JP2005518760A

JP2005518760A - 信号選択システムおよびその方法

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Publication number: JP2005518760A
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Inventors: 秀浩松岡; サン・ヨン
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Abstract

この発明は特に直交周波数分割多重化された(OFDM)通信システムのための改良されたアンテナの技術に関連する。発明は1組の搬送波を含む受信信号のための受信信号選択器(800)を提供し、受信信号選択器は複数のアンテナ素子(802)を含むアンテナシステムで使用するように構成され、受信信号選択器は複数のアンテナ素子からの信号を受信するための複数の受信信号入力(803)と、受信信号のバージョンを各入力から受信するため受信信号入力に合成され、各入力からの搬送波の組の干渉出力を供給するように構成された、各受信信号入力の干渉検出器(804)と、各入力に干渉出力を受けるように構成され、制御出力を有する選択制御器(816)と、受信信号入力に接続され、制御出力に応じて、出力として受信信号の１つ以上のバージョンを選択する選択器(808)とを含む。発明は同一チャネル干渉と厳しいマルチパスひずみの影響を緩和するための簡易化された技術を提供する。

Description

この発明は、特に直交周波数分割多重化(OFDM) 通信システムのための改良されたアンテナ技術に関連する。

直交周波数分割多重化は、高いビット速度デジタルデータ信号を送信するための周知の技術である。高速データで単一の搬送波を変調するよりもむしろ、データはそれぞれ別々の副搬送波で送信される多くの低データ速度チャンネルに分割される。この方法ではマルチパスフェージングの影響が緩和される。OFDM信号では、図1Aのスペクトル10における副搬送波12として示すように、別々の副搬送波はそれらが重なるように区切られる。副搬送波周波数は、副搬送波が相互に直交し、副搬送波上で変調される別々の信号が受信器で回復されることができるように選ばれる。1つのOFDMシンボルが1組のシンボルによって定義され、シンボルは各副搬送波上で変調される（したがって、多くのデータビットに対応している)。副搬送波が周波数において1/T(ここに、TはOFDMシンボル期間である)の間隔により分離して区切られるならば、副搬送波は直交である。

入力シンボルの組に逆フーリエ変換、望ましくは逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行することによって、OFDMシンボルを得ることができる。OFDMシンボルにフーリエ変換、望ましくは高速フーリエ変換(FFT)を実行することによって、入力シンボルを回復させることができる。FFTは各副搬送波をOFDMシンボルに有効に乗算して、シンボル期間Tにわたって積分する。OFDMシンボルの他の副搬送波との重複が統合期間Tにわたってゼロに平均化されるように、与えられた副搬送波について、OFDMシンボルからの1つだけの副搬送波がこの手順によって抽出されることを見ることができる。

しばしば、副搬送波は直交振幅変調QAM(Quadrature Amplitude Modulation) シンボルによって変調されるが、位相変調(PSK)またはパルス振幅変調(PAM)のような他の形式の変調を使用することができる。マルチパスの影響を減少するために、OFDMシンボルは、通常各シンボルの初めにガード区間により拡張される。2つのマルチパスの構成成分の遅延時間がこのガード区間の間隔より比較的小さいなら、少なくとも第1の近似において、相互シンボル干渉(ISI)はない。

