10. 前記切り替え回路は、起動時から前記出力端子の電圧が所定の電圧に昇圧されるまで、前記定電流への切り替えが許可されることを特徴とする請求項７に記載のチャージポンプ回路。

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