JP2007006012A - 増幅器及び増幅方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧を高めることなく、一の共通端子と左右のチャンネルの出力端子との間に発生するステレオ信号の振幅の上限を高めることができる増幅器を提供する。
【解決手段】出力のオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅が増大するように、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の平均に応じて共通端子Ｃのレベルを変化させることによって、共通端子Ｃを一定レベルに保持する場合に比べ、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅を大きくすることができる。また、電源電圧を高めることなく、このオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅の上限値を高めることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数の音声信号を増幅する増幅器及び増幅方法に係り、例えばステレオのヘッドフォンに供給するオーディオ信号の増幅に用いられる増幅器及び増幅方法に関するものである。

ステレオのヘッドフォンと増幅器との接続には、一般に３本の電線が使用される。この３本の電線は、左チャンネルのオーディオ信号と右チャンネルのオーディオ信号にそれぞれ対応する２本の信号線と、共通のグランド電位を供給する１本のグランド線とから構成されている。グランド線は、左右のチャンネルに各々１本ずつ設けることも可能であるが、通常は電線の本数やコネクタの数を減らすため、これを１本に共通化している。

図５は、ヘッドフォン用の増幅器の一般的な構成の一例を示す図である。
図５に示す増幅器は、左チャンネル用の増幅回路１と、右チャンネル用の増幅回路２と、キャパシタ５，６，９，１０と、抵抗７，８とを有する。

抵抗７および８は、電源電圧ＶＤＤの供給線（以降、ＶＤＤ線と表記する）とグランド電位ＧＮＤの供給線（以降、ＧＮＤ線と表記する）との間に直列に接続される。抵抗７および８は互いに等しい抵抗値を有しており、両者の接続点には電圧‘ＶＤＤ／２’が発生する。

増幅回路１および２は、抵抗７および８の接続中点において発生する電圧‘ＶＤＤ／２’を直流の基準レベルとして、オーディオ信号の交流成分を増幅する。
増幅回路１は、キャパシタ５を介して入力される左チャンネルのオーディオ信号Ｓｉｎ＿Ｌの交流成分を増幅する。
増幅回路２は、キャパシタ６を介して入力される右チャンネルのオーディオ信号Ｓｉｎ＿Ｒの交流成分を増幅する。

増幅回路１の出力は、キャパシタ９を介して左側のスピーカ３の信号線に接続される。
増幅回路２の出力は、キャパシタ１０を介して右側のスピーカ４の信号線に接続される。
増幅器のＧＮＤ線は、左右のスピーカ３，４の共通のグランド線に接続される。

増幅回路１，２では、電圧‘ＶＤＤ／２’を直流の基準レベルとして、オーディオ信号Ｓｉｎ＿Ｌ，Ｓｉｎ＿Ｒの交流成分がそれぞれ増幅される。増幅回路１，２で増幅されたオーディオ信号は、電圧‘ＶＤＤ／２’を中心に最大‘±ＶＤＤ／２’の範囲で振動する。
増幅回路１，２で増幅されたオーディオ信号のうち、直流の成分‘ＶＤＤ／２’はキャパシタ９，１０によって除去され、交流成分のみが左右のスピーカ３，４に供給される。

図６は、ヘッドフォン用の増幅器の他の一般的な構成の例を示す図である。
図６に示す増幅器においては、図５に示す増幅器における直流除去用のキャパシタ９，１０が削除され、その代わりに、スピーカ３，４の共通のグランド線を駆動するバッファ増幅器１１が設けられている。

バッファ増幅器１１は、抵抗７および８の接続中点において発生する電圧‘ＶＤＤ／２’に基づいて、スピーカ３，４の共通のグランド線に電圧‘ＶＤＤ／２’を供給する。

増幅回路１，２で増幅されたオーディオ信号は、キャパシタを介さずにそのまま左右のスピーカ３，４の信号線に供給される。この信号線に供給されるオーディオ信号の直流成分は‘ＶＤＤ／２’であり、バッファ増幅器１１から共通のグランド線に供給される電圧も‘ＶＤＤ／２’である。そのため、左右のスピーカ３，４には、増幅回路１，２から出力されるオーディオ信号のうち、直流成分‘ＶＤＤ／２’を除いた交流成分のみが供給される。

図５および図６に示す増幅器は、左右のオーディオ信号をそれぞれ増幅する増幅回路１，２を備えており、この増幅回路１，２において増幅されたオーディオ信号が左右のスピーカ３，４にそれぞれ供給される。左右のスピーカ３，４の共通のグランド線は一定の電位（グランド電位ＧＮＤもしくは‘ＶＤＤ／２’）に保持される。増幅回路１，２は、単一の電源電圧ＶＤＤで動作するため、スピーカ３，４に供給されるオーディオ信号の最大の振幅は‘ＶＤＤ／２’に制限される。
このように、図５および図６に示す増幅器では、スピーカ３，４に供給するオーディオ信号の振幅が電源電圧ＶＤＤの半分に制限されるため、スピーカ３，４に供給するオーディオ信号の振幅を十分に大きくすることができないという不利益がある。オーディオ信号の振幅の上限を高めるためには、電源電圧ＶＤＤを高めなくてはならないため、回路の低消費電力化を阻害する要因となる。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧を高めることなく、一の共通端子と複数の出力端子との間に発生する複数の増幅信号の振幅の上限を高めることができる増幅器を提供することにある。

本発明に係る増幅器は、複数の入力信号に応じた複数の増幅信号を、一の共通端子と複数の出力端子との間に発生する増幅器であって、上記複数の入力信号の各々を増幅して上記複数の出力端子の各々に出力する複数の増幅部と、上記複数の入力信号の平均に応じて、上記複数の増幅信号の振幅が増大するように上記共通端子のレベルを変化させる共通信号を発生する信号発生部とを有する。

上記本発明によれば、上記複数の入力信号の平均に応じて、上記複数の増幅信号の振幅が増大するように上記共通端子のレベルが変化する。これにより、上記共通端子のレベルを一定に保つ場合に比べて、上記増幅信号の振幅の上限値が高くなる。

上記複数の増幅部の各々は、上記入力信号と帰還信号との誤差を増幅して上記出力端子に出力する誤差増幅部と、上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号の振幅を所定の減衰率で減衰させた信号を上記帰還信号として出力する帰還部とを有し、上記入力信号と上記帰還信号との差が小さくなるように負帰還の制御を行っても良い。

