JP2008092293A - 電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力端子の誤接続の際の検出感度と正常接続時の負荷駆動能力とを最大限に向上できる電力増幅装置を提供する。
【解決手段】電力増幅装置は、第１出力トランジスタＭ１と、前記第１出力トランジスタの電力を検出する第１電力検出回路Ｄ１と、第２出力トランジスタＭ２と、前記第２出力トランジスタの電力を検出する第２電力検出回路Ｄ２とを備えた第１増幅回路１５−１と、第３出力トランジスタＭ３と、前記第３出力トランジスタの電力を検出する第３電力検出回路Ｄ３と、第４出力トランジスタＭ４と、前記第４出力トランジスタの電力を検出する第４電力検出回路Ｄ４とを備えた第２増幅回路１５−２と、を有するＢＴＬ増幅回路と、前記第１、第４電力検出回路の出力値を比較する第１比較器Ｃ１と、前記第２、第３電力検出回路の出力値を比較する第２比較器Ｃ２とを具備する。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力増幅装置に関し、例えば、ＢＴＬ（Bridge Tied Load）方式を用いた電力増幅装置等に適用されるものである。

従来より、例えば、車載用カーステレオやその他のオーディオ機器等のスピーカ用アンプとして用いられる電力増幅装置として、ＢＴＬ方式の増幅装置がある（例えば、特許文献１参照）。上記特許文献１に示すように、ＢＴＬ方式の増幅回路装置では、一対の増幅回路（２）、（３）を備えているため、形式的にはスピーカ（４）に出力できる電圧および電流をいずれも２倍にでき、最大出力電力を大きく得られるというメリットがある。

ここで、このＢＴＬ方式の増幅回路装置において、スピーカ（４）を接続する出力端子が接地または電源側に短絡（地絡または天絡）すると、増幅回路はその短絡抵抗を駆動しようとするために過大な電流を流す。このため、増幅回路（２）、（３）の出力トランジスタ（２ｂ等）が過負荷により破壊されるおそれがあるため、この破壊を防止するための何らかの保護手段を設ける必要がある。

ここで、出力トランジスタ（２ｂ等）が破壊されるか否かは、その出力トランジスタ（２ｂ等）に発生する熱量［熱Ｗ＝電力Ｐ＝電流Ｉ×電圧Ｖ］が所定の許容値を超えるか否かにより決定される。

しかし、従来の保護手段は、出力トランジスタ（２ｂ等）に流れる電流を、カレントミラーした検出トランジスタ（２０ｂ等）に流して、直接電流としてモニタすることにより検出し、これを比較することに行われていた。そのため、熱量を決定する要件のうち、電流Ｉのみを検出する構成であるため、出力トランジスタが破壊するか否かの判定をするにあたっては曖昧な判定しか出来ないという問題がある。

その結果、従来装置においては、保護回路の感度設定の精度を十分に高くする事が出来ずに、増幅回路を破壊から防ぐための地絡または天絡検出保護感度の向上に不利である。

一方、地絡または天絡検出感度を向上させる設定とするには、その弊害として、駆動可能なＢＴＬ負荷（ＲＬ）を大きくしなければならず、つまり、駆動可能な負荷の大きさが制約され、ＢＬＴ負荷を駆動する能力を最大限に引き出すことに対して不利であるという問題があった。このように、天絡或いは地絡検出感度と負荷駆動能力とは、一定のトレードオフが存在する。

上記のように、従来の電力増幅装置は、増幅回路出力端子の誤接続の際の検出感度を高く設定した場合に、増幅回路の負荷駆動能力を最大限に得る事が出来ない、という問題があった。
特開平５−２３５６５２号公報 明細書

この発明は、出力端子の誤接続の際の検出感度と正常接続時の負荷駆動能力とを最大限に向上できる電力増幅装置を提供する。

この発明の一態様によれば、電流経路の一端が第１電源に接続され他端が第１出力端子に接続された第１出力トランジスタと、前記第１出力トランジスタの電力を検出する第１電力検出回路と、電流経路の一端が第２電源に接続され他端が前記第１出力端子に接続された第２出力トランジスタと、前記第２出力トランジスタの電力を検出する第２電力検出回路とを備えた第１増幅回路と、電流経路の一端が前記第１電源に接続され他端が第２出力端子に接続された第３出力トランジスタと、前記第３出力トランジスタの電力を検出する第３電力検出回路と、電流経路の一端が前記第２電源に接続され他端が前記第２出力端子に接続された第４出力トランジスタと、前記第４出力トランジスタの電力を検出する第４電力検出回路とを備えた第２増幅回路と、を有するＢＴＬ増幅回路と、前記第１、第４電力検出回路の出力値を比較する第１比較器と、前記第２、第３電力検出回路の出力値を比較する第２比較器とを具備する電力増幅装置を提供できる。

この発明によれば、出力端子の誤接続の際の検出感度と正常接続時の負荷駆動能力とを最大限に向上できる電力増幅装置が得られる。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。尚、この説明においては、全図にわたり共通の部分には共通の参照符号を付す。

[第１の実施形態]
まず、図１を用いてこの発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置を説明する。図１は、第１の実施形態に係る電力増幅装置を示すブロック図である。本例では、ＢＴＬ（Bridge Tied Load）方式を用いた増幅回路装置を一例に挙げて説明する。

図示するように、電力増幅装置１０は、スピーカ１３、アンプ１４、増幅回路１５−１、１５−２、比較器Ｃ１、Ｃ２、および出力中点電圧検出回路５５を備え、ＢＴＬ方式の増幅回路１５−１、１５−２によりスピーカ１３を駆動しつつ、出力端子１２−１、あるいは１２−２の誤接続の地絡または天絡の際に発生する過負荷状態を検出するように構成されている。

アンプ１４は、入力端子１１から入力された入力信号を増幅し、正相側（＋）および逆相側（−）の出力端子から増幅回路１５−１、１５−２にそれぞれ出力するように構成されている。

増幅回路１５−１は、プッシュプル出力回路として働く駆動回路１７−１、出力トランジスタＭ１、Ｍ２、および電力検出回路Ｄ１、Ｄ２を備えている。

駆動回路１７−１は、入力がアンプ１４の正相側（＋）出力に接続され、出力が出力トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに接続されることにより、出力トランジスタＭ１、Ｍ２を駆動するように構成されている。

