JP2006520560A

JP2006520560A - 無線送信機

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Publication number: JP2006520560A
Application number: JP2006504712A
Authority: JP
Inventors: ロバートブリストウ，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2003-03-18
Filing date: 2004-03-17
Publication date: 2006-09-07
Anticipated expiration: 2024-03-17
Also published as: KR20050115284A; EP1460767B1; ATE296499T1; DE60300716D1; KR101030913B1; EP1460767A1; WO2004084425A1; DE60300716T2; JP4520458B2; CN1762104A; US7412216B2; US20070037533A1

Abstract

無線送信機であって、第１の周波数の信号を生成する送信回路と、該第１の周波数を分割して第２の周波数の信号を生成するためのデジタル分割回路とを有する。デジタル分割器の雑音特性は、送信機の出力電力に基づいて調整される。特に、デジタル分割器は、電力増幅器の利得が高いときは、比較的良好な雑音特性で動作し、低電力出力のときは、より劣った雑音特性で動作する。これにより、電力消費量と装置のサイズを過度に増大させることなく、規定された雑音要求への適合を保証することができる。

Description

本発明は無線送信機に関するものであり、特に、例えば、セルラー移動体電話システムで使用できるデジタル無線通信システムに関するものである。

デジタル移動体無線通信システムにおいて、移動体送信機は所望の送信チャネルにおいて比較的高い出力電圧を提供しなければならない。一方では、他の送信信号、例えば、近傍の移動体送信機の受信信号との干渉を抑えるために、他のチャネルでは送信電力を十分に抑えなければならない。

これらの問題をできるだけ最少化するために、ＧＳＭ標準のような標準では、装置が適合しなければならない最小限の仕様(minimum specification)を設定している。

それと同時に、携帯電話及びその他の携帯用機器のような携帯用無線送信機の場合は特に、送信回路のサイズと消費電力を最小限とし、バッテリー寿命を最大限とすることが期待されている。

携帯電話の送信回路で利用されているある公知技術では、電圧制御発振器を使って、所望の送信周波数の倍数となる周波数の信号が生成される。ここで生成された信号は、その後、所望の送信周波数に分割される。この構成には、集積回路における電圧制御発振器の物理的な大きさが、一般的に、出力周波数にほぼ反比例するという利点がある。それ故、１．８GHzの出力信号を生成する場合、後に該周波数を半分にする周波数分割器が接続される、３．６GHzの信号を生成する電圧制御発振器により占有されるシリコン領域（silicon area）は、１．８GHzの信号を直接に生成する電圧制御発振器により占有されるであろう領域よりも小さくなる。

更に、ＧＳＭでは、２つの送信周波数帯が使用されている。一方の周波数帯は１．８GHzであり、他方は９００MHz帯である。これらの２つの帯域内における信号は、都合の良いことに、３．６GHzの信号を生成する単一の電圧制御発振器で生成することができる。この電圧制御発振器の後には分割器が接続されるが、その分割比は２又は４に設定することができる。

１９９４年のＶＬＳＩ回路シンポジウム技術論文ダイジェスト（Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, 1994）におけるWeger P等の”完全一体型の１．５GHz直接変換送受信機(Completely Integrated 1.5 Ghz Direct Conversion Transceiver)”には、１．５GHｚまでの信号を生成するための周波数発生器とデジタル分割回路を含む送受信機が開示されている。その送受信機はまた、送信のために、生成された信号を増幅するための電力増幅器を含んでいる。

出力信号を生成するためにこの技術を使用する１つの不利益は、周波数分割器が送信回路に雑音源を導いてしまうことである。上述したように、ＧＳＭ仕様書は、許容雑音に限界を設けている。

この問題を軽減するための１つの方法は、周波数分割器を低インピーダンスで駆動することであるが、このためには、比較的高い電流を周波数分割器に供給しなければならないので、回路の電力消費が増えることになる。

他の解決策として、電力増幅器に供給されるよりも前に、出力にフィルタリングをかけることである。しかし、この場合、装置のサイズが大きくなり、コストも増えることになる。