あるいは、上記複数の増幅部の各々は、上記入力信号と帰還信号との誤差を増幅する誤差増幅部と、上記誤差増幅部から出力される信号に応じた第１のパルス信号を発生し、当該第１のパルス信号を上記出力端子に出力する第１のパルス発生部と、上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号の振幅を所定の減衰率で減衰させた信号を上記帰還信号として出力する帰還部とを有し、上記入力信号と上記帰還信号との差が小さくなるように負帰還の制御を行っても良い。
この場合、上記信号発生部は、上記複数の増幅部の各々に設けられた上記誤差増幅部の出力信号の平均に応じた第２のパルス信号を発生し、当該第２のパルス信号を上記共通端子に出力する第２のパルス発生部を有しても良い。

上記第１のパルス発生部は、上記誤差増幅部から出力される信号と所定のしきい値とを比較し、当該比較結果に応じて出力信号のレベルを第１のレベルまたは第２のレベルに切り換えても良い。上記第２のパルス発生部は、上記複数の増幅部の各々に設けられた上記誤差増幅部の出力信号の平均と所定のしきい値とを比較し、当該比較結果に応じて出力信号のレベルを上記第１のレベルまたは上記第２のレベルに切り換えても良い。

上記誤差増幅部は、上記入力信号と上記帰還信号との誤差を時間について積分しても良い。

上記増幅部は、上記出力端子から出力される信号と上記共通信号との差を演算し、当該演算結果を上記増幅信号として出力する演算部を有しても良い。

上記帰還部は、上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号を差動信号として入力し、当該入力した差動信号の振幅を上記所定の減衰率で減衰させた差動信号を上記帰還信号として出力しても良い。この場合、上記誤差増幅部は、上記帰還部から上記帰還信号として出力される差動信号と、上記入力信号として入力される差動信号との誤差を増幅しても良い。

本発明に係る増幅方法は、第１のオーディオ信号を増幅して第１の出力信号を供給するための第１の増幅処理と、第２のオーディオ信号を増幅して第２の出力信号を供給するための第２の増幅処理と、上記第１の出力信号と上記第２の出力信号の基準信号となる共通信号を発生するための共通信号発生処理とを有するオーディオ信号の増幅方法であって、上記第１の増幅処理が、上記第１のオーディオ信号と第１の帰還信号との差である第１の差信号を生成する第１の減算ステップと、上記第１の差信号に対して積分処理を行なう第１の積分ステップと、上記第１の出力信号と上記共通信号との差である第２の差信号を生成する第２の減算ステップと、上記第２の差信号に基づいて上記第１の帰還信号を生成する第１の帰還信号生成ステップとを有し、上記第２の増幅処理が、上記第２のオーディオ信号と第２の帰還信号との差である第３の差信号を生成する第３の減算ステップと、上記第３の差信号に対して積分処理を行なう第２の積分ステップと、上記第２の出力信号と上記共通信号との差である第４の差信号を生成する第４の減算ステップと、上記第４の差信号に基づいて上記第２の帰還信号を生成する第２の帰還信号生成ステップとを有し、上記共通信号発生ステップが、上記第１のオーディオ信号と上記第２のオーディオ信号との平均信号を生成するための平均化ステップと、上記平均信号に基づいて上記共通信号を生成する共通信号生成ステップとを有する。

上記本発明の増幅方法においては、上記第１の帰還信号生成ステップが上記第２の差信号を１／２倍する第１の乗算ステップを含み、上記第２の帰還信号生成ステップが上記第４の差信号を１／２倍する第２の乗算ステップを含んでもよい。

また、上記第１の増幅処理が、更に、上記第１の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記第１の出力信号を生成する第１の比較ステップを有し、上記第２の増幅処理が、更に、上記第３の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記第２の出力信号を生成する第２の比較ステップを有してもよい。

更には、上記共通信号生成ステップが、上記平均信号と上記共通信号との差である第５の差信号を生成する第５の減算ステップと、上記第５の差信号に対して積分処理を行なう第３の積分ステップと、上記第５の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記共通信号を生成する第３の比較ステップとを有してもよい。

また、上記共通信号生成ステップが上記平均信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記共通信号を生成する第３の比較ステップを有し、上記平均信号が上記第１の差信号の積分信号と上記第３の差信号の積分信号とに基づいて生成されてもよい。

更には、上記第１の出力信号、上記第２の出力信号及び上記共通信号に対してそれぞれローパスフィルタリング処理を行なう第１、第２及び第３のフィルタ処理を更に有してもよい。

本発明によれば、共通端子のレベルを入力信号に応じて変化させることによって、電源電圧を高めることなく増幅信号の振幅の上限を高めることができる。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。
図１に示す増幅器は、増幅部１００および２００と、共通信号発生部３００とを有する。
増幅部１００および２００は、それぞれ本発明の増幅部の一実施形態である。
共通信号発生部３００は、本発明の信号発生部の一実施形態である。

図１に示す増幅器は、３つの端子（Ｌ，Ｃ，Ｒ）を介してヘッドフォンと接続される。出力端子Ｌと共通端子Ｃとの間には、ヘッドフォンの左側のスピーカ４０１に供給されるオーディオ信号ＶＬが発生する。出力端子Ｒと共通端子Ｃとの間には、ヘッドフォンの右側スピーカ４０２に供給されるオーディオ信号ＶＲが発生する。

［増幅部１００］
増幅部１００は、入力端子Ｌｉｎに入力される左チャンネルのオーディオ信号ＶｉＬを増幅し、出力端子Ｌから出力する。

増幅部１００は、例えば図１に示すように、演算部１０１および１０３と、帰還部１０４と、積分部１０２とを有する。
演算部１０１および積分部１０２を含む回路は、本発明の誤差増幅部の一実施形態である。
帰還部１０４は、本発明の帰還部の一実施形態である。
演算部１０３は、本発明の演算部の一実施形態である。

演算部１０１は、入力端子Ｌｉｎに入力されるオーディオ信号ＶｉＬと、帰還部１０４から出力される帰還信号ＶｆＬとの誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’を演算する。

積分部１０２は、演算部１０１において演算された誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’を時間について積分する。積分部１０２の積分結果は、信号ＶｏＬとして出力端子Ｌに出力される。

演算部１０３は、積分部１０２から出力される信号ＶｏＬと、共通信号発生部３００から出力される共通信号ＶｏＣとの差‘ＶｏＬ−ＶｏＣ’を演算し、この演算結果を信号ＶＬＣとして出力する。
信号ＶＬＣは、左側のスピーカ４０１に供給されるオーディオ信号ＶＬと同等の振幅を有する。

帰還部１０４は、演算部１０３から出力される信号ＶＬＣの振幅を２分の１に減衰させた信号を帰還信号ＶｆＬとして出力する。帰還信号ＶｆＬは、信号ＶＬＣの交流成分に係数‘１／２’を乗じた信号と等価である。