出力トランジスタＭ１は、ソースが内部電源Ｖｃｃに接続され、ドレインが出力端子１２−１に接続されたＰＭＯＳトランジスタである。

出力トランジスタＭ２は、ソースが接地電源ＧＮＤに接続され、ドレインが出力端子１２−１に接続されたＮＭＯＳトランジスタである。

電力検出回路Ｄ１は、出力トランジスタＭ１の瞬時損失電力Ｐｄ１を検出し、検出結果を比較器Ｃ１に出力するように構成されている。

電力検出回路Ｄ２は、出力トランジスタＭ２の瞬時損失電力Ｐｄ２を検出し、検出結果を比較器Ｃ２に出力するように構成されている。

増幅回路１５−２は、プッシュプル出力回路として働く駆動回路１７−２、出力トランジスタＭ３、Ｍ４、および電力検出回路Ｄ３、Ｄ４を備えている。

駆動回路１７−２は、入力がアンプ１４の逆相側（−）出力に接続され、出力が出力トランジスタＭ３、Ｍ４のゲートに接続されることにより、出力トランジスタＭ３、Ｍ４を駆動するように構成されている。

出力トランジスタＭ３は、ソースが内部電源Ｖｃｃに接続され、ドレインが出力端子１２−２に接続されたＰＭＯＳトランジスタである。

出力トランジスタＭ４は、ソースが接地電源ＧＮＤに接続され、ドレインが出力端子１２−２に接続されたＮＭＯＳトランジスタである。

電力検出回路Ｄ３は、出力トランジスタＭ３の瞬時損失電力Ｐｄ３を検出し、比較器Ｃ２に出力するように構成されている。

電力検出回路Ｄ４は、出力トランジスタＭ４の瞬時損失電力Ｐｄ４を検出し、比較器Ｃ１に出力するように構成されている。

比較器Ｃ１は、電力検出回路Ｄ１、Ｄ４の出力値を比較し、その比較結果の論理値と、出力中点電圧検出回路５５の出力論理値との論理積を演算し、その結果を比較器出力端子１９−１に出力するように構成されている。

比較器Ｃ２は、電力検出回路Ｄ２、Ｄ３の出力値を比較し、その比較結果の論理値と、出力中点電圧検出回路５５の出力論理値との論理積を演算し、その結果を比較器出力端子１９−２に出力するように構成されている。

出力中点電圧検出回路５５は、出力端子１２−１、１２−２の出力中点電圧を検出し、比較器Ｃ１、Ｃ２に出力するように構成されている。

ここで、出力中点電圧とは、入力端子１１に入力される信号がゼロの無信号状態のときの、出力端子１２−１、１２−２の直流（ＤＣ：Direct Current）電圧であると定義する。本例では、出力中点電圧をＶｃｃ／２として説明する。

例えば、図２に示すように、出力端子１２−１、１２−２の出力中点電圧（Ｖｃｃ／２）を検出する場合には、出力中点電圧検出回路５５は、時刻ｔ0における出力電圧１２−１、１２−２を検出する。この中点電圧が、所定のＶｃｃ／２から大きく外れていない事を監視するものであり、その検出結果について、比較器Ｃ１、Ｃ２中の後述するＡＮＤ回路２５に出力する。

時刻t0における出力中点電圧がＶｃｃ／２であれば、時刻t1におけるＢＴＬ信号出力時の出力トランジスタＭ１、Ｍ４の電圧VDS(M1)、VDS(M4)の値は全く等しくなる。この場合、図５のＢＴＬ負荷駆動時においては、Ｍ１で発生する瞬時損失電力とＭ４で発生する瞬時損失電力が等しくなる。本例においては、Ｍ１で発生する瞬時損失電力と、Ｍ４で発生する瞬時損失電力に不平衡が生じた場合に、地絡、あるいは天絡状態と検知するものであるから、出力中点電圧を監視する事で、誤接続状態の検知をより正確に行なう事が可能になる。

また、上記のように、出力中点電圧はＶｃｃ／２に限らず、例えば、図３に示すように、出力中点電圧をＶｃｃ／４と設定されていても構わない。その場合、出力中点電圧検出回路５５は、時刻ｔ0における出力電圧１２−１、１２−２を検出する。この中点電圧が、所定のＶｃｃ／４から大きく外れていない事を監視するものであり、その検出結果について、比較器Ｃ１、Ｃ２中の後述するＡＮＤ回路２５に出力する。

＜駆動動作（地絡状態）＞
次に本例の地絡状態における駆動動作について、図４を用いて説明する。

図４は、ＢＴＬ出力の一方の出力端子１２−１と接地電源ＧＮＤとの間に、誤接続により地絡抵抗Ｒｓが接続された状態（地絡状態）を示す図である。

図示するように、地絡抵抗Ｒｓの一端が出力端子１２−１に接続され、他端が接地電源ＧＮＤに接続されている。そのため、地絡抵抗Ｒｓには、過電流Io(short)が流れている。この過電流Io(short)は、出力トランジスタＭ１の電流経路であるソース、ドレイン間を通じて流れる。その際の出力トランジスタＭ１での瞬間損失電力Ｐｄ１は、入力信号をゼロと仮定すると、以下の式（１）のように示される。

続いて、比較器Ｃ１がこの地絡状態を検知する。この比較器Ｃ１に入力される電力をPin(COMP)、比較器Ｃ１の判定基準電力をPref(COMP)とすると、地絡状態の判定式は、以下の式（２）のように示される。

地絡状態の判定式
Pin(COMP) > Pref(COMP) ・・・式（２）
但し、Pin(COMP) = Pm1 − Pm4
（Pm1、Pm4は、電力検出回路Ｄ１及び電力検出回路Ｄ４の出力）
このように、比較器Ｃ１は、上記判定式（２）が成立すると、地絡状態と判定する。

さらに、図４に示す地絡状態では、出力Pm1 >> 出力Pm4の関係から、以下の式（３）のように書き換えることができる。

Pm1 > Pref(COMP) ・・・式（３）
電力検出回路Ｄ１の出力は、出力トランジスタＭ１で消費される瞬間損失電力Ｐｄ１をモニタしており、その電力比を1/ m倍、モニタ誤差を考慮すれば、以下の式（４）で表される。

