JP2008048515A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置の商用電源の交流電圧が低下した場合に誤動作や部品の破壊を招くことなく安全に動作を停止する。
【解決手段】スイッチング電源装置１０は、入力交流電圧を整流回路で整流した直流電圧を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するために、制御回路１２によって主スイッチング素子Ｑ１を制御する。また、上記直流電圧から第１の起動抵抗Ｒ１および第２の起動抵抗Ｒ２を介して制御回路１２の起動電流を得る。さらに、上記直流入力の電圧をツエナーダイオードＺＤ１により検出する電圧検出回路１４と、上記直流入力の電圧値が所定値以下となった場合に、主スイッチング素子Ｑ１を停止させるスイッチ回路１３とを備えている。電圧検出回路１４は、前記複数の起動用抵抗間の接続点の直流を前記ツエナーダイオードＺＤ１によりモニターする。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関するものであり、起動回路を有する制御回路を備えた他励式のＡＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置に関するものである。

従来、スイッチング電源装置は、電圧変換効率を高め、かつ小型化・軽量化が可能なものとして知られている。これは、スイッチング電源装置においては、トランスの１次側の巻線を流れる電流をスイッチングすることで、トランスの２次側に流れる電流を制御して電圧に変換することから、上記トランスでの変換効率を向上でき、また上記トランスを小型化・軽量化できるからである。上記スイッチング電源装置は、上記スイッチングを制御するための制御回路を備えた他励式のスイッチング制御方式か、あるいはこの制御回路を備えない自励式のスイッチング制御方式が用いられる。

他励式のスイッチング制御方式を用いたスイッチング電源装置の第一従来例を図５を参照して説明する。スイッチング電源装置１００は、商用電源によって端子Ｐ１、Ｐ２間に入力する交流電圧ＶｉｎをダイオードＤ１〜Ｄ４により構成された整流回路および平滑用コンデンサＣ３により整流した直流電圧を主スイッチング素子Ｑ１でスイッチングして交流電圧を得る。この交流電圧がトランスＴ１の１次側主巻線Ｎ１に印加され、トランスＴ１の２次側巻線Ｎ２から出力された交流電圧を整流用ダイオードＤ６および平滑用コンデンサＣ５を介し直流電圧に変換して端子Ｐ３、Ｐ４から出力する。

この時、２次側の直流電圧を検出する出力電圧検出部１０１からフォトカプラＰＣを介してフィードバックされる出力電圧情報に応じて、上記主スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する制御回路（制御手段）１０２が設けられていることで、上記端子Ｐ３、Ｐ４から出力する直流電圧を安定化できる。

スイッチング電源装置１００においては、制御回路１０２の電源電圧ＶＣＣとして、入力初期時はダイオードＤ１〜Ｄ４により構成された整流回路および平滑用コンデンサＣ３により整流した直流電圧を起動抵抗Ｒ１、Ｒ２により調整した直流電圧が使用される。出力安定時はトランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３からの交流電圧を整流用ダイオードＤ７および平滑用コンデンサＣ４により整流した直流電圧が使用される。起動抵抗Ｒ１、Ｒ２は複数使用される。これは、それぞれの両端に印加される電圧が、使用する抵抗の耐圧を超えないようにするためである。

第一従来例の問題点を図５のスイッチング電源装置１００および図６（ａ）を参照して説明する。図５の回路では、商用電源の交流電圧Ｖｉｎをオフして平滑用コンデンサＣ３の電圧が降下し始めた時、端子Ｐ３の出力電圧も降下し、１次側副巻線Ｎ３に発生する電圧も同時に降下する。これにより制御回路１０２の電源電圧ＶＣＣも降下して制御回路１０２が一旦動作を停止する。

次に平滑用コンデンサＣ３に残っていた電荷により、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して制御回路１０２に電流が流れ込み、電源電圧ＶＣＣが図６（ａ）のごとく上昇して数秒後に制御回路１０２が起動して端子Ｐ３にパルス電圧が発生し、後段に接続された機器が誤動作する。スイッチング電源装置１００に、例えば音響機器が接続されている場合には、上記パルス電圧によってボツ音がスピーカから発生する。この時、商用電源の交流電圧Ｖｉｎはオフされたままであるため端子Ｐ３の電圧はすぐに降下する。