［増幅部２００］
増幅部２００は、入力端子Ｒｉｎに入力される右チャンネルのオーディオ信号ＶｉＲを増幅し、出力端子Ｒから出力する。

増幅部２００は、例えば図１に示すように、演算部２０１および２０３と、帰還部２０４と、積分部２０２とを有する。
演算部２０１および積分部２０２を含む回路は、本発明の誤差増幅部の一実施形態である。
帰還部２０４は、本発明の帰還部の一実施形態である。
演算部２０３は、本発明の演算部の一実施形態である。

演算部２０１は、入力端子Ｒｉｎに入力されるオーディオ信号ＶｉＲと、帰還部２０４から出力される帰還信号ＶｆＲとの誤差‘ＶｉＲ−ＶｆＲ’を演算する。

積分部２０２は、演算部２０１において演算された誤差‘ＶｉＲ−ＶｆＲ’を時間について積分し、信号ＶｏＲとして出力端子Ｒに出力する。

演算部２０３は、積分部２０２から出力される信号ＶｏＲと、共通信号発生部３００から出力される共通信号ＶｏＣとの差‘ＶｏＲ−ＶｏＣ’を演算し、この演算結果を信号ＶＲＣとして出力する。
信号ＶＲＣは、右側のスピーカ４０２に供給されるオーディオ信号ＶＲと同等の振幅を有する。

帰還部２０４は、演算部２０３から出力される信号ＶＲＣの振幅を２分の１に減衰させた信号を帰還信号ＶｆＲとして出力する。帰還信号ＶｆＲは、信号ＶＲＣの交流成分に係数‘１／２’を乗じた信号と等価である。

［共通信号発生部３００］
共通信号発生部３００は、オーディオ信号ＶｉＬおよびＶｉＲの平均に応じて、共通信号ＶｏＣを発生する。この共通信号ＶｏＣは、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号ＶＬおよびＶＲの振幅が増大するように、共通端子Ｃのレベルを変化させる。

上述した構成を有する図１に示す増幅器の動作を説明する。

以下の説明では、一例として、図１に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作するものとする。

また、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの直流成分は、次式で表すように電圧‘ＶＤＤ／２’に設定されるものとする。

［数１］
ＶｉＬ ＝ ｖｉＬ＋ＶＤＤ／２ ・・・ （１）
ＶｉＲ ＝ ｖｉＲ＋ＶＤＤ／２ ・・・ （２）

上式において、‘ｖｉＬ’はオーディオ信号ＶｉＬの交流成分を示し、‘ｖｉＲ’はオーディオ信号ＶｉＲの交流成分を示す。

増幅器の内部の各回路では、電圧‘ＶＤＤ／２’を基準レベルとして信号処理が行われるものとする。
すなわち、増幅部１００，２００においては、基準レベル‘ＶＤＤ／２’を信号値のゼロとして、信号の減算や積分、係数‘１／２’の乗算などの演算が行われる。
また、共通信号発生部３００においては、例えば次式に示すような共通信号ＶｏＣが生成される。

［数２］
ＶｏＣ ＝ −（ｖｉＬ＋ｖｉＲ）／２＋（ＶＤＤ／２） ・・・ （３）

式（３）に示す共通信号ＶｏＣは、電圧‘ＶＤＤ／２’を信号値のゼロとした場合におけるオーディオ信号ＶｉＬおよびＶｉＲの平均を極性反転させたものである。
オーディオ信号の交流成分ｖｉＬ，ｖｉＲの振幅が最大で‘ＶＤＤ／２’になるものとすると、式（３）の関係から、共通信号ＶｏＣの振幅も最大で‘ＶＤＤ／２’になる。

ここで、増幅部１００，２００の増幅率が共に‘１’に固定される場合について考える。この場合、オーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲは、増幅部１００，２００の出力信号ＶｏＬ，ＶｏＲと等しくなるため、端子Ｌ−Ｃ間の信号ＶＬおよび端子Ｒ−Ｃ間の信号ＶＲは次式のようになる。

［数３］
ＶＬ ＝ （３／２）ｖｉＬ＋（１／２）ｖｉＲ ・・・ （４）
ＶＲ ＝ （３／２）ｖｉＲ＋（１／２）ｖｉＬ ・・・ （５）

式（４），（５）によると、信号ｖｉＬおよびｖｉＲが同相信号のとき、‘ＶＬ＝２×ｖｉＬ’、‘ＶＲ＝２×ｖｉＲ’が成立するため、出力のオーディオ信号ＶＬ，ＶＲは入力のオーディオ信号ｖｉＬ，ｖｉＲに比べて２倍の振幅を有する。オーディオ信号ｖｉＬ，ｖｉＲの振幅の上限値を‘ＶＤＤ／２’とすると、信号ＶＬ，ＶＲの振幅の上限値はその２倍の‘ＶＤＤ’になる。

このように、図１に示す増幅器によれば、出力のオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅が増大するように、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の平均に応じて共通端子Ｃのレベルを変化させることによって、共通端子Ｃを一定レベルに保持する場合に比べ、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅を大きくすることができる。また、電源電圧を高めることなく、このオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅の上限値を高めることができる。

ただし、増幅部１００，２００の増幅率が‘１’に固定される条件の元で振幅の上限値を２倍にするためには、入力のオーディオ信号ｖｉＬおよびｖｉＲが同相の信号になっている必要がある。オーディオ信号ｖｉＬおよびｖｉＲが逆相の信号のときは、式（４），（５）の関係から‘ＶＬ＝ｖｉＬ’、‘ＶＲ＝ｖｉＲ’が成立するため、出力のオーディオ信号ＶＬ，ＶＲは入力のオーディオ信号ｖｉＬ，ｖｉＲと同じ振幅になり、振幅の上限値は従来と同じ‘ＶＤＤ／２’になってしまう。