ここで、モニター誤差ΔPd1/Pd1=0と仮定した場合、地絡抵抗Ｒｓにより地絡したことを検知するためのPref(COMP)は、上記式（１）、（３）、（４）を用いて、下記の式（５）のように表される。

＜駆動動作（ＢＴＬ負荷駆動状態）＞
次に、図５を用いて、ＢＴＬ負荷駆動状態における駆動動作について説明する。図５はＢＴＬ出力の両方の出力端子１２−１、１２−２にスピーカ１３の負荷抵抗ＲＬが接続された状態（ＢＴＬ負荷駆動状態）を示す図である。この負荷駆動状態は、誤接続でない、正常な駆動動作である。

ここで、地絡検出の際に重要な事は、正常な負荷接続（ＢＴＬ）時に、誤って地絡と判定すること、即ち、誤診断を避けなければならないという事である。これを守るための制約により、本例の電力増幅装置１０で検出可能な最小の地絡抵抗Ｒｓの抵抗値を求めることができるので、以下、これを計算する。

図示するＢＴＬ負荷駆動状態において、信号の位相φ1では、出力トランジスタＭ１に流れる電流と出力トランジスタＭ４に流れる電流とが等しい。同様に、信号の位相φ2においては、出力トランジスタＭ２に流れる電流と出力トランジスタＭ３に流れる電流とが等しくなる。

ここで、上記のように無信号状態における出力中点電圧を、内部電源Ｖｃｃの半分の電圧値Ｖｃｃ／２であるとすれば、位相φ1の場合、出力トランジスタＭ１に発生する瞬時損失電力Ｐｄ１と、出力トランジスタＭ４に発生する瞬時損失電力Ｐｄ４は等しい。出力中点電圧検出回路５５は、この仮定が成立しているかどうかを判定し、比較器Ｃ１、Ｃ２に出力する。例えば、出力中点電圧が、所定のＶｃｃ／２から大きく外れている場合には、天絡、あるいは地絡と誤判定しないように比較器Ｃ１、Ｃ２を制御する。

電力検出回路Ｄ１の出力Pm1と電力検出回路Ｄ４の出力Pm4はそれぞれ、以下の式（６）のように表され、出力Pd1=Pd4である。

ここで、電力モニタ誤差項（ΔPd1/Pd1 - ΔPd4/Pd4）は、IC製造工程のプロセス等に起因して、それぞれランダムに発生するものである。

続いて、図５に示すＢＴＬ負荷駆動時における、瞬時最大損失電力Pd1max(BTL),Pd4max(BTL)は、ＢＴＬ出力振幅がＶｃｃ／２の際であり、以下の式（７）のように表される。

さらに、この際、比較器Ｃ１に入力されるモニタ電力Pinmax(COMP)は、以下の式（８）のように表される。

ＢＴＬ負荷駆動時に、地絡接続であると誤判定しないためには、上記式（８）中のモニタ電力Pinmax(COMP)が、上記式（５）中のPref(COMP)を超えない事が絶対条件である。

即ち、「ＢＴＬ駆動時に地絡と誤判定しないための条件」は、以下の式（９）のように表される。

上記式（９）に、式（５）、式（８）を代入すると、本例の場合の「判定可能な地絡抵抗Ｒｓの最小の抵抗値」が求まり、以下の式（１０）のように表される。

式（１０）より、電力モニタ誤差項（ΔPd1/Pd1 − ΔPd4/Pd4）が大きい程、またはＢＴＬ駆動負荷抵抗（ＲＬ）が小さくなる程、判定可能な地絡抵抗Ｒｓの抵抗値が小さくなる。つまり、地絡検出感度が低くなる事を意味している。

例えば、負荷抵抗ＲＬの抵抗値を2Ωとし、４Ω以下の地絡抵抗Ｒｓ（Rs<4Ω）を検出したい場合を想定する。この場合、電力モニタ誤差項の和は、１００％以内に収めれば良い事がわかる。そのため、誤接続の際の検出感度を最大限に引き出すことができる。

これは、ΔPd1/Pd1、ΔPd4/Pd4が等しいとした場合、それぞれを５０％以内の誤差に収めれば良い事になる。大電力を扱うパワーアンプＩＣの場合には流す電流が大きい（例えば、数アンペア程度）であるために、電力モニタ比ｍを数百〜数千と大きくする必要がある。しかし、モニタ誤差項の設定を、この程度まで低減し、管理する事はさほど難しい事では無い。このように、本例によれば、誤差項を５０％以内に管理出来ればRL=2Ωの重負荷駆動と、Rs<4Ωの地絡検出感度の両立を行なう事が可能であり、これは、形式的には、後述する比較例よりも許容出来る誤差項を４倍程度に増大することができる。

換言すれば、本例の装置１０によれば、ＩＣ製造工程上のモニタ誤差項を考慮した場合であっても、検出可能な接地抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくでき、地絡検出感度の向上に有利であると言える。

さらに、検出感度を高くするために、ＢＴＬ駆動負荷ＲＬを不必要に大きくする事が無く、つまり、駆動可能な負荷の大きさの制約を低減でき、ＢＴＬ負荷を駆動する能力を最大源に引き出す事ができる。

尚、上記の説明は、出力端子１２−１が地絡した場合を一例に挙げて説明したが、出力端子１２−２が地絡した場合であっても同様である。即ち、出力トランジスタＭ２、Ｍ３の瞬間損失電力Ｐｄ３、Ｐｄ４を比較する比較器Ｃ２は、上記比較器Ｃ１と同様の動作を行う。そのため、ここでは詳細な説明を省略する。

また、出力端子１２−１或いは出力端子１２−２が、内部電源Ｖｃｃにショートした状態（天絡状態）であっても、比較器Ｃ１、Ｃ２を天絡用比較器として形成すれば、同様の効果を得ることができる。即ち、この天絡用比較器の場合には、式（２）を利用して説明すると、Pin(COMP)=Pm4-Pm1と置き換えるように比較器Ｃ１および比較器Ｃ２の判定を変更すれば良い。そのため、ここでは天絡状態の詳細な説明を省略する。