第一従来例の問題点を解決したのが図７に参照する第二従来例である。図７のスイッチング電源装置１１０は、トランジスタＱ２を有するスイッチ回路１１３が制御回路１１２の電源電圧端子ＶＣＣに接続されている。商用電源の交流電圧Ｖｉｎが異常時に一瞬降下する時、Ｖｉｎが０Ｖに向かって降下する途中で平滑用コンデンサＣ３の電圧がツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツエナー電圧以下になりツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の電流が０Ａになる。これに伴いダイオードＤ５のカソード側の電圧がアノード側より低くなってＤ５が導通し、抵抗Ｒ３、Ｒ４を介してアースに電流が流れる。そしてＱ２のベース電圧がエミッタ−電圧より低くなる結果、Ｑ２がオンして電流制限用抵抗Ｒ５とＱ２のエミッター・コレクターを通してアースに電流が流れ、制御回路１１２の電源電圧ＶＣＣが０．２Ｖ程度に降下して制御回路１１２は動作を停止する。従って、図７の第二従来例は、図６（ｂ）に示すように、電源オフ時に端子Ｐ３にパルス電圧を発生しない。

特許文献１においては、スイッチング電源の動作停止時に入力電圧の低下により増大するスイッチング素子のオン時間をパルス幅検出回路でアナログ電圧に変換し、基準電圧と比較してスイッチング制御素子をオフすることが開示されている。
実開平５−５５７８４号公報（平成５年７月２３日公開） 特開２００６−０１４４６５号公報（平成１８年１月１２日公開）

図７の第二従来例に使用するツエナーダイオードＺＤ１とＺＤ２はツエナー電圧の上限が３６Ｖ程度であるために、Ｃ３に印加される電圧が７２Ｖ以下になった時に制御回路１１２が動作を停止する。この電圧は商用電源の交流電圧Ｖｉｎに換算すると約５０Ｖである。

しかしながら、上記従来の第二従来例では、Ｖｉｎが低下するとトランスＴ１の２次側巻線Ｎ２から出力される電圧が降下する。この電圧降下を出力電圧検出部１１１が検出し、検出結果がフォトカプラＰＣによって制御回路１１２へフィードバックされる。制御回路１１２は、トランスＴ１の２次側巻線Ｎ２から出力される電圧を上げるために、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに出力するスイッチング信号の周波数を高くする。これにより、Ｑ１の単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、Ｑ１のドレイン・ソースに流れる電流が電圧Ｖｉｎの降下に反比例して増加し、ヒューズＨＳ１に流れる電流も増加する。従って、Ｖｉｎの異常でＶｉｎが５０Ｖまで降下した時に、Ｑ１が破壊する、あるいはヒューズＨＳ１が溶断するという問題点を有する。このような問題点は、図５の第一従来例のスイッチング電源装置１００においても同様に生じる。さらに、トランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３の端子に発生する電圧の出力インピーダンスは低いため、Ｖｉｎが低下するとトランジスタＱ２に流れ込む電流が大きくなることによりトランジスタＱ２が破壊されることもある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、その目的は、商用電源の交流電圧が低下した場合に安全に動作を停止することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、他励式にて、主スイッチング素子を制御して、直流入力を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するための制御手段を有するスイッチング電源装置において、前記直流入力により前記制御手段を起動するための起動用電源を生成する複数の起動用抵抗を互いに直列に接続して有している起動用電源回路と、前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると前記主スイッチング素子を停止させる電圧検出スイッチ回路と備え、前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動用電源回路における複数の起動用抵抗間の接続点の何れかの直流を前記ツエナーダイオードによりモニターするようになっていることを特徴としている。

上記構成によれば、前記電圧検出スイッチ回路が、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をモニターすることで、電圧検出スイッチ回路に入力され、検出される直流の電圧を低下させることができる。これにより、上記構成は、ツエナーダイオードやスイッチ素子の耐圧が小さいものを用いることができて、従来のように耐圧を確保するために複数のツエナーダイオードを互いに直列に用いる必要がなくなり、回路構成を簡便化できる。

さらに、上記構成は、前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると、電圧検出スイッチ回路が前記主スイッチング素子への制御を停止させる。これにより、制御手段への補助電源のための整流回路に使用されるコンデンサの影響を防止できて、従来生じていた、主トランジスタ素子の破壊や他の電子装置への悪影響を回避できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードの検出結果に応じて作動して第一制御信号を出力するためのスイッチ素子とを有していてもよい。