そこで、図１に示す増幅器では、例えば点線内に示すようなフィードバック回路を増幅部１００，２００の内部に設けている。
増幅部１００では、演算部１０３の出力信号ＶＬＣの振幅を帰還部１０４において２分の１に減衰させた帰還信号ＶｆＬと入力のオーディオ信号ＶｉＬとの誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’が積分部１０２において積分され、その積分結果が信号ＶｏＬとして出力される。入力のオーディオ信号ＶｉＬが帰還信号ＶｆＬより大きくなると、誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’が正に増大し、その積分結果である信号ＶｏＬも正に増大する。これにより、演算部１０３の信号ＶＬＣが正に増大し、これに比例して帰還信号ＶｆＬも正に増大するため、誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’の増大が抑制される。逆に、入力のオーディオ信号ＶｉＬが帰還信号ＶｆＬより小さくなると、帰還信号ＶｆＬが負に増大するため、この場合も誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’の増大が抑制される。このような負帰還の働きにより、帰還信号ＶｆＬは入力のオーディオ信号ＶｉＬと同じ信号になるように制御され、出力のオーディオ信号ＶＬは入力のオーディオ信号ＶｉＬの２倍の振幅を持つように制御される。
増幅部２００においても同様であり、出力のオーディオ信号ＶＲは入力のオーディオ信号ＶｉＲの２倍の振幅を持つように制御される。

このように、出力のオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）が入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の２倍の振幅を持つように負帰還の制御を行うことによって、電源電圧を高めることなく、かつ、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の位相関係に依存することなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）の振幅の上限値を高めることができる。

また、積分部１０２の直流ゲインは非常に大きいため、演算部１０１から出力される誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’の直流の信号成分はほぼゼロ（電圧値としては‘ＶＤＤ／２’）になる。そのため、入力のオーディオ信号ＶｉＬと帰還信号ＶｆＬは互いに等しい直流の信号成分を有する。オーディオ信号ＶｉＬの直流の信号成分はゼロであることから、帰還信号ＶｆＬの直流の信号成分もゼロになる。
帰還信号ＶｆＬの直流の信号成分がゼロになるということは、演算部１０３から出力される信号ＶＬＣの直流の信号成分がゼロになることを意味する。つまり、積分部１０２から出力される信号ＶｏＬの直流電圧と共通信号ＶｏＣの直流電圧とが互いに等しくなり、何れも‘ＶＤＤ／２’となる。
その結果、端子Ｌ−Ｃ間に発生するオーディオ信号ＶＬは、直流電圧を含まない交流信号になる。
右チャンネルの回路ブロックについても同様であり、積分部２０２を含んだフィードバック回路の働きによって、オーディオ信号ＶＲは直流電圧を含まない交流信号になる。
したがって、図１に示す増幅器によれば、図５に示す増幅器のような直流カット用のキャパシタを削除することが可能である。

図５に示す増幅器において、直流カット用のキャパシタ９，１０はオーディオ信号の低周波遮断周波数を決定する。スピーカの入力インピーダンスは例えば８オーム程度と非常に低いため、低周波遮断周波数を数１０Ｈｚにするためには、キャパシタ９，１０の静電容量を数１００μＦにする必要がある。
図１に示す増幅器によれば、このような大容量のキャパシタを削除することができるため、機器の小型化や低コスト化を図ることができる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態に係る増幅器では、パルス状の信号を生成するＤ級増幅が行われる。

図２は、本発明の第２の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。
図２に示す増幅器は、増幅部１００Ａおよび２００Ａと、共通信号発生部３００Ａとを有する。
増幅部１００Ａおよび２００Ａは、それぞれ本発明の増幅部の一実施形態である。
共通信号発生部３００Ａは、本発明の共通信号発生部の一実施形態である。

図２に示す増幅器も、図１に示す増幅器と同様に、３つの端子（Ｌ，Ｃ，Ｒ）を介してヘッドフォンのスピーカ４０１および４０２と接続される。
ただし、図２に示す増幅器からヘッドフォンへ出力される信号はパルス状の信号であるため、図２の例においては、その高周波成分を除去するためのフィルタ５０１，５０２，５０３が設けられている。すなわち、出力端子Ｌとスピーカ４０１とを接続する信号線にフィルタ５０１、出力端子Ｒとスピーカ４０２とを接続する信号線にフィルタ５０２、共通端子Ｃとスピーカ４０１，４０２とを接続する信号線にフィルタ５０３がそれぞれ設けられている。

［増幅部１００Ａ］
増幅部１００Ａは、図１における増幅部１００にコンパレータ１０５を追加したものである。
コンパレータ１０５は、積分部１０２から積分結果として出力される信号ＶｓＬと所定の基準値とを比較し、この比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルの信号ＶｏＬを出力する。コンパレータ１０５の出力信号ＶｏＬは、出力端子Ｌに出力されるとともに、演算部１０３および帰還部１０４に供給される。

［増幅部２００Ａ］
増幅部２００Ａは、図１における増幅部２００にコンパレータ２０５を設けたものである。
コンパレータ２０５は、積分部２０２から積分結果として出力される信号ＶｓＲと所定のしきい値とを比較し、この比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルの信号ＶｏＲを出力する。コンパレータ２０５の出力信号ＶｏＲは、出力端子Ｒに出力されるとともに、演算部２０３および帰還部２０４に供給される。

［共通信号発生部３００Ａ］
共通信号発生部３００Ａは、入力のオーディオ信号ＶｉＬおよびＶｉＲの平均に応じたパルス状の共通信号ＶｏＣを発生し、共通端子Ｃに出力する。

共通信号発生部３００Ａは、例えば図２に示すように、平均部３０１と、演算部３０２と、積分部３０３と、コンパレータ３０４とを有する。

平均部３０１は、入力のオーディオ信号ＶｉＬおよびＶｉＲの平均を演算し、その演算結果を信号Ｖｍとして出力する。

演算部３０２は、平均部３０１から出力される信号Ｖｍと共通信号ＶｏＣとの差‘Ｖｍ−ＶｏＣ’を演算する。

積分部３０３は、演算部３０２において演算された差‘Ｖｍ−ＶｏＣ’を時間について積分し、その積分結果を信号ＶｓＣとして出力する。

コンパレータ３０４は、積分部３０３から出力される積分結果の信号ＶｓＣと所定のしきい値とを比較し、この比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルの共通信号ＶｏＣを出力する。共通信号ＶｏＣは、共通端子Ｃに出力されるとともに、演算部３０２に供給される。

上述した構成を有する図２に示す増幅器の動作を説明する。

以下の説明では、一例として、図２に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤにより動作するものとする。

また、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの直流電圧は、先の式（１），（２）に示すように、電圧‘ＶＤＤ／２’に設定されるものとする。

増幅器の内部の各回路では、電圧‘ＶＤＤ／２’を基準レベルとして信号処理が行われるものとする。
すなわち、増幅部１００Ａ，２００Ａにおいては、電圧‘ＶＤＤ／２’を信号値のゼロとして、信号の減算や積分、係数‘１／２’の乗算などの演算が行われる。
共通信号発生部３００Ａの平均部３０１では、例えば次式に示す信号Ｖｍが生成される。

