JP2005528078A - Ｓｒｍ又はｐｍｂｄｃｍドライブシステムのドライブ制御、電力変換及び始動制御のための方法、装置及びシステム - Google Patents

Abstract

スイッチ磁気抵抗モータ又は永久磁石ブラシレス直流（ＤＣ）モータのための電力変換器は、モータの第１の及び第２の相巻線と協働して複数の導通回路を形成するために第１の部分回路及び第２の部分回路を有していてもよい。コントローラはまた、第１の導通回路を開閉するために使用可能なスイッチを有し、これは、第１の相巻線を有し、第１の導通回路を開閉することを通してモータの第１の相巻線及び第２の相巻線の通電を調整する。スイッチの制御は、第１の相巻線及び第２の相巻線の調整された通電を通して、モータの四象限動作を提供する。

Description

本発明は、ＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭドライブシステムのドライブ制御、電力変換及び始動制御のための方法、装置及びシステムに関する。

関連出願の相互参照
本出願は、米国仮出願番号６０／３８２，６０８、６０／３８２，６０９及び６０／３８２，６１０に基づく優先権を主張するものであり、さらに本出願は、これと同日に出願された代理人整理番号Ｌ１０８１．０３１０２、Ｌ１０８１．０３１０３、Ｌ１０８１．０３１０４及びＬ１０８１．０３１０５を有する、出願人の同時係属中のＰＣＴ国際特許出願に記載される開示内容をここに参照により援用するものである。

可変速度のモータドライブは、家庭用機器の改善、特に連邦政府のエネルギー効率に対する既定及び提案中の要件に適合する能力の改善に対して、ますます重要な役割を担うことが期待されている。この種のモータドライブでは、コスト減少が重要である。コスト減少は、一つ以上のサブシステム、すなわちモータ、電力変換器及びコントローラによりもたらされる。全ての既存のモータドライブシステムの中でも、これらサブシステムのコスト減少に対して最大の可能性を提供するものは、スイッチ磁気抵抗機器（ＳＲＭ: switched reluctance machine）であり、コストを実質的に下げることができる主要なサブシステムとして、電力変換器が挙げられる。以下、２相のＳＲＭ用の関連技術の電力変換器・トポロジーを簡単に説明する。

図１は、２相のＳＲＭの運転に関連する従来技術の非対称電力変換器を示す。電力変換器１００は、ＳＲＭの各相の巻線１０１，１０２に対して、制御可能な電力装置が２つと、制御しない電力装置が２つとを有する。つまり、４台の制御電力装置１０３〜１０６と、４台の非制御電力装置１０７〜１１０とが、電力変換器１００の動作のために必要である。この電力変換器１００の主要な利点は、正又は負の直流（ＤＣ）リンク電圧を印加する能力に対して十分に制御可能であるということであり、したがって、ＳＲＭの操作モードを低減も制限もしない。この電力変換器のトポロジーの不利な点としては、８台の電力装置を使うということである。電力変換器１００の回路動作のより詳細な説明は、非特許文献１に記載がある。

図２は、２相のＳＲＭの駆動に関する従来技術のスイッチパーフェーズ電力変換器を図示する。電力変換器２００の回路トポロジーは、ＤＣ入力ソース電圧２０１を機器側の電力変換器に等しく分割することに基づいている。これは、この回路が相巻線２０２，２０３につき制御可能電力装置１つと非制御電力装置１つを必要としているということに帰結する。したがって、全体としては、電力変換器２００は、２相のＳＲＭに対し、２つの制御可能な電力装置２０４，２０５と、２つの非制御電力装置２０６，２０７を必要とする。この回路設計の主な利点としては、非対称コンバータと比較して、電力装置の数を低減できる（例えば、計４台）ことである。この回路の不利な点は、利用可能なＤＣソース電圧を半減させ、したがって、装置や機器に必要な定格電流を倍に上げ、結局機器の動作効率が低くなってしまうことである。この回路のより詳細な説明が、非特許文献１にもある。

図３は、２相のＳＲＭの駆動に関連する従来技術のＣ−ダンプ電力変換器を図示する。電力変換器３００の回路は、３台の制御可能な電力装置３０１〜３０３及び３台の非制御ダイオード３０４〜３０６を用い、結局、６台の電力装置を用いることになる。これは、図１と図２に示される回路間の中間の回路である。機器の巻線３０７，３０８への全ＤＣソース電圧３０９は正の方向にのみ印加可能であることから、動作モードは、この回路のために多少制限される。更に、この回路は、Ｃ−ダンプ・キャパシタ３１１に貯蔵しておいたエネルギーを消失させるための、外部のインダクタ３１０又は抵抗器（図示されず）を必要とする。電力抵抗器（図示されず）を用いれば、熱に対する考慮が大きくなるため、システムの効率が低下しパッケージ容量が大型化するのに対し、外部のインダクタ３１０を用いれば、コストが上昇する。したがって、この回路は、２相のＳＲＭの用途に対して理想的でない。この回路についてより詳細な記述は、非特許文献１やMillerらによる１９８７年８月４日公開の特許文献１に見いだすことができる。

図４は、２相のＳＲＭの駆動に関する従来技術のスイッチパーフェーズ電力変換器を図示する。電力変換器４００は、相４０５，４０６につき、非制御電力装置が１つずつの４０１，４０２と制御電力装置が１つずつの４０３，４０４とを必要とし、したがって、４台の電力装置があってはじめて機能する。更に、電力変換器４００は機器中に特別な巻線を必要とし、これはバイファイラ巻線として知られているものである。この特別な巻線は、機器巻線中の銅の容量を増やし、その結果、機器のコストを増加させる。その上、電力スイッチ４０３，４０４は、それぞれの相の巻線の間のリークインダクタンスにより、高い電圧ストレスを経験する。このリークインダクタンスは、実際の機器では最小に抑えることができるが除去はできない。したがって、全ＤＣソース電圧４０７は、電流を完全に制御しつつ機器に電圧を加えられることができるという事実にもかかわらず、このコンバータ回路は、広く使われていない。この回路のより詳細な記述は、非特許文献１やMillerらによる１９８５年２月１９日公開の特許文献２に見出される。

この操作のために必要な電力装置の総数に関して、他の全ての既知の電力変換器回路トポロジーは、上記のカテゴリーのうちの１つにあてはまる。前述より、関連技術の２相のＳＲＭを操作するためには、最低限４台の電力装置が必要であることが理解されよう。

しかし一般には、通常、２相のＳＲＭを駆動するために用いられる商用の電力変換器は、２つ以上の制御可能なスイッチと、２個以上のダイオードを有している。制御可能なスイッチ２つとダイオード２つしか要しない回路は、損失が大きい（低い効率）という不利益があり、また機器中にバイファイラ巻線が必要となり、これにより機器の電力密度が低下する。したがって、高効率での操作、全範囲での速度の制御、コンバータの実装のコンパクト性や、中でも最も重要であるシステムの全コスト、といった点について考慮すれば、既存の解決法は魅力的ではない。

電力変換器開発における基礎分野の挑戦により、電力装置（制御型及び非制御型の両方とも）の数は、ＤＣモータドライブや交直両用モータドライブなどに一般に用いるような、シングル・クォードラント・チョッパー・ドライブと同等のレベルまで、低減される。これらのドライブの記載は、非特許文献１に与えられている。電力装置の数がこのレベルになったとき、ブラシレスＳＲＭドライブが、可変速度の用途に対して、商業上の競争力を持つ。更に、ブラシレスＳＲＭは高効率という優れた利点を有し、何故なら、ＳＲＭにはブラシも整流子も存在しないからである。また、ブラシレスＳＲＭは、更に高速運転性、高い信頼性、メインテナンスフリー動作、より大きなオーバーロード能力、そしてとりわけ、ＤＣモータドライブ上のコスト利点を与える。

ここで引用される全ての参考文献は、参照事項としてこの開示内容に組み入れられる。
米国特許第４,６８４,８６７号 米国特許４,５００,８２４号 R. Krishnan, "Switched Reluctance Motor Drives", CRC Press, June 2001

電力変換器のコストは、３つの部品から決定される：（ｉ）交流（ＡＣ）から直流（ＤＣ）への整流器、（ｉｉ）整流された電圧を平滑化するＤＣリンクフィルタ、（ｉｉｉ）電圧／電流が調整された電力を機器の巻線に供給する機器側電力変換器。交流直流整流器及びＤＣリンクフィルタの部品は、大部分のＳＲＭ電力変換器システムや他の既存の可変速度モータドライブシステムと共通である。

本発明の焦点は、機械側の電力変換器及びそのコストの低減にある。このコストの低減は、電力変換器を形成する電力装置の数を低減することによって達成される。電力装置とは、制御の装置（例えば、電力トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴその他）及び非制御の装置（例えばダイオード）の両方である。電力装置の数を低減することによって、節減、例えば、ゲートドライブ回路、ゲート電源、ヒートシンクやプリント回路基板領域等の低減を実現できる。これらの因子の各々は、電力変換器のコストを低減することに貢献する。機械側の電力変換器のコストを低減する研究においては、ここに提示されるこの発明の多様な具体例において、本発明は単一のスイッチ電力変換器（ＳＳＰＣ）のトポロジーに向けられる。