図1BはOFDM送信器100(ここでは移動端末の、MT)とOFDM受信器150(ここではアクセスポイントの、AP)の例を示す。送信器100aでは、ソース102はデータをベースバンドマッピングユニット104に提供し、そのユニットは誤り訂正符号化とインターリービングを選択的に提供し、QAMシンボルなどの変調されたシンボルを出力する。変調されたシンボルはマルチプレクサ108に提供され、マルチプレクサはパイロットシンボル発生器106からのパイロットシンボルとそれらを合成する。発生器は受信器における周波数同期とコヒーレント検波(他の配列では、差動検波が採用されるかもしれない)のための基準振幅と位相を提供する。ブロック110の組み合わせはマルチプレクサ108からの直列データストリームを複数の並列の減少されたデータ速度のストリームに変換して、OFDMシンボルを提供するためにこれらのデータストリームにIFFTを実行して、次に、このOFDMシンボルの多重副搬送波を単一の直列データストリームに変換する。この直列(デジタル)のデータストリームはデジタルアナログ変換器112によりアナログ時間領域信号に変換され、アップコンバータ114によりアップコンバートされ、フィルタリングと増幅(示されない)の後アンテナ116から出力される。アンテナ116は無指向性アンテナ、セクタ−化指向性アンテナまたはビーム形成を有するアレイアンテナを含んでもよい。

送信器100のアンテナ116からの信号は“チャンネル（伝搬路）”118を通して受信器150のアンテナ152によって受信される。通常信号は、多くの異なったチャンネルまたは経路を経て伝播された多くの異なった振幅と位相を有する多くのマルチパス成分としてアンテナ152に到達する。これらのマルチパス成分は、受信器で合成して互いに干渉し、櫛状と言うよりむしろ、典型的に多くの深い受信不可能な全体的なチャンネル特性を提供し、それは時間とともに（特に送信器または受信器が移動しているとき）変化する。多くの送信器が同じ一般的な位置、例えばオフィスにあるときは、しばしばこれは同一チャネル干渉をもたらし、それはマルチパスよりも問題が多い場合がある。

受信器150のアンテナ152はダウンコンバータ154を経てデジタルアナログ変換器156に合成される。次に、ブロック158が直列−並列変換、FFT、および並列−直列再変換を行い、出力をデマルチプレクサ160に提供し、デマルチプレクサはデータシンボルからパイロットシンボル信号162を分離する。次にデータシンボルは復調され、ベースバンドデマッピングユニット164によりデマップされて検出されたデータ出力166を提供する。概して受信器150は送信器100の鏡像である。送信器と受信器は、OFDM送受信器を形成するように合成されてもよい。

OFDM技術は、種々の応用に採用され、例えば、軍事通信システムおよび高品位テレビなどに使用される。ここで、HIPERLAN(High Performance Radio Local Area Network)Type 2規格(www.etsi.org/technicalactiv/HIPERLAN2.htm、およびDTS/BRAN-0023003v0.k) に特に関連して発明の応用が議論されるであろう。発明の応用はこの環境のHIPERLAN2に制限されないが、無線ローカルエリアネットワーク通信は共通のノード、アクセスポイントによって管理される。

図1Bの受信器はいくらか簡素化されており、実際には、非直交性の導入、したがってISI/ICI(シンボル間干渉/搬送波間干渉)を避けるために、FFT窓を順次各OFDMシンボルに同期する必要がある。これは、ガード区間のシンボルの周期的な拡大でOFDMシンボルを自動相関することにより成されるが、例えば、整合フィルタを使用して、受信器が正確に確認かつ位置付けることができる既知のOFDM(トレーニング)シンボルを使用することが一般に好ましく、特にパケットデータ伝送には好ましい。整合フィルタが時間領域で作動し、FFTが実行される前である（FFT周波数領域後に対立するものとして）ことが認識されるであろう。パケットデータシステムにおいて、データパケットは1つ以上のこれらのトレーニングシンボルを含むプリアンブルで提供されてもよい。

図2Aと2Bは、それぞれHIPERLAN2移動端末(MT)におけるOFDM受信器の受信器フロント200と信号処理ブロック250を示す。受信器250は、アナログデジタル変換回路252、同期、チャンネル推定および制御回路254、および逆パケット化、逆インターリーブ化および誤り訂正回路256のいくつかの詳細を示す。

