JP2006121643A - 平面アンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】平面型でありつつ比較的広い帯域の周波数領域に渡ってアンテナ部と伝送線路の整合を行なうことができる構成を持つ平面アンテナである。
【解決手段】平面アンテナは、誘電体基板上に配置される平面アンテナ部１０１と、平面アンテナ部１０１との間で電磁波を伝播させる伝送線路１０２で構成される。伝送線路１０２は、並行して伸びた第１の導体１０４と第２の導体１０３を少なくとも有し、第１の導体１０４は、その縁部の第２の導体１０３との距離が平面アンテナ部１０１に近づくにつれてほぼ単調に増大するテーパ領域１０５を、平面アンテナ部１０１との接続部近傍に、有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高精度位置検出技術や大容量高速信号伝送技術などに用いられ得る広帯域アンテナなどの平面アンテナに関するものである。

従来、図２６に示すように、平面型のコプレーナ導波路の端部において、コプレーナ導波路の中心導体１aの先端をＴ字型にした平面上に形成された平面型のアンテナの構成が提案されている。このアンテナは、Ｔ字型の導体の長さを半波長とする周波数で共振する（特許文献１参照）。

また、近年、高精度位置検出技術や大容量高速伝送技術に関し、3.1GHz 〜10.6GHzに対応する広い周波数領域を用いたUWB(Ultra Wideband)技術が活発に検討されている。このような広い周波数領域を用いることで、例えば、パルスレーダを用いた位置検出技術においては、パルスの時間分解能を向上させることができ、高精度な位置検出を実現できる。また、信号伝送技術に関しては、使用帯域幅が広がるため、信号のスループットが上がることが期待されている。こうした周波数帯域を含むアンテナとして、例えば、地板上に、円錐と円錐の底部に内接する球の組み合わせで構成される立体形状の涙滴形状のオムニアンテナが知られている（非特許文献１参照）。
特開平１−３００７０１号公報 信学技報WBS2003-12, 2003

アンテナは、アンテナに給電された信号を電磁波として外部に取り出したり、逆に外部から電磁波を取り込んで検知するものである。アンテナに給電された信号を効率よく外部に取り出すためには、一般に、アンテナに接続された導波路の特性インピーダンスと、アンテナの入力インピーダンスを整合させることが必要である。導波路とアンテナのインピーダンスがうまく整合されていると、導波路からアンテナに給電された信号は、電磁波として、効率よく外部に取り出すことができる。しかし、導波路とアンテナのインピーダンスに不整合が生じると、導波路より給電された信号の一部がアンテナより反射し、取り出せる電磁波が少なくなってしまうため、効率が落ちることになる。また、このような信号の反射は、導体形状の不連続性に伴う、電磁場分布の急激な変化によっても起きることが知られている。

特許文献１に開示されているアンテナは、共振型のアンテナ、つまり狭帯域での使用が想定されたアンテナである。ここでは、このアンテナと導波路とのインピーダンス整合をとるために、Ｔ字型の導体の側部と、導波路の端部との距離を調整している。こうした方式は、狭帯域のアンテナのインピーダンス整合を行う時に多く用いられている手法である。

しかし、この整合方法を、広帯域な周波数特性を有する必要のあるアンテナに応用しようとすると、周波数によっては、導波路の不連続性に起因する電磁場分布の急激な変化が起きてしまって、インピーダンス整合の広帯域化が困難になるという難点がある。

これに対して、非特許文献１に開示されている立体形状のアンテナは、広帯域なインピーダンス整合特性を示しているものの、形状が大きく、アンテナ自体も重いため、使用用途が限られてしまうという難点がある。結局、現在においては、比較的小型でありつつ比較的広い周波数帯域でも用い得るアンテナの実現は困難であるというのが実状である。

上記課題に鑑み、本発明の平面アンテナは、誘電体基板上に配置される平面アンテナ部と、平面アンテナ部との間で電磁波を伝播させる伝送線路で構成され、前記伝送線路が、並行して伸びた第１の導体と第２の導体を少なくとも有し、前記第１の導体が、その縁部の前記第２の導体との距離が前記平面アンテナ部に近づくにつれてほぼ単調に増大するテーパ領域を、前記平面アンテナ部との接続部近傍に、有することを特徴とする。

より具体的には、次の様な構成を採り得る。まず、前記第１の導体がグランド導体であり、前記第２の導体が中心導体である。また、前記伝送線路は、前記平面アンテナ部と同一平面上に配置され、平面アンテナ部に接続する前記第２の導体である中心導体と、中心導体の両側に、中心導体から間隔をもって形成される前記第１の導体であるグランド導体で構成されるコプレーナ導波路である。さらに、前記平面アンテナ部は、任意の値の頂角を有する二等辺三角状のボウタイ型のアンテナ、或いは任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状型のアンテナである。この平面アンテナは、例えば、発信した電磁波パルスがあてられる対象物からの電磁波パルスの遅延時間、位相差の情報より対象物の位置検出を行う位置検出システムに用いられる。