本発明は、１つの制御可能なスイッチと１つのダイオード（例えば高速のスイッチングダイオード）、又は随意２つのダイオード（例えば１つの高速のスイッチングダイオードと他の低速ダイオード）を有する回路トポロジーを用いることにより、関連技術の電力変換器の不利益を克服するものである。制御可能なスイッチの数を１つにまで低減し、ダイオードの数を１つにまで低減すれば、電力変換器の部品と組立コストは、他の全ての利用可能なトポロジーのそれらよりも必然的に低くなる。

したがって、本発明の目的は、関連技術の装置で生じる欠点及び問題を解決することにある。

発明の別の目的は、電力変換器に必要な電力装置の数を低減することにある。

発明の更に別の目的は、非常に効率の高い電力変換器を提供することにある。

発明の更なる目的は、全範囲速度制御可能な電力変換器を提供することにある。

発明の更なる目的は、電力変換器の実装のサイズを低減することにある。

発明の更なる目的は、ブラシレス（スイッチ磁気抵抗及びＰＭブラシレス）モータドライブの全コストを低減することにある。

発明の更なる目的は、ブラシレス（スイッチ磁気抵抗及びＰＭブラシレス）モータドライブを起動及び動作させる方法を提供することである。

モータの第１相巻線及び第２相巻線と協働して複数の導通回路を形成するための第１の部分回路と第２の部分回路とを有するスイッチ磁気抵抗モータ又は永久磁石ブラシレス直流（ＤＣ）モータ（ＰＭＢＤＣＭ）のためのコントローラにより、本発明の全部又は一部の目的を達成することができる。コントローラはまた、第１相巻線を有する第１の導通回路を開閉するために操作可能で、かつ、第１の導通回路の開閉を通じてモータの第１相巻線と第２相巻線の通電を調整するために操作可能なスイッチを有している。スイッチの制御は、第１相巻線と第２相巻線の調整通電を通して、モータの四象限動作を提供する。

スイッチ磁気抵抗モータ又は第１相巻線及び第２相巻線を有するブラシレスＤＣモータを有する永久磁石ブラシレス直流モータシステムにより、本発明の全部又は一部の目的を更に達成することができる。ブラシレスＤＣモータシステムのスイッチは、第１相巻線を有する第１の導通回路を開閉するために操作可能で、かつ、第１の導通回路の開閉を通じてモータの第１相巻線と第２相巻線の通電を調整するために操作可能である。スイッチは、第１相巻線と第２相巻線の調整された通電を通じて、モータの四象限動作を提供するために更に操作可能である。

以下の工程を含む多相のブラシレスＤＣモータを制御する方法により、本発明の全部又は一部の目的を達成することができ、（ａ）第１の電流でモータの主巻線に通電する工程と（ｂ）主巻線の通電を止める工程と（ｃ）モータの回転子が回転しているか否かを決定する工程と、（ｄ）第１の電流と異なる電流の所定の量で主巻線に通電する工程を含む。

以下の工程を含む多相のブラシレスＤＣモータを制御する方法により、本発明の全部又は一部の目的を更に達成することができ、モータの回転子極が実質的にモータの固定子極に調心されたか否かを決定する工程と、回転子極が固定子極と実質的に調心していないことが決定された場合は、回転子の回転を始動するためにモータの巻線に通電する工程を実行し、回転子極が固定子極と実質的に調心されたと決定された場合は、次の工程（ａ）〜（ｃ）を実行する工程とを含む。工程（ａ）は、第１の電流で巻線に通電する操作を含む。工程（ｂ）は、巻線の通電を中止する。工程（ｃ）は、回転子が回転しているか否かを決定する。

モータの巻線に電流を提供するために制御可能なスイッチを有する電力変換器を有する多相のブラシレスＤＣモータのための始動コントローラにより、本発明の全部又は一部の目的を達成することができる。始動コントローラのセンサは、電力変換器によってモータ巻線に提供される電流の量の指示値を感知し、第１の信号にこの指示を出力する。始動コントローラの決定装置は、第１の信号に基づいて、モータ巻線に提供される電流の量が閾値値を上回るか否かを決定し、第２の信号にこの決定の指示値を出力する。始動コントローラのコントローラは、第２の信号に従って、制御可能なスイッチをオンにしてモータ巻線に電流を提供することにより、また、制御可能なスイッチをオフにしてモータ巻線への電流供給を停止することにより、制御可能なスイッチを制御する。

本発明の好適な具体例は、更に明細書の以下のパラグラフに記載され、添付の図面と共に参照することで、更に良く理解されるだろう。

図５Ａは、本発明に従った２相のスイッチ磁気抵抗機器（ＳＲＭ）を駆動するためのコンバータ５００の形態の単一のスイッチ電力コントローラを例示する。ＳＲＭの１つの巻線を、その代わりに主またはＡ相巻線５０８と呼び、他方で他の巻線を、補助またはＢ相巻線５０５と呼ぶ。ＳＲＭの相巻線５０５、５０８を電力変換器５００から空間的に分離でき、また、電力変換器の部品ではなくモータの部品を形成すると考えることができるが、これらの巻線５０５、５０８は、電力変換器５００でそれらの協働的な機能性の記載を単純化する目的で、電力変換器回路に例示する。この理由のために、巻線５０５，５０８は以下に記載される電力変換器５００の各具体例に例示される。

電力変換器５００がＡＣソース電圧５０１の印加によって作動する時、ＤＣ電源５１０は、ダイオード５０２により与えられる整流と、ＤＣ電源キャパシタ５０３により与えられるフィルタリングを通じて作動する。ＤＣ電源５１０が作動すれば、電流はキャパシタ５０３に並列な電気経路を通じて流れ始める。これらの並列経路は、（１）随意のダイオード５０４を回路が有しないとして、補助Ｂ相巻線５０５及び補助キャパシタ５０６と、（２）主Ａ相巻線５０８、ダイオード５０８及び補助キャパシタ５０６とにより提供される。これらの並列経路を通しての電流の流れは、補助キャパシタ５０６を充電し、補助キャパシタ５０６内に蓄積されるエネルギーは、補助Ｂ相巻線５０５及びＤＣ電源キャパシタ５０３に電流を発生させる。

補助巻線５０５内の電流流れのため、ＳＲＭには、補助のＢ相巻線の固定子極に対するＳＲＭの回転子位置に従い正又は負のトルクが発生する。回転子極が固定子極の方に向かう方向なら、インダクタンス傾斜は正であり、回転子極が固定子極から離れる方向なら、インダクタンス傾斜は負である。負のインダクタンス傾斜がある場合は、発生するトルクは負であり、機器はエネルギーを発生させ電源キャパシタ５０３に伝送する。インダクタンス傾斜が正である場合は補助Ｂ相巻線５０５は、正ないし駆動トルクを発生し、これはＳＲＭにより出力されるトルクである。

補助Ｂ相巻線５０５内の電流が一定でかつ連続的に生じる場合、補助巻線５０５によって発生する平均のトルクはゼロである。しかしながら、補助巻線５０５を流れる電流の流れは一定のままではない。導通の時間の後、補助巻線５０５内の電流は停止され、これは、補助キャパシタ５０６の前後の電圧とＤＣ電源キャパシタ５０３の前後の電圧とが等しくなる時に生じる。その後、補助キャパシタ５０６を充電するためにまた別の方法を提供する必要がある。トランジスタスイッチ５０９は、この他の方法を提供する。

トランジスタスイッチ５０９をオンにすれば、主巻線５０８に電力が提供される。トランジスタスイッチ５０９をオンにすることに応じて、電流経路は、ＤＣ電源５１０、主巻線５０８及びトランジスタスイッチ５０９を通じて確立される。トランジスタスイッチ５０９がオンにされている期間、主巻線５０８は、その通電モードで動作している。トランジスタスイッチ５０９をオフにすると、主巻線５０８を流れる電流を調整するか、あるいは完全にその流れを止める。

主巻線５０８の誘導の性質のため、トランジスタスイッチ５０９がオフにされた時に、電流の経路を提供して主巻線５０８から遠ざかるように流れることが重要である。この経路は、ダイオード５０７、補助キャパシタ５０６、ＤＣ電源キャパシタ５０３及び主巻線５０８によって提供される。主巻線５０８から生じている電流は、補助キャパシタ５０６を充電し、電流のこの流れは、ＳＲＭを動作させる際に補助キャパシタ５０６が充電を受けるための優れた方法である。

補助キャパシタ５０６のエネルギーの流れ、そしてつまり補助巻線５０５のエネルギーの流れは、主巻線５０８のエネルギー流に依存し、したがって、そのデューティサイクルである。ＳＲＭの速度が増加すれば、トランジスタスイッチ５０９の制御可能なデューティサイクルは増加し、それにより主巻線５０８への電圧の印加の時間が長くなる。したがって、補助キャパシタ５０６にはほとんど充電がなく、それゆえに、補助巻線５０５に提供される電力はほとんどない。高いデューティサイクルでトランジスタスイッチ５０９を動作させる間に、ＳＲＭは単相のＳＲＭであるように振る舞い、補助巻線５０５はそのインダクタンスによって機器の回転子位置を見つけるためのウインドウの役目を果たすように振る舞う。補助巻線５０５のインダクタンスは、その電流及び電圧波形から得ることができ、あるいは当業者に知られている他の技法によって得ることができる。