フロントエンド200は入力増幅器204と合成された受信アンテナ202とミキサ206を含み、ミキサはRF信号をIFに混合するためIF発振器208からの第2の入力を受ける。次に、IF信号はバンドパスフィルタ210を通して自動利得制御(AGC)増幅器212に提供され、AGC段は制御回路254から線226により制御されて、後の信号量子化を最適化する。AGC 212の出力は2つのミキサ214、216に入力を供給し、ミキサはまた発振器220と分離器218から直交信号を提供され、直交IおよびQ信号222、224を発生する。これらのIおよびQ信号はアナログデジタル変換回路252によりオーバーサンプルされ、フィルタにかけられてダウンサンプリングされる。信号のオーバーサンプリングはデジタルフィルタリングを援助し、その後信号は所望のサンプルレートにレートを低減される。

伝送チャンネルの影響を補償することが望ましい(絶対に不可欠ではない)。これは例えば、プリアンブルデータか1つ以上のパイロット信号のような既知のシンボルを使用して成すことができる。図2Aおよび2Bの受信器250において、“Cシンボル”として参照される既知のプリアンブルシンボルはチャンネル推定を決定するために使用される。受信器は受信された信号に同期し、スイッチ258は受信されたCシンボルをチャンネル推定器260に通すように作動する。これは、知られているCシンボルのチャンネルの影響(副搬送波のシンボルの振幅変化と位相シフト)を推定し、その結果、チャンネルの影響はチャンネル応答の逆数(即ち、複素共役)により乗算することにより補償することができる。代わりに、チャンネル推定を決定するために、1つ以上のパイロット信号(それはまた、知られているシンボルを含む)を使用することができる。位相回転の利得と受信されたパイロットを期待されたシンボルに変換するために要求される振幅変化は、他の受信されたシンボルに決定かつ適用することができる。ここに１つ以上のパイロットが１つ以上の周波数で利用でき、改良されたチャンネル補償推定は異なる周波数のパイロット信号を使用して他の周波数に内挿／外挿することにより得ることができる。

図2Aおよび2Bにおいて、受信器フロントエンド200は一般にハードウェアで実行され、一方受信信号処理部250は、例えば、ASICs、FPGAsまたは1つ以上のDSP(ディジタル信号プロセッサ) チップを使用してフラッシュRAM262により図式的に例証されるように、“ソフトウェア”でしばしば実施されるであろう。ハードウェアとソフトウェアの間の同様の分割は、一般に送信器においても存在するであろう。しかし、熟練した人は図2Aおよび2Bの受信器(または同等な送信器について)のすべての機能がハードウェアで実行されることができることを認識するであろう。同様に、信号がソフトウェア無線でデジタル化される正確なパイロットは、適当な高速アナログ/デジタル変換器およびプロセッサの利用可能性、およびRF信号がIFまたはより高い周波数でデジタル化されることができる利用可能性と同様に、コスト／複雑さ／電力消費のトレードオフに依存する。

図3はプリアンブル系列を含むパケットデータ通信システムのメディアアクセス制御(MAC)フレーム300の例を示す。MACフレームは放送チャンネル(BCH)バースト302、フレームチャンネル(FCH)バースト304、アクセスフィードバックチャンネル(ACH)バースト306、ダウンリンク(DL)バースト308、アップリンク(UL)バースト310、ダイレクトリンク(DiL)バースト312、およびランダムアクセス(RCH)バースト314を含み、そのすべてがプリアンブル系列を含む。

図4A乃至4Eは、HIPERLAN2の物理層信号のそれぞれ放送バースト、ダウンリンクバースト、ショートプリアンブルを有するアップリンクバースト、ロングプリアンブルを有するアップリンクバースト、およびダイレクトリンクバーストを示す。これらのバーストの各々はプリアンブル部分400とデータペイロード部分402を含む。プリアンブル部分400はA、BおよびCで示された3つの基本的OFDMシンボルの1つ以上を含む。これらのシンボルの値は知られており、AおよびB(および望まれているなら、C)は時間領域(FFTの前にある)で回復することができる。一般に、これらのシンボルはフレームと周波数同期を確立するため、およびシンボルに従うデータのためにFFT窓を設定するために使用される。また、それらはAGC段212を制御するために採用されるかもしれない。図2Aおよび2Bの受信器では、AおよびBは時間領域で回復され、Cは周波数領域、即ちFFT後に回復される。