この実施形態に係る電力増幅装置によれば、下記（１）乃至（３）の効果が得られる。

（１）誤接続の際の検出感度と負荷駆動能力とを最大限に向上できる。

（１）−１
上記のように、電力増幅装置１０は、出力トランジスタＭ１〜Ｍ４の電力をそれぞれ検出する電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４を備えている。

ここで、出力トランジスタＭ１〜Ｍ４が破壊されるか否かは、その出力トランジスタＭ１〜Ｍ４に発生する熱量［熱Ｗ＝電力Ｐ＝電流Ｉ×電圧Ｖ］が所定の許容値を超えるか否かにより決定される。しかし、従来の保護手段は、出力トランジスタに流れる電流を、カレントミラーした検出トランジスタに流して、直接電流としてモニタすることにより検出し、これを比較することに行われていた。そのため、熱量を決定する要件のうち、電流Ｉのみを検出する構成であるため、出力トランジスタが破壊するか否かの判定をするにあたっては曖昧な判定しか出来ないという問題があった。

一方、この実施形態に係る電力増幅装置１０は、電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４により、出力トランジスタＭ１〜Ｍ４の電力をそれぞれ検出することができる。よって、熱量を決定する電流Ｉおよび電圧Ｖのいずれの要件も検出することができ、熱量について同次元かつ本質的な要件に基づいて検出できるため、誤接続の際の検出感度と負荷駆動能力とを最大限に向上することができる。

例えば、式（１０）に示すように、負荷抵抗ＲＬの抵抗値を2Ω、４Ω以下の地絡抵抗Ｒｓ（Rs<4Ω）を検出したい場合でも、電力モニタ誤差項の和は、１００％以内に収めれば良い事がわかる。このように、誤接続の際の検出感度を最大限に引き出すことができ、負荷駆動能力を最大限に向上することができる。

（１）−２
加えて、本例に係る電力増幅装置１０は、電力検出回路Ｄ１、Ｄ４の出力を比較する比較器Ｃ１、および電力検出回路Ｄ２、Ｄ３の出力を比較する比較器Ｃ３を備えている。そのため、後述する図６に示す構成に比べ、より誤接続の際の検出感度を向上することができるため、誤接続の際の検出感度を最大限に引き出すことができる。

これについて、図６および図７を用いて説明する。図６は、本例に係る電力増幅装置の一効果を説明するためのブロック図である。図７は、この実施形態に係る出力トランジスタＭ１のＡＳＯ曲線、保護感度曲線、ドライブ曲線を示す図である。

例えば、図６に示すように、比較器Ｃ１、Ｃ２を用いず、電力検出回路Ｄ１の出力を基準電力発生回路３５から発生する基準電力と比べればよいとも思われる。ここで、図７において、ドライブ曲線３６は、ＢＴＬ負荷駆動状態の際に、出力トランジスタＭ１に必要な駆動電力である。保護感度曲線３７は、基準電力発生回路３５が規定する感度曲線である。ドライブ曲線３８は、ＢＴＬ駆動に加えて、ある地絡抵抗Ｒｓで地絡状態になった場合の異常なドライブ曲線である。

そのため、図６の構成では、ドライブ曲線３６と感度曲線３７との間の領域が存在し、この領域内に収まるような誤接続状態の動作点では保護されないという事になる。例えば、出力端子が地絡抵抗Ｒｓで地絡した状態で且つＢＴＬ負荷ＲＬを駆動した場合の誤接続状態でのドライブ曲線を３８とした場合、感度曲線３７を超えていないので、地絡と判定されず、保護されないという事になる。

一方、本例に係る電力増幅装置１０では、比較器Ｃ１、Ｃ２により、電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４の出力を比較している。そのため、Ｍ１に関するドライブ曲線と、Ｍ４に関するドライブ曲線の不平衡が生じた事を検出できるため、仮に出力端子１２−１のみ地絡し、出力端子１２−２は地絡されていないとすると、Ｍ１に関する誤接続状態におけるドライブ曲線３８は、Ｍ４に関するドライブ曲線３６を超えているため、地絡と判定する事が出来る。従って、誤接続の際の検出感度と負荷駆動能力とを最大限に向上することができる。

（１）−１、（１）−２に示したように、本実施形態に係る電力増幅装置１０によれば、一定のトレードオフが存在する出力誤接続の検出感度と負荷駆動能力とを最大限に向上できる。

（２）チップサイズ低減に対して有利である。

さらに、本例の電力増幅装置１０は、上記のように、電力モニタ誤差の許容誤差が大きく、そのため、出力トランジスタＭ１〜Ｍ４と電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４との電力比（１：ｍ）を大きく設定することができる。一般的に、この電力比を大きく設定する事は、電力モニタ誤差が大きくなるが、本例では許容誤差が大きいため、それが可能である。

結果、電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４中の実施例１、２において後述するカレントミラートランジスタＭ１１、Ｍ２２の占有面積を低減できる点で、チップサイズ低減に対して有利である。

（３）信頼性を向上できる。

さらに、電力増幅装置１０は、出力端子１２−１、１２−２の出力中点電圧を検出し、比較器Ｃ１、Ｃ２に出力する出力中点電圧検出回路５５を備えている。

そのため、出力端子１２−１、１２−２の出力中点電圧を検出することができる。結果、比較器Ｃ１、Ｃ２の比較器出力端子１９−１、１９−２には、電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４の比較結果と出力中点電圧検出回路５５の出力との論理積が出力され、正確に誤接続を判定する事が出来るため、電力増幅装置１０の信頼性を向上できる。

このように、比較器出力端子１９−１、１９−２には、電力検出回路Ｄ１〜Ｄ４の比較結果と出力中点電圧検出回路５５の出力との論理積が出力されるが、この出力をユーザ側は自由に利用することが可能である。

例えば、比較器出力端子１９−１、１９−２に接続された所定の回路により増幅回路１５−１、１５−２を停止させることや、出力に応じてスピーカ１３の音量を調整すること、或いはそのまま出力して単にユーザ側に知らせること等が可能である。

尚、この実施形態では、出力中点電圧検出回路５５を備える例を説明した。しかし、この出力中点電圧検出回路５５は必ずしも必須ではなく、出力中点電圧検出回路５５を備えていない構成であっても、上記（１）乃至（２）の効果を得ることが可能である。