また、前記平面アンテナ部が、任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状型の構造物を対向配置させたアンテナである。この場合、好適には、前記伝送線路が不平衡型の線路であって、前記テーパ領域を経て平衡型の線路に変換されて平面アンテナ部に接続されている。

さらに、上記課題に鑑み、本発明の平面アンテナは、任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙敵形状型の構造物を誘電体基板上に対向配置させたことを特徴とする。この平面アンテナは、帯域特性が改善された小型化に適した平面アンテナとなっている。

本発明の平面アンテナにおいては、上記の如きテーパ領域を設けることで、平面型でありつつ比較的広い帯域の周波数領域に渡ってアンテナ部と伝送線路の整合を行ない得るという効果がある。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施形態における導波路給電型広帯域平面アンテナの概略構成図を示したものである。図１のように、本実施形態の導波路給電型広帯域平面アンテナは、誘電体基板（図示せず）上に、信号を電磁波として外部に取り出す適当な形状のアンテナ１０１部分と、アンテナ１０１に信号を給電する導波路１０２部分で構成される。本実施形態では、導波路１０２として、図１のように、中心導体１０３とグランド導体１０４で構成されるコプレーナ導波路を用いる。

図２にコプレーナ導波路の断面構造を示す。図２のように、コプレーナ導波路は、厚みＤを有する誘電体基板２０１上の同一平面内に、幅Ｗを有する中心導体１０３とグランド導体１０４が距離Ｇだけ離れて配置されている。中心導体１０３とグランド導体１０４は厚みＴを有する金属で形成される。コプレーナ導波路の特性インピーダンスは、中心導体１０３からグランド導体１０４へ至る電磁場の分布によって求められ、例えば、誘電体基板２０１としてduroid6010LM（商品名である。Ｄ：0.64mm、Ｔ：0.035mm/Cu、誘電率：10.2、誘電正接：0.0023）を用いた場合、Ｗ：2.0mm、Ｇ：0.6mmの時、コプレーナ導波路の特性インピーダンスはおよそ50Ωと計算できる。

本実施形態では、導波路１０２として、上述したコプレーナ導波路（特性インピーダンス50Ω）を用いるが、導波路の構成はこれに限るものではない。例えば、誘電体基板２０１を介して、中心導体１０３とグランド導体１０４を含む平面に対して、対向する位置にグランド層を別途有していてもよい（グランドプレーン付コプレーナ導波路）。この場合、コプレーナ導波路とグランドプレーン付コプレーナ導波路との電磁界分布は異なるため、特性インピーダンスも異なった値となる。

さらに、本実施形態の導波路給電型広帯域平面アンテナは、図１のように、導波路１０２を構成するグランド導体１０４の一部に、テーパ状の傾斜部分（テーパ領域１０５）を設けている。本発明では、このテーパ領域１０５は、導波路１０２を伝播する信号が、アンテナ１０１に至る過程において、導波路１０２とアンテナ１０１の境界部分において、電磁界の分布が急激に変化し、不要な反射が起きることを防止する効果を狙っている。また、この逆の過程でも、不要な反射が起きることを防止する効果を狙っている。本実施形態では、このテーパ領域１０５の縁の形状は図１のように直線的であるが、この形状に限るものではなく、例えば、曲線状であってもよいし、複数の直線によって多段的に変化してもよいし、複数の曲線によって多段的に変化してもよいし、これらの直線や曲線の組み合わせ形状であっても構わない。要は、アンテナ１０１との接続部近傍のテーパ領域において、グランド導体１０５の縁部の中心導体１０３との距離がアンテナ１０１に近づくにつれてほぼ単調に増大するようになっていればよい。

このように、本実施形態において、このテーパ領域１０５は、アンテナ１０１と導波路１０２のインピーダンス整合が広い周波数領域に渡って実現できるように、その形状や位置を調整される。その結果、アンテナ１０１と導波路１０２の接続部での反射を軽減し、アンテナ１０１の放射特性ないし受信特性を改善できる。

こうして、アンテナから電磁波が放射する効率が上がり、従来よりも低消費電力で広帯域伝送システムを駆動できるという効果がある。また、小型で広帯域な周波数特性を有する導波路給電型広帯域平面アンテナを提供できる。