トランジスタスイッチ５０９がオフにされれば、補助巻線５０５は、それが主巻線５０８から受け取ったエネルギーをＤＣ電源キャパシタ５０３に返す。低速動作の間、トランジスタ５０９のデューティサイクルは低く、補助巻線５０５及び主巻線５０８の両方はアクティブであり、起動力を発生する。したがって、ＳＲＭは２相のＳＲＭの役目を果たす。これは、キャパシタ-始動及びキャパシタ-運転の単相誘導電動機に類似する。単相のこの誘導電動機は２つの相巻線を有することに留意する必要がある。

電力変換器５００を用いる２相のＳＲＭを起動及び運転する際に生じる様々な状況を、以下に説明する。

また、下記は、状況に関係なく２相のＳＲＭドライブシステムのなめらかな起動及び運転を可能にする制御技術を記載する。

ＳＲＭ内に起こり得る状況の一つとして、その回転子極が調心して、固定子極に対面することが挙げられる。この状況では、トランジスタスイッチ５０９をオフにすることで、主巻線５０８に電流を流し、ダイオード５０７、補助キャパシタ５０６及びＤＣを通じて電源キャパシタ５０３を迂回させる。迂回する電流は、それが通る補助キャパシタ５０６を充電する。補助キャパシタ５０６の前後の電圧は、ＤＣソース電圧５１０の電圧を上げ、補助巻線５０５は、電流を導通し始める。この時、補助巻線５０５中に伝えられる電流の一部は、補助キャパシタ５０６の中に蓄積されるエネルギーになり、また一部は主巻線５０８から受け取られる電流になる。補助巻線５０５を流れる電流は、回転子極を補助固定子極の方へ引っ張る傾向がある力を発生させる。この状況では回転子極が主固定子極に対面するので、この電荷が補助巻線５０５に印加される時、補助キャパシタ５０６内に蓄積されるエネルギーは、回転子極を固定子極の方へ引っ張るのに十分でないだろう。したがって、この条件では労力なしで機器は更に始動しないだろう。

この更なる労力は、主巻線５０８の通電モードの間に補助キャパシタ５０６に蓄積される電荷を増やす形式をとってもよい。トランジスタスイッチ５０９がオンの時に回転子極が主固定子極に直面している状況では、トルクは機器で発生しないが、主巻線５０８の電流は増加する。電流が有する主巻線が公称値（例えば定格電流に等しい値）に達した時、トランジスタスイッチ５０９をオフにすれば、キャパシタ５０６に主巻線５０８のインダクタンスによって大きく充電できるようになる。補助キャパシタ５０６が充電されるので、その前後の電圧は大きく増加（例えば、供給電圧と同程度）し、補助巻線５０５を循環するためにより高い電流を誘導する。

補助巻線５０５を流れるこの電流は、主固定子極から及び補助固定子極の方へ回転子極を回すために十分なトルクを発生させる。このように、回転子運動は始動し、主極に関して、回転子極はそれらの未調心の位置に置かれる。トランジスタスイッチ５０９がその後オンにされれば、主巻線５０８の通電は、回転子を運転させ続けるために十分なトルクを発生する。

一旦始動が達成されれば、主巻線５０８への周期的ないし随時の通電によって通常の機器の運転制御が実現され、トルクが発生する。補助巻線５０５の電流が、その回転子のピッチの半分の角度と同一であると仮定すれば、補助巻線５０５によって発生される平均のトルクは、ゼロである。しかし、これは実際問題として問題となる必然性はなく、正味のトルクは、正、負、あるいはゼロであろう。

補助キャパシタ５０６に移動するエネルギーが最小になれば、トランジスタスイッチ５０９を調整して、補助巻線５０５を通じて、回転子ピッチ角度に正のネットトルクを発生することができ、他方、完全にオフにする必要があるまで、主巻線５０８内に電流が維持される。主巻線５０８の電流が完全にオフにされれば（すなわち、整流されれば）、補助キャパシタ５０６が受け取るエネルギーは最大になり、補助巻線５０５の電流の流れが著しく大きくなる。これは、主巻線５０８によって発生されるトルクに付加的であるトルクを発生し、モータのために強化された平均のトルクを与える。単一のスイッチ制御された電力変換器５００と、２相のＳＲＭとの間で上記の機能的な協働を用いて、回転子と固定子極の間の相対的なアライメントに関係なく、ＳＲＭを静止から起動するプロセスを提供する。この制御技術は、以下に記載される。

図５Ｂは、ＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭモータのためのコンバータのブロック線図を例示する。ＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭモータ（図示されず）は、それぞれ、第１相巻線５５１及び第２相巻線５５２を有している。第１の部分回路５５３及び第２の部分回路５５４は、それぞれ、モータの第１相巻線５５１及び第２相巻線５５２と協力して複数の導通回路を形成する。スイッチ５５５は、第１の部分回路５５３及び第２の部分回路５５４に接続して、第１相巻線を有する複数の導通回路の第１の導通回路を開閉し、モータの第１相巻線５５１及び第２相巻線５５２の通電を調整して及びモータの四象限動作を提供する。

図６は、単一のスイッチ電力変換器を用いた２相ＳＲＭの起動制御のためのプロセスを例示する。図７Ａは、図６に例示されるプロセスを実行するためのシステムを例示する。図８は、それぞれの固定子極に巻かれる主巻線及び補助巻線を有する２相のＳＲＭの回転子及び固定子を例示する。

図８を参照すれば、２相のＳＲＭモータ８００は回転子８０１及び固定子８０３を有することが示される。回転子８０１は２つの突起した極８０２を有し、固定子８０３は４つの突起した極８０４，８０５を有している。固定子極８０５はそれらに巻かれる補助巻線５０５を有し、固定子極８０４はそれらに巻かれる主巻線５０８を有する。

次に図６及び７を参照すれば、始動手順の第１の工程は、検出器７０２を用いて、図８のモータ８００を有するＳＲＭ７０１の回転子位置を決定する（Ｓ６０１）。回転子８０１の位置は、センサーベース又はセンサーレスの検出装置で決定してもよい。回転子極８０２が主となる固定子極８０４と調心されていないと決定された場合（Ｓ６０２）、それから、通常の動作手順が実行される（Ｓ６０３）。他方、回転子極８０２が主固定子極８０４と調心されたということが決定されれば（Ｓ６０２）、初期電流の限界が参照装置７０３により設定され（Ｓ６０４）、コントローラ７０４により、電力変換器５００のトランジスタスイッチ５０９がオンになる（Ｓ６０５）。

トランジスタスイッチ５０９がオンにされる度に、カウンター７０５はコントローラ７０４からの信号を受ける。この信号を用いて、カウンター７０５は、始動手順の間にトランジスタスイッチ５０９が以前にオンになった回数を同定するカウントを維持する。このカウントは、乗算器７０６に提供され、そこでは、０．２５等の電流増大値によって増大される。加算器７０７は、参照装置７０３で提供される初期の電流限界に、乗算器７０６によって提供される積を加え、その和が加算器７０８に提供される。

フィルタ７０９は、電力変換器５００により主巻線５０８に与えられる信号を受け、この信号にフィルタをかけ、加算器７０８にこの信号を提供する。加算器７０８は、フィルタ７０９から受け取ったフィルタ信号の負の成分に、加算器７０７から受け取った和を加え、比較器７１０にこの和を提供する。比較器７１０は、加算器７０８から受け取った和の値に基づき、加算器７０８から受取った値が電流限界を上回るどうか（Ｓ６０６）を連続的に又は随意的に決定する。加算器７０８から受け取った和の値が電流限界を上回れば、比較器７１０は、この条件を示す信号をコントローラ７０４に送り、コントローラ７０４はこの信号に応答してトランジスタスイッチ５０９をオフにする（Ｓ６０７）。

その後、コントローラ７０４は、ＳＲＭ７０１の回転子８０１が回転しているか否か（Ｓ６０９）の決定をする前に、例えば０．１〜０．２秒の間等の期間（Ｓ６０８）待機する。この決定は、検出された回転子位置に関して検出器７０２から受け取る信号の情報に基づいてなされる。回転子８０１が回転している（Ｓ６０９）と決定されれば、ＳＲＭ７０１の通常の運転動作が実行される（Ｓ６０３）。そうでなければ、カウンター７０５、乗算器７０６及び加算器７０７が協働し、コントローラ７０４の影響を通して、電流増加値だけ電流限界を増加させ（Ｓ６１０）、コントローラ７０４は増加した電流限界が中止限界値を上回るかどうか（Ｓ６１１）決定する。中止限界値を上回ったなら、始動手順の実行は停止する（Ｓ６１２）。そうでなければ、始動手順サイクルは、回転子８０１が回転し始めるまで、先に述べたように工程Ｓ６０５〜Ｓ６１１を循環し、又は、始動手順は電流限界を超えたために停止する。

一旦ＳＲＭ７０１が始動すれば、通常運転制御は、回転子極８０２が主固定子極８０４に対して非調心である時にはトランジスタスイッチ５０９をオンにし、主固定子極８０４及び回転子極及び８０２が完全に調心する前又はその時に、トランジスタスイッチ５０９をオフにする。

