JP2008048484A - 直流交流変換装置の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入出力を直流的に絶縁し入力の直流電圧を交流電圧に直接変換する直流交流変換装置の駆動方法を提供すること。
【解決手段】
電圧変換回路１が、変換回路入力端３１と変換回路出力端３２とを直流的に絶縁しつつ、所望の交流出力の極性に応じた極性の電圧を変換回路出力端３２に出力する。第１スイッチ２が導通状態になると、電圧変換回路１により、変換回路入力端３１から変換回路出力端３２へ給電が行なわれ、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ入力端４１に印加される。この場合、第１スイッチ２は、電圧変換回路１により、変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電が停止された後、非導通とされる。第２スイッチ３が導通すると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ入力端４１に印加されることなくフィルタ回路４内の電流が流れる経路が確保される。第１スイッチ２と第２スイッチ３とは、少なくとも何れか一方が導通状態にあって動作する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換装置の駆動方法に関するものである。

特許文献１に開示されているＡＣインバータでは、図２１に示すように、バッテリ（例えばＤＣ１２Ｖ）等のＤＣ入力部２１０の電源端子に接続される電源ライン２１０ａは、チョークコイルやコンデンサよりなるＤＣ入力フィルタ２３０に接続される。スイッチング回路２４０は、ＤＣ入力部２１０からの直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を例えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の回路である。ＤＣ高電圧整流回路２６０は、スイッチング回路２４０の高周波発振によってトランス２５０の高電圧用コイルに発生した高電圧出力（例えば１４０Ｖ）の波形を平滑化し、ＤＣ出力ライン２６０ａよりドライブ回路２８０へ出力する。ドライブ回路２８０（交流化回路）は、例えば４個のＦＥＴを二つのＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに対してＨブリッジ形に接続してなる周知のもので、対角に位置するＦＥＴが所定のデューティ非で交互にオン駆動されることによって、ＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに例えば５５Ｈｚの交流電圧を発生させる。

特開２００２−３１５３５１号公報

しかしながら、特許文献１では、スイッチング回路２４０により直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を高周波（５５ｋＨｚ）で発振させ、トランス２５０から高電圧（１４０Ｖ）として出力させた後、この高電圧高周波波形をＤＣ高電圧整流回路２６０で平滑化し、ドライブ回路２８０（交流化回路）により所望（５５Ｈｚ）の交流電圧を発生させる。

ＤＣ入力部２１０から出力からの低電圧の直流電源を、高電圧で低周波数の交流電圧に変換してＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに出力するために、直流電圧から交流電圧への変換、交流電圧から直流電圧への変換、直流電圧から交流電圧への変換と、３回の変換を必要とする。所望の交流電圧が出力されるまでの電力変換処理が複雑である。また、スイッチング損失等の回路動作における損失が大きくなってしまうおそれがあり十分な電力変換効率を得ることができない場合があり問題である。

本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換する新規な直流交流変換装置の駆動方法を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、請求項１に係る直流交流変換装置の駆動方法は、直流電圧が入力される一対の直流入力端と、交流電圧が出力される一対の交流出力端と、電圧変換回路と、フィルタ回路と、第１スイッチと、第２スイッチとを有し、電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、変換回路入力端に印加された直流電圧を、交流電圧の極性に応じた極性を有する電圧に変換して変換回路出力端に出力し、フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、直流入力端と変換回路入力端とが接続され、変換回路出力端とフィルタ入力端とが第１スイッチを介して接続され、フィルタ出力端と交流出力端とが接続され、フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続される直流交流変換装置の駆動方法であって、第１スイッチを導通した後、電圧変換回路により変換回路入力端から変換回路出力端に給電するステップと、電圧変換回路により変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止した後、第１スイッチを非導通とするステップとを有し、第１スイッチと第２スイッチとの少なくとも何れか一方は導通状態であり、交流出力端に出力すべき電圧の極性に応じて、電圧変換回路が、変換回路出力端に現れる電圧の極性を変えることを特徴とする。