また、平面アンテナとコプレーナ導波路が同一平面内に存在しているため、簡単なプリント技術で容易に実現できて、小型化・量産化が容易であるという効果がある。さらに、アンテナへの給電手段に、コプレーナ導波路を用いているため、他の半導体デバイスや半導体回路との整合性がよく、集積化が容易であるという効果がある。

また、システムの信号検出感度は、初段の検出デバイスのＳ／Ｎ比によって大きく影響を受ける。本発明のアンテナ装置を電磁波の検出部分に用いた場合、本発明の導波路給電型広帯域平面アンテナは、グランド導体の一部にテーパ領域を用いるという簡単な構成でアンテナの放射特性を改善できるため、スルーホールや線路変換などの不要な伝送線路が必要なく、信号経路が最小に抑えられる。そのため、信号の線路損失が少なく、信号のＳ／Ｎ比がよいという効果があり、高感度な広帯域信号伝送システムを構築できる。

以下に、より具体的な実施例について、図面を参照して説明する。

（実施例１）
図３は、本発明における導波路給電型広帯域平面アンテナの一適応例を示したものである。尚、本実施例において、導波路給電型広帯域平面アンテナの周波数特性は、電磁界シミュレータを用いて計算している。また、本実施例では、アンテナの周波数帯域として、3GHz〜10GHz近傍を想定しているが、この周波数帯域に限るものではなく、任意の周波数帯域を選択できる。

図３のように、本実施例の導波路給電型広帯域平面アンテナは、アンテナ３０１として、頂角θを有する二等辺三角形状のボウタイ型アンテナを用い、導波路１０２として、グランド導体１０４の一部にテーパ領域１０５を有するコプレーナ導波路を用いる。誘電体基板としては、上記duroid6010LMを用いる。

アンテナ３０１の周波数特性は、アンテナ３０１の頂角θと、頂角からのアンテナ高さＨでおよその傾向を知ることができる。アンテナ高さＨは、主に、アンテナ３０１の周波数特性（アンテナから電磁波が放射する周波数帯域特性）のうち、最低周波数（アンテナから電磁波が放射する周波数帯域特性のうち最低の周波数）に影響する。本実施例では、アンテナ高さＨ：6.0mmを用い、最低周波数は、およそ4GHzであると計算される。このアンテナ高さＨを調整することで、所望の周波数帯域特性に合わせ込むことができる。アンテナ３０１の頂角θは、主に、アンテナ３０１の入力インピーダンスに影響を与える。本実施例では、頂角θ：90°を用い、アンテナ３０１の入力インピーダンスは、およそ200Ω付近にあると計算される。

上述したように、導波路１０２の特性インピーダンスは、図２における中心導体１０３の幅Ｗ：2.0mm、中心導体１０３とグランド導体１０４の間隔Ｇ：0.6mmのとき、およそ50Ωと計算される。この時、グランド導体１０４の幅aとしてa：8.4mmを用いている。本実施例の場合、このグランド導体１０４の幅aは、アンテナ３０１の周波数特性のうち、少なくとも最低周波数に対応する波長λに対して、0.25λ以上になるように設計している。ただし、これに限るものではなく、場合（要求される仕様など）によっては、0.25λ以下となってもよい。

特に、本実施例において、テーパ領域１０５は、図３のように、アンテナ３０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔dと、テーパ領域１０５の高さLと、テーパ領域１０５のテーパ角度φで定義される。本実施例では、これらのパラメータを調整して、アンテナ３０１と導波路１０２の広帯域な周波数領域におけるインピーダンス整合を実現する。尚、上述したように、テーパ領域１０５の形状はこれに限るものではない。

本実施例では、ＳＷＲ（Standing Wave Ratio：定在波比）を用いて、アンテナ３０１と導波路１０２の整合状態を評価する。ＳＷＲは、入射波（前進波）と反射波（後進波）が干渉して起こる定在波の最大値と最小値の比を表すものである。つまり、ＳＷＲが１に近づくほど定在波が存在しなくなり、例えば、アンテナ３０１に給電された信号は、電磁波となって外部に効率よく取り出される。

以下に、テーパ領域１０５の調整結果について述べる。
まず、テーパ領域１０５の効果を明確にするため、テーパ領域１０５が存在しない場合との比較も行う。図４は、テーパ領域１０５が存在しない場合のモデル図である。図４において、アンテナ３０１と導波路１０２のインピーダンス整合を行うために、アンテナ３０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔dを調整する。ここでは、上述したように、ＳＷＲが１に近いほどアンテナ３０１と導波路１０２のインピーダンス整合はとれ、電磁波が効率よく外部に取り出される。また、間隔dについて、アンテナ３０１の頂点に対し、導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部が、アンテナ３０１の頂点を越えてアンテナ３０１側にシフトしたときの間隔を、便宜的にマイナスと表現している。