上で説明した始動手順及びそのシステムは、ここに記載される電力変換器の具体例の何れとも同様に用いられだろう。また、下記のように、この特徴は、簡潔さのために電力変換器５００と関連して記載されるだけであるが、以下に記載される電力変換器の具体例の各々は、四象限動作を提供する。

電力変換器５００は、２相のＳＲＭの四象限動作を提供することができる。この動作は、以下のようにして提供される。

回転子８０１のための回転の意図された方向が時計回りである（ＣＷ）と仮定する。主固定子極８０４の主巻線５０８は、電流が通電し、回転子８０２と主固定子極８０４が調心した時、又はほぼ調心した時、この電流は整流される。この通電期間中は、主巻線５０８のインダクタンス傾斜は正である。それゆえに、発生するトルクは正で、回転子８０１の方向への動きを有する。ＣＷ回転が正で、モータ８００は正の出力電力を与えている（すなわち駆動トルク）と仮定する。換言すれば、トルク及び速度が正の時は、モータ８００の電力出力も正である。この条件は、第１象限の動作を示す。

第４象限の動作のために、速度が正である時は、トルクが負でなければならない。その結果、モータ８００は第４象限の動作において負の電力を与える。すなわち、電力はＳＲＭ７０１から取られ、ＤＣ電源キャパシタ５０３に供給される。これは、ＣＷ回転方向の再生と呼ぶことができる。負のトルクを発生するためには、回転子極８０２が主固定子極８０４に対する調心から離れるように移動する時に、主巻線５０８の電流が注入される。

第３象限の動作については、回転子８０１は、逆ＣＷ（ＣＣＷ）の方向に回転し、トルクはこの方向に適用されることで、負の速度及び負のトルクが生じ、正の電力発生に貢献する。したがって、これは逆の方向に回転している。回転子極８０２が主固定子極８０４に関して完全に非調心である位置からＣＣＷを動かし始める時、逆方向の回転は主巻線５０８を通電することにより実現される。回転子及び主固定子極８０２、８０４が調心した時か、調心に最も近くなった時、主巻線５０８の電流は整流される。

第２象限の動作は、第４象限の動作に非常に類似しているが、トルクは正であり（ＣＷ）、速度は負である（ＣＣＷ）。第２象限動作は、したがって、負の出力電力を提供する。これは、回転のＣＣＷ方向の再生であって、回転子極８０２がＣＣＷを主固定子極８０４との調心から離れて動き始める時、電流を主巻線５０８に通電させることによって実現する。

この説明では、電力変換器５００は、四象限の全象限の２相ＳＲＭドライブシステムを提供することができることを例証した。この動作のための制御は、以前に記載されている。

電力変換器及びその制御の費用を最小にすることができる領域の１つは、電流センサ及び回転子位置センサにある。電流センサは、主巻線の電流を検知し、この電流を、参照電流等要望された値と比較することが要求される。要望される電流と瞬時的な巻線電流との差に等しいエラー電流を発生する差分回路により、この比較を実行することができる。この電流エラーは増幅され、比例及び積分コントローラ（一般に、ＰＩ電流コントローラとして知られていている）で調整され、その結果として生じる出力は、固定された頻度の一連の三角のキャリアパルスと比較される。電流コントローラの出力とキャリアパルスの論理積は、電力変換器のトランジスタスイッチのオン・オフに所要する時間を決定する。

図７Ｂは、直流モータのための始動コントローラを例示する。始動コントローラ７５０は、多相ブラシレスＤＣモータ（図示されず）の巻線７５１に電流を提供する制御可能なスイッチ（図示されず）を有する電力変換器７５２を備えている。センサ７５３は、電力変換器７５２によってモータ巻線７５１に提供される電流の量の指示を検出し、第１の信号にこの指示を出力する。決定装置７５５は、第１の信号に基づいて、モータ巻線７５１に提供される電流の量が閾値値を上回ったか否かを決定し、第２の信号にこの決定の指示を出力する。コントローラ７５４は、第２の信号に従って、制御可能なスイッチをオンにすることで、制御可能なスイッチを制御してモータ巻線７５１に電流を提供し、また、制御可能なスイッチをオフにすることで、モータ巻線７５１への電流の供給を停止する。

図９は、２相のＳＲＭドライブシステムのための電流検知及び論理電力供給発生を有する、図５Ａの１-スイッチ電力変換器のトポロジーを例示する。電流検知は、電力回路と制御回路との間で直流電気絶縁（galvanic isolation）を提供するホール効果電流センサにより実現することができる。

しかしながら、作動するトランジスタは１つだけであるので、ここではこれは必要でない。それゆえに、トランジスタスイッチ５０９のエミッタと直列の１の検知抵抗器９０９を用いることで、電流を低コストで検知することができる。

トランジスタスイッチ５０９をオンにすれば、電流が検知抵抗器９０９の中に生じ、その前後での電圧低下９１１を引き起こし、これは共通のターミナル９１０を参照して計測される。電圧９１１は、トランジスタスイッチ５０９がオンにされる時、主巻線５０８の電流を代表する信号を提供する。

多くの場合で、主巻線５０８の電流の測定が、トランジスタスイッチ５０９の導通の間隔の間だけ必要である。非導通の間隔の間、トランジスタスイッチ５０９を通してその流れを止める場合を除いて、制御は電流に働かない。コントローラ７０４等のパルス幅変調コントローラは、固定パルス幅変調周波数に対するオン時間として知られるトランジスタスイッチ５０９のための固定された導通時間と、同じくオフ時間として知られる固定された非導通時間とをそれぞれ発生させる。電流検知及びＳＲＭモータ速度及び出力電力の調整に関する追加の情報は、非特許文献１より収集することができる。ここで重要なことは、電力変換器５００は非絶縁の電流検知（non-isolated current sensing）及び制御の役に立つということである。

同様に、回転子位置センサは、固定子極８０４、８０５に関し、回転子極８０２の位置を検知することが要求される。この位置の情報は、主巻線５０８がトランジスタ５０９をオンにすることにより通電すべき時を決定するために用いられる。

回転子位置は、機械的に装備された光学エンコーダを用いて検知することができるが、これは高価であり、したがって、多くの低コストの用途で容認できるものではない。更に、機械的な位置センサは、信頼性が低い。

回転子位置を検知することができるもう一つの方法として、電流と回転子位置の関数である瞬時的なインダクタンスを主巻線又は補助巻線について評価することによる方法がある。したがって、回転子位置は、補助巻線５０５の電流及びインダクタンスを評価又は検知することにより決定することができる。

インダクタンスを決定するためには、補助巻線５０５への印加電圧を知っておく必要がある。印加電圧は、ＤＣ電源５１０の前後に配置される検知抵抗器９０５及び９０６と、補助キャパシタ５０６の前後に配置される抵抗器９０７及び９０８とから得られる。共通のターミナル９１０に関して、これらの２つの検知抵抗器対のそれぞれの信号の出力は、Ｖｓｓ９１２及びＶｂｓ９１３である。トランジスタスイッチ５０９の非導通期間中の、信号電圧Ｖｓｓ９１２とＶｂｓ９１３の差分により、主巻線５０８に印加された電圧を決定する。トランジスタ５０９の導通期間中、信号電圧Ｖｓｓ９１２は、主巻線５０８の前後に印加された電圧を決定する。同様に、補助巻線５０５の前後の信号電圧は、Ｖｓｓ９１２とＶｂｓ９１３の差分より決定される。全てのこれらの信号は、共通のターミナル９１０に関して得られる。

ゲートドライブ及び制御回路は、５Ｖ〜１５Ｖの論理レベル電力の供給を必要とし、これはしばしば、一方が５Ｖで他方が１５Ｖとなる。論理-レベル電力供給は、抵抗器９０３及び９０４で形成される抵抗分割器接続により、ＤＣ電源５１０から得られる。特定の電力供給電圧の要求により、抵抗器９０３と９０４のそれぞれの抵抗の間に存在すべき比率を決定する。抵抗分割器を形成する抵抗の電圧及び比率の関係は、当業者には十分知られている。

制御回路のために必要なエネルギーは、抵抗器９０４の前後に接続されるキャパシタ９０２に蓄積される。キャパシタ９０２はまた、フィルタの役目も果たす。論理電力供給の電圧を要望された値に維持するために、ツェナーダイオード９０１が、キャパシタ９０２の前後に接続される。電力供給電圧が共通のターミナル９１０に参照されるため、制御回路と電力回路の全ては、同じ共通のターミナル９１０を有することになり、その結果、この電力変換器構成中に別個の電力供給の必要性が排除される。

図１０は、補助巻線に直列ダイオードを有しない図５Ａの２相のＳＲＭ電力変換器回路を例示する。これらを見れば理解されると思われるが、図１０の回路は、電力変換器１０００中にダイオード５０４が無い点を除いて、図５Ａに例示された回路と同一である。したがって、図１０の回路の要素は、図５Ａに用いられると同じ参照符号によって識別される。電力変換器１０００の動作が図５Ａのそれに類似しているため、動作中の差異だけを、ここでは詳述する。電力変換器５００及び１０００に共通の動作の特性の記載は、電力変換器５００の記載と関連して上記に提供される。