［数４］
Ｖｍ ＝ −（ｖｉＬ＋ｖｉＲ）／２＋（ＶＤＤ／２） ・・・ （６）

式（６）に示す信号Ｖｍは、式（３）に示す共通信号ＶｏＣと同等な信号である。信号Ｖｍは、電圧‘ＶＤＤ／２’を信号値のゼロとした場合におけるオーディオ信号ＶｉＬおよびＶｉＲの平均を極性反転させたものである。
オーディオ信号の交流成分ｖｉＬ，ｖｉＲの振幅が最大で‘ＶＤＤ／２’になるものとすると、式（６）の関係から、信号Ｖｍの振幅も最大で‘ＶＤＤ／２’になる。

また、増幅器に含まれる各コンパレータ（１０５，２０５，３０４）は、電圧‘ＶＤＤ／２’をしきい値として動作するものとする。すなわち、入力信号が電圧‘ＶＤＤ／２’より高い場合には電圧‘ＶＤＤ’を出力し、電圧‘ＶＤＤ／２’より低い場合には電圧‘ゼロ’（グランド電位ＧＮＤ）を出力するものとする。

共通信号ＶｏＣに含まれるパルス状の信号成分の周波数がオーディオ帯域の周波数（例えば２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）より十分高い場合、このパルス成分に対する積分部３０３のゲインはオーディオ帯域の信号成分に対するゲインに比べて十分に小さくなる。すなわち、積分部３０３を含むフィードバック回路（３０２，３０３，３０４）では、主としてオーディオ帯域の信号成分に対する負帰還制御が行われ、パルス成分に対しては制御が働かなくなる。
そのため、パルス状の共通信号Ｖｏに含まれるオーディオ帯域の信号成分は、平均部３０１より出力される信号Ｖｍとほぼ等しくなるように制御される。

入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの電圧が共に高くなると、式（６）に示す関係から、平均部３０１の出力信号Ｖｍの電圧は負側に低下する。そのため、上述したようなフィードバック回路（３０２，３０３，３０４）の動作により、共通信号Ｖｏに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧も信号Ｖｍと同様に負側に低下する。
一方、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの電圧が共に高くなると、積分部１０２，２０２から出力される信号ＶｓＬ，ＶｓＲの電圧も共に高くなる。信号ＶｓＬ，ＶｓＲの電圧が高くなると、コンパレータ１０５，２０５から出力されるパルス状の信号ＶｏＬ，ＶｏＲのハイレベル期間が長くなるため、パルス状の信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が高くなる。

逆に、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの電圧が共に低くなると、信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が低くなり、共通信号Ｖｏに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が高くなる。

つまり、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲが同相に変化する場合、共通信号ＶｏＣに含まれるオーディオ帯域成分の電圧は、信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域成分の電圧と逆相に変化する。

したがって、図２に示す増幅器によれば、ヘッドフォンに供給する信号（ＶＬ，ＶＲ）に含まれるオーディオ帯域の信号成分の振幅が増大するように、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の平均に応じて共通端子Ｃのレベルをパルス状に変化させることによって、共通信号ＶｏＣを一定電圧（例えば‘ＶＤＤ／２’）に保持する場合に比べて、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅を大きくすることができる。また、電源電圧を高めることなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅の上限値を高めることができる。

また、コンパレータ１０５から出力される信号ＶｏＬおよびコンパレータ２０５から出力される信号ＶｏＲに含まれるパルス成分の周波数がオーディオ帯域の周波数より十分高いものとすると、増幅部１００Ａおよび２００Ａの各フィードバック回路では、主としてオーディオ帯域の信号成分に対して負帰還の制御が働き、パルス成分に対しては制御が働かなくなる。そのため、増幅部１００Ａおよび２００Ａのオーディオ帯域成分に関する動作は、先に説明した増幅部１００および２００とほぼ同様になる。
すなわち、増幅部１００Ａにおいては、端子Ｌ−Ｃ間に発生する出力のオーディオ信号ＶＬに含まれるオーディオ帯域の信号成分が、入力のオーディオ信号ＶｉＬの２倍の振幅を持つように制御される。増幅部２００Ａにおいては、端子Ｒ−Ｃ間に発生する出力のオーディオ信号ＶＲに含まれるオーディオ帯域の信号成分が、入力のオーディオ信号ＶｉＲの２倍の振幅を持つように制御される。

したがって、図２に示す増幅器によれば、出力のオーディオ信号（ＶＬ，ＶＲ）に含まれるオーディオ帯域の信号成分が、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の２倍の振幅を持つように負帰還の制御を行うことによって、電源電圧を高めることなく、かつ、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の位相関係に依存することなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅の上限値を高めることができる。

更に、積分部１０２に入力される直流の信号成分がほぼゼロ（電圧値としては‘ＶＤＤ／２’）になり、入力のオーディオ信号ＶｉＬにおける直流の信号成分もゼロに設定されるため、帰還信号ＶｆＬの直流の信号成分はゼロになる。
帰還信号ＶｆＬの直流の信号成分がゼロになるということは、演算部１０３から出力される信号ＶＬＣの直流の信号成分がゼロになることを意味する。つまり、コンパレータ１０５から出力される信号ＶｏＬの直流電圧とコンパレータ３０４から出力される共通信号ＶｏＣの直流電圧とが互いに等しくなる。この直流電圧は、何れも‘ＶＤＤ／２’となる。
その結果、端子Ｌ−Ｃ間に発生するパルス状の信号ＶＬは、直流電圧を含まない交流信号になる。
同様に、積分部２０２を含んだフィードバック回路（増幅部２００Ａ）の働きによって、パルス状の信号ＶＲは直流電圧を含まない交流信号になる。
したがって、図２に示す増幅器によれば、図５に示す増幅器のような直流カット用のキャパシタを削除することが可能になる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。

図３は、本発明の第３の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。
図３に示す増幅器は、増幅部１００Ａおよび２００Ａと共通信号発生部３００Ｂとを有する。
増幅部１００Ａおよび２００Ａは、既に説明した図２に示す増幅器の同一符号の構成要素と同じである。
共通信号発生部３００Ｂは、図２に示す増幅器における共通信号発生部３００Ａから演算部３０２および積分部３０３を削除したものである。

増幅部１００Ａおよび２００Ａは、それぞれ本発明の増幅部の一実施形態である。
共通信号発生部３００Ｂは、本発明の共通信号発生部の一実施形態である。
演算部１０１および積分部１０２を含む回路、ならびに、演算部２０１および積分部２０２を含む回路は、それぞれ本発明の誤差増幅部の一実施形態である。
帰還部１０４および２０４は、それぞれ本発明の帰還部の一実施形態である。
演算部１０３および２０３は、それぞれ本発明の演算部の一実施形態である。
コンパレータ１０５，２０５は、それぞれ本発明の第１のパルス発生部の一実施形態である。
コンパレータ３０４は、本発明の第２のパルス発生部の一実施形態である。