テーパ領域１０５が存在しない場合の解析結果を図７に示す。
図７において、周波数特性は、間隔dの変化に対して敏感に変化している様子がわかる。例えば、間隔d：-0.5mmの時、周波数特性は全体的に低めに抑えられているものの、アンテナの放射特性は8GHz付近を中心として狭帯域な特性となっている。一方、間隔d：0.5mmの時、アンテナの放射特性は6GHz付近を中心に比較的均一な特性となるものの、高周波数側（11GHz付近）の劣化の割合も大きくなることがわかる。図８は、図７における周波数特性の任意の特徴点（5GHz/11GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図８をみると、間隔dを-1.0mmから1.0mmまで変化させた時、低周波数側の特徴点5GHzのＳＷＲは、間隔dが広がるにつれて、およそ4.7改善するが、高周波数側の特徴点11GHzでは、およそ2.7劣化している。以上のことから、従来のように、グランド導体１０４の端部の位置を変化させるだけでは、低周波数側、高周波数側、そして帯域幅のトレードオフになることがわかり、広帯域な周波数領域において、インピーダンスの整合をとることは難しいといえる。

そこで、図３のように、図４の導波路１０２のグランド導体１０４の一部に、テーパ領域１０５を設けたことによる効果を図９に示す。ここで、アンテナ３０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔dは、比較的、アンテナの放射特性が均一な特性を示した0.5mmとする。また、テーパ角度φは、便宜的に45°とし、テーパ領域１０５の高さLのみを変化させる。

図９によると、テーパ領域１０５の高さLの値を大きくすると、6GHz付近を中心とした低周波数側の周波数特性は多少劣化するものの、11GHz付近を中心として高周波数側の周波数特性が比較的大きく改善している様子がわかる。図１０は、図９における周波数特性の任意の特徴点（7GHz/11GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図１０によると、テーパ領域１０５の高さLを0.0mm（すなわちテーパ領域１０５がない図４のモデルに相当）から1.45mmまで変化させると、低周波数側の特徴点7GHzのＳＷＲは、およそ0.3劣化するものの、高周波数側の特徴点11GHzのＳＷＲは、およそ3.1改善することがわかる。以上のことから、グランド導体１０４にテーパ領域１０５を設けることによって、低周波数側の周波数特性をあまり損なわずに、高周波数側の周波数特性を改善する効果があることがわかる。

また、テーパ領域１０５のテーパ角度φを変化させた時の効果について図１１に示す。ここでは、テーパ領域１０５が存在しなく、アンテナ３０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔dのみで、アンテナ３０１と導波路１０２のインピーダンス整合をとった特性も比較のため書き添えた。この間隔dは、比較的、アンテナの放射特性に関し均一な特性を示した0.5mmとする。また、テーパ領域１０５の高さLは、先程の結果を踏まえて、0.7mmとした。

図１１によると、テーパ領域１０５のテーパ角度φを変化させても、周波数特性はあまり変化しないようにみえる。図１２は、図１１における周波数特性の任意の特徴点（7GHz/11GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図１２によると、テーパ領域１０５のテーパ角度φを39°から51°まで変化させると、低周波数側の特徴点7GHz付近のＳＷＲは、およそ0.2改善し、高周波側の特徴点11GHzのＳＷＲは、およそ0.2劣化することがわかる。いずれにしても、導波路給電型広帯域平面アンテナの放射特性にとって、テーパ領域１０５のテーパ角度φの変化は敏感でないことがわかる。しかし、テーパ角度φに対して敏感でないことは、導波路給電型広帯域平面アンテナの放射特性の微調整に効果を発揮する。

尚、本実施例で用いたアンテナ３０１の入力インピーダンスはおよそ200Ωであるのに対し、導波路１０２の特性インピーダンスはおよそ50Ωのものを使用しているため、両者の間にインピーダンスの不整合が起こり、ＳＷＲが高めに計算されている。しかし、特性インピーダンスを、アンテナの入力インピーダンスと同等のものに替えることによって、この問題は容易に解決できる。

以上のように、導波路給電型広帯域平面アンテナを構成する導波路のグランド導体の一部に、テーパ領域を用いることによって、より広帯域な周波数領域に渡ってインピーダンスを整合できることがわかる。そのため、より広帯域な周波数領域に渡ってアンテナからの信号の反射を軽減でき、アンテナの放射特性を改善できることが容易に推測できる。

また、このアンテナからの電磁波パルスを用いた位置検出システムを構築した場合、より広帯域な周波数領域に渡って、アンテナの放射効率を改善することができるため、パルスの時間分解能を向上させ、精度よく遅延時間、位相差を検出することが可能になり、より高精度な位置検出システムを構築できる。