電力変換器１０００にダイオード５０４が無いことにより、補助キャパシタ５０６が補助巻線５０５により充電されるようになり、また主巻線５０８へのエネルギーが緩衝される。補助巻線５０５と主巻線５０８へ同時の電流を流すことにより、回転子８０１が、同じ場所に維持され又は少なくとも補助固定子極８０５とよりは主固定子極８０４の方に良好に調心されるという傾向がある。しかし、この傾向は、図６及び図７に関連して前述された起動技術により克服される。

したがって、電力変換器１０００は、ＳＲＭドライブ動作に対して重大な影響を与えることなくダイオード５０４を省略することができ、電力装置の数が少なくなるという利点は、コストが制限される用途において非常に重要である。

図１１は、緩衝されたエネルギーだけが補助巻線に提供される２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。図１１の電力変換器は、図５Ａに例示された装置と類似した回路要素を有し、これらの類似の回路要素は、同じ参照符号により識別される。また、電力変換器１１００の動作は、電力変換器５００の動作と類似性を有する。したがって、電力変換器１１００と電力変換器５００の間の動作の差異だけをここでは詳述する。電力変換器１１００及び電力変換器５００に共通の動作特性の記載は、電力変換器５００の記載と関連して上記に提供される。

電力変換器１１００は、コントローラ１０００と同じ電力装置カウントを有するものの、主巻線５０８の電流の整流からのエネルギーが補助キャパシタ５０６に供給されその後補助巻線５０５に放出されるような構成を有している。補助相５０５における消費のために、補助キャパシタ５０６には大きなエネルギーが蓄積される。したがって、このエネルギーの一部は、補助巻線５０５と直列に配置され補助キャパシタ５０６と並列に配置される抵抗器１１０１により消散される。補助キャパシタ５０６の中に蓄積されるエネルギーの一部は、電力変換器５００及び電力変換器１０００でされるようには、ＤＣ電源キャパシタ５０３に戻されないので、システムは、より低い効率という不利益を被るだろう。しかし、これは多くの低コスト用途に対して重要な事ではない。

図１２は、トランジスタスイッチ及び補助キャパシタが共通のレールではなくＤＣ電源レールに接続される形態の、図１０に例示される電力変換器の変形例を例示する。図１２の電力変換器は、図１０で例示した装置と類似した回路要素を有し、これらの類似の回路要素は、同じ参照符号により識別される。また、電力変換器１２００の動作は、電力変換器１０００の動作と類似性を有する。したがって、電力変換器１２００と電力変換器１０００の間の動作の差異だけをここでは詳述する。電力変換器１２００及び電力変換器１０００に共通の動作特性の記載は、電力変換器１０００の記載と関連して上記に提供される。

主巻線５０８及び補助巻線５０５を共通のレールへ接続し、トランジスタスイッチ５０９及び補助キャパシタ５０６をＤＣ電源５１０のポテンシャルの高いレールへ接続することにより、回路の機能性及び働きは、電力変換器１０００について記載したと同じ程度に残される。しかしながら、電流検知は、トランジスタスイッチ５０９の非導通のインターバルを含めていつでも、電力変換器１２００で実現するのがより容易である。これは、センサ（図示されず）を電力回路から分離せずに検知を行えるからである。しかし、電力変換器１２００では、トランジスタスイッチ５０９のためのゲートドライブ回路（図示されず）を分離する必要があるが、もっともこれは、チャージ-ポンプ回路を用いて克服することができる。

図１３Ａ〜図１３Ｄとも、各々単一の制御可能なスイッチ及び単一のキャパシタを有する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。これらの電力変換器のそれぞれは、図５Ａに例示される電力変換器に類似した回路要素を有しており、これらの類似した回路要素は、同じ参照符号により識別される。また、電力変換器１３００〜１３０３の各々の動作は、電力変換器５００の動作に類似性を有している。したがって、電力変換器１３００〜１３０３と電力変換器５００の間の動作の差異だけを、ここで詳述する。電力変換器１３００〜１３０３及び電力変換器５００に共通の動作特性の記載は、電力変換器５００の記載と関連して上記に提供される。

電力変換器１３００〜１３０３の各々は、単一のキャパシタを使用してＤＣ電源を提供し、補助巻線５０５に電流を供給する。電力変換器５００はキャパシタを２つ用い、一方は安定化ＤＣ電源５１０を提供し、他方は主巻線５０８のエネルギーを整流するためのエネルギー保存を提供し、その後補助巻線５０５の通電を通してＤＣ電源５１０にこのエネルギーをリサイクルする。電力変換器１３００〜１３０３は、ＤＣ電源キャパシタを省略することができ、これにより、静電容量の全てを補助キャパシタ５０６に蓄積できるようにする。

電力変換器１３００の随意ダイオード５０４を包含することで、補助巻線５０５を介しての補助キャパシタ５０６の充電を抑止する点を除き、電力変換器１３００と電力変換器１３０１は、相互に類似する。したがって、これらの回路の動作は、電力変換器１３０１だけを参照することにより記載する。当業者は、この記載がどのように電力変換器１３００に関連があるかについて理解するだろう。

単相ＡＣ電源５０１に通電することにより、整流器ダイオード５０２で提供される正に整流された電圧が、補助巻線５０５と並列に印加され、また主巻線５０８とダイオード５０７の直列接続に印加される。これらの並列経路を流れる電流は、補助キャパシタ５０６を充電する。単相ＡＣ電源５０１を通じた電力の印加の直後に生じる定常状態条件が一旦回路で達すれば、運転モードを、開始することができる。

運転モードでは、トランジスタスイッチ５０９をオンにするによって主巻線５０８が通電される。トランジスタスイッチ５０９をオンにすれば、補助キャパシタ５０６、補助巻線５０５、主巻線５０８及びトランジスタスイッチ５０９を有する電気回路が閉じられる。電流は、特定の瞬間に単相ＡＣ電源５０１によって提供される電圧に従い、主巻線５０８を流れ、随時補助巻線５０５にも流れる。補助キャパシタ５０６の前後の電圧が、ある瞬間で整流された単相のＡＣソース電圧より小さい場合は、単相ＡＣ電源５０１が、主巻線５０８に、また補助巻線５０５に、エネルギーを供給し、これは補助キャパシタ５０６を充電する。

補助キャパシタ５０６の前後の電圧が、整流されたＡＣソース電圧より小さい場合、主巻線５０８は自身の前後にソース電圧を有することになる一方、補助巻線５０５は、補助キャパシタ５０６の前後の電圧とそれに印加されるＡＣソース電圧との間で差異を有することになるだろう。その結果、補助巻線５０５に電流が発生する。

トランジスタスイッチ５０９の導通の所要時間を制御することにより、主巻線５０８へのエネルギー流が制御される。従って、トルクと速度が制御され、ゆえに機器の電力出力も制御される。トランジスタスイッチ５０９をオフにして主巻線５０８の電流を整流すれば、主巻線５０８中のエネルギーは補助キャパシタ５０６に移動し、またその一部は機械的動力に変換される。機械的な動力の一部は、補助巻線５０５中のエネルギーへ戻される場合もある。したがって、主巻線５０８の電流のスイッチオフは、安全に取り扱われる。

トランジスタスイッチ５０９と補助キャパシタ５０６がポテンシャルの低いＤＣレールでなくてポテンシャルの高いＤＣレールに結ばれている点を除いて、制御回路１３０２及び制御回路１３０３は、制御回路１３００及び１３０１に類似している。これらの回路の機能性及び動作は、電力変換器１２００のそれらに類似しており、図１２に対して与えられる記載を参照して理解できるであろう。電力変換器１３００〜１３０３は、次の利点を提供する。（ａ）２つでなく、１つのキャパシタだけを用いること、（ｂ）電力回路実装のスペースを節減できること、（ｃ）部品及び組立コストを低減できること、（ｄ）常時、相巻線を介して接続されるので、補助キャパシタをマイルドに充電することができ、その寿命を伸ばすことができる。特徴（ａ）及び（ｄ）は、電力変換器の信頼性が高くなるという付加的な利点も提供する。

図１４Ａ及び図１４Ｂとも、機器の１つの相巻線にフリーホイーリング電流減衰を用いる２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。図１４Ａ及び図１４Ｂの電力変換器は、図５Ａに例示される電力変換器に類似した回路要素を有し、これらの類似した回路要素は、同じ参照符号により識別される。また、電力変換器１４００及び１４０１の各々の動作は、電力変換器５００の動作に対して類似性を有する。したがって、電力変換器１４００、１４０１と電力変換器５００との間の動作の差異のみを、ここで詳述する。電力変換器１４００、１４０１及び５００に共通の動作特性の記載は、電力変換器５００の記載と関連して上記に提供される。

ＤＣソース電圧から得られる電流減衰又は補助キャパシタ電圧からのその差分の代わりに、フリーホイーリング電流減衰が機器の１の相に使用されるという点で、電力変換器１４００及び１４０１は前述の電力変換器と異なっている。制御回路１４００がＤＣ電源キャパシタ５０３を有していない点以外は、電力変換器１４００及び１４０１は相互に類似している。したがって、これらの回路の動作は、電力変換器１４００だけを参照して記載される。当業者は、この記載がどのように電力変換器１４０１に関連するかにつき、理解するだろう。