図３に示す増幅器は、図２に示す増幅器と同様に、３つの端子（Ｌ，Ｃ，Ｒ）と３つの高周波除去用のフィルタ（５０１，５０３，５０２）とを介してヘッドフォンの２つスピーカ（４０１，４０２）に接続される。

平均部３０１は、積分部１０２の出力信号ＶｓＬと積分部２０２の出力信号ＶｓＲとの平均を演算し、この演算結果を信号Ｖｍとして出力する。
図３に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合、平均部３０１は例えば次式で示す信号Ｖｍを出力する。

［数５］
Ｖｍ ＝ −（ＶｓＬ＋ＶｓＲ）／２＋（ＶＤＤ／２） ・・・ （７）

式（７）に示す共通信号ＶｏＣは、電圧‘ＶＤＤ／２’を信号値のゼロとした場合における信号ＶｓＬおよびＶｓＲの平均を極性反転させたものである。

コンパレータ３０４は、平均部３０１から出力される信号Ｖｍと所定のしきい値とを比較し、この比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルの共通信号ＶｏＣを発生し、共通端子Ｃに出力する。

図３に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合、コンパレータ３０４は、例えば平均部３０１の出力信号Ｖｍと電圧‘ＶＤＤ／２’とを比較する。信号Ｖｍが電圧‘ＶＤＤ／２’より高い場合にはハイレベルとして電圧‘ＶＤＤ’を出力し、信号Ｖｍが電圧‘ＶＤＤ／２’より低い場合にはローレベルとして電圧‘ゼロ’（グランド電位ＧＮＤ）を出力する。

上述した構成を有する図３に示す増幅器の動作について、単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合を例に説明する。

入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの電圧が共に高くなると、積分部１０２，２０２から出力される信号ＶｓＬ，ＶｓＲの電圧も共に高くなる。
信号ＶｓＬ，ＶｓＲの電圧が高くなると、コンパレータ１０５，２０５から出力されるパルス状の信号ＶｏＬ，ＶｏＲのハイレベル期間が長くなるため、信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が高くなる。
他方、信号ＶｓＬ，ＶｓＲの電圧が共に高くなると、式（７）の関係から平均部３０１の出力信号Ｖｍの電圧は負側に低下する。これにより、信号Ｖｍに応じて生成されるパルス状の共通信号ＶｏＣのハイレベル期間が短くなり、共通信号Ｖｏに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が低下する。

逆に、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲの電圧が共に低くなると、信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が低くなり、共通信号Ｖｏに含まれるオーディオ帯域の信号成分の電圧が高くなる。

つまり、入力のオーディオ信号ＶｉＬ，ＶｉＲが同相に変化する場合、共通信号ＶｏＣに含まれるオーディオ帯域成分の電圧は、信号ＶｏＬ，ＶｏＲに含まれるオーディオ帯域成分の電圧に対して逆相に変化する。

したがって、図３に示す増幅器によれば、ヘッドフォンに供給する信号（ＶＬ，ＶＲ）に含まれるオーディオ帯域の信号成分の振幅が増大するように、積分部１０２，２０２の出力信号（ＶｓＬ，ＶｓＲ）の平均に応じて共通端子Ｃのレベルをパルス状に変化させることによって、共通信号ＶｏＣを一定電圧（例えば‘ＶＤＤ／２’）に保持する場合に比べて、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅を大きくすることができる。また、電源電圧を高めることなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅の上限値を高めることができる。

また、図３に示す増幅器によれば、図２に示す増幅器と同様に、増幅部１００Ａ，２００Ａにおいて負帰還の制御を行うことによって、電源電圧を高めることなく、かつ、入力のオーディオ信号（ＶｉＬ，ＶｉＲ）の位相関係に依存することなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅の上限値を高めることができる。

更に、図３に示す増幅器によれば、図２に示す増幅器と同様に、積分部１０２，２０２を含んだ各フィードバック回路の働きによって、パルス状の信号ＶＬおよびＶＲは何れも直流電圧を含まない交流信号になるため、図５に示す増幅器のような直流カット用のキャパシタを削除することが可能になる。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。

図４は、本発明の第４の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。
図４に示す増幅器は、増幅部１００Ｃおよび２００Ｃと共通信号発生部３００Ｃとを有する。
増幅部１００Ｃおよび２００Ｃは、それぞれ本発明の増幅部の一実施形態である。
共通信号発生部３００Ｃは、本発明の信号発生部の一実施形態である。

図４に示す増幅器は、図２，図３に示す増幅器と同様に、３つの端子（Ｌ，Ｃ，Ｒ）と３つの高周波除去用のフィルタ（５０１，５０３，５０２）とを介してヘッドフォンの２つスピーカ（４０１，４０２）に接続される。

［増幅部１００Ｃ］
増幅部１００Ｃは、差動信号として入力端子Ｌｉｎ＋およびＬｉｎ−に入力される左チャンネルのオーディオ信号ＶｉＬを、パルス状の信号ＶｏＬに変換して出力端子Ｌから出力する。

増幅部１００Ｃは、例えば図４に示すように、演算部１０６および１０７と、積分部１０８と、コンパレータ１０９と、帰還部１１０とを有する。
演算部１０６，１０７および積分部１０８を含む回路は、本発明の誤差増幅部の一実施形態である。
コンパレータ１０９は、本発明の第１のパルス発生部の一実施形態である。
帰還部１１０は、本発明の帰還部の一実施形態である。

演算部１０６および１０７は、差動信号として入力されるオーディオ信号ＶｉＬと、帰還部１１０において差動信号として生成される帰還信号ＶｆＬとの誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’を演算する。
すなわち、演算部１０６は、入力端子Ｌｉｎ＋に入力されるオーディオ信号ＶｉＬの正側の信号と、帰還部１１０の負側出力端子から出力される帰還信号ＶｆＬの負側の信号とを加算する。演算部１０７は、入力端子Ｌｉｎ−に入力されるオーディオ信号ＶｉＬの負側の信号と、帰還部１１０の正側出力端子から出力される帰還信号ＶｆＬの正側の信号とを加算する。