上記スイッチング電源装置においては、前記スイッチ素子は、トランジスタで有り、前記電圧検出スイッチ回路は、前記トランジスタの保護用のダイオードを、前記ツエナーダイオードと前記トランジスタとの間に備えていてもよい。

上記構成によれば、保護用のダイオードを備えたことで、用いるスイッチ素子のトランジスタの耐圧が小さくできて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードに対する第一のバイアス抵抗を有していてもよい。

上記構成によれば、第一のバイアス抵抗を有することにより、用いるツエナーダイオードの耐圧の小さいものを使用できて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置においては、印加電圧を分圧により低減するための、第二のバイアス抵抗を有していてもよい。

上記構成によれば、さらに、第二のバイアス抵抗を有することにより、用いるツエナーダイオードの耐圧のさらに小さいものを使用できて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、過電流防止のための電流制限用抵抗を備えていてもよい。

上記スイッチング電源装置においては、さらに、交流入力から、前記直流入力を生成するための入力側整流回路を備えていてもよい。

上記スイッチング電源装置では、Ｖｉｎが交流入力の電圧を示し、Ｖｚｄ１がツエナーダイオードのツエナー電圧を示し、ｋが前記制御を一時停止する、交流入力の電圧の低下率の設定値を示すとき、前記起動用電源回路における、電圧が検出される接続点の前後の第一の起動抵抗と第２の起動抵抗との比（Ｒ１／Ｒ２）が、下記の式（１）に基づき、
Ｒ１／Ｒ２
＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）−ＶＣＣ）／（Ｖｚｄ１−ＶＣＣ）−１ …式（１）
設定されていてもよい。

本発明に係るスイッチング電源装置は、以上のように、前記直流入力により前記制御手段を起動するための起動用電源を生成する複数の起動用抵抗を互いに直列に接続して有している起動用電源回路と、前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると前記主スイッチング素子を停止させる電圧検出スイッチ回路と備え、前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動用電源回路における複数の起動用抵抗間の接続点の何れかの直流を前記ツエナーダイオードによりモニターするようになっている構成である。

それゆえ、上記構成では、前記電圧検出スイッチ回路が、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をモニターすることで、電圧検出スイッチ回路に入力され、検出される直流の電圧を低下させて、ツエナーダイオードやスイッチ素子の耐圧が小さいものを用いることができて、従来のように耐圧を確保するために複数のツエナーダイオードをシリーズに用いる必要がなくなり、回路構成を簡便化できる。

その上、上記構成は、前記直流入力が所定値以下となった場合に、電圧検出スイッチ回路が前記主スイッチング素子への制御を停止させることにより、従来生じていた、主トランジスタ素子の破壊や他の電子装置への悪影響を回避できるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１および図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。先ずは、本実施の形態１にスイッチング電源装置の概略構成を図１を参照して説明する。図１に示すスイッチング電源装置１０は、大略的には、出力電圧検出部１１、制御回路１２、スイッチ回路１３、電圧検出回路１４、トランスＴ１、主スイッチング素子Ｑ１、を備えて構成されており、交流電圧Ｖｉｎの入力端子Ｐ１、Ｐ２および直流電圧出力端子Ｐ３、Ｐ４を有している。

スイッチング電源装置１０においては、商用電源等によって端子Ｐ１、Ｐ２間に入力する交流電圧Ｖｉｎ、例えば１００Ｖ、６０Ｈｚの電圧がヒューズを介して入力されるラインフィルタＬ１と、ラインフィルタＬ１の前後にそれぞれ設けられたノイズ除去用の各ラインコンデンサＣ１、Ｃ２とが設けられている。なお、上記商用の交流電源の電圧としては、他に、１１７Ｖや２００Ｖや２２０Ｖなどが挙げられる。

上記スイッチング電源装置１０では、ラインフィルタＬ１からのノイズが除去された交流入力が入力される、ホイートストンブリッジ型に組み合わされた各ダイオードＤ１〜Ｄ４と、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からのリップル成分を備えた直流をさらに整流して、上記交流入力から直流入力を出力するための平滑用コンデンサＣ３とが設けられている。また、上記スイッチング電源装置１０においては、平滑用コンデンサＣ３からの直流入力が入力される１次側主巻線Ｎ１と、１次側主巻線Ｎ１とは極性が逆方向となる二次側巻線Ｎ２と、補助電源用の１次側副巻線Ｎ３とを有するトランスＴ１が設けられている。１次側副巻線Ｎ３は、上記トランスＴ１において、１次側主巻線Ｎ１と極性が順方向にて形成されている。