図5はRSSI(Received Signal Strength Indication、受信された信号強度指示) に基づくフレーム検出502、自動利得制御504、フレーム同期506、および周波数同期508のこれらの(知られている)プリアンブルシンボルの使用を図式的に示す。また、MACフレーム500のプリアンブル部分の概要例証が比較のために示される。

図6は周波数および時間領域において、48個のデータ副搬送波と４つのパイロット（および１つの未使用の、中央搬送波チャンネル608）を有するHIPERLAN2のプリアンブル系列602、パイロット信号604、およびデータ信号606の相対的な位置を示すプロット600を示す。図6から分かるように、最初の4つのOFDMシンボルがプリアンブルデータを含み、パイロット信号604がそれらのプリアンブルシンボルを搬送するように続く。しかしながら、残りの(データを担持している) 副搬送波では、OFDMシンボル５から以降でデータを搬送する。他のOFDM方式では、プリアンブルとパイロット位置は異なるかもしれないが(例えば、パイロットは必ずしも連続信号を含む必要はない)、同様のプロットを描くことができる。

OFDMがマルチパスによって引き起こされる周波数選択性フェージングの影響を軽減するために役に立つ技術であることを以前に言及した。しかしながら、特に高いデータ信号速度か特に厳しいマルチパス環境で、OFDM通信システムはまだマルチパスフェージングの影響に悩まされる。そのうえ、オフィスの小さい無線LANなどの屋内の無線環境では、限られたスペクトル利用可能性のために、同じ周波数帯に同時に作動する多くの同様のシステムがしばしば存在する。これは厳しい同一チャネル干渉をもたらすことができる。

このようなマルチパスおよび同一チャネル干渉に反抗する提案された1つの技術が、セクタ−化された送信および／または受信アンテナの使用である。カバーされるべき領域は、典型的に3、4または6の多くのセクターに分割され、1つのアンテナ (または、ダイバーシティが採用されるところではそれ以上)が各セクターのために設けられ、アンテナのパターンは主に丁度1つのセクターをそれぞれカバーするように配列される。実際にセクターアンテナの各々の主ビームが異なった方向に指向され、送信および／または受信方向を選択することによって、望ましくない方向から到達するマルチパス成分および／または同一チャネル干渉の影響は減少されることができる。HIRERLAN 2は、例えばアクセスポイントで最大7つのセクターの使用を支持する。HIPERLAN2環境でセクター化された切り換えアレイアンテナを使う利益のいくつかが、“Performance of HIPERLAN2 using Sectorised Antenna” A.Dufexi,S.Armour,A.Nix,P.Karlsson、およびD.Bull, IEE Electronics Letters 15^th February2001,volume 37 No.4,page245に説明されている。

マルチパスと同一チャネル干渉の影響を緩和するために採用される別のアプローチは、内部アンテナ間隔が約２分の１(搬送波)波長であるアンテナ素子のリニアアレイのようなビーム形成アンテナアレイを使用する。アンテナからの信号は、適切な位相と振幅で重み付けで合成合成され、１つ以上のローブ即ちビームで合成された応答を提供する。n素子を含むアレイはn-1ビームまで提供するように配列することができる。