トランジスタスイッチ５０９をオフにして、単相ＡＣ電源５０１からの電圧により制御回路１４００に通電することにより、電流は、補助巻線５０５、ダイオード５０７及び補助キャパシタ５０６を通して流れる。ＡＣソース電圧レベルのほぼ２倍の電圧となるよう、この電流は、補助キャパシタ５０６を充電する。補助キャパシタ５０６が充分に充電された後、補助巻線５０５を通しての電流の導通は終わる。トランジスタスイッチ５０９をオフにしている間は、電流は主巻線５０８を流れない。

トランジスタスイッチ５０９がオンにされれば、整流されたＡＣソース電圧の全電圧が、補助巻線５０５の前後に印加される。同時に、補助キャパシタ５０６の前後の電圧が、主巻線５０８の前後に印加される。したがって、トランジスタスイッチ５０９をオンにすることで、補助巻線５０５及び主巻線５０８の電流を確立する。

トランジスタスイッチ５０９をオフにすれば、補助巻線５０５の電流が補助キャパシタ５０６を通じて流れることができるようになる。補助キャパシタ５０６を通じて流れる電流は、補助巻線５０５の前後に、補助キャパシタ５０６の前後の電圧と整流されたＡＣソース電圧との間の差分と同等な負の電圧を発生させる。補助巻線５０５の前後に発現する電圧が補助キャパシタ５０６の前後の電圧より一般に小さいので、補助巻線５０５の電流は、より速く減衰することができる。

また、トランジスタスイッチ５０９がオフにされれば、主巻線の電流は、ダイオード５０７及び主巻線５０８自身により、トランジスタスイッチ５０９から迂回する。これにより、主巻線５０９の前後に印加されるポテンシャルがゼロ電圧となり、その電流が減衰することになる。

トランジスタスイッチ５０９をオン・オフにすることにより、補助巻線５０５を流れる電流が制御され、ＡＣ入力力率を改善し、正弦波の電流の流れを得る。その中の電流の流れが停止するに適切な時間を提供するように、主巻線５０８の整流率は調整される。

電力変換器１４００は、キャパシタを１つだけ有しているので、低コストの構築の役に立つ。電力変換器１４００は、力率の補正と、入力ＡＣ電流の正弦波の波形整形という追加の利点を提供する。これらの後者２つの特徴は、電磁干渉（ＥＭＩ）及び無線周波数干渉（ＲＦＩ）の各規則にＳＲＭが適合するよう改善する。たとえば、単一力率（a unity power factor）は、電力変換器１４００を用いて遂げられる。更に、電力変換器１４００は低周波の範囲において実質的に高調波のない動作を提供する。図１４Ｂに例示される電力変換器１４０１は、電力変換器１４００に類似しているが、ＤＣ電源キャパシタ５０３を有している。ＤＣ電源キャパシタ５０３を包含していることで、電力変換器１４０１が、力率補正と、電力変換器１４００により提供されるＡＣ電流波の波形整形の能力とを有すことを妨げるが、電力変換器１４００が、トランジスタスイッチ５０９の動作の短いデューティサイクルにより、補助キャパシタ５０６を適切に充電することができるようにする。ＤＣ電源キャパシタ５０３により提供されるＤＣソース電圧５１０が変化する正弦波ではなく一定であるので、この特徴は実現される。その結果、主巻線５０８の電流の印加及び減衰を制御することはより容易であり、そのため、モータドライブのより効率的な全体動作を提供できる。

図１５は、機器の補助巻線にフリーホイーリング電流の減衰を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。図１５の電力変換器は図１４Ｂで例示される電力変換器に類似した回路要素を有し、これらの類似した回路要素は同じ参照符号により識別される。また、電力変換器１５００の動作は、電力変換器１４０１の動作に類似性を有している。したがって、電力変換器１５００と電力変換器１４０１の間の動作の差異のみ、ここでは詳述する。電力変換器１５００と電力変換器１４０１に共通の動作特性の記載は、電力変換器１４０１の記載と関連して上記に提供される。

ダイオード５０７が補助巻線５０５の前後に配置され、その陽極で正のＤＣ電源レールに接続されるという点で、電力変換器１５００は電力変換器１４０１と異なっている。対照的に、電力変換器１４０１のダイオード５０７が、主巻線５０９の前後に接続される。その結果、電力変換器１５００は、ＤＣ電源５０３及び補助キャパシタ５０６を用いて主巻線５０９に制御された電流の減衰を提供し、ダイオード５０７は、補助巻線５０５にフリーホイーリング電流の減衰を提供する。

図１６は、電力変換器のＡＣ側で、力率補正及び正弦波の入力電流波形整形を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図である。たとえば単一力率（a unity power factor）は、電力変換器１６００を用いずに実現される。図１６の電力変換器は、図１４Ａに例示される電力変換器に類似する回路要素を有し、これらの類似した回路要素は、同じ参照符号により識別される。

また、電力変換器１６００の動作は、電力変換器１４００の動作に類似性を有する。したがって、電力変換器１６００と電力変換器１４００の間の動作の差異のみを、ここでは詳述する。電力変換器１６００及び電力変換器１４００に共通の動作の特性の記載は、電力変換器１４００の記載と関連して上記に提供される。

全波のブリッジ整流器１６０１が電力変換器１４００の整流器ダイオード５０２と交換されるという点で、電力変換器１６００は電力変換器１４００と異なっている。ＡＣ電圧が、正及び負の半分のサイクルに充分に整流されるので、トランジスタスイッチ５０９と補助巻線５０５の協働的な動作により、回路コントローラ１４００と関連して前記した方法と類似した方法で、入力電流は、正弦波に形成される。

図１７Ａ及び図１７Ｂはそれぞれ、昇降圧構成における１つの相で、機器の両方の相を同時運転中の制御を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。図１７Ａ及び図１７Ｂの電力変換器は前記の電力変換器に類似した回路要素を有し、これらの類似した回路要素は同じ参照符号によって識別される。また、電力変換器１７００と電力変換器１７０１の各々の動作は、これらの他の電力変換器の動作に類似性を有する。したがって、電力変換器１７００、１７０１と、前記の電力変換器との間の動作の差異だけ、ここで詳述する。共通の動作の特性の記載を提供する。

次に図１７Ａを参照すれば、トランジスタスイッチ５０９をオンにし、電流を主巻線５０８とＤＣ電源キャパシタ５０３を通じて流れさせることにより、補助キャパシタ５０６が充電される。ダイオード５０４は、常時、補助巻線５０５を通して補助キャパシタ５０６を充電することを抑止する。トランジスタスイッチ５０９をオフにすることにより、整流後電流を、主巻線５０８、ダイオード５０７及び補助キャパシタ５０６からなる電流ループで補助キャパシタ５０６を通じて迂回させる。このように、補助キャパシタ５０６は、図１７Ａの「＋」サインによって示される極性で充電される。補助のキャパシタ５０６の電圧がソース電圧５１０より大きい場合は、トランジスタスイッチ５０９をオンにする次の回に、電流の導通が補助巻線５０５を通して可能になる。したがって、補助巻線５０５及び主巻線５０８を通じた電流は、トランジスタスイッチ５０９によって制御される。

図１７Ｂに例示される電力変換器１７０１は、ダイオード５０４を有していない点で電力変換器１７００と異なる。主巻線５０８は、昇降圧モードで動作し、ゆえに、補助のキャパシタ５０６の電圧Ｖｂ５１１は、必要に応じて非常に低い値からＤＣソース電圧Ｖｓ５１０の２倍以上に変えることができる。この特徴は、主巻線５０８及びその制御に印加する非常に良い可変の電圧を提供する。

図１８Ａ〜図１８Ｃとも、主に１相に適用される運転制御を有する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する。図１８Ａ〜図１８Ｃの電力変換器は、図１４Ａ及び図１４Ｂに例示される電力変換器に類似した回路要素を有し、これらの類似した回路要素は、同じ参照符号によって識別される。また、電力変換器１８００〜１８０２の各々の動作は、電力変換器１４００、１４０１の各々の動作に類似性を有する。したがって、電力変換器１８００〜１８０２と、電力変換器１４００、１４０１との間の動作の差異のみを、ここで詳述する。電力変換器１８００〜１８０２及び電力変換器１４００、１４０１に共通の動作特性の記載は、電力変換器１３００、１３０１の記載と関連して上記に提供される。

次に図１８Ａを参照し、補助巻線５０５は、ＡＣ整流された入力電圧の正の半サイクルだけの間、通電される。その結果、補助キャパシタ５０６は、この半サイクルの間だけ充電され、主巻線５０８の動作のために必要なエネルギーは、この時間で補助キャパシタ５０６の中に蓄積される。トランジスタスイッチ５０９をオンにすることにより、電流が、補助キャパシタ５０６を介して、主巻線５０８に流れようになる。トランジスタスイッチ５０９をオフにすることにより、主巻線５０８の電流を、トランジスタスイッチ５０９からダイオード５０７まで迂回させる。このように電流を迂回させることにより、主巻線５０８の前後に印加される電圧ポテンシャルをほぼゼロにでき、主巻線５０８の電流のフリーホイーリング及び減衰へと通じる。補助巻線５０５からの電流は、トランジスタスイッチ５０９を通るルートやダイオード５０７を通るルートが与えられないので、もし存在すれば装置に対して障害になったと思われる追加の電流の要求を取り除く。トランジスタスイッチ５０９及びダイオード５０７を通って流れる補助巻線５０５の電流を除去することは重大な利点であるが、その結果、補助巻線５０５の電流の能動制御性が消われる。更に、電力変換器１８００は１つのキャパシタだけで動作するという長所がある。