（実施例２）
図５は、本発明における導波路給電型広帯域平面アンテナの他の適応例を示したものである。尚、本実施例においても、導波路給電型広帯域平面アンテナの周波数特性は、電磁界シミュレータを用いて計算している。また、本実施例でも、アンテナの周波数帯域として、3GHz〜10GHz近傍を想定しているが、この周波数帯域に限るものではなく、任意の周波数帯域を選択できる。

図５のように、本実施例の導波路給電型広帯域平面アンテナは、アンテナ５０１として、頂角θを有する二等辺三角形と二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状型アンテナを用い、導波路１０２として、グランド導体１０４の一部にテーパ領域１０５を有するコプレーナ導波路を用いる。本実施例でも、誘電体基板として、上記duroid6010LMを用いる。

ここでも、アンテナ５０１の周波数特性は、アンテナ５０１の頂角θと、頂角からのアンテナ高さＨでおよその傾向を知ることができる。アンテナ高さＨは、主に、アンテナ５０１の周波数特性のうち、最低周波数に影響する。本実施例では、アンテナ高さＨ：25.0mmを用い、最低周波数は、およそ2.5GHzであると計算される。このアンテナ高さＨを調整することで、所望の周波数帯域特性に合わせ込むことができる。アンテナ５０１の頂角θは、主に、アンテナ５０１の入力インピーダンスに影響を与える。本実施例では、頂角θ：90°を用い、アンテナ５０１の入力インピーダンスは、およそ50Ω付近にあると計算される。

上述したように、導波路１０２の特性インピーダンスは、図２における中心導体１０３の幅Ｗ：2.0mm、中心導体１０３とグランド導体１０４の間隔Ｇ：0.6mmのとき、およそ50Ωと計算される。この時、グランド導体１０４の幅ａとしてａ：14.4mmを用いている。本実施例の場合も、このグランド導体１０４の幅ａは、アンテナ５０１の周波数特性のうち、少なくとも最低周波数に対応する波長λに対して、0.25λ以上になるように設計している。ただし、これに限るものではなく、場合によっては、0.25λ以下となってもよい。

本実施例においても、テーパ領域１０５は、図５のように、アンテナ５０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔ｄと、テーパ領域１０５の高さLと、テーパ領域１０５のテーパ角度φで定義される。本実施例でも、これらのパラメータを調整して、アンテナ５０１と導波路１０２の広帯域な周波数領域におけるインピーダンス整合を実現する。尚、上述したように、テーパ領域１０５の形状はこれに限るものではない。

本実施例でも、ＳＷＲ（Standing Wave Ratio：定在波比）を用いて、アンテナ５０１と導波路１０２の整合状態を評価する。

以下に、テーパ領域１０５の調整結果について述べる。
まず、テーパ領域１０５の効果を明確にするため、テーパ領域１０５が存在しない場合との比較を行う。図６は、テーパ領域１０５が存在しない場合のモデル図である。図６において、アンテナ５０１と導波路１０２のインピーダンス整合を行うために、アンテナ５０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔ｄを調整する。ここでも、上述したように、ＳＷＲが１に近いほどアンテナ５０１と導波路１０２のインピーダンス整合はとれ、電磁波が効率よく外部に取り出される。また、間隔ｄについて、アンテナ５０１の頂点に対し、導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部が、アンテナ５０１の頂点を越えてアンテナ５０１側にシフトしたときの間隔を、便宜的にマイナスと表現している。

テーパ領域１０５が存在しない場合の解析結果を図１３に示す。
図１３において、周波数特性は、間隔ｄの変化に対して敏感に変化していることがわかる。間隔ｄが広がる程、3から6GHz付近のＳＷＲは１に近づきつつ平坦になっていく様子がわかる。しかし、間隔ｄが広がる程、6GHzより高周波数側の特性は、著しく劣化していく様子がわかる。図１４は、図１３における周波数特性の任意の特徴点（4GHz/8GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図１４をみると、間隔ｄを-1.5mmから1.5mmまで変化させた時、低周波数側の特徴点4GHzのＳＷＲは、およそ2.0改善するが、高周波数側の特徴点8GHzのＳＷＲは、およそ3.7劣化している。以上のことから、従来のように、グランド導体１０４の端部の位置を変化させるだけでは、局所的には、アンテナの放射効率は改善しているものの、導波路給電型広帯域アンテナの周波数帯域特性とのトレードオフにより、広帯域な周波数領域において、インピーダンスの整合をとることは難しいといえる。