このような適応型のアンテナアレイに適用される多くの異なったビーム形成アルゴリズムがあり、これらの詳細は熟練した人にとってよく知られているであろう。1つの一般的に使用されたアルゴリズムがConstant Modulus Algorithm(CMA)であり、J.R.Treichler and B.G.Agee“A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals” IEEE Trans. Acoust. Speech and Signal Process., vol.ASSP-31, No.2, page 459, 1983に記述され、引用文献としてここに組み込まれる。概してこのアルゴリズムは、合成した信号のスペクトルをほとんど平坦にするように選ばれたコスト関数に基づいてアンテナ素子からの信号を合成するため、反復して重みを決定する。重みの位相角が選ばれるので、ビームは最大の信号パワーの方向に指向され、または、代わりに受信できない点(null)が望まないマルチパス成分または同一チャネル干渉の方向に形成される。

アンテナアレイ素子の適切な重みを決定することは狭帯域システムで比較的簡単であるが、OFDM受信器において、副搬送波のグループによって占められる帯域幅が通常>1MHzかつ多くの場合>10MHzであり、単一の組の重みは全体の帯域幅に亘って最適とはならず、例えば、中心周波数帯付近でのみ有効であるかもしれない。これは、例えば、副搬送波波長の小部分に関して、アンテナ素子間隔がOFDM周波数帯に亘って異なることの考慮から理解することができる。図1の受信器では、適応型のアレイ重みはポイント168、170または172に適用されるかもしれないが、位置168または170(FFTの前)にアレイ重みを適用することは、通常周波数帯に亘って良好な組の推定重みをもたらさない。

したがって、この問題の1つの解決は、ポイント172でFFTの後に重みを適用することであり、そこでは異なる組の重みを各副搬送波に適用することができる。図7は別々の組の重みがこの方法で各副搬送波に適用されるOFDM受信器700を示す。しかしながら、K副搬送波とLアンテナ素子で合計K x Lの重みが決定されなければならず、それは長くてプロセッサに集中的なタスクであり、受信器に複雑さをかなり加えることが認識されるであろう。EP 0 852 407は演算上のバンドが4つの等しいサブバンドに仕切られ、1組の重みが各々の副搬送波よりもむしろ各々のサブバンドのために計算されて、計算されるべき重みの数を減少させる配列について記述する。しかしながら、これはそれでも比較的複雑な手順であり、そのうえ、最適とは言えない結果を生じる。代替のアプローチは、Fujimoto et al,“A Novel Adaptive Array Utilising Frequency Characteristics”，IEICE Trans. Commun.,vol. E83-B, no2 February 2000,page 371,に記述され、それは引用文献としてここに組み込まれる。この文献において、副搬送波を分離されたFFT後はCMAを使用してFFT前の時間領域重みの単一の組を決定するために使用される。このアプローチは重み決定手順のかなりの簡素化を提供するが、まだ重みは最適とは言えない。

上述したセクター化されたアンテナは受信パワーを最大にするセクター(または、方向)を選択する。しかしながら、同一チャネル干渉がある環境において、干渉信号から受信されたパワーが所望の信号からのそれよりも大きくなるかもしれず、その場合、アンテナは干渉に向かって指向するように制御され、システムの性能を改良するよりむしろ悪化させる。OFDMシンボルが複数の直交搬送波を含み、その各々がデータ流で別々に変調されるので、OFDMシンボルの環境では特定の困難が起こる。前述したように、このような信号を扱う通常の方法は、時間(FFT前)領域から信号処理が容易である周波数(FFT後)領域へ方法を変換することであるが、しかし、このような変換はセクター化されたアンテナの素子を選択するか、適応型アレイにビーム形成するような手順のために望ましくないオーバーヘッドを課す。したがって、特に難しい環境の下でも、同一チャネル干渉の影響を緩和することができる簡易化されたアンテナ技術の必要性が起こる。