米国特許第５，８９４，５９２号（Brueske et al.）には、直交位相変調信号を生成するための、２分割分割器（devide-by-two devider）、直交検波器(quadrature detector)、オフセットＶＣＯ、及び、オフセットミキサーを含む広帯域フェーズ・ロック・ループ周波数合成器(wideband phase lock loop frequency synthesiser)を開示している。また、プログラム可能なフィルターは、オフセットが合成された信号の所定の高調波成分を除去するために利用され、広周波数レンジにおいて合成器の動作を可能とする。
ＶＬＳＩ回路シンポジウム技術論文ダイジェスト（Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers）におけるWeger P等の"完全一体型の１．５GHz直接変換送受信機(Completely Integrated 1.5 Ghz Direct Conversion Transceiver)"１９９４年米国特許第５，８９４，５９２号明細書

本発明によれば、ＧＳＭ仕様に従い、最大許容雑音レベルは、出力信号電力から独立していることが分かる。しかしながら、出力信号におけるデジタル分割器からの雑音の寄与率は、電力増幅器の利得に依存するので、低出力電力ではより低くなる。

それゆえ、本発明によれば、第１の周波数の信号を生成する送信回路と、該第１の周波数を分割して第２の周波数の信号を生成するデジタル分割器を備え、送信出力電圧に基づいて分割器の雑音特性（noise performance）が調整される。

本発明のある実施形態では、デジタル分割器のバイアス電流が、送信器の出力電力に基づいて調整される。

本発明の他の実施形態では、電圧制御発振器の出力信号は、送信機の出力電力に依存する２つのデジタル分割回路のうちの１つに与えられる。これら２つのデジタル分割回路は、雑音特性が異なる出力電力設定について最適化されている。

以下、本発明はＧＳＭシステムを参照して説明されるが、本発明は、最大許容雑音レベルが出力信号電力から独立した、ＧＰＲＳ及びＣＤＭＡシステムのような他の通信システムにも適用可能と理解されたい。

なお、本明細書において"備える"又は"備えて"といった文言が使用される場合、記述された特徴、数値、工程、又は、構成要素の存在を示すものであるが、１つ以上の他の特徴、数値、工程、又は、構成要素、或いは、それらの組合せの存在や追加を排除するものではない。

図１は、本発明のある側面に対応する携帯電話を模式的に示すブロック図である。これは、本発明を適用可能な携帯通信装置のタイプの一例である。

従来のように、携帯電話機１０はアンテナ１２を持ち、それを無線周波数信号の送受信に使用している。受信された信号は、受信回路１４に与えられる。一方、送信信号は送信回路１６からアンテナ１２に送られる。受信回路１４及び送信回路１６は共に処理回路１８に接続されている。処理回路１８は、信号処理回路及び装置の動作を制御する制御プロセッサとして使用されている。処理回路１８は、マイクロフォン２０から音声入力、キーパッド２２から英数字その他の入力を受け、スピーカー２４により音声を出力し、ディスプレイ２６により映像を出力する。

図２は、送信回路１６の要部を模式的に示すブロック図であり、従来的なものではあるが、ここでは本発明の理解のために必要な範囲で記載されている。送信回路は、電圧制御発振器（VCO）３０を含む。この電圧制御発振器３０は、例えば、装置が送信に利用するチャネルにより決定される正確な周波数を有する、３．６GHz帯の周波数の出力信号を生成することができる。ＶＣＯの出力信号はデジタル分割器３２に供給され、処理回路１８の制御下で、装置が動作している周波数帯に応じて、出力信号の周波数を２つ、又は、４つに分割できる。従って、装置が９００MHz帯で動作している場合には、ＶＣＯ出力信号は４つに分割されなければならず、装置が１８００MHz帯で動作している場合は、ＶＣＯの出力信号は２つに分割されなければならない。

所望の送信周波数で生成される分割器の出力信号は、次に電力増幅器３４に供給される。電力増幅器３４はアンテナ１２に供給する出力信号を生成する。

装置での電力消費量を最小限にし、他の装置からの送信信号との間での干渉の可能性を減少させるため、そして一方では、送信信号を受信機側で確実に検出可能とするために、装置からの送信のための出力電力は注意深く制御されなければならない。このため、電力増幅器３４は、電力制御回路３６から電力制御信号を受信する。この電力制御信号は、電力増幅器の出力信号が所望の電力レベルとなるように、電力増幅器の利得を効果的に変更する。