そこで、図５のように、図６の導波路１０２のグランド導体１０４の一部に、テーパ領域１０５を設けたことによる効果を図１５に示す。ここで、アンテナ５０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔ｄは、比較的、アンテナの放射特性が均一な特性を示した0.5mmとする。また、テーパ角度φは、便宜的に45°とし、テーパ領域１０５の高さLのみを変化させたものである。

図１５によると、テーパ領域１０５を付加することによって、6GHzから11GHz付近のＳＷＲが大きく改善している様子がわかる。図１６は、図１５における周波数特性の任意の特徴点（4GHz/7GHz/10GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図１６によると、テーパ領域１０５の高さLを0.55mmから1.45mmまで変化させると、4GHz付近のＳＷＲは、およそ0.6劣化し、7GHz付近のＳＷＲは、高さL：1.0mm付近で最小値を示すことがわかる。また、10GHz付近のＳＷＲは、およそ1.1改善していることがわかる。以上のことから、グランド導体１０４にテーパ領域１０５を設けることによって、低周波数側の周波数特性をあまり損なわずに、高周波数側の周波数特性を改善する効果があることがわかる。

また、テーパ領域１０５のテーパ角度φを変化させた時の効果について図１７に示す。ここでは、テーパ領域１０５が存在しなく、アンテナ５０１の頂点と導波路１０２を構成するグランド導体１０４の端部との間隔dのみで、アンテナ５０１と導波路１０２のインピーダンス整合をとった特性も比較のため添付した。この間隔ｄは、比較的、アンテナの放射特性に関し均一な特性を示した0.5mmとする。また、テーパ領域の高さLは、先程の結果を踏まえて、1.0mmとした。

図１７によると、テーパ領域１０５のテーパ角度φを変化させても、周波数特性はあまり変化しないようにみえる。図１８は、図１７における周波数特性の任意の特徴点（4GHz/7GHz/10GHz）のＳＷＲをプロットしたものである。図１８によると、テーパ領域１０５のテーパ角度φを42°から51°まで変化させると、4GHz付近のＳＷＲは、0.05改善し、7GHz付近のＳＷＲは、およそ0.03劣化し、10GHz付近のＳＷＲは、およそ0.14劣化することがわかる。いずれにしても、導波路給電型広帯域平面アンテナの放射特性にとって、テーパ領域１０５のテーパ角度φの変化は敏感でないことがわかる。しかし、ここでも、テーパ角度φに対して敏感でないことは、導波路給電型広帯域平面アンテナの放射特性の微調整に効果を発揮する。

以上の実施例２によっても、実施例１で述べた効果と同様な効果が得られる。

（実施例３）
次に、平面アンテナ部が２つの涙滴形状の構造物を持つアンテナであり、この型のアンテナに、他の半導体デバイスや半導体回路との整合性が良い不平衡型の伝送線路を直接的に接続するのが困難である場合の例を説明する。

図１９は、本発明の導波路給電型広帯域平面アンテナにおけるアンテナ部分の他の適応例を示した図であり、実施例３で使用される平面アンテナをも示す。本実施例では、導波路給電型平面アンテナの設計は、電磁界シミュレータを用いて行い、作製した導波路給電型平面アンテナの周波数特性は、ネットワークアナライザを用いて測定した。また、本実施例でも、アンテナの周波数帯域として、3GHz〜10GHz近傍を想定しているが、この周波数帯域に限るものではなく、任意の周波数帯域を選択できる。例えば、テラヘルツ波領域（30GHz〜30THz）でのアンテナとしても使用できる。

図１９に示す様に、本実施例のアンテナは、頂角θを有する二等辺三角形と二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状の構造物を、給電部分を中心（ここにギャップが存在する）に誘電体基板上に対向配置したアンテナである（図２５をも参照）。そのため、本実施例のように、２つのアンテナ構造体が給電部分を中心に対向配置されたアンテナを動作（差動的に行われる）させるためには、上記したコプレーナ導波路のような不平衡型の導波路では難しく、平衡型の導波路、例えばコプレーナストリップ線路などを用いることが望ましい。そこで、本実施例では、図２０のように、アンテナ2101と高周波回路2103のインピーダンスを整合させ、かつ、給電導波路の線路形状も不平衡型から平衡型に変換するため、線路変換部2102を用いる。