アンテナシステムは、例えば、セクター化されたアンテナシステムまたはアレイアンテナを含む。受信信号選択器は受信器、送信器または送受信器で使用され、望ましくは、OFDM信号で採用される。FFT前、即ち時間領域で有効に作動することにより、従来技術と比べて複雑さが著しく軽減され、それにもかかわらず厳しいマルチパスおよび／または同一チャネル干渉の影響を緩和する。これはまた高いデータスループットを容易にし、受信信号選択器が採用される通信システムの容量を増加することを可能にする。その上、構造の相対的な簡単さは、基地局および移動端末の両方で、従来技術に比較して、ベースバンドLSI(Large Scale Integration)構成要素のパワー消費を減少することを可能にする。また、発明の実施例は非常に高いクロック速度のシステムでさえ実時間動作を容易にする。

選択器は、素子からの信号に含まれる干渉の検出レベルに基づいて１つ以上のアンテナ素子から信号を選択し、最少の干渉を有する素子または複数の素子から信号選択する。しかしながら、望ましくは、アンテナ素子は信号対干渉比(SIR)に基づいて選択され、より大きいSIRを有する１つ以上の素子が選択される。したがって、好ましくは信号検出器がまた各アンテナ素子のために設けられ、熟練した人はそのような配列がアンテナ素子間に1個の検出器を共有することにより実現されることを認識するであろう。

望ましくは、信号および干渉検出器は時間領域で作動し、それは受信された信号が時間領域から周波数領域に変えられる前である。望ましくは、副搬送波は実質的に互いに直交しており、望ましくは、それらはOFDM信号の副搬送波を含む。
信号および干渉検出器は別々の信号および干渉出力、または合成した信号を提供し、干渉検出器は例えば信号対干渉比を含む合成した出力を提供するかもしれない。1個の信号および干渉検出器が各々のアンテナ素子のために設けられまたは代わりに、単一の信号および干渉検出器が、例えば、時間多重ベースで素子間に共有されるかもしれない。受信信号選択器の機能はハードウェアまたはソフトウェア、あるいは2つの組み合わせで実行されるかもしれない。

望ましくは、信号および干渉検出器は相関関係の技術を使用して所望の信号と非所望の干渉の強度を決定する。それらは相関器を共有するか、別々の相関器を持っているかもしれない。1つのアンテナ素子から受信された信号に干渉の基準を決定するために、信号は最初の基準信号で相関されるかもしれない。この最初の基準信号は、プリアンブル系列などの送信された信号の知られている部分に実質的に直交するように選ばれる。受信された信号強度を決定するため、受信された信号は再びプリアンブル系列などの送信された信号の知られている部分に実質的に対応する第2の基準信号と相関される。

ここに相互相関期間(それは相関関係ウィンドウの位置である)が信号強度検出および干渉検出過程について実質的に同じであり、第1と第2の基準信号は実質的に互いに直交するであろう。しかしながら、例えば、プリアンブルBが干渉検出に使用され、プリアンブルCが信号強度検出に使用されるような相互相関期間が異なっている場合にはそうでないであろう。(この例では干渉レベルを決定する第1の基準信号が知られているプリアンブルBに直交であり、信号強度を決定する第2の基準信号がプリアンブルCそれ自身を含む)。

相関関係は相関関係が2つのOFDMシンボル間である時間領域で行われ、したがって、逆フーリエ変換が相関関係に先立って既知の(プリアンブルか疑似雑音)データに実行される。したがって、望ましくは、受信信号選択器は、第1と第2の基準信号を発生させるように信号発生器を含んでいる。多くの場合、受信器は、送信器によって使用されたプリアンブル系列を知っており、第1および第2の基準信号はこの情報から発生することができる。しかしながら、受信器が信号のプリアンブルまたはパイロット部分を推定する(即ち、ブラインドアルゴリズムを使用する)ことができ、それから基準信号を発生させる場合はそうでない。周波数領域信号は一般に、時間領域プリアンブル系列を知っており、したがって、IFFTを使用して発生することができる。しかしながら、これはリアルタイムで実行される必要はなく、代わりに、例えば、関連時間領域プリアンブル系列がルックアップテーブルに予め決定され、格納されることができる。