請求項１の直流交流変換装置の駆動方法では、電圧変換回路が、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁しつつ、所望の交流出力の極性に応じた極性の電圧を変換回路出力端に出力する。第１スイッチが導通状態になると、電圧変換回路により、変換回路入力端から変換回路出力端へ給電が行なわれ、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加される。この場合、第１スイッチは、電圧変換回路により、変換回路入力端から変換回路出力端への給電が停止された後、非導通とされる。第２スイッチが導通すると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加されることなくフィルタ回路内の電流が流れる経路が確保される。第１スイッチと第２スイッチとは、少なくとも何れか一方が導通状態にあって動作する。また、電圧変換回路は、その出力電圧の極性を変えることで、交流出力端に現れる電圧の極性を制御する。

このように、請求項１の直流交流変換装置の駆動方法によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を交流電圧に直接変換することができる。また、第１スイッチを導通した後、電圧変換回路により電力が給電されるので、第１スイッチでのターンオン損失の発生を抑制できる。また、第１スイッチと第２スイッチとの少なくとも何れか一方は導通状態であるので、フィルタ回路内の電流が流れる経路が確保できる。

また、請求項２に係る直流交流変換装置の駆動方法は、請求項１に記載の直流交流変換装置の駆動方法において、第１スイッチを導通するステップ（ステップ１）、第１スイッチの導通状態下で、電圧変換回路により変換回路入力端から変換回路出力端に給電するステップ（ステップ２）、第１スイッチの導通状態下で、電圧変換回路により変換回路入力端から変換回路出力端への給電を停止するステップ（ステップ３）、第１スイッチの導通状態下で、第２スイッチを導通するステップ（ステップ４）、第２スイッチの導通状態下で、第１スイッチを非導通とするステップ（ステップ５）、第２スイッチの導通状態下で、第１スイッチを導通するステップ（ステップ６）、第１スイッチの導通状態下で、第２スイッチを非導通とするステップとを有し（ステップ７）、（ステップ１）から（ステップ７）を繰り返すことを特徴とする。

請求項２の直流交流変換装置の駆動方法では、第１スイッチを導通（ステップ１）した後、電圧変換回路による変換回路入力端から変換回路出力端への給電（ステップ２）、電圧変換回路による変換回路入力端から変換回路出力端への給電の停止（ステップ３）を行なう。その後、第２スイッチを導通（ステップ４）した後、第１スイッチの非導通（ステップ５）とする。更に再び、第１スイッチを導通（ステップ６）して第２スイッチを非導通とする（ステップ７）。これらの動作を繰り返し行なう。

これにより、ステップ１の第１スイッチを導通状態に維持し、ステップ２で電圧変換回路により電力が給電されるので、第１スイッチでのターンオン損失の発生を抑制できる。また、ステップ５にて第２スイッチが導通状態で第１スイッチを非導通としているので、第１スイッチに流れる電流は第２スイッチの非導通時より少なくなり、第１スイッチのターンオフ損失を小さくできる。また、第１スイッチと第２スイッチとの少なくとも何れか一方は導通状態であるので、フィルタ回路内の電流が流れる経路が確保できる。

また、請求項３に係る直流交流変換装置の駆動方法は、請求項２に記載の直流交流変換装置の駆動方法において、電圧変換回路はトランスを有し、（ステップ５）と（ステップ６）との間に、（ステップ２）でトランスに印加する電圧とは逆方向の電圧をトランスに印加するステップを更に有することを特徴とする。

請求項３の直流交流変換装置の駆動方法では、（ステップ５）と（ステップ６）との間に、（ステップ２）で電圧変換回路のトランスに印加する電圧とは逆方向の電圧をトランスに印加する。

電圧変換回路がトランスを有する場合、ステップ５とステップ６との間で、電圧変換回路からの給電の停止状態で第１スイッチを非導通とすることで、トランスをリセットすることができる。請求項３の発明では、さらにステップ５とステップ６との間で、ステップ２でトランスに印加する逆方向の電圧を印加するので、確実にトランスをリセットすることができる。

また、請求項４に係る直流交流変換装置の駆動方法は、請求項２または３に記載の直流交流変換装置の駆動方法において、ステップ２の時間とステップ５の時間との比を調整することにより、交流出力端に出力される電圧を制御することを特徴とする。これにより、交流出力端に現れる電圧の大きさを制御することができる。