さらに、トランスＴ１の１次側主巻線Ｎ１に接続されて、上記１次側主巻線Ｎ１に流れる電流をスイッチング（断接）する電界効果型トランジスタであるＦＥＴ（主スイッチング素子）Ｑ１が、直流入力から負荷へ印加される負荷電圧を所望値に設定するために所定の周波数の交流に変換するように設けられている。

本実施の形態では、上記ＦＥＴＱ１は、Ｎ型であるが必要に応じてＰ型も使用可能であり、さらに、スイッチング機能を有していれば、他のタイプの、例えばバイポーラトランジスタも使用可能である。よって、ＦＥＴＱ１のドレインは、１次側主巻線Ｎ１のアース側に接続され、ＦＥＴＱ１のソースが各ダイオードＤ１〜Ｄ４のアース側に接続され、ＦＥＴＱ１のゲートが後述する制御回路１２の出力端子ＯＵＴおよびスイッチ回路１３のトランジスタＱ２の電流制限用抵抗Ｒ５の一方に接続されている。

一方、上記トランスＴ１の２次側巻線Ｎ２には、２次側巻線Ｎ２から出力される、昇圧または降圧されて電圧が所望値に調整された出力交流を整流して直流出力として出力するための整流用ダイオードＤ６と、平滑用コンデンサＣ５と、上記直流出力を外部に取り出すための各出力端子Ｐ３、Ｐ４とが設けられている。さらに、各出力端子Ｐ３、Ｐ４に対しパラレルに接続された出力電圧検出部１１が上記直流出力の電圧を検出するために設けられている。さらに、上記トランスＴ１の２次側巻線Ｎ２では、出力電圧検出部１１にて検出された出力電圧値を、非接触な光学的に一次側に伝達するためのフォトカプラＰＣの発光部ＰＣａが取り付けられている。

前記制御回路１２は、フォトカプラＰＣの受光部ＰＣｂからの、出力電圧値を示す検知信号がフィードバック端子ＦＢに入力されて、その検知信号に基づきＦＥＴＱ１のゲートへの制御信号（スイッチングパルス信号）つまりＦＥＴＱ１のスイッチング動作すなわちスイッチング周波数やスイッチングパルス信号のデューティー比を変える、例えばＰＷＭ
制御できるようになっている制御ＩＣである。

トランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３には、制御回路１２の電源端子Ｖｃｃに所定電圧の直流を補助電源として供給できるように、整流用ダイオードＤ７と平滑用コンデンサＣ４とが設けられている。平滑用コンデンサＣ４は、整流用および起動時の各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２からの起動電流蓄積用コンデンサである。

さらに、制御回路１２の電源端子Ｖｃｃには、制御回路１２の起動用のために、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からの直流入力から各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して生成された所定電圧による直流電圧も入力されるようになっている。

スイッチング電源装置１０は、スイッチ回路１３および電圧検出回路１４を備えている。スイッチ回路１３は、抵抗Ｒ５およびトランジスタＱ２を直列に接続してなる構成であり、スイッチ回路１３の一方の端部（抵抗Ｒ５側）は制御回路１２の出力とＦＥＴＱ１のゲートとの接続点に接続され、もう一方の端部（トランジスタＱ２側）はアースに接続されている。

電圧検出回路１４は、ツエナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ３、およびダイオードＤ５によって構成されている。電圧検出回路１４において、ツエナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ３は直列に接続されており、ダイオードＤ５のカソードはツエナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ３との接続点に接続されている。また、電圧検出回路１４において、ツエナーダイオードＺＤ１の他端は起動抵抗Ｒ１とＲ２との接続点に接続され、抵抗Ｒ３の他端はアースに接続されている。そしてスイッチ回路１３が備えるトランジスタＱ２のベースと電圧検出回路１４が備えるダイオードＤ５のアノードは接続されている。