一実施例において、アンテナ素子は指向性アンテナ素子、例えばセクター化されたアンテナの素子であり、受信された信号の1つのバージョンが各々のアンテナ素子から得られる。代わりに、アンテナ素子からの信号はバトラーマトリクス型ビーム成形器のようなビーム成形器に入力され、この受信信号のバージョンを干渉検出器および選択器に供給される。後者の場合、受信された信号の各バージョンは一般に、すべてのアンテナ素子からの信号の組み合わせを含むだろう。しかし、各々のアンテナ素子の受信された信号のバージョンが一般にまだあっても、この受信された信号のバージョンの数は、一般にアンテナ素子の数に対応している。この場合ビーム形成のために、指向性アンテナよりもむしろ無指向性アンテナがアンテナ素子として用いられる。

受信された信号の異なったバージョンは、指向性子アンテナ素子またはビーム形成が採用されるか否かにかかわらず、一般にそれらが異なった方向から到達するので、ある程度の空間的なダイバーシティを提供する。選択制御器は、さらなる処理のために、望ましくは最も大きい信号対干渉比(SIR)を有する受信された信号の1つのバージョンだけを選択するように構成される。代わりに、選択制御器は受信された信号の1つ以上のバージョンを選択してもよく、再び望ましくはそれらのバージョンは最も大きい信号対干渉比を有する。他の実施例では、選択はSIRよりもむしろ干渉(これを最小にすることを目的とする)、特に干渉のレベルを低くするかどうかに基づくかもしれない。

選択制御器が受信された信号の1つ以上のバージョンを選択するなら、これらの異なったバージョンが合成されるかもしれない。従来のダイバーシティ技術がこのために採用され、例えば、信号対雑音比を最大にするためにMRC(最大比率合成)、または最小平均二乗誤差(MMSE)のためのLMS(最小平均二乗)、RLS(再帰的な最小二乗)またはSMI(サンプルマトリクス反転)などが採用される。

関連する態様において、発明は複数の指向性アンテナ素子を含むアンテナシステムで使用するOFDM受信器を提供し、OFDM受信器は複数のアンテナ素子のための複数の入力を有し、フーリエ変換OFDM復調器を含み、OFDM受信器はさらに各アンテナ素子のためのフーリエ変換前領域の信号および干渉検出器、信号および干渉検出器からの各アンテナ素子に対する信号および干渉基準を受信する素子選択制御器、およびOFDM復調器により復調のためにアンテナ素子からの信号を選択するように素子選択制御器に応答するアンテナ素子選択器を含む。またアンテナシステムは、例えばセクター化されたアンテナまたはアレイアンテナシステムを含んでもよい。

また、本発明は各々受信された信号が1組の搬送波を含み、複数のアンテナ素子を含むアンテナシステムからの1つ以上の受信された信号を選択する方法を提供し、その方法は各受信された信号を含む1組の搬送波の干渉基準を決定し、その干渉基準を使用してアンテナ素子で受信した信号の1つ以上を選択することを含む。

アンテナシステムは例えばセクター化されたアンテナシステムまたはアレイアンテナを含む。望ましくは、搬送波は実質的に互いに直交である。望ましくは、方法は各々のアンテナ素子によって受信さられた搬送波の組の信号対干渉比を決定し、信号対干渉比を使用して１つ以上のアンテナ素子を選択することを含む。

さらなる態様において、発明は上で説明された受信信号選択器、受信器、および方法を実施するためのプロセッサ制御コードを担持しているデータ担体を提供する。このプロセッサ制御コードは、例えばディジタル信号プロセッサを制御するためのコンピュータプログラムコード、または選択器あるいは方法を実施するための汎用の集積回路に設定する複数のレジスタ値などの他のコードを含んでもよい。データ担体はハードまたはフロッピーディスク、CD-またはDVD-ROM、読み出し専用メモリのようなプログラムされたメモリ、あるいは光学的または電気的信号担体のような記憶媒体を含む。また、熟練した人は、プロセッサ制御コードが例えばネットワークのような複数の合成された構成要素間に分配されるかもしれないことを認識するであろう。また熟練した人は、発明が専用ハードウェアとソフトウェアで実行される機能の組み合わせによって実施されることを認めるであろう。