分割器３２は出力信号への雑音源となる。電力増幅器３４はその入力に含まれる雑音を、その雑音がＶＣＯ３０で発生したか、又は、分割器３２で発生したかにかかわらず、不可避的に増幅する。近傍の装置における信号と送信信号中の雑音が干渉する可能性を最小とするために、ＧＳＭ仕様は、送信信号中の許容可能な絶対雑音電力レベル(maximum permissible absolute noise power level)を定めている。

送信信号が比較的高い電力レベルを確実に有するようにするために、電力増幅器３４が高利得で動作中の場合、電力増幅器３４は同時に雑音信号も増幅することになる。そこで、電力増幅器３４が高利得で動作中の場合は、分割器３２により導かれる雑音量を可能な限り小さなものとすることが重要である。

分割器３２の雑音特性は、供給されるバイアス電流を増加させることにより改善される。しかしながら、これは装置における電力消費量を確実に増加させてしまう。

そこで、本発明のある側面では、分割器３２のバイアス電流が電力制御回路３６からの電力制御信号に基づいて制御され、これにより、電力増幅器３４が高利得で動作している場合であっても、分割器３２のバイアス電流は比較的高く保たれて、分割器の雑音特性が改善される。しかしながら、電力増幅器３４が低利得で動作中の場合は、分割器３２を低バイアス電流で動作させることが可能であり、それにより雑音特性が悪化する。これは、電力消費を減少させながらも、雑音に関する仕様上の要件を依然として満足することとなるためである。

以下では、参考のためにＧＳＭの仕様を参照する。しかしながら、本発明は、例えばＧＰＲＳ又はＣＤＭＡのような他の通信システムにも適用可能である。

ＧＳＭ仕様では、送信機の出力における最大許容雑音レベルは−７９ｄＢｍである。よって、この仕様に適合させるためには、電力増幅器３４による電力増幅の後で送信回路から発生する雑音は、−７９ｄＢｍ未満でなければならない。
これは、
N_t + G_pa ＜ −７９dBm
と表すことができる。

ここで、Ｎ_ｔは送信回路から発生した雑音（分割器３２からの雑音を含む）であり、Ｇ_ｐａは電力増幅器３４の利得である。即ち、電力増幅器３４の利得が低い場合には、電力増幅器３４の利得が高い場合と比較して、分割器３２が発生する雑音がより高くなってもよい。

図３は、本発明に対応する可変電流分割器３２の回路図を示す。

ここに図示されている可変電流分割回路３２は、入力信号の周波数を２つに分割するように構成されている。但し、以下に説明する技術は、他の分割比を有する可変電流分割回路にも適用可能であることは理解されたい。

分割回路は、信号入力１０４と信号出力１０６とを有する２分割回路（devide-by-２ circuit）１０２を備える。２分割回路１０２は、トランジスタＱ１からＱ１２を備えるフリップフロップをベースにした従来的な分割回路である。

分割器３２の雑音特性は、電力制御回路３６からの電力制御信号１０８によって制御される。本実施形態において、電力制御信号１０８は"０"又は"１"の値を取るデジタル信号である。分割回路３２に良好な雑音プロファイル（即ち、高電流、低インピーダンス）が要求される場合、電力制御信号の値は１である。一方、雑音プロファイルが貧弱（即ち、低電流、高インピーダンス）でもよい場合には、電力制御信号の値は０である。

電力制御信号１０８は、２分割回路１０２から見た抵抗を変えることによって、２分割回路１０２のコレクタ入力とエミッタ出力の双方の電流値を制御する。

抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ９とＲ１０は電圧供給線とトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８の夫々のコレクタ入力との間に接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ９とＲ１０の夫々と並列に接続されているのは、第２の抵抗（それぞれＲ３、Ｒ４、Ｒ１１及びＲ１２）とトランジスタスイッチ（夫々Ｑ１３、Ｑ１４、Ｑ１５及びＱ１６）である。トランジスタスイッチＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５及びＱ１６のベースは、電力制御信号１０８によって制御されている。

抵抗Ｒ１８は、グランドとトランジスタＱ５及びＱ６の結合エミッタ出力との間に接続されている。抵抗Ｒ１７は、グランドとトランジスタＱ９及びＱ１２の結合エミッタ出力との間に接続されている。抵抗Ｒ１８及びＲ１７に並列に接続されているのは、第２の抵抗（それぞれＲ１９及びＲ２０）とトランジスタスイッチ（それぞれＱ１７及びＱ１８）である。各トランジスタスイッチＱ１７及びＱ１８のベースは電力制御信号１０８によって制御される。