本発明によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換することができる。

以下、本発明の直流交流変換装置について具体化した実施形態を図１乃至図２０に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明の駆動方法を実現する直流交流変換装置の回路ブロックである。一対の直流入力端１０から直流電圧Ｖ１が入力され、一対の交流出力端２０から交流電圧Ｖ２が出力される。直流入力端１０は、電圧変換回路１の一対の変換回路入力端３１に接続されている。電圧変換回路１の変換回路出力端３２の一方は第１スイッチ２を介して、電圧変換回路１の変換回路出力端３２の他方は直接に、フィルタ回路４の一対のフィルタ入力端４１に接続されている。また、フィルタ入力端４１の端子間は第２スイッチ３で接続されている。フィルタ回路４の一対のフィルタ出力端４２は、一対の交流出力端２０に接続されている。

電圧変換回路１は、変換回路入力端３１と変換回路出力端３２とが直流的に絶縁されており、変換回路入力端３１に印加された直流電圧Ｖ１を、交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電圧に変換して変換回路出力端３２に出力する。

フィルタ回路４は、フィルタ入力端４１とフィルタ出力端４２との間に備えられる一対のコイルＬ１、Ｌ２と、フィルタ出力端４２の端子間に接続される出力コンデンサＣ１とを有して構成される一般的なフィルタ回路である。

第１スイッチ２が導通状態で電圧変換回路１により変換回路出力端３２に電圧が印加されると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加される。第２スイッチ３が導通状態となると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加されることなくフィルタ回路４内の電流が流れる経路が確保される。フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。電圧変換回路１からの電力供給があり、かつ第１スイッチ２が導通状態になる時間と、第２スイッチ３が導通状態となる時間との比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる電圧の大きさを制御できる。変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる電圧の極性が制御される。

図２の回路図は実施形態の駆動方法を実現する直流交流変換装置である。電圧変換回路１は、１次側に中間タップを備えたトランスＴＲと、エミッタ端子が共通に接続され、コレクタ端子が１次側巻線の両端の各端子にそれぞれ接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２とを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子とトランスＴＲの中間タップとの間に、平滑コンデンサＣ０が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子を負側として直流電圧Ｖ１が入力される。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２は、プッシュプル回路を形成している。

トランスＴＲの２次側巻線の各端子には、それぞれＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のコレクタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のエミッタ端子は、フィルタ回路４のコイルＬ１、Ｌ２の一端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６で第１スイッチ２を構成している。これにより、第１スイッチ２として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を用いても、変換回路出力端に現れる電圧の極性によらず、変換回路出力端とフィルタ入力端との間を非導通とすることができる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｔ５のエミッタ端子とコイルＬ１の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ７のエミッタ端子が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ６のエミッタ端子とコイルＬ２の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ８のエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８は、それぞれのコレクタ端子が互いに接続されて直列接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８で第２スイッチ３を構成している。これにより、第２スイッチ３として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を用いても、第２スイッチ３を非導通とすることができる。

ここで、各ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８は、逆並列ダイオードを備えている。

以下、図３乃至図１６において、実施形態の図２に示す直流交流変換装置の駆動方法を段階ごとに示す。図３乃至図８は交流電圧Ｖ２の電圧上昇期の回路動作である。図９乃至図１６は交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作である。交流電圧Ｖ２の周波数に比べてＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８を十分高い周波数でスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６のオンデューティを制御することにより、交流電圧Ｖ２を生成する。

先ず、交流電圧Ｖ２の電圧上昇期の回路動作について説明する。図３乃至図８が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、（Ｔ２）、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期の動作である。

図３の動作状態（１）において、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する。中間タップを挟んで直列に接続されているトランスＴＲの１次側巻線の一方に直流電圧Ｖ１が印加される。直流電圧Ｖ１の正極から、中間タップを介してＩＧＢＴ素子Ｔ１を流れて直流電圧Ｖ１の負極に向かう経路に電流が流れる。この電流によりトランスＴＲが励磁され、２次側巻線の基準端子を正電位とする電圧が誘起される。基準端子から、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）、コイルＬ２、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路に電流が流れる。

これにより、出力コンデンサＣ１の端子間電圧である交流電圧Ｖ２も時間と共に上昇する。

交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、図３乃至図８で示される１周期の動作期間のうち、図３で示される動作状態（１）の占める時間割合が大きい。

尚、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となる前に導通状態となっているので、トランスＴＲからコイルＬ１、Ｌ２に電流が流れ始める際に、ターンオン損失は発生しない。