［実施例１（電力検出回路の一例）］
次に、実施例１に係る電力増幅装置について、図８を用いて説明する。この実施例１は、電力検出回路Ｄ１の一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、電力検出回路Ｄ１は、カレントミラートランジスタＭ１１、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、カレントミラー回路を構成するバイポーラトランジスタＱ１１、Ｑ１２を備えている。

カレントミラートランジスタＭ１１は、出力トランジスタＭ１の電流を検出するように構成され、ソースが内部電源Ｖｃｃに接続され、ドレインがバイポーラトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、ゲートが出力トランジスタＭ１のゲートに接続されたＰＭＯＳトランジスタである。

抵抗Ｒ１１の一端は、バイポーラトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、他端はバイポーラトランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。抵抗Ｒ１２の一端は、内部電源Ｖｃｃに接続され、他端はバイポーラトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。また、抵抗Ｒ１２は、出力トランジスタＭ１のドレイン、ソース間の電圧を検出するための抵抗である。

バイポーラトランジスタＱ１１、Ｑ１２は、抵抗Ｒ１１の両端の電圧を検出するためのカレントミラー回路として構成されている。バイポーラトランジスタＱ１１のコレクタおよびベースは、バイポーラトランジスタＱ１２のベースに共通接続されている。

バイポーラトランジスタＱ１２のコレクタは電力検出端子２１−１に接続され、エミッタは出力端子１２−１に接続されている。

このように、カレントミラートランジスタＭ１１が出力トランジスタＭ１の電流を検出し、抵抗Ｒ１２が出力トランジスタＭ１の電圧を検出することができる。そのため、電力検出回路Ｄ１は、出力トランジスタＭ１の瞬時損失電力に応じた出力値を検出することができる構成となっている。

尚、図１中の電力検出回路Ｄ３も、本例と同様に構成することが可能である。

上記のように、この実施形態に係る電力増幅装置によれば、上記（１）乃至（３）と同様の効果が得られる。さらに、必要に応じて、電力検出回路Ｄ１、Ｄ３を本例のように構成することが可能である。

［実施例２（電力検出回路の一例）］
次に、実施例２に係る電力増幅装置について、図９を用いて説明する。この実施例２は、電力検出回路Ｄ２の一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、電力検出回路Ｄ２は、カレントミラートランジスタＭ２２、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、カレントミラー回路を構成するバイポーラトランジスタＱ２１、Ｑ２２を備えている。

カレントミラートランジスタＭ２２は、出力トランジスタＭ２の電流を検出するように構成され、ソースが接地電源ＧＮＤに接続され、ドレインがバイポーラトランジスタＱ２１のエミッタに接続され、ゲートが出力トランジスタＭ２のゲートに接続されている。

抵抗Ｒ２１の一端は、バイポーラトランジスタＱ２１のエミッタに接続され、他端はバイポーラトランジスタＱ２２のエミッタに接続されている。抵抗Ｒ２２の一端は、接地電源ＧＮＤに接続され、他端はバイポーラトランジスタＱ２１のコレクタに接続されている。また、抵抗Ｒ２２は、出力トランジスタＭ２のドレイン、ソース間の電圧を検出するための抵抗である。

バイポーラトランジスタＱ２１、Ｑ２２は、抵抗Ｒ２１の両端の電圧を検出するためのカレントミラー回路として構成されている。バイポーラトランジスタＱ２１のコレクタおよびベースは、バイポーラトランジスタＱ２２のベースに共通接続されている。

バイポーラトランジスタＱ２２のコレクタは電力検出端子２１−２に接続され、エミッタは出力端子１２−１に接続されている。

このように、カレントミラートランジスタＭ２２が出力トランジスタＭ２の電流を検出し、抵抗Ｒ２２が出力トランジスタＭ２の電圧を検出することができる。そのため、電力検出回路Ｄ２は、出力トランジスタＭ２の瞬時損失電力に応じた出力値を検出することができる構成となっている。

尚、図１中の電力検出回路Ｄ４も、本例と同様の構成を適用することが可能である。

上記のように、この実施形態に係る電力増幅装置によれば、上記（１）乃至（３）と同様の効果が得られる。さらに、必要に応じて、電力検出回路Ｄ２、Ｄ４を本例のように構成することが可能である。

［実施例３（比較器の一例）］
次に、実施例３に係る電力増幅装置について、図１０を用いて説明する。この実施例３は、比較器Ｃ１の一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、比較器Ｃ１は、電流コンパレータ回路として働くカレントミラー回路２０−１、２０−２、およびアンド（ＡＮＤ）回路２５を備えている。

カレントミラー回路２０−１は、その入力に電力検出回路Ｄ１の出力電流が入力され、これをカレントミラーし、カレントミラー回路２０−２の出力電流と比較するよう構成されており、その論理結果を、アンド回路２５に入力するように構成されている。カレントミラー回路２０−１は、バイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２を備えている。

バイポーラトランジスタＱ５１のコレクタはおよびベースは電力出力回路Ｄ１の出力に接続され、エミッタは抵抗Ｒ５１の一端に接続されている。バイポーラトランジスタＱ５２のコレクタはアンド回路２５の入力に接続され、エミッタは抵抗Ｒ５２の一端に接続され、ベースはバイポーラトランジスタＱ５１のベースに接続されている。

抵抗Ｒ５１、Ｒ５２の他端は、内部電源Ｖｃｃに接続されている。

カレントミラー回路２０−２は、その入力に電力検出回路Ｄ４の出力電流が入力され、これをカレントミラーしてカレントミラー回路２０−１の出力電流と比較するよう構成されており、その論理結果を、アンド回路２５に入力するように構成されている。カレントミラー回路２０−２は、バイポーラトランジスタＱ５３、Ｑ５４、抵抗Ｒ５３、Ｒ５４を備えている。

バイポーラトランジスタＱ５３のエミッタは抵抗Ｒ５３の一端に接続され、コレクタはアンド回路２５の入力に接続され、ベースはバイポーラトランジスタＱ５４のベースおよびコレクタに接続されている。バイポーラトランジスタＱ５４のコレクタおよびベースは電力検出回路Ｄ４の出力に接続され、エミッタは抵抗Ｒ５４の一端に接続されている。