電力制御信号の値が０（即ち、低電流、高インピーダンス）のとき、トランジスタスイッチＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５、Ｑ１６、Ｑ１７及びＱ１８のベースは０であり、そのスイッチはオフ状態にある。従って、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８の各コレクタにおけるインピーダンスは、それぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ９とＲ１０となる。トランジスタスイッチＱ５、Ｑ６、Ｑ９及びＱ１２の結合エミッタ出力のインピーダンスは、それぞれＲ１８とＲ１７である。

電力制御信号が値１（即ち、高電流、低インピーダンス）のとき、トランジスタスイッチＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５、Ｑ１７、及びＱ１８はオンとなる。従って、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８のコレクタ、及び、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ９及びＱ１２の結合エミッタ出力のインピーダンスは、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１８及びＲ１７が、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１９及びＲ２０とそれぞれ並列となるので減少する。従って、実効インピーダンスは減少し、電流は増加し、より良い雑音プロファイルを提供する。

図４は、送信回路１６の他の実施形態を示し、図２の回路内の素子と同様の機能を有するものについては、同一の参照番号を付すこととし、更なる説明は行わない。

図４に示す実施形態には、２つの分割器４０、４２があり、図２に示す分割器３２と関連して上述したように、入力信号の周波数を２つ又は４つに分割するようにそれぞれがプログラム可能となっていてもよい。しかしながら、この場合、分割器４０、４２は、それぞれ高電流動作と低電流動作のためにバイアスされている。

ここに図示される実施形態では、分割器４０、４２のそれぞれは、図５に示すような固定電流分割回路を備える。ここに示される固定の電流分割回路は、入力信号の周波数を２つに分割するように構成されているが、以下述べる技術は、他の分割比を有する分割回路にも適用可能であることは理解されたい。

分割回路は、入力信号１０４と出力信号１０６とを有する２分割回路１０２を備える。２分割回路１０２は、トランジスタＱ１からＱ１２を備えるフリップフロップをベースにした従来的な分割回路である。

抵抗Ｒ３０、Ｒ３１、Ｒ３２及びＲ３３は、正電圧線（positive voltage rail）とトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ７及びＱ８の各コレクタとの間に接続されている。抵抗Ｒ３４は、グランドとトランジスタＱ５及びＱ６の結合エミッタ出力との間に接続されている。抵抗Ｒ３５はグランドとトランジスタＱ９とＱ１２の結合エミッタ出力との間に接続されている。これらの抵抗は、分割器４０、４２から発生する雑音レベルの制御をつかさどる素子である。一般に、Ｒ３０＝Ｒ３１、Ｒ３２＝Ｒ３３そしてＲ３４＝Ｒ３５である。これらの抵抗の値を選択することで動作電流が設定され、これにより分割器４０、４２が発生する雑音レベルが設定される。

例えば、電力出力が高く、かつ、比較的良好な雑音特性が要求されるとき、抵抗値は分割器４０のインピーダンスが低くなるように選択される。対照的に、電力出力が低く、かつ、雑音特性が悪くても構わない場合は、抵抗値は分割回路４２のインピーダンスが高くなるように選択することができる。

ここで図４を再び参照すると、電圧制御回路３６からの電圧制御信号が電力増幅器３４が高利得で動作しようとしていることを示している場合、分割器４０が選択される。これは、分割器４０が比較的良好な雑音特性を有するからである。逆に、電圧制御回路３６からの電圧制御信号が、電力増幅器３４が低利得で動作しようとしていることを示している場合、雑音信号の増幅度合いも低くなるので、分割器４２が選択される。これは、使用される分割器の雑音特性が悪くても十分だからである。

図６は、図２又は図４に示す送信回路の動作を示すフローチャートである。ステップ６０では、処理回路は送信に必要な出力信号電力を決定する。ステップＳ６２では、必要とされる信号電力に基づき、処理回路が、分割回路について許容可能な雑音特性を決定する。そして、ステップ６４では、分割器の電流を適切に制御する。

上述のように、この制御は、分割回路へのバイアス電流の調整の形態をとるか、又は、異なる雑音特性に適合したバイアス電流を有する、使用可能な複数の分割回路から１つの分割器を選ぶ形態をとることもできる。ステップ６２での決定は、算術演算か、或いはより簡便には、電力制御信号のレベルを閾値と比較することにより行うことができ、これにより分割回路を、比較的良好な雑音特性と、より劣った雑音特性とのいずれにおいて動作させるかを決定することができる。