特に、線路変換部2102の構成について図２１に示す。本実施例では、不平衡型導波路であるコプレーナ導波路を、平衡型導波路であるコプレーナストリップ線路に変換するため、図２１のように、コプレーナ導波路を構成する第１導体（中心導体）2201とグランド導体の一部である第２導体2202を用いてコプレーナストリップ線路を構成するものである。コプレーナ導波路が、第１導体（中心導体）2201の幅Ｗ₁とグランド導体（第２導体2202、第３導体2203）との距離Ｇによって、線路の特性インピーダンスが決まるのに対し、コプレーナストリップ線路は、２つの導体（第１導体2201、第２導体2202）の幅Ｗ_２と距離Ｓによって決まる。例えば、誘電体基板として、duroid5880（商品名である。Ｄ：0.787mm、Ｔ：0.035mm/Cu、誘電率：2.2、誘電正接：0.0009）を用いた場合、Ｗ_１：2.6mm、Ｇ：0.2mm、Ｗ_２：1.0mm、Ｓ：1.3mmの時、コプレーナ導波路の特性インピーダンスはおよそ50Ω、コプレーナストリップ線路の特性インピーダンスはおよそ180Ωと計算できる。なお、図２１において、アンテナ2101の２つの涙滴形状の構造物の先端部が、それぞれ、第１導体2201と第２導体2202に接続される。

本実施例の場合、高周波回路2103を50Ω系の回路と仮定しているため、コプレーナ導波路の特性インピーダンスを50Ωにするべく、導波路のパラメータを算出しているが、これに限定されるものではなく、高周波回路2103の特性インピーダンスによって、各パラメータは変化する。同様に、コプレーナストリップ線路に関しても、使用するアンテナ2101のアンテナ抵抗によって、各パラメータは変化する。このことは、本明細書中に記載した実施例全般に言えることである。

ここで、特性インピーダンスが50Ωであるコプレーナ導波路と、特性インピーダンスが180Ωであるコプレーナストリップ線路を接続すると、接合部分2204において、インピーダンスの不整合が生じ、電磁波の伝搬特性が悪化する。そこで、本実施例では、図２１のように、コプレーナ導波路の一部に、第１導体（中心導体）2201と、第２導体2202、第３導体2203（いずれもグランド導体）との距離が徐々に増加するようなテーパ領域を構成する。この様なテーパ領域を構成することにより、第１導体（中心導体）2201の幅Ｗが細くなり、第１導体（中心導体）2201と、第２導体2202、第３導体2203との距離Ｇが大きくなるので、特性インピーダンスが高くなる。つまり、本実施例におけるテーパ形状は、インピーダンス変換機能を有する。具体的には、コプレーナ導波路の特性インピーダンスを、コプレーナストリップ線路の特性インピーダンスに整合させるようにテーパ形状を調整することにより、接合部分2204におけるインピーダンスの不整合を緩和し、電磁波の伝搬特性を改善する。本実施例では、接合部分Ａにおけるコプレーナ導波路の各パラメータを、Ｗ_１：0.4mm、Ｇ：1.3mmと設計し、その時の特性インピーダンスはおよそ180Ωと計算される。また、テーパ形状の長さLを、アンテナの帯域特性のうち、最低周波数の波長λに対して、およそ0.25λになるように設計する。本実施例では、テーパ形状の長さLは40mmとした。

本実施例では、線路変換部2102のテーパ形状について、第１導体2201と、第２導体2202、第３導体2203との距離の変化が対称となるように設計しているが、この構造に限定されるものではない。例えば、図２２のように、第１導体2201と第２導体2202の距離、第１導体2201と第３導体2203の距離が非対称に変化してもよい。ここでも、アンテナ2101の２つの涙滴形状の構造物が、それぞれ、第１導体2201と第２導体2202に接続される。また、上記実施例で述べたように、各導波路、線路の構造もこれに限るものではない。

図２３に、本実施例の測定結果（ＳＷＲ）を示す。本測定結果には、本実施例の導波路給電型広帯域平面アンテナの他に、比較のため、同じ線路変換部2102を用いて図２４のアンテナに給電したアンテナ構造の測定結果も併せて記載している（破線で示す）。図２４のアンテナ形状は、ボウタイアンテナと呼ばれる自己相似型のアンテナであり、広帯域な周波数帯域特性を示すことが広く知られている。図１９及び図２４のアンテナは、アンテナ高さＨによって、帯域特性のうち、最低周波数を定義し、アンテナの中心角度θによって、アンテナの入力インピーダンスを定義する。解析の結果、Ｈ：80mm、θ：90度の時、各アンテナの最低周波数は2GHz付近に存在し、入力インピーダンスはおよそ180Ωと計算されている。

測定結果を比較してみると、本実施例のアンテナ形状（図１９の涙滴形状型アンテナ）の方が、従来の広帯域アンテナに比べ、ＳＷＲ特性が明らかに改善していることが分かる。つまり、涙滴形状型のアンテナを対向配置することによって、従来の広帯域アンテナに比べ、放射効率が改善できるという効果があることが分かる。