スイッチング電源装置１０の動作停止時に交流電圧Ｖｉｎがオフになると、Ｖｉｎが０Ｖに向かって降下する途中で平滑用コンデンサＣ３の両端電圧がツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧以下になり、ツエナーダイオードＺＤ１の電流が０Ａになる。これに伴いダイオードＤ５のカソード側の電圧がアノード側より低くなってＤ５が導通し、抵抗Ｒ３を介してアースに電流が流れる。そしてＱ２のベース電圧がエミッタ−電圧より低くなり、Ｑ２がオンしてＱ１のゲートに出力されていたスイッチング信号が、電流制限用抵抗Ｒ５とＱ２のエミッター・コレクターを通してアースに流れることによりＱ１がスイッチング動作を停止し、スイッチング電源装置１０は安全に動作を停止する。

また、電圧検出回路１４を起動抵抗Ｒ１とＲ２の接続点に接続することにより、電圧検出回路１４の入力電圧はＲ１とＲ２により分圧されて図７に示した第二従来例より低くなる。これにより、制御回路１２が動作を停止する時の電圧検出回路１４の入力電圧、即ちツエナーダイオードのツエナー電圧が低くなる。従って、電圧検出回路１４は図７に示すＺＤ２の廃止が可能となる。その上、定格消費電力が１／２ワットの抵抗を使用しているＲ３、Ｒ４は消費電力が少なくなるのでＲ４の廃止が可能となる。

さらに、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２の設定は、以下の式（１）にて設定することが好ましい。このような設定は、後述する他の実施の形態でも同様に好ましい。Ｖｉｎは、端子Ｐ１、Ｐ２に入力する交流電圧を示し、Ｖｚｄ１はツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧を示し、ＶＣＣは制御回路１２の電源電圧を示す。

Ｒ１／Ｒ２
＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）−ＶＣＣ）／（Ｖｚｄ１−ＶＣＣ）−１ …（１）
式（１）はＲ１とＲ２の接続点の電圧Ｖｒ２が（Ｒ２／Ｒ１＋Ｒ２）×（Ｖｉｎ×√２×ｋ−ＶＣＣ）＋ＶＣＣとなり、トランジスタＱ２がオンして制御回路１２が停止する時のＶｒ２の電圧はＺＤ１のツエナー電圧Ｖｚｄ１と等しくなることから導き出すことができる。ｋは、交流電圧Ｖｉｎが、例えば７０％に降下したときに制御回路１２からＱ１のゲートに出力されるスイッチング信号をスイッチ回路１３のトランジスタＱ２で吸収させて、Ｑ１のスイッチング動作を停止する係数で、この値ｋを変えることで動作を停止する電圧を任意の値に設定できる。交流電圧が７０％に降下したときは、ｋ＝０．７となる。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図２〜図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。

図２に示すスイッチング電源装置２０は、図１に示す電圧検出回路１４に対し、ツエナーダイオードＺＤ１と、第１のバイアス抵抗Ｒ３およびダイオードＤ５との間に、第２のバイアス抵抗Ｒ７を直列に追加した電圧検出回路２４が設けられている。第２のバイアス抵抗Ｒ７を追加したことにより、Ｄ５のカソード電圧がＲ３とＲ７により分圧されて低くなる。ダイオードＤ５は従来５００Ｖ耐圧品を使用していたが、図２の構成により、耐圧が低く安価で小型な５０Ｖ耐圧品のダイオードが使用可能となる。

図３に示すスイッチング電源装置３０は、図１に示す電圧検出回路１４に対し、ダイオードＤ５を廃止した電圧検出回路３４が設けられている。これは電圧検出回路３４を起動抵抗Ｒ１とＲ２の接続点に接続することにより、電圧検出回路３４の入力電圧を図７の第二従来例の電圧検出回路１１４と比較して低くできる結果、Ｑ２のベース電圧が低く設定できるため、Ｑ２にベース電圧の耐圧１００Ｖ品を使用することによりＤ５の廃止が可能となったものである。

図４に示すスイッチング電源装置４０は、図２に示す電圧検出回路２４に対し、ダイオードＤ５を廃止した電圧検出回路４４が設けられている。Ｑ２のベース電圧が第２のバイアス抵抗Ｒ７と第１のバイアス抵抗Ｒ３とで分圧されて低くなる結果、Ｑ２にベース電圧の耐圧が上記実施の形態３で使用した１００Ｖと比較して８０Ｖ程度と低く安価なトランジスタを採用することが可能となる。