抵抗Ｒ５３、Ｒ５４の他端は、接地電源ＧＮＤに接続されている。

このように、バイポーラトランジスタＱ５２、Ｑ５３のコレクタの接続ノードは、電力検出回路Ｄ１の出力電流と、電力検出回路Ｄ４の出力電流の電流比較端子となっている。

アンド回路２５は、その入力にカレントミラー回路２０−１、２０−２の電流コンパレートの出力論理値と、出力中点電圧検出回路５５の出力論理値とが入力され、これらの論理積を演算し、比較器出力端子１９−１に出力するように構成されている。

このように、比較器Ｃ１の出力は、電力検出回路Ｄ１、Ｄ４の出力電流比較結果と、出力中点電圧検出回路５５の出力の論理積を取るように構成されている。

尚、本例では、地絡用比較器の一例を示した。しかし、比較器の設定次第で、その他の地絡用比較器、若しくは天絡用比較器として適用することも可能である。

例えば、地絡用比較器とする場合には、バイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２のサイズの比を１：１、バイポーラトランジスタＱ５３、Ｑ５４のサイズの比をｎ：１（ｎ＞１）と設定することが望ましい。地絡状態においては、Ｄ１の出力電流が、Ｄ４の出力電流よりも大きくなった事を検出する構成にすれば良いので、ｎの値を適切に選択すれば良い。

一方で、例えば、天絡用比較器とする場合には、バイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２のサイズの比を１：ｎ（ｎ＞１）、バイポーラトランジスタＱ５３、Ｑ５４のサイズの比を１：１と設定することが望ましい。天絡状態においては、Ｄ４の出力電流が、Ｄ１の出力電流よりも大きくなった事を検出する構成にすれば良いので、ｎの値を適切に選択すれば良い。さらに、図１中の比較器Ｃ２についても、本例と同様の構成を適用することが可能である。

上記のように、この実施形態に係る電力増幅装置によれば、上記（１）乃至（３）と同様の効果が得られる。さらに、必要に応じて、比較器Ｃ１、Ｃ２を本例のように構成することが可能である。

［実施例４（出力中点電圧検出回路の一例）］
次に、実施例４に係る電力増幅装置について、図１１を用いて説明する。この実施例４は、出力中点電圧検出回路５５の一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、出力中点電圧検出回路５５は、電力増幅装置１０の出力端子１２−１、１２−２の直流電圧を決定するためのバッファアンプ２４の入力端子であるリップル端子２２が所定の基準電圧Vref1、Vref2の範囲にあるかを判定し、出力中点電圧検出端子２７から比較器Ｃ１、Ｃ２に出力するようにするように構成されている。リップル端子２２には通常、ＩＣ外部にリップルコンデンサ２３が接続されており、電力増幅装置１０の出力端子１２−１、１２−２における電源変動除去比を向上させる目的がある。

また、出力中点電圧発生回路２９は、リップル端子電圧２２をバッファアンプ２４により増幅し、パワーアンプ出力中点決定端子２８から、電力増幅装置１０の帰還抵抗Ｒ６４、入力抵抗Ｒ６３へと出力するように構成されている。ここで、パワーアンプ出力中点決定端子２８と電力増幅装置１０との間には、入力抵抗Ｒ６３、帰還抵抗Ｒ６４、Ｒ６５が設けられている。

出力中点電圧検出回路５５は、リップルコンデンサ２３、中点電圧発生回路２９、バッファアンプ２４、ウインドウコンパレータ２５を備えている。

リップコンデンサ２３の電極の一方は接地電源ＧＮＤに接続され、電極の他方はリップル端子２２に接続されている。

中点電圧発生回路２９は、出力中点電圧（本例では、Ｖｃｃ／２）を決定するように構成され、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２を備えている。ここで、出力中点電圧を本例のようにＶｃｃ／２とする場合には、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の抵抗値の比を１：１となるように設定する。

抵抗６１の一端は内部電源Ｖｃｃに接続され、他端はリップル端子２２に接続されている。抵抗６２の一端は接地電源ＧＮＤに接続され、他端はリップル端子２２に接続されている。このように、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の接続ノードは、リップル端子２２を形成している。

バッファアンプ２４は、出力中点電圧を増幅し、パワーアンプ出力中点決定端子２８を介して電力増幅装置１０の帰還抵抗Ｒ６４、入力抵抗Ｒ６３に出力するように構成されている。

ウインドウコンパレータ２５は、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の接続ノードの電圧（中点電圧）が、基準電圧Ｖref1およびＶref2の間に収まっているか否かを監視するように構成され、その結果を比較器Ｃ１、Ｃ２（アンド回路２５）に接続された出力中点電圧検出端子２７に出力する。基準電圧Vref1、Vref2は、例えば、Vref1=Vcc/2＋α、Vref2=Vcc/2−α、（αは任意の定数）に設定される。例えば、ウインドウコンパレータ２５は、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の接続ノードの電圧（中点電圧）がこの範囲に収まっている場合には、論理値１を出力するような設定とし、図１０中のアンド回路２５に入力する事で、誤接続状態の検知をより正確に行なう事が可能になる。

上記のように、この実施形態に係る電力増幅装置によれば、上記（１）乃至（３）と同様の効果が得られる。さらに、必要に応じて、出力中点電圧検出回路５５を本例のように構成することが可能である。

［第２の実施形態（地絡用比較器および天絡用比較器を備えた一例）］
次に、第２の実施形態に係る電力増幅装置について、図１２を用いて説明する。この実施形態は、地絡用比較器Ｃ１、Ｃ２および天絡用比較器Ｃ３、Ｃ４を備えた一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、この実施形態に係る電力増幅装置は、天絡用比較器Ｃ３、Ｃ４を更に備えている点で上記第１の実施形態と相違している。

さらに、上記第１の実施形態と同様に、出力中点電圧発生回路５５の出力が天絡用比較器Ｃ３、Ｃ４に入力され、比較器Ｃ３、Ｃ４中のアンド回路（図示せず）により論理積が演算され、比較器出力端子１９−３、１９−４に出力される。

尚、天絡用比較器Ｃ３、Ｃ４の詳細な説明は、上記実施例３の地絡用比較器Ｃ１、Ｃ２の場合と同様であるため省略する。例えば、天絡用比較器とする場合には、上記のように、バイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２のサイズの比を１：ｎ（ｎ＞１）、バイポーラトランジスタＱ５３、Ｑ５４のサイズの比を１：１と設定することが望ましい。