次に図４の動作状態（２）に移行する。図４の動作状態（２）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に電流が流れる。

同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。なお、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

次に図５の動作状態（３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通により、トランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧が略一定であるからである。

尚、図４、図５の動作状態（２）、（３）は、図３の動作状態（１）から次に説明する図６の動作状態（４）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図４、図５の動作状態（２）、（３）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

次に図６の動作状態（４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

ここで、図示はされていないが、図６の動作状態（４）においてＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を非導通とした後、図７の動作状態（５）においてＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を導通するまでの間に、ＩＧＢＴ素子Ｔ２を導通状態とすることにより、トランスＴＲの１次側巻線に図３の動作状態（１）で印加された電圧バイアスとは逆方向にバイアスを印加してやれば、トランスＴＲのリセットを促進することができる。

次に図７の動作状態（５）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

次に図８の動作状態（６）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通制御に際してはスイッチング損失が発生しない。

図８の動作状態（６）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図３の動作状態（１）に移行する。図３の動作状態（１）から図８の動作状態（６）を、この順で繰り返すことにより、交流電圧Ｖ２を上昇させることができる。交流電圧Ｖ２の上昇幅は、図３の動作状態（１）の期間と図６の動作状態（４）の期間の比を調整することにより行なう。

尚、図７、図８の動作状態（５）、（６）は、図６の動作状態（４）から図３の動作状態（１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図７、図８の動作状態（５）、（６）の期間は、可及的に短くすることが好ましい。

交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期において、図３の動作状態（１）が十分に大きな時間割合で継続し、コイルＬ１、Ｌ２に十分な電磁エネルギーが蓄積されるので、１周期の動作の中で図３の動作状態（１）に引き続く図４乃至図８の動作状態（２）〜（６）において、コイルＬ１、Ｌ２の電流の向きは一定であり、出力コンデンサＣ１は常に充電され続ける。

次に、交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作について説明する。図９乃至図１６が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期である。この動作を繰り返すことにより出力コンデンサＣ１が放電されていき、交流電圧Ｖ２が下降していく。

図９の動作状態（７）へ移行する前段階（図１６の動作状態（１４））は、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通の状態であって、出力コンデンサＣ１から、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、コイルＬ２を通って電流が流れ、出力コンデンサＣ１が放電して交流電圧Ｖ２が下降している状態である。このとき、出力コンデンサＣ１からの電流によりトランスＴＲが励磁され、トランスＴＲの１次側巻線に直流電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧が発生し、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードを通って電流が流れる。したがって、出力コンデンサＣ１の放電電流は、トランスＴＲの励磁電流とトランスＴＲの１次側の電流との合計になる。

図９の動作状態（７）は、この状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される。トランスＴＲの１次側巻線に流れる電流は、直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向かう方向に増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの１次側電流が減り始める。）。これに伴い、トランスＴＲの２次側基準端子方コイルＬ１に向かう電流が増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの２次側電流が減り始める。）。したがって、出力コンデンサＣ１の電圧の降下が低減する。

更にＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通状態が続くと、トランスＴＲの１次側電流、２次側電流ともに上記の方向に増え続け、１次側では直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向けた電流が流れる（電流の向きが変わる。）。同様に、トランスＴＲの２次側も、トランスＴＲの基準端子からコイルＬ１に向かう電流が流れ（電流の向きが変わり）、図１０に示すような動作状態（８）になる。ただし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する直前の電流値やＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通時間によっては、電流の向きが変わらない場合もある。以下、上記のとおり電流の向きが変わったものとして説明をする。

次に図１１の動作状態（９）に移行する。図１１の動作状態（９）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に励磁電流が流れる。

同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。尚、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

次に図１２の動作状態（１０）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇する。

同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通によりトランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧がほぼ一定であるからである。

尚、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）は、図１０の動作状態（８）から次に説明する図１３の動作状態（１１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

次に図１３の動作状態（１１）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーが全て放出されると、出力コンデンサＣ１とコイルＬ１、Ｌ２の共振により、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の向きが逆転する。すなわち、図１４の動作状態（１２）に示すように、出力コンデンサＣ１からコイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ８、コイルＬ２の順に電流が流れ、出力コンデンサＣ１は放電される。これにより交流電圧Ｖ２は下降する。交流電圧Ｖ２の下降期では、負荷の有無等にもよるが、図１３の動作状態（１１）の期間を図１０の動作状態（８）に比べて長くする。