上記の実施の形態１および実施の形態２に記載の何れの回路においても、図６（ｂ）の動作図のように商用電源の交流電圧オフ後に端子Ｐ３よりパルス電圧が発生しなくなる。また、商用電源の交流電圧がｋ×１００％に降下した時に制御回路の動作を停止することが可能となり、誤動作や他の部品が破壊やダメージを受けることなく、安全にスイッチング電源装置の動作を停止することができる。さらに、Ｑ１のゲートスイッチング信号は比較的インピーダンスが高いため、Ｑ２に大きな電流が流れないので、Ｑ２が破壊する恐れも無くなる。

なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態１を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態２を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態３を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態４を示す回路図である。 現状のスイッチング電源装置の回路図である。 図６（ａ）は、現状のスイッチング電源装置の動作を示す波形図であり、図６（ｂ）は、現状の対策および本発明による各スイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 第一従来例の問題点を解決するために従来用いられてきた対策を示す回路図である。

符号の説明

１０、２０、３０、４０ スイッチング電源装置
１１、２１、３１、４１ 出力電圧検出部
１２、２２、３２、４２ 制御回路（制御手段）
１３、２３、３３、４３ スイッチ回路（電圧検出スイッチ回路）
１４、２４、３４、４４ 電圧検出回路（電圧検出スイッチ回路）
Ｃ３〜Ｃ５ 平滑用コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ 整流回路用ダイオード
Ｄ５ トランジスタＱ２の耐圧保護用ダイオード
ＦＢ 制御回路のフィードバック端子
Ｎ１ １次側主巻線
Ｎ２ ２次側巻線
Ｎ３ １次側副巻線
ＯＵＴ 制御回路の出力端子
Ｐ１、Ｐ２ 商用電源の交流電圧Ｖｉｎの入力端子
Ｐ３、Ｐ４ 直流電圧出力端子
ＰＣ フォトカプラ
ＰＣａ フォトカプラの発光部
ＰＣｂ フォトカプラの受光部
Ｑ１ 電界効果型トランジスタ（主スイッチング素子）
Ｑ２ スイッチ回路のトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 起動抵抗
Ｒ３、Ｒ４ 電圧検出回路の第１のバイアス抵抗
Ｒ５ トランジスタＱ２の電流制限用抵抗
Ｒ７ 電圧検出回路の第２のバイアス抵抗
Ｔ１ トランス
ＶＣＣ 制御回路（制御手段）の電源電圧
Ｖｉｎ 商用電源の交流電圧
Ｖｒ２ Ｒ１とＲ２の接続点の電圧
Ｖｚｄ１ ツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧
ＺＤ１、ＺＤ２ 電圧検出回路のツエナーダイオード

Claims (8)

1. 他励式にて、主スイッチング素子を制御して、直流入力を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するための制御手段を有するスイッチング電源装置において、
   前記直流入力により前記制御手段を起動するための起動用電源を生成する複数の起動用抵抗を互いに直列に接続して有している起動用電源回路と、
   前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると前記主スイッチング素子を停止させる電圧検出スイッチ回路と備え、
   前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動用電源回路における複数の起動用抵抗間の接続点の何れかの直流を前記ツエナーダイオードによりモニターするようになっていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードの検出結果に応じて作動して前記主スイッチング素子を停止させる信号を出力するためのスイッチ素子とを有していることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチ素子は、トランジスタであり、
   前記電圧検出スイッチ回路は、前記トランジスタの保護用のダイオードを、前記ツエナーダイオードと前記トランジスタとの間に備えていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードに対する第一のバイアス抵抗を有していることを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電圧検出スイッチ回路に対する印加電圧を分圧により低減するための、第二のバイアス抵抗を有していることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電圧検出スイッチ回路は、過電流防止のための電流制限用抵抗を備えていることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. さらに、交流入力から、前記直流入力を生成するための入力側整流回路を備えていることを特徴とする請求項１ないし６の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. Ｖｉｎが交流入力の電圧を示し、Ｖｚｄ１がツエナーダイオードのツエナー電圧を示し、ｋが前記制御を一時停止する、交流入力の電圧の低下率の設定値を示すとき、前記起動用電源回路における、電圧が検出される接続点の前後の第一の起動抵抗と第２の起動抵抗との比（Ｒ１／Ｒ２）が、下記の式（１）に基づき、
   Ｒ１／Ｒ２
   ＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）−ＶＣＣ）／（Ｖｚｄ１−ＶＣＣ）−１ …式（１）
   設定されていることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。

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