積分部１０８は、演算部１０６および１０７において演算された誤差‘ＶｉＬ−ＶｆＬ’を時間について積分し、その積分結果を差動信号ＶｓＬとして出力する。

コンパレータ１０９は、積分部１０８から出力される差動信号ＶｓＬが正の場合にハイレベル、差動信号ＶｓＬが負の場合にローレベルの信号ＶｏＬを発生し、出力端子Ｌに出力する。
図４に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合、コンパレータ１０９は、例えばハイレベルとして電圧‘ＶＤＤ’を出力し、ローレベルとして電圧‘ゼロ’（グランド電位ＧＮＤ）を出力する。

帰還部１１０は、出力端子Ｌと共通端子Ｃとの間に発生する信号ＶＬを差動信号として入力し、この差動信号の振幅を２分の１に減衰させた差動信号を帰還信号ＶｆＬとして出力する。

［増幅部２００Ｃ］
増幅部２００Ｃは、差動信号として入力端子Ｒｉｎ＋およびＲｉｎ−に入力される右チャンネルのオーディオ信号ＶｉＲを、パルス状の信号ＶｏＲに変換して出力端子Ｒから出力する。

増幅部２００Ｃは、例えば図４に示すように、演算部２０６および２０７と、積分部２０８と、コンパレータ２０９と、帰還部２１０とを有する。
演算部２０６，２０７および積分部２０８を含む回路は、本発明の誤差増幅部の一実施形態である。
コンパレータ２０９は、本発明の第１のパルス発生部の一実施形態である。
帰還部２１０は、本発明の帰還部の一実施形態である。

演算部２０６および２０７は、差動信号として入力されるオーディオ信号ＶｉＲと、帰還部２１０において差動信号として生成される帰還信号ＶｆＲとの誤差‘ＶｉＲ−ＶｆＲ’を演算する。
すなわち、演算部２０６は、入力端子Ｒｉｎ＋に入力されるオーディオ信号ＶｉＲの正側の信号と、帰還部２１０の負側出力端子から出力される帰還信号ＶｆＲの負側の信号とを加算する。演算部２０７は、入力端子Ｒｉｎ−に入力されるオーディオ信号ＶｉＲの負側の信号と、帰還部２１０の正側出力端子から出力される帰還信号ＶｆＲの正側の信号とを加算する。

積分部２０８は、演算部２０６および２０７において演算された誤差‘ＶｉＲ−ＶｆＲ’を時間について積分し、その積分結果を差動信号ＶｓＲとして出力する。

コンパレータ２０９は、積分部２０８から出力される差動信号ＶｓＲが正の場合にハイレベル、差動信号ＶｓＲが負の場合にローレベルの信号ＶｏＲを発生し、出力端子Ｒに出力する。
図４に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合、コンパレータ２０９は、例えばハイレベルとして電圧‘ＶＤＤ’を出力し、ローレベルとして電圧‘ゼロ’（グランド電位ＧＮＤ）を出力する。

帰還部２１０は、出力端子Ｒと共通端子Ｃとの間に発生する信号ＶＲを差動信号として入力し、この差動信号の振幅を２分の１に減衰させた差動信号を帰還信号ＶｆＬとして出力する。

［共通信号発生部３００Ｃ］
共通信号発生部３００Ｃは、差動信号ＶｓＬおよびＶｓＲの平均に応じたパルス状の共通信号ＶｏＣを発生し、共通端子Ｃに出力する。
共通信号発生部３００Ｃは、例えば図４に示すように、平均部３０５とコンパレータ３０６とを有する。

平均部３０５は、積分部１０８から出力される差動信号ＶｓＬと積分部２０８から出力される差動信号ＶｓＲとの平均を演算し、この演算結果を差動信号Ｖｍとして出力する。
平均部３０５は、例えば次式で示す信号Ｖｍを出力する。

［数６］
Ｖｍ ＝ −（ＶｓＬ＋ＶｓＲ）／２ ・・・ （８）

式（８）に示す信号Ｖｍは、差動信号ＶｓＬおよびＶｓＲの平均を極性反転させたものである。

コンパレータ３０６は、平均部３０５から出力される差動信号Ｖｍが正の場合にハイレベル、差動信号Ｖｍが負の場合にローレベルの共通信号ＶｏＣを発生して、共通端子Ｃに出力する。
図４に示す増幅器が単一の電源電圧ＶＤＤで動作する場合、コンパレータ３０６は、例えばハイレベルとして電圧‘ＶＤＤ’を出力し、ローレベルとして電圧‘ゼロ’（グランド電位ＧＮＤ）を出力する。

上述した構成を有する図４に示す増幅器は、増幅器の各回路において処理される信号（ＶｉＬ，ＶｆＬ，ＶｓＬ，ＶＬ，ＶｉＲ，ＶｆＲ，ＶｓＲ，ＶｏＲ）が差動信号に置き換えられている点を除いて、先に説明した図３に示す増幅器と等価であり、これと同様に動作する。したがって、図４に示す増幅器によれば、図３に示す増幅器と同様に、電源電圧を高めることなく、ヘッドフォンに供給するオーディオ信号の振幅の上限値を高めることができる。
また、図４に示すように、帰還部１１０，２１０において差動信号ＶＬ，ＶＲをそのまま処理できるため、図４に示す増幅器では、図３に示す増幅器において必要とされていた演算部１０３，２０３を削除することができる。
更に、ＬＳＩにおいてアナログ回路を構成する場合、デジタル回路からの雑音などの影響を低減するため、一般に差動回路が用いられている。そのため、特に回路規模を増大させることなく、図４に示すような差動構成の回路を実現することが可能である。

以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上記の形態にのみ限定されるものではなく、種々のバリエーションを含んでいる。

上述の実施形態では、増幅部において入力信号と帰還信号との誤差を増幅するために積分部が用いられているが、これに限らず、積分部の代わりに種々の伝達特性を持った回路を設けても良い。

上述の実施形態では、コンパレータによってパルス信号を発生しているが、これに限らず、例えば一定の周波数のパルス幅変調信号を生成する回路を設けても良い。

上述の実施形態では、増幅器を回路によってハードウェア的に実現する例が示されているが、本発明はこれに限定されない。例えば回路の機能の少なくとも一部をデジタル信号プロセッサ等によってソフトウェア的に実現することも可能である。

上述の実施形態では、左右の２チャンネルのオーディオ信号を増幅する増幅器の例を示しているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、３チャンネル以上のオーディオ信号を増幅する増幅器にも本発明は適用可能である。
また、本発明は、オーディオ信号の増幅用に限定されるものではなく、増幅する信号の帯域は任意である。