図３と図５は、必要とされる制御を達成するための特定の回路を示すが、同様の結果を達成するために多くの他の回路も使用可能である点は理解されたい。

本発明の原理を、ＧＳＭ無線送信機を例として以下に説明する。この例では、熱雑音を発生する分割器出力抵抗を除いて、無線送信機の全ての構成要素は理想的なものであり、無雑音(noiseless)であると仮定する。また、電力増幅器の入力インピーダンスは、分割器の出力インピーダンスより十分に高いものとし、電力増幅器は、分割器の出力における電圧に反応する。

なお、実際の設計では、考慮しなければならない幾つかの他の雑音源があることは理解されよう。

分割器の出力は、６０オームの実際の抵抗インピーダンス(real resistive impedance)を持った電圧源としてモデル化される。目標の搬送周波数の出力電圧はピーク・トゥ・ピークで０.４ボルトと仮定する。

従って、電力増幅器で利用可能なＲＭＳ電圧は、目標の周波数で、
０．４Ｖ／（２√２）＝０．１４１Ｖ
となる。

携帯電話のハンドセットが求める最大電力は+３３ｄＢｍ（ＧＳＭのクラス４ハンドセットの標準的な電力レベル）である。５０オームの負荷インピーダンスを仮定し、１ｍWが０.２２３６Vrmsであることに留意すれば、ＲＭＳ電圧は
０．２２３６Ｖ＊１０^（33/20）＝９．９８８Ｖ
となる。

従って、電力増幅器の電圧利得は
２０ｌｏｇ（９．９８８／０．１４１)＝３７．００５ｄＢ
でなければならない。

コレクタ負荷抵抗は、（上述のように実際の設計では他の雑音源も存在するが）分割器の主要な雑音源であると思われる。ボルツマン定数Ｋｂ、１００ＫHｚの帯域幅、過程常温２９８Ｋで、ＲＭＳ熱雑音電圧は、

である。

これを直接、等価なｄＢｍ値に変換すれば、

となる。

送信機の出力における雑音レベルに関するＧＳＭの仕様は、−７９ｄＢｍであり、−１１７．０４６ｄＢｍ雑音レベルは、ＧＳＭ仕様から外れるまでに約３８ｄBだけ増幅することができる。従前に述べた理由で、クラス４のハンドセットに要求される最大レベルに到達するために、３７ｄＢの利得が要求されるので、この雑音レベルは適切である。

本発明によれば、電力増幅器が低利得で動作中の場合、分割器からのより大きな雑音が許容されるので、分割器の電力消費を劇的に減少することができる。

もし、コレクタ抵抗値を２倍の１２０オームにすれば、分割器の出力側を同一電圧に維持する間は、分割器の電流は半分となるであろう。

ここで、分割器の出力側の雑音レベルは、

となるであろう。

従って、分割回路の雑音レベルは、３ｄB高い。

結果として、電力増幅器の利得が（−１１４．０３６−（−７９））＝３５ｄＢまでは、ＧＳＭの雑音仕様を満たすことができる。この値は、最大電力利得要求３７ｄＢをたった２ｄＢ下回るだけである。

このように、ＧＳＭ電力設定が減少するので、分割器の電流を急速に減少させることが可能であり（分割回路の雑音で３ｄＢ増加するごとに半減）、分割器による電流消費を減らすことで、最大設定より下の設定で電力消費（即ち、バッテリー寿命）を改善することができる。

従って、上述の送信回路によれば、電力消費量や装置のサイズを過度に増大させることなく、規定された雑音要求への適合を保証することができる。

本発明のある側面に対応する携帯電話の模式的なブロック図である。本発明の第２の側面に対応する送信回路の模式的なブロック図である。本発明の第２の側面に対応する可変電流分割器の模式的な回路図である。本発明の第２の側面における他の実施形態に対応する送信回路の模式的なブロック図である。本発明の第２の側面における他の実施形態に対応する、固定電流分割器の模式的な回路図である。本発明の第３の側面に対応する方法を示すフローチャートである。