また、図２５に、本実施例で用いた涙滴形状型のアンテナの占有面積と、比較のために用いたボウタイアンテナの占有面積を比較した図を示す。本実施例のアンテナの形状は、二等辺三角形の底部に円を内接した形状であるために、同じアンテナ高さＨであっても、図２５のように削減領域2601分だけ、アンテナの占有面積を削減できる。例えば、本実施例では、二等辺三角形の頂角θを90度にしたため、およそ42％のアンテナ占有面積を削減しつつ、アンテナの帯域特性を改善できている。つまり、本実施例のアンテナ形状を用いた場合、アンテナの占有面積を小さくしてもアンテナの帯域特性は劣化しないため、アンテナを含めた回路素子の小型化を容易にするという効果がある。

さらに、実施例３においても、このアンテナからの電磁波パルスを用いた位置検出システムを構築した場合、より広帯域な周波数領域に渡って、アンテナの放射効率を改善することができるため、パルスの時間分解能を向上させ、精度よく遅延時間、位相差を検出することが可能になり、より高精度な位置検出システムを構築できる。

本発明の一実施形態の概略図。 図１に用いる導波路の構成を説明する図。 本発明の実施例１を説明するための構成図。 実施例１の効果を示すための比較例のアンテナの構成図。 本発明の実施例２を説明するための構成図。 実施例２の効果を示すための比較例のアンテナの構成図。 実施例１における間隔ｄを変化させたときの解析結果のグラフ。 図７における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例１におけるテーパ高さLを変化させたときの解析結果のグラフ。 図９における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例１におけるテーパ角度φを変化させたときの解析結果のグラフ。 図１１における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例２における間隔ｄを変化させたときの解析結果のグラフ。 図１３における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例２におけるテーパ高さLを変化させたときの解析結果のグラフ。 図１５における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例２におけるテーパ角度φを変化させたときの解析結果のグラフ。 図１７における特徴点をプロットしたグラフ。 実施例３におけるアンテナのモデルの図。 実施例３における導波路給電型広帯域平面アンテナの構成を説明する図。 図２０における線路変換部の構成例を説明する図。 図２０における線路変換部の他の構成例を説明する図。 実施例３における導波路給電型広帯域平面アンテナの測定結果のグラフ。 実施例３の効果を説明するために用いたアンテナのモデルの図。 実施例３の効果を説明するために用いたアンテナの占有面積を説明する図。 従来例を説明する図。

符号の説明

１０１、３０１、５０１、２１０１ アンテナ（平面アンテナ部、ボウタイ型アンテナ、涙滴形状型アンテナ、涙滴形状型アンテナ（平衡タイプ））
１０２ 導波路（伝送線路）
１０３、２２０１ 中心導体（第２の導体、第１導体）
１０４、２２０２、２２０３ グランド導体（第１の導体、第２導体、第３導体）
１０５ テーパ領域
２０１ 誘電体基板
２１０２ 線路変換部
２２０４ 接合部分
２６０１ 削減領域

Claims (8)

1. 誘電体基板上に配置される平面アンテナ部と、平面アンテナ部との間で電磁波を伝播させる伝送線路で構成され、前記伝送線路が、並行して伸びた第１の導体と第２の導体を少なくとも有し、前記第１の導体が、その縁部の前記第２の導体との距離が前記平面アンテナ部に近づくにつれてほぼ単調に増大するテーパ領域を、前記平面アンテナ部との接続部近傍に、有することを特徴とする平面アンテナ。
2. 前記第１の導体がグランド導体であり、前記第２の導体が中心導体である請求項１に記載の平面アンテナ。
3. 前記伝送線路は、前記平面アンテナ部と同一平面上に配置され、平面アンテナ部に接続する前記第２の導体である中心導体と、中心導体の両側に、中心導体から間隔をもって形成される前記第１の導体であるグランド導体で構成されるコプレーナ導波路である請求項２に記載の平面アンテナ。
4. 前記平面アンテナ部は、任意の値の頂角を有する二等辺三角状のボウタイ型のアンテナである請求項１乃至３のいずれかに記載の平面アンテナ。
5. 前記平面アンテナ部は、任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状型のアンテナである請求項１乃至３のいずれかに記載の平面アンテナ。
6. 前記平面アンテナ部は、任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙滴形状型の構造物を対向配置させたアンテナである請求項１乃至３のいずれかに記載の平面アンテナ。
7. 前記伝送線路は不平衡型の線路であって、前記テーパ領域を経て平衡型の線路に変換されて平面アンテナ部に接続されている請求項６に記載の平面アンテナ。
8. 任意の値の頂角を有する二等辺三角形と、二等辺三角形の底部に内接する円を組み合わせた涙敵形状型の構造物を誘電体基板上に対向配置させたことを特徴とする平面アンテナ。

Images