ここで、図示はされていないが、図１３の動作状態（１１）においてＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を非導通とした後、図１５の動作状態（１３）においてＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を導通するまでの間に、ＩＧＢＴ素子Ｔ２を導通状態とすることにより、トランスＴＲの１次側巻線に図９、図１０の動作状態（７）、（８）で印加された電圧バイアスとは逆方向にバイアスを印加してやれば、トランスＴＲのリセットを促進することができる。

次に図１５の動作状態（１３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。出力コンデンサＣ１が放電され続け、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。

次に図１６の動作状態（１４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、コイルＬ２、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１の放電が継続され、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。

この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変換する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通制御に際してスイッチング損失は発生しない。

図１６の動作状態（１４）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図９の動作状態（７）に移行する。図９の動作状態（７）から図１６の動作状態（１４）をこの順で繰り返すことにより交流電圧Ｖ２を下降させることができる。交流電圧Ｖ２の下降幅は、図１０の動作状態（８）の期間と図１３の動作状態（１１）の期間との比を調整することにより行なう。

尚、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）は、図１３の動作状態（１１）から図９の動作状態（７）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）の期間は可及的に短くすることが好ましい。

交流電圧Ｖ２の電圧下降期においては、負荷の有無にもよるが、図１３、図１４の動作状態（１１）、（１２）が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期中で充分に大きな割合で継続することで、交流電圧Ｖ２の下降を実現することができる。

尚、コイルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８との間を流れるコイル電流の方向が、出力コンデンサＣ１を充電する電流方向から放電する電流方向に反転するタイミングは、図１５の動作状態（１３）でのタイミングとは限らない。図９および図１０の動作状態（７）、（８）における時間や回路パラメータの条件に応じて、図１１乃至図１３の動作状態（９）〜（１１）の何れかのタイミングで反転することも考えられる。また、図１０の動作状態（８）によっても電流方向が出力コンデンサＣ１を放電する電流方向に維持される場合もある。この場合は、図９乃至図１６の全期間で出力コンデンサＣ１は放電され続け、交流電圧Ｖ２は下降を続ける。

尚、上記の説明では、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となり、出力コンデンサＣ１のコイルＬ１側の電位がコイルＬ２側の電位よりも高くなる場合を説明したが、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の代わりにＩＧＢＴ素子Ｔ２を上記説明と同様に、導通状態、非導通状態とすることにより、出力コンデンサＣ１のコイルＬ２側の電位をコイルＬ１側の電位よりも高くすることができる。これにより、交流電圧Ｖ２を発生させることが可能となる。

ここで、図３の動作状態（１）、図９の動作状態（７）および図１０の動作状態（８）は、第１スイッチ２の一例であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を導通するステップ１に相当する。また、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）の導通状態下で、電圧変換回路１を構成するＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通により、変換回路入力端３１から変換回路出力端３２に給電するステップ２に相当する。

また、図４の動作状態（２）、図１１の動作状態（９）は、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）の導通状態下で、電圧変換回路１により変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止するステップ３に相当する。

また、図５の動作状態（３）、図１２の動作状態（１０）は、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）の導通状態下で、第２スイッチ３の一例であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を導通するステップ４に相当する。

また、図６の動作状態（４）、図１３の動作状態（１１）および図１４の動作状態（１２）は、第２スイッチ３（ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８）の導通状態下で、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）を非導通とするステップ５に相当する。

また、図７の動作状態（５）、図１５の動作状態（１３）は、第２スイッチ３（ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８）の導通状態下で、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）を導通するステップ６に相当する。

また、図８の動作状態（６）、図１６の動作状態（１４）は、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）の導通状態下で、第２スイッチ３（ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８）を非導通とするステップ７に相当する。

また、図７の動作状態（５）から図８の動作状態（６）を経て、図３の動作状態（１）に戻るステップ、および図１５の動作状態（１３）から図１６の動作状態（１４）を経て、図９の動作状態（７）および図１０の動作状態（８）に戻るステップは、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）を導通した後、電圧変換回路１により変換回路入力端３１から変換回路出力端３２に給電するステップに相当する。