第１の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。 第２の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。 第３の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。 第４の実施形態に係る、ヘッドフォン用の増幅器の一構成例を示す図である。 ヘッドフォン用増幅器の一般的な構成の第１の例を示す図である。 ヘッドフォン用増幅器の一般的な構成の第２の例を示す図である。

符号の説明

１００，１００Ａ，１００Ｃ，２００，２００Ａ，２００Ｃ…増幅部、３００，３００Ａ，３００Ｂ，３００Ｃ…共通信号発生部、１０１，１０３，１０６，１０７，２０１，２０３，２０６，２０７，３０２…演算部、１０２，１０８，２０２，２０８，３０３…積分部、１０４，１１０，２０４，２１０…帰還部，１０５，１０９，２０５，２０９，３０４，３０６…コンパレータ、３０１，３０５…平均部，４０１，４０２…スピーカ、５０１〜５０３…フィルタ。

Claims (13)

1. 複数の入力信号に応じた複数の増幅信号を、一の共通端子と複数の出力端子との間に発生する増幅器であって、
   上記複数の入力信号の各々を増幅して上記複数の出力端子の各々に出力する複数の増幅部と、
   上記複数の入力信号の平均に応じて、上記複数の増幅信号の振幅が増大するように上記共通端子のレベルを変化させる共通信号を発生する信号発生部と
   を有する増幅器。
2. 上記複数の増幅部の各々は、
   上記入力信号と帰還信号との誤差を増幅して上記出力端子に出力する誤差増幅部と、
   上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号の振幅を所定の減衰率で減衰させた信号を上記帰還信号として出力する帰還部と
   を有し、上記入力信号と上記帰還信号との差が小さくなるように負帰還の制御を行う、
   請求項１に記載の増幅器
3. 上記複数の増幅部の各々は、
   上記入力信号と帰還信号との誤差を増幅する誤差増幅部と、
   上記誤差増幅部から出力される信号に応じた第１のパルス信号を発生し、当該第１のパルス信号を上記出力端子に出力する第１のパルス発生部と、
   上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号の振幅を所定の減衰率で減衰させた信号を上記帰還信号として出力する帰還部と
   を有し、上記入力信号と上記帰還信号との差が小さくなるように負帰還の制御を行い、
   上記信号発生部は、上記複数の増幅部の各々に設けられた上記誤差増幅部の出力信号の平均に応じた第２のパルス信号を発生し、当該第２のパルス信号を上記共通端子に出力する第２のパルス発生部を有する、
   請求項１に記載の増幅器。
4. 上記第１のパルス発生部は、上記誤差増幅部から出力される信号と所定のしきい値とを比較し、当該比較結果に応じて出力信号のレベルを第１のレベルまたは第２のレベルに切り換え、
   上記第２のパルス発生部は、上記複数の増幅部の各々に設けられた上記誤差増幅部の出力信号の平均と所定のしきい値とを比較し、当該比較結果に応じて出力信号のレベルを上記第１のレベルまたは上記第２のレベルに切り換える、
   請求項３に記載の増幅器。
5. 上記誤差増幅部は、上記入力信号と上記帰還信号との誤差を時間について積分する、
   請求項２、３または４に記載の増幅器。
6. 上記増幅部は、上記出力端子から出力される信号と上記共通信号との差を演算し、当該演算結果を上記増幅信号として出力する演算部を有する、
   請求項２、３、４または５に記載の増幅器。
7. 上記帰還部は、上記出力端子と上記共通端子との間に発生する上記増幅信号を差動信号として入力し、当該入力した差動信号の振幅を上記所定の減衰率で減衰させた差動信号を上記帰還信号として出力し、
   上記誤差増幅部は、上記帰還部から上記帰還信号として出力される差動信号と、上記入力信号として入力される差動信号との誤差を増幅する、
   請求項２、３、４または５に記載の増幅器。
8. 第１のオーディオ信号を増幅して第１の出力信号を供給するための第１の増幅処理と、第２のオーディオ信号を増幅して第２の出力信号を供給するための第２の増幅処理と、上記第１の出力信号と上記第２の出力信号の基準信号となる共通信号を発生するための共通信号発生処理とを有するオーディオ信号の増幅方法であって、
   上記第１の増幅処理が、上記第１のオーディオ信号と第１の帰還信号との差である第１の差信号を生成する第１の減算ステップと、上記第１の差信号に対して積分処理を行なう第１の積分ステップと、上記第１の出力信号と上記共通信号との差である第２の差信号を生成する第２の減算ステップと、上記第２の差信号に基づいて上記第１の帰還信号を生成する第１の帰還信号生成ステップとを有し、
   上記第２の増幅処理が、上記第２のオーディオ信号と第２の帰還信号との差である第３の差信号を生成する第３の減算ステップと、上記第３の差信号に対して積分処理を行なう第２の積分ステップと、上記第２の出力信号と上記共通信号との差である第４の差信号を生成する第４の減算ステップと、上記第４の差信号に基づいて上記第２の帰還信号を生成する第２の帰還信号生成ステップとを有し、
   上記共通信号発生ステップが、上記第１のオーディオ信号と上記第２のオーディオ信号との平均信号を生成するための平均化ステップと、上記平均信号に基づいて上記共通信号を生成する共通信号生成ステップとを有する
   増幅方法。
9. 上記第１の帰還信号生成ステップが、上記第２の差信号を１／２倍する第１の乗算ステップを含み、
   上記第２の帰還信号生成ステップが、上記第４の差信号を１／２倍する第２の乗算ステップを含む
   請求項８に記載の増幅方法。
10. 上記第１の増幅処理が、更に、上記第１の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記第１の出力信号を生成する第１の比較ステップを有し、
    上記第２の増幅処理が、更に、上記第３の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記第２の出力信号を生成する第２の比較ステップを有する
    請求項８または９に記載の増幅方法。
11. 上記共通信号生成ステップが、上記平均信号と上記共通信号との差である第５の差信号を生成する第５の減算ステップと、上記第５の差信号に対して積分処理を行なう第３の積分ステップと、上記第５の差信号の積分信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記共通信号を生成する第３の比較ステップとを有する
    請求項１０に記載の増幅方法。
12. 上記共通信号生成ステップが上記平均信号と所定の基準値とを比較して２値信号としての上記共通信号を生成する第３の比較ステップを有し、
    上記平均信号が上記第１の差信号の積分信号と上記第３の差信号の積分信号とに基づいて生成される
    請求項１０に記載の増幅方法。
13. 上記第１の出力信号、上記第２の出力信号及び上記共通信号に対してそれぞれローパスフィルタリング処理を行なう第１、第２及び第３のフィルタ処理を更に有する
    請求項１１または１２に記載の増幅方法。
    

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