上記のように、この実施形態に係る電力増幅装置によれば、上記（１）乃至（３）と同様の効果が得られる。

さらに、この実施形態に係る電力増幅装置は、天絡用比較器Ｃ３、Ｃ４を更に備えている。そのため、誤接続による天絡についても検出できる点で有利である。

［比較例］
次に、上記第１の実施形態に係る電力増幅装置１０と比較して説明するために、比較例に係る電力増幅装置について、図１３を用いて説明する。本比較例は、出力トランジスタの地絡状態を検出トランジスタにカレントミラーさせた電流により検出する一例に関するものである。この説明において、上記第１の実施形態と重複する部分の詳細な説明を省略する。

図示するように、出力トランジスタＱ１、Ｑ２をプッシュプル出力として持つ第１の増幅回路１５０−１と、出力トランジスタＱ３、Ｑ４をプッシュプル出力として持つ第２の増幅回路１５０−２とで、ＢＴＬ出力を形成している。増幅回路１５０−１、１５０−２は、出力トランジスタはＱ１〜Ｑ４に流れる電流をそれぞれモニタする検出トランジスタＱ１１〜Ｑ４４を備えている。

出力トランジスタＱ１〜Ｑ４および検出トランジスタＱ１１〜Ｑ４４は、バイポーラトランジスタとして構成され、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の過負荷状態を検出トランジスタＱ１１〜Ｑ４４の流す電流によってのみ検出する点で上記第１の実施形態と相違している。

さらに、検出トランジスタＱ１１の電流と検出トランジスタＱ３３の電流の和を作り、この電流の和と、検出トランジスタＱ２２の電流と検出トランジスタＱ４４の電流の和とを比較する比較器Ｃ１０を備えている。

比較器Ｃ１０の出力は、第１の増幅回路１５０−１と第２の増幅回路１５０−２を駆動する駆動回路１７０−１、１７０−２の制御端子に接続されている。

＜駆動動作（地絡状態）＞
次に本比較例の地絡状態における駆動動作について説明する。

この説明では、図１３中のＢＴＬ出力の一方の出力端子１１２−１と接地電源ＧＮＤとの間に、誤接続により地絡抵抗Ｒｓが接続された状態（地絡状態）を例に挙げて説明する。

この際、地絡抵抗Ｒｓに流れる電流は、出力トランジスタＱ１の電流経路を通じて流れる事になる。その電流値Io(short)は、入力信号がゼロと仮定すると、以下の式（１１）のように表される。但し、出力中点電圧をＶｃｃ／２とする。

Io(short)=Vcc / (2Rs) ・・・式（１１）
一方、図中の比較器Ｃ１０は、この地絡状態を検知させるものであるから、比較器Ｃ１０に入力される電流をIin(COMP)、比較器Ｃ１０の基準電流をIref(COMP)とすると、地絡状態の判定式は、以下の式（１２）のように表される。この式（１２）が成立する場合には、比較器Ｃ１０は地絡状態と判定する。

地絡状態の判定式
Iin(COMP) > Iref(COMP) ・・・式（１２）
（但し、Iin(COMP)=I(Q11)+I(Q22)−I(Q33)−I(Q44)）
さらに、地絡状態では、I(Q11)>>I(Q22),I(Q33),I(Q44)の関係から、以下の式（１３）のように書き換えることができる。

I(Q11) > Iref(COMP) ・・・式（１３）
続いて、検出トランジスタＱ１１に流れる電流は、出力トランジスタＱ１に流れる電流をモニタしている。そのため、その電流比を1/ m倍、カレントミラー誤差を考慮すれば、検出トランジスタＱ１１に流れる電流は、以下の式（１４）のように表される。

ここで、カレントミラー誤差ΔI(Q1)/I(Q1)=0と仮定した場合、地絡抵抗Ｒｓで地絡した事を検知するためのIref(COMP)は、上記式（１１）、（１３）、（１４）を用いれば、下記の式（１５）のように表される。

ここで、地絡抵抗検出で重要な事は、正常な負荷接続時(BTL)時に誤って地絡と判定することを防止すること、即ち、誤診断を避けなければならないということである。これを守るための制約により、この比較例に係る電力増幅装置で検出可能な最小の地絡抵抗Ｒｓの抵抗値が求まる。そこで、ＢＴＬ負荷駆動状態において地絡と誤診断しない、検出可能な最小の地絡抵抗Ｒｓの抵抗値を計算する。

＜駆動動作（ＢＴＬ負荷駆動状態）＞
ＢＴＬ負荷駆動状態とは、ＢＴＬ出力の両方の出力端子１１２−１、１１２−２にスピーカ１３の負荷抵抗ＲＬが接続された状態（ＢＴＬ負荷駆動状態）である。この負荷駆動状態は、誤接続でない、正常な駆動動作である。

このＢＴＬ負荷駆動状態において、信号の位相φ1では、図中の出力トランジスタＱ１、Ｑ４に流れる電流が等しい。一方、信号の位相φ2においては、出力トランジスタＱ２、Ｑ３に流れる電流が等しくなる。

ここで、位相φ1のケースを考えれば、検出トランジスタＱ１１に流れる電流、検出トランジスタＱ４４に流れる電流はそれぞれ、以下の式（１６）のように表される。

ここで、出力トランジスタＱ１、Ｑ４に流れる電流は等しく、I(Q1)=I(Q4)である。さらに、カレントミラー誤差項は、IC製造工程上、それぞれランダムに発生する。

続いて、このＢＴＬ負荷駆動時の最大電流Iomax(BTL)は、以下の式（１７）のように表される。但し、ここでは、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の残り電圧を無視している。

続いて、比較器Ｃ１０に入力される電流Iin(COMP)は、ほぼI(Q11)-I(Q44)になるので、以下の式（１８）のように表される。

ここで、ＢＴＬ負荷駆動時に地絡と誤判定しないためには、上記式（１８）のIin(COMP)が、上記式（１５）のIref(COMP)を超えない事が絶対条件である。そのため、「ＢＴＬ駆動時に地絡と誤判定しないための条件」は、下記式（１９）のように表される。

続いて、上記式（１９）に、式（１５）、式（１８）を代入すると、「比較例の構成で判定可能な地絡抵抗Ｒｓの最小の抵抗値」が求まり、下記式（２０）のように表すことができる。