また、図４の動作状態（２）から図５の動作状態（３）を経て、図６の動作状態（４）に至るステップ、および図１１の動作状態（９）から図１２の動作状態（１０）を経て、図１３の動作状態（１１）に至るステップは、電圧変換回路１により変換回路入力端３１から変換回路出力端３２への給電を停止した後、第１スイッチ２（ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６）を非導通とするステップに相当する。

以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る直流交流変換装置の駆動方法によれば、フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６の導通状態下で電圧変換回路１により変換回路入力端３１から変換回路出力端３２に給電する時間と、第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通状態下で第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を非導通とする時間との比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の大きさを制御できる。また、変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の極性を制御できる。入力される直流電圧Ｖ１と出力される交流電圧Ｖ２とを直流的に絶縁しつつ、直流電圧Ｖ１を所望の交流電圧Ｖ２に直接変換することができる。

また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れ、トランスＴＲの励磁エネルギーが直流電圧Ｖ１の電源に回生される。この回生動作が完了しトランスＴＲの励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。

逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、およびＴ７、Ｔ８は、それぞれエミッタ端子間が接続されて、第１スイッチ２、第２スイッチ３を構成しているので、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。

互いにエミッタ端子が接続されているＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７、およびＴ６、Ｔ８は、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。

例えば、本実施形態の駆動方法を実現する直流交流変換装置においては、電圧変換回路１の実施形態として、トランスＴＲの１次側に中間タップを備えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２で構成されるプッシュプル回路構成を例示したが、本願はこれに限定されるものではない。図１７に示す直流交流変換装置の第１の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４によりフルブリッジ回路が構成される場合である。

トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１３のコレクタ端子との接続点が接続されており、他方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１４のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１およびＴ１２のコレクタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の正極に接続されており、ＩＧＢＴ素子Ｔ１３およびＴ１４のエミッタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の負極に接続されている。これにより、フルブリッジ回路が構成され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１、Ｔ１４と、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２、Ｔ１３とを、交互に導通することにより、トランスＴＲの１次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。

また、図１８に示す直流交流変換装置の第２の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ２１、Ｔ２２、およびコンデンサＣ２１、Ｃ２２により、ハーフブリッジ回路が構成される場合である。

トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、直列に接続されたコンデンサＣ２１、Ｃ２２の接続点が接続されており、他方の端子は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ２１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ２２のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、コンデンサＣ２１、Ｃ２２の他端は、各々、ＩＧＢＴ素子Ｔ２１のコレクタ端子、ＩＧＢＴ素子Ｔ２２のエミッタ端子に接続されると共に、直流電圧Ｖ１の電源の正極、負極に接続されている。これにより、ハーフブリッジ回路が構成され、ＩＧＢＴ素子Ｔ２１とＩＧＢＴ素子Ｔ２２とを交互に導通することにより、トランスＴＲの１次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。

また、本実施形態の駆動方法を実現する直流交流変換装置においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のコレクタ端子間が接続されると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７のエミッタ端子間、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間が接続されて構成される場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。

例えば、図１７の第１の別例では、図２の実施形態における電圧変換回路１に代えて電圧変換回路１Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２に代えてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４を備えた構成である。また、第２スイッチ３に代えて第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８について、図２の実施形態におけるコレクタ端子間の接続に代えて、エミッタ端子間が接続された構成である。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関して、エミッタ端子間が接続される構成とされる。これにより、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。また、逆並列ダイオードが対向しているので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介する経路を非導通とすることができるという特徴は確保されながら、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と共にフルブリッジ回路と同じ回路構成となる。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８のスイッチング制御に汎用のフルブリッジドライバを使用することができ好都合である。更にこの場合、共通接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のエミッタ端子を接地電位とすれば好都合である。

また、図１９の第３の別例では、図２の直流交流変換装置に加えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間の接続点を接地電位として、この接続点とコイルＬ２との間に、電流センス抵抗ＲＳを備える構成である。これにより、コイル電流を常時検出することができる。

また、電流センス抵抗ＲＳが備えられている位置がスイッチング制御の際の基準電位であり電位的に固定されるので、動作状態による大きな電位変動はない。したがって、電流センス抵抗ＲＳに流れる電流により検出される微少電圧の検出を容易に行なうことができる。