Claims

無線送信機（１６）であって、
第１の周波数の信号を生成するための周波数発生器（３０）と、
前記第１の周波数を分割して、第２の周波数の信号を生成するためのデジタル分割回路（３２）と、
前記第２の周波数の信号を増幅し、所望の電力を有する出力信号を生成するための電力増幅器（３４）とを備え、
前記所望の電力に基づいて、前記デジタル分割回路（３２）の雑音特性を調整するように適合された制御回路（３６）を更に備えることを特徴とする無線送信機。
制御回路（３６）は、前記所望の電力が増加した場合に、前記デジタル分割回路（３２）の前記雑音特性を改善するように適合されていることを特徴とする請求項１に記載の無線送信機（１６）。
前記制御回路（３６）は、前記デジタル分割回路（３２）を、第１の所望の電力では第１の雑音特性で、第２の所望の電力では第２の雑音特性で動作させるように適合されており、
前記第１の所望の電圧が前記第２の所望の電圧より高い場合には、前記第１の雑音特性は前記第２の雑音特性よりも良好であり、前記第１の所望の電圧が前記第２の所望の電圧より低い場合には、前記第１の雑音特性は前記第２の雑音特性より劣ることを特徴とする請求項１に記載の無線送信機（１６）。
前記無線送信機（１６）はＧＳＭシステムにおいて用いられるものであり、前記デジタル分割回路（３２）の前記雑音特性Ｎ_ｔは、前記電力増幅器（３４）の利得Ｇ_ｐａに基づいて、Ｇ_ｐａの値が全て、Ｎ_ｔ＋Ｇ_ｐａ＜−７９ｄＢｍとなるように調整されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の無線送信機（１６）。
前記デジタル分割回路（３２）はデジタル分割器を含み、前記制御回路（３６）は該デジタル分割器のバイアス電流を制御する手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線送信機。
前記デジタル分割回路（３２）は複数のデジタル分割器（４０、４２）を備え、前記制御回路（３６）は、前記複数のデジタル分割器（４０，４２）のいずれかを選択して動作させるための手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線送信機。
請求項１に記載の無線送信機（１６）を備えることを特徴とする移動体無線通信装置。
移動体電話機の形態をとることを特徴とする請求項７に記載の移動体無線通信装置。
無線送信機（１６）の動作方法であって、前記無線送信機（１６）は、
第１の周波数の信号を生成するための周波数発生器（３０）と、
前記第１の周波数を分割して、第２の周波数の信号を生成するためのデジタル分割回路（３２）と、
前記第２の周波数の信号を増幅し、所望の電力を有する出力信号を生成するための電力増幅器（３４）とを備え、
前記方法は、前記所望の電力に基づいて、前記デジタル分割回路（３２）の雑音特性を調整する調整工程を備えることを特徴とする方法。
前記調整工程（６４）は、前記所望の電力が増加した場合に、前記デジタル分割回路（３２）の前記雑音特性を改善する工程を備えることを特徴とする請求項９に記載の方法。
前記デジタル分割回路を、第１の所望の電力では第１の雑音特性で、第２の所望の電力では第２の雑音特性で動作させる工程を更に備え、
前記第１の所望の電圧が前記第２の所望の電圧より高い場合には、前記第１の雑音特性は前記第２の雑音特性よりも良好であり、前記第１の所望の電圧が前記第２の所望の電圧より低い場合には、前記第１の雑音特性は前記第２の雑音特性より劣ることを特徴とする請求項９に記載の方法。
前記無線送信機（１６）はＧＳＭシステムにおいて用いられるものであり、前記デジタル分割回路（３２）の前記雑音特性Ｎ_ｔは、前記電力増幅器（３４）の利得Ｇ_ｐａに基づいて、Ｇ_ｐａの値が全て、Ｎ_ｔ＋Ｇ_ｐａ＜−７９ｄＢｍとなるように調整されることを特徴とする請求項９乃至１１のいずれかに記載の方法。
前記デジタル分割回路（３２）はデジタル分割器を含み、
前記方法は、該デジタル分割器のバイアス電流を制御する工程（６４）を備えることを特徴とする請求項９に記載の方法。
前記デジタル分割回路（３２）は複数のデジタル分割器（４０、４２）を備え、
前記方法は、前記複数のデジタル分割器（４０，４２）のいずれかを動作のために選択する工程を備えることを特徴とする請求項９に記載の無線送信機。