上記式（２０）より、カレントミラー誤差項が大きい程、またはＢＴＬ駆動負荷ＲＬが小さくなる程、判定可能な地絡抵抗Ｒｓの抵抗値が小さくなることが分かる。つまり、地絡検出感度が低くなる事を意味している。

例えば、負荷抵抗ＲＬ=2Ωの駆動を想定し、地絡抵抗Ｒｓ＜4Ωを検出したい場合には、カレントミラー誤差項の和は、２５％以内に収めないといけない事になる。これは、ΔI(Q1)/I(Q1)、ΔI(Q4)/I(Q4)が等しいとした場合、それぞれ、１２．５％以内の誤差に収めないといけない事になる。そのため、本比較例での許容出来る誤差は、上記第１、第２の実施形態および比較例１乃至４に係る許容誤差（５０％）に比べ、１／４程度と少ない事になる。さらに、大電力を扱うパワーアンプＩＣの場合には流す電流が大きい（例えば、数アンペア程度）であるために、カレントミラー比ｍが数百〜数千と大きくする必要がある。そのため、ミラー誤差項をこのレベルまで低減、管理する事が非常に難しい。換言すれば、本比較例に係る電力増幅装置においては、ＩＣ製造工程上のミラー誤差項を考慮した場合、検出可能な地絡抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくする、即ち、地絡検出感度を高く設定する事に不利であると言える。

さらに、検出感度を高くするには、ＢＴＬ駆動負荷ＲＬの抵抗値を大きくしなければならず、つまり、駆動可能な負荷の大きさが制約され、ＢＴＬ負荷を駆動する能力を最大源に引き出す事ができない。

このように、この比較例に係る電力増幅装置は、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の過負荷状態を検出トランジスタＱ１１〜Ｑ４４にカレントミラーさせた電流により検出している。そのため、出力トランジスタＱ１〜Ｑ４の熱量を決定する要件のうち、電流のみを検出する構成であるため、破壊するか否かの判定が曖昧になっており、また、判定における検出誤差が大きくなってしまう問題がある。

以上、第１、第２の実施形態、実施例１乃至４、および比較例を用いて本発明の説明を行ったが、この発明は上記各実施形態、各実施例、および比較例に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記各実施形態、各実施例、および比較例には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件の適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば各実施形態、各実施例、および比較例に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題の少なくとも１つが解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果の少なくとも１つが得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

この発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置を示すブロック図。 第１の実施形態に係る出力中点電圧（Ｖｃｃ／２の場合）を検出する際の様子を説明するための図。 第１の実施形態に係る出力中点電圧（Ｖｃｃ／４の場合）を検出する際の様子を説明するための図。 第１の実施形態に係る電力増幅装置の地絡状態を説明するための図。 第１の実施形態に係る電力増幅装置のＢＴＬ負荷駆動状態を説明するための図。 第１の実施形態に係る電力増幅装置の一効果を説明するためのブロック図。 第１の実施形態に係る出力トランジスタのＡＳＯ曲線を示す図。 実施例１に係る電力増幅装置の電力検出回路の一例を示す回路図。 実施例２に係る電力増幅装置の電力検出回路の一例を示す回路図。 実施例３に係る電力増幅装置の比較器の一例を示す回路図。 実施例４に係る電力増幅装置の出力中点電圧検出回路の一例を示す回路図。 第２の実施形態に係る電力増幅装置を示すブロック図。 比較例に係る電力増幅装置を示す図。

符号の説明

１０…電力増幅装置、１１…入力端子、１２−１、１２−２…出力端子、１３…スピーカ、１５−１、１５−２…増幅回路、Ｃ１、Ｃ２…比較器、５５…出力中点電圧検出回路、１７−１、１７−２…駆動回路、Ｍ１〜Ｍ４…出力トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４…電力検出回路。

Claims (5)

1. 電流経路の一端が第１電源に接続され他端が第１出力端子に接続された第１出力トランジスタと、前記第１出力トランジスタの電力を検出する第１電力検出回路と、電流経路の一端が第２電源に接続され他端が前記第１出力端子に接続された第２出力トランジスタと、前記第２出力トランジスタの電力を検出する第２電力検出回路とを備えた第１増幅回路と、電流経路の一端が前記第１電源に接続され他端が第２出力端子に接続された第３出力トランジスタと、前記第３出力トランジスタの電力を検出する第３電力検出回路と、電流経路の一端が前記第２電源に接続され他端が前記第２出力端子に接続された第４出力トランジスタと、前記第４出力トランジスタの電力を検出する第４電力検出回路とを備えた第２増幅回路と、を有するＢＴＬ増幅回路と、
   前記第１、第４電力検出回路の出力値を比較する第１比較器と、
   前記第２、第３電力検出回路の出力値を比較する第２比較器とを具備し、
   を特徴とする電力増幅装置。
2. 前記第１、第２増幅回路に入力される信号がゼロである場合の前記第１、第２出力端子の出力電圧を検出し、その出力電圧が第１基準電圧と第２基準電圧間の範囲内であるかを判定し、その結果を、前記第１、第２比較器に出力する出力中点電圧検出回路を更に具備すること
   を特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
3. 前記第１電力検出回路は、前記第１出力トランジスタの電流を検出する検出トランジスタと、
   前記第１出力トランジスタの電流経路間の電圧を検出する抵抗と、
   前記検出トランジスタの出力電流と前記抵抗に流れる電流との積を含む関数の出力電流を得るカレントミラー回路とを備えること
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅装置。
4. 前記第１比較器は、前記第１、第４電力検出手段の出力電流を比較するための電流コンパレータ回路と、
   前記電流コンパレータ回路の出力論理値と前記出力中点電圧検出回路の出力論理値との論理積を演算するアンド回路とを備えること
   を特徴とする請求項２または３に記載の電力増幅装置。
5. 前記出力中点電圧検出回路は、前記第１、第２電源間の中間電圧を発生させる中点電圧発生回路と、
   前記中点電圧発生回路の出力が入力され、入力電圧を増幅するバッファアンプと、
   前記中点電圧発生回路の出力電圧が、第１基準電圧および第２基準電圧間に収まっているか否かを判定するウインドウコンパレータを備えること
   を特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の電力増幅装置。

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