また、図２０の第４の別例では、図２の直流交流変換装置における第１スイッチ２および第２スイッチ３に代えて、第１スイッチ２Ａおよび第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６に関して、エミッタ端子間が接続されて直列接続され、トランスＴＲの２次側巻線の一方とコイルＬ２との間に備えられ、トランスＴＲの２次側巻線の他方とコイルＬ１との間は直接接続される構成である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６をスイッチング制御する基準電位を互いに接続されたエミッタ端子とすることができ、スイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

また、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関しても、エミッタ端子間が接続される構成とすれば、同様にスイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。

また、互いに接続されるエミッタ端子を接地電位に接続すれば、接地電位を基準電位としてドライブ電源を構成することができる。

本発明の駆動方法を実現する直流交流変換装置の回路ブロック図である。 実施形態の駆動方法を実現する回路ブロック図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（１）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（２）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（３）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（４）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（５）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（６）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（７）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（８）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（９）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１０）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１１）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１２）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１３）を示す図である。 直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１４）を示す図である。 直流交流変換装置の第１の別例を示す回路ブロック図である。 直流交流変換装置の第２の別例を示す回路ブロック図である。 直流交流変換装置の第３の別例を示す回路ブロック図である。 直流交流変換装置の第４の別例を示す回路ブロック図である。 背景技術の回路ブロック図である。

符号の説明

１ 電圧変換回路
２ 第１スイッチ
３ 第２スイッチ
４ フィルタ回路
１０ 直流入力端
２０ 交流出力端
３１ 変換回路入力端
３２ 変換回路出力端
４１ フィルタ入力端
４２ フィルタ出力端
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ コイル
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８ ＩＧＢＴ素子
ＴＲ トランス
Ｖ１ 直流電圧
Ｖ２ 交流電圧

Claims (4)

1. 直流電圧が入力される一対の直流入力端と、
   交流電圧が出力される一対の交流出力端と、
   電圧変換回路と、
   フィルタ回路と、
   第１スイッチと、
   第２スイッチとを有し、
   前記電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、前記変換回路入力端と前記変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、前記変換回路入力端に印加された直流電圧を、前記交流電圧の極性に応じた極性を有する電圧に変換して前記変換回路出力端に出力し、
   前記フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、
   前記直流入力端と前記変換回路入力端とが接続され、前記変換回路出力端と前記フィルタ入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記フィルタ出力端と前記交流出力端とが接続され、前記フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続される直流交流変換装置の駆動方法であって、
   前記第１スイッチを導通した後、前記電圧変換回路により前記変換回路入力端から前記変換回路出力端に給電するステップと、
   前記電圧変換回路により前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止した後、前記第１スイッチを非導通とするステップとを有し、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとの少なくとも何れか一方は導通状態であり、
   前記交流出力端に出力すべき電圧の極性に応じて、前記電圧変換回路が、前記変換回路出力端に現れる電圧の極性を変えることを特徴とする直流交流変換装置の駆動方法。
2. ステップ１：前記第１スイッチを導通するステップ、
   ステップ２：前記第１スイッチの導通状態下で、前記電圧変換回路により前記変換回路入力端から前記変換回路出力端に給電するステップ、
   ステップ３：前記第１スイッチの導通状態下で、前記電圧変換回路により前記変換回路入力端から前記変換回路出力端への給電を停止するステップ、
   ステップ４：前記第１スイッチの導通状態下で、前記第２スイッチを導通するステップ、
   ステップ５：前記第２スイッチの導通状態下で、前記第１スイッチを非導通とするステップ、
   ステップ６：前記第２スイッチの導通状態下で、前記第１スイッチを導通するステップ、
   ステップ７：前記第１スイッチの導通状態下で、前記第２スイッチを非導通とするステップとを有し、
   前記ステップ１からステップ７を繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の直流交流変換装置の駆動方法。
3. 前記電圧変換回路はトランスを有し、
   前記ステップ５とステップ６との間に、前記ステップ２で前記トランスに印加する電圧とは逆方向の電圧を前記トランスに印加するステップを更に有することを特徴とする請求項２に記載の直流交流変換装置の駆動方法。
4. 前記ステップ２の時間と前記ステップ５の時間との比を調整することにより、前記交流出力端に出力される電圧を制御することを特徴とする請求項２または３に記載の直流交流変換装置の駆動方法。

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