図１８Ｂに例示される電力変換器１８０１は、電力変換器１８００に類似しているが、フィルタ後のＤＣソース電圧Ｖｓ５１０を提供するＤＣ電源キャパシタ５０３を有している。この回路構造は、双方向電流が補助巻線５０５を通して流れるようにするが、主巻線５０８の動作に影響を及ぼすことはない。

図１８Ｃに例示される電力変換器１８０２は、電力変換器１８０１に類似しているが、主巻線５０８単独の前後ではなく、補助巻線５０５と主巻線５０８の前後にダイオード５０７をそれぞれ接続する。この回路構造は、主巻線５０８の前後への負電圧の印加を通じて、主巻線５０８の電流の減衰を可能にする。補助キャパシタ５０６とＤＣ電源キャパシタ５０３の前後の電圧ポテンシャルの差分によって負の電圧が発生する。このように、ダイオード５０７により提供される電流経路は、主巻線５０８を通る電流の変化率を増大し、より短時間で電流を排除する。ここで纏めると、電流制御は高速であり、機器において非常に良好な良いトルク制御を与える。この回路はまた、主巻線５０８を通る電流を充電することを防止する特徴を保持する。

発明の記載を単純化する目的で、開示された具体例を、上記に２相のＳＲＭと関連して記載してきた。しかしながら、これらの具体例は、永久磁石（ＰＭ）ブラシレスＤＣ機器（ＰＭＢＤＣＭ）の用途や２以上の相を有する機器の用途に等しく適用できる。本発明の他の革新的な特徴は、以下を含む：
１．２相のＳＲＭを制御するために、１つの制御可能なスイッチ及び１つのダイオード、あるいは随意的に２つのダイオードで十分である。
２．補助キャパシタは、補助巻線を供給するためにエネルギー源としての機能に加えて緩衝器の役目を果たす。
３．電力変換器回路は、電力スイッチ及び他の部品の数を低減する。
４．スイッチのエミッタがＤＣ電力供給の負のレールに接続されるので、電力変換器の制御可能なスイッチは、別個の電力供給を必要とせず、よって、ゲート制御回路のコストを大きく節減する。
５．低電力の用途に対し、単一の整流器ダイオードは、ＡＣ電源からＤＣソース電圧を提供し、よって、コスト及び部品の数を低減する。
６．１つの制御可能なスイッチデザインにより、ブラシレスＤＣモータドライブを実行可能にする。
７．制御されるスイッチは１つだけなので、ＤＣモータドライブの制御は単純であり、これは速度及び電流を制御するためのより基本的な制御回路に貢献する。
８．２相のＳＲＭは、補助巻線によって提供され、あらゆる回転子の静止位置からでもＳＲＭを始動することができる自己起動の特徴により、自己起動の単相のＳＲＭを開発するために用いることができる。
９．電力変換器のトポロジーは、あらゆる偶数の相のＳＲＭに用いることができる。
１０．この電力変換器のトポロジーを、半波（すなわち、単向電流）ＰＭＢＤＣＭＳのために用いることができ、好ましくは固定子相の偶数の数を有し、又は固定子相の奇数の数を有し、また２以上の相の共通の補助巻線の役目を果たす１つの巻線を有している。
１１．永久磁石及び他の別個の機械装置が、ＤＣモータ起動のために必要ではない。
１２．電流検知及び電圧検知のために必要であるのは、モータの回転子位置を決定する共通のターミナル１台だけであり、よって絶縁（isolation）の必要性が排除される。
１３．補助巻線電流が連続であるので、回転子位置の検知も連続する。これは、より高い効率動作が好適である場合である必要はない。
１４．電流検知抵抗器が電流のための、補助巻線が位置のための低コストのセンサとして利用されるので、直流電気の絶縁(galvanic isolation)による高いコストセンサは必要でなく、よって、２相のＳＲＭドライブシステムの重要な制御面に対して低コストの解を提供する。
１５．電力変換器コンセプト及びその実施を、偶数又は奇数のあらゆる数の相を有するＳＲＭ及びＰＭＢＤＣＭに適用できる。
１６．ダイオード５０４は随意的であり、電力変換器の動作にとって重大でない。しかしそれは、補助巻線５０５を通して補助キャパシタ５０６を充電することを常時防止する等、追加の制御を提供し、それにより、電流が補助巻線５０５の１方向だけに残るようにする。
１７．電力変換器を有するＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭの起動及び運転に対する独自の技術が、提供される。これは、ＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭに対し、固定子極に関して全ての初期の回転子の静止の位置から始動することを可能にする。また、電力変換器の動作を継続し他の速度を維持することもできる。モータの起動及び動作に対するこの制御プロセスは、電力変換器の動作と一体である。
１８．電力変換器は、２相のＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭドライブシステムの四象限動作が可能である。
１９．電力変換器回路は、単一の制御可能なスイッチを用いる２相のＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭ駆動系統の四象限動作が可能である。
２０．２つのキャパシタでなくて１つのキャパシタによる電力変換器の具体例は、２相の電力変換器ドライブシステムを実現するために電力装置及び他の部品の数は、最も少ない既知の数である。
２１．電力変換器の全ての具体例では、ここで記載されると同じ起動、動作及び運転の戦略手法を用いることができる。
２２．ここに記載される制御目的のための電流及び電圧の検知は、本発明の全ての具体例に適用できる。更に、本発明の全ての具体例では、絶縁を必要としない低コストの抵抗器検知を用いることができる。
２３．電力変換器の各具体例の中で、ＡＣ入力側で力率補正及び正弦波の入力電流の波形整形を提供するものがある。たとえば、単一力率（A unity power factor）が実現される。
２４．電力変換器の各具体例の中で、ブラシＤＣ機器に適用できる電力変換器のＡＣ入力側で、力率補正及び正弦波の入力電流波形整形を提供するものがある（例えば、補助巻線及び主巻線と呼ぶことができる２つの接片巻線等）。

上述の説明は、本発明を例示し記載するものである。しかしながら、ここでの開示内容は、本発明の好適な具体例のみを示して記載するものであるが、本発明は、様々な他の組み合わせ、修正及び環境で使用ができると考えられる。また、ここで説明したように、いわゆる当業者において上記の教示と同一であると考えられる本発明の思想の範囲内で、本発明を変形又は修正することができる。

ここに記載される具体例は、既知の発明の実施の最良の形態を説明する意図であり、また当業者が、これら及びその他の具体例において、本発明の特定の用途又は使用により要求されるだろう様々な修正をもって本発明を利用できるようにする意図である。したがって、この発明の詳細な説明は、本発明をここで明らかにした形態に限定する意図ではない。

２相のＳＲＭの駆動用の関連技術の非対称電力変換器の回路図 ２相のＳＲＭの駆動用の関連技術における単一のスイッチパーフェーズ電力変換器の回路図 ２相のＳＲＭの駆動用の関連技術におけるＣ−ダンプ電力変換器の回路図 ２相のＳＲＭの駆動用の関連技術における単一のスイッチパーフェーズ電力変換器の回路図 ２相のＳＲＭの駆動用の、単一スイッチ電力変換器の回路図 ＳＲＭ又はＰＭＢＤＣＭモータ用の変換器のブロック線図 単一のスイッチ電力変換器を用いた２相ＳＲＭの起動制御のためのプロセスを例示する図 図６に例示されるプロセスを実行するためのシステムを例示する図 多相ブラシレス直流モータのための始動コントローラを例示する図 それぞれの固定子極に巻かれる主巻線及び補助巻線を有する２相のＳＲＭの回転子及び固定子を例示する図 ２相のＳＲＭドライブシステムに対して、電流検知及び論理電力供給生成を有する図５Ａの一スイッチ電力変換器のトポロジーを例示する図 補助巻線に直列ダイオードを有しない図５Ａの２相のＳＲＭ電力変換器回路を例示する図 緩衝されたエネルギーだけが補助巻線に提供される２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 トランジスタスイッチ及び補助キャパシタが共通のレールではなくＤＣ電源レールに接続される形態の、図１０に例示される電力変換器の変形例を例示する図 図１３Ａ〜図１３Ｄとも、各々単一の制御可能なスイッチ及び単一のキャパシタを有する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 図１４Ａ及び図１４Ｂとも、機器の１つの相巻線にフリーホイーリング電流減衰を用いる２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 機器の補助巻線にフリーホイーリング電流減衰を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 電力変換器のＡＣ側で、力率補正及び正弦波の入力電流波形整形を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 図１７Ａ及び図１７Ｂはそれぞれ、昇降圧構成における１つの相で、機器の両方の相を同時運転中の制御を提供する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図 図１８Ａ〜図１８Ｃとも、主に１相に適用される運転制御を有する２相のＳＲＭ電力変換器を例示する図

Claims (38)

1. 第１相巻線と第２相巻線とを有する、スイッチ磁気抵抗モータ又は永久磁石ブラシレス直流（ＤＣ）モータのためのコントローラであって、
   モータの第１相巻線と第２相巻線と協働して、複数の導通回路を形成する第１の部分回路と第２の部分回路と、
   前記第１の部分回路と第２の部分回路に接続し、複数の導通回路の第１の導通回路を開閉するスイッチと
   を備え、前記導通回路は、モータの第１相巻線と第２相巻線の通電を調整して、モータの四象限動作を提供するための第１相巻線を有するコントローラ。
2. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、スイッチが第１の導通回路を開けた後、第１相巻線から受けたエネルギーを蓄積するキャパシタと、
   電流が第２相巻線を通じて流れることを防止してキャパシタを充電する整流器と
   を更に備える請求項１に記載のコントローラ。
3. 該キャパシタが、第２相巻線を通電するために蓄積されたエネルギーを提供する請求項２に記載のコントローラ。
4. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、該第２相巻線を通電するためにエネルギーを蓄積するキャパシタを更に備え、
   該キャパシタは、スイッチが第１の導通回路を開けた時に第１相巻線から受け取ったエネルギーを緩衝することによって充電される請求項１に記載のコントローラ。
5. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、該第２相巻線を通電するためにエネルギーを蓄積するキャパシタと、
   スイッチが開けられた時に該第１相巻線から電流を流し出す整流器と
   を更に備え、
   整流器の第１のターミナルは、スイッチの第１のターミナルに接続され、
   整流器の第２のターミナルは、キャパシタの第１のターミナルに接続され、
   キャパシタの第２のターミナルは、スイッチの第２のターミナルに接続される請求項１に記載のコントローラ。
6. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、該第２相巻線を通電するためにエネルギーを蓄積するキャパシタと、
   スイッチが開けられた時に該第１相巻線からエネルギーを流し出し、スイッチが開けられた後キャパシタにこれを蓄積する整流器と
   を更に備える請求項１に記載のコントローラ。
7. 該整流器は、キャパシタが蓄積されたエネルギーを電流の流れを通して主相巻線及びスイッチに直接放出させるのを妨げる請求項６に記載のコントローラ。
8. 前記第１の部分回路と第２の部分回路と該スイッチが協働して、モータの回転子と固定子極のあらゆる静的相対位置からモータを始動する請求項１に記載のコントローラ。
9. 該モータが、２相のモータである請求項１に記載のコントローラ。
10. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、第１相巻線と直列の導通経路にある抵抗器を備え、第１相巻線を通る電流は、抵抗器の前後に発現する電圧より決定できる請求項１に記載のコントローラ。
11. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、第２相巻線と直列の導通経路にある抵抗器を備え、モータの回転子位置は、抵抗器の前後に発現する電圧により決定される請求項１に記載のコントローラ。
12. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、交流（ＡＣ）を整流して前記第１の部分回路と第２の部分回路に整流された電流を提供する整流器を備える請求項１に記載のコントローラ。
13. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、前記第１の部分回路と第２の部分回路に、フィルタ処理済みのＤＣ電圧を提供するために整流器と協働するキャパシタを備える請求項１２に記載のコントローラ。
14. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、該第２相巻線を通電するためにエネルギーを蓄積するキャパシタを更に備える請求項１に記載のコントローラ。
15. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、電流が第２相巻線中を一方向に流れるのを妨げる整流器を更に備える請求項１４に記載のコントローラ。
16. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、スイッチの管理下で協働して単一の力率（a unity power factor）を提供する請求項１に記載のコントローラ。
17. 前記第１の部分回路と第２の部分回路が、スイッチの管理下で協働して入力交流波形の整形を提供する請求項１に記載のコントローラ。
18. スイッチ磁気抵抗モータシステムであって、
    第１相巻線と第２相巻線とを有するブラシレスＤＣモータと、
    該第１相巻線を有する第１の導通回路と、
    該モータの該第１相巻線と第２相巻線の通電を調整し、該モータの四象限動作を提供するために、前記第１の導通回路を開閉するスイッチと
    を備えるスイッチ磁気抵抗モータシステム。
19. 多相の直流（ＤＣ）モータを制御する方法であって、
    （ａ）第１の電流でモータの主巻線を通電する工程と、
    （ｂ）主巻線の通電を停止する工程と、
    （ｃ）モータの回転子が回転しているか否かを決定する工程と、
    （ｄ）第１の電流と異なる所定の電流量で主巻線を通電する工程と
    を有する方法。
20. 該所定の電流量が、第１の電流より約２５パーセント大きい請求項１９に記載の方法。
21. 該工程（ｂ）と該工程（ｃ）を反復する工程を更に備える請求項１９に記載の方法。
22. 該工程（ｄ）を反復する工程を更に備える請求項２１に記載の方法。
23. 第３の通電の間、主巻線に印加される所定の電流量は、第１の電流より約５０パーセント大きい請求項２２に記載の方法。
24. 回転子が回転していると決定されるまで、該工程（ｂ）と該工程（ｃ）と該工程（ｄ）を反復する工程を更に備える請求項１９に記載の方法。
25. 第２の通電サイクル及びそれ以降全ての通電サイクルの間、主巻線に印加される電流の所定の量が、それぞれの以前の通電サイクルの中に印加した電流の量よりも多い所定の量である請求項２４に記載の方法。
26. 直流モータを起動する方法であって、
    モータの回転子極がモータの固定子極と実質的に調心されているか否かを決定する工程と、
    回転子極が固定子極と実質的に調心していないと決定された場合には、回転子の回転を始動するためにモータの巻線に通電する工程を実行し、回転子極が固定子極と実質的に調心していると決定されれば、以下の工程（ａ）〜（ｃ）、
    （ａ）第１の電流により巻線を通電する工程と、
    （ｂ）巻線の通電を中止する工程と、
    （ｃ）回転子が回転しているか否かを決定する工程と、
    を実行する工程と、
    を有する方法。
27. （ｄ）第１の電流より大きい所定の電流により、巻線を通電する工程を更に有する請求項２６に記載の方法。
28. 回転子が回転していると決定されるまで、該工程（ｂ）と該工程（ｃ）と該工程（ｄ）を反復する工程を更に備える請求項２７に記載の方法。
29. 第２の通電サイクル及びそれ以降全ての通電サイクルの間、巻線に印加される電流の所定の量が、それぞれの以前の通電サイクルの中に印加した電流の量よりも多い所定の量である請求項２８に記載の方法。
30. 直流モータのための始動コントローラであって、
    モータの巻線に電流を提供する制御可能なスイッチを有する電力変換器と、
    電力変換器によってモータ巻線に提供される電流の量の指示を検出し、第１の信号にこの指示を出力するセンサと、モータ巻線に提供される電流の量が閾値を上回るか否かを第１の信号に基づいて決定し、第２の信号にこの決定の指示を出力する決定装置と
    第２の信号に従って、制御可能なスイッチをオンにしてモータ巻線に電流を提供し、制御可能なスイッチをオフにしてモータ巻線への電流の提供を停止することにより、制御可能なスイッチを制御するコントローラと
    を備える始動コントローラ。
31. モータ巻線に提供した電流がモータの始動手順の間に閾値を上回ったことを、第２の信号が指示した時に、コントローラは、制御可能なスイッチをオフにする請求項３０に記載の始動コントローラ。
32. モータの回転子のモータの固定子に関する調心位置の指示を検出して、第３の信号に指示を出力する検出器を更に備え、該コントローラが第３の信号に従って制御可能なスイッチを制御する請求項３０に記載の始動コントローラ。
33. 回転子極と固定子極との調心位置が、調心の第１の範囲内にあることを第３の信号が指示する時に、コントローラは、制御可能なスイッチをオンにし、その後、モータ巻線に提供した電流が閾値を上回ることを第２の信号が指示する時に、制御可能なスイッチをオフにする請求項３２に記載の始動コントローラ。
34. コントローラが第２の信号に応じて制御可能なスイッチをオフにした後、決定装置は閾値を大きくし、
    決定装置が閾値を大きくした後、コントローラは制御可能なスイッチをオンにする請求項３１に記載の始動コントローラ。
35. モータの回転子のモータの固定子に対する調心位置の指示を検出して第３の信号の中に指示を出力する検出器を更に備え、該コントローラは、モータ回転子が検出器から受け取られた複数の第３の信号の比較に基づいて移動したか否かを決定し、回転子が移動したと決定すれば、始動手順を中止する請求項３４に記載の始動コントローラ。
36. 該センサは、モータ巻線と制御可能なスイッチとを有する直列電流経路にある操作可能な第１の抵抗器を備え、
    該検出器は、モータのもう一つの巻線を有する直列電流経路にある操作可能な第２の抵抗器を備える請求項３２に記載の始動コントローラ。
37. 該センサは、モータ巻線と制御可能なスイッチとを有する直列電流経路にある抵抗器を備えるフィルタであり、
    該決定装置は、制御可能なスイッチがあるインターバルの中でオンにした回数のカウントを蓄積するカウンターと、
    積を発生するためカウンターにより蓄積されるカウントを増やす乗算器と、
    参照値を蓄積する参照装置と、
    乗算器によって提供される積と、蓄積された参照値とを合計して第１の和を発生する第１の加算器と、
    第１の和と、第１の信号の負の値とを合計して第２の和を発生する第２の加算器と、
    第２の和を比較値と比較して、モータ巻線に提供される電流が閾値を上回るか否かを決定する比較器と
    を備える請求項３０に記載の始動コントローラ。
38. 該決定装置が、閾値を上回った時に第２信号を発生する比較器を備える請求項３０に記載の始動コントローラ。

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