本発明のこれらおよび他の態様は、添付図面を参照して、例示した方法でさらに記述される。

図8を参照すると、本発明の実施例による受信信号選択器800の概要ダイヤグラムを示す。セクターアンテナまたはアレイアンテナ802は各々信号および干渉強度検出器804a、b、cのそれぞれの入力803a、b、c、に接続された複数のアンテナ素子802a、b、cを含む。ダウンコンバータとフィルタなどの他の通常の構成要素がアンテナ素子と信号および干渉強度検出器との間に存在しているが、簡単のためこれらは示さない。各信号および干渉強度検出器は、入力信号のバージョンを直接通す第1の出力806a、b、cを有するが、オプションとして、バッファまたは増幅されもよい。これらの第1の出力信号は、制御信号812に応答して出力810(または1組の出力810)にこれらの信号の1つ(または他の実施例において1つ以上)を選択的に供給するスイッチ、即ち選択器808に提供される。

各信号および干渉強度検出器はまた信号強度出力と干渉強度出力を含む第2の対の出力814a、b、ｃ(単一の信号出力として示される)を有する。これらの対の各出力は選択器808の制御信号812を出力する素子選択制御器816に提供される。素子選択制御器は、選択ルールに基づいて1つまたはそれ以上の素子を選択するために、各アンテナ素子からの(必要とされる)信号強度と干渉強度に関連する情報を使用する。

図8の実施例では、素子選択制御器816は、必要な信号対干渉の最も大きいパワー(または、強度)比を有する受信信号を選択するために選択器808を制御する。低干渉状態に特に適している変形として、最小の干渉を有する受信信号が選択されてもよい。

そして、出力810は以前に説明されたように従来の方法で処理される。したがって、概略、同期処理818はフーリエ変換ウィンドウを決定するために適用され、次に、フーリエ変換処理820好ましくはFFT処理が受信されたOFDMシンボルを復調するために適用され、復調器822がフーリエ変換されたOFDMシンボルから出力データ824を復調する。再び簡単のため、アナログ-デジタル変換のようなOFDM受信器の他の特徴も示されない。

図9Aは図8の受信信号選択器800のための例示的信号および干渉検出器804を示す。線803上の入力信号は第1と第2の相互相関器900、902に提供され、その出力は、素子選択制御器816に信号908および干渉910強度出力(１対の出力814を一緒に含んでいる) を供給するために、それぞれ信号強度検出器904および干渉強度検出器906に提供される。相互相関器900は、例えばパケット化されたデータフレームプリアンブル系列から発生された時間領域OFDM信号を含んでいる既知の基準信号と入力信号との相互相関をとる。相互相関器902は、既知の基準信号に少なくとも部分的に直交する信号と入力信号の相互相関をとり、その結果、以下により詳細に説明されるように入力信号から干渉成分を抽出する。

ここに、基準信号はプリアンブルデータ系列から引出され、信号および干渉強度検出器804の出力はプリアンブル系列が存在するときのみ有効になるであろう。この場合、相互相関器900、902は、例えば同期処理818により決定された、プリアンブル系列が存在する間の時間ウィンドウ上で作動するように配列されてもよい。信号および干渉検出動作はデータ受信の開始および／または連続パケット、あるいはフレーム毎に実行されてもよい。代わりに知られているデータ系列を送信している1つ以上のパイロット信号が、実質的に絶え間なく受信された信号から抽出されて、相互相関の処理で使用されてもよい。

図9Bは基準および直交基準信号912、914を提供するための例示的信号発生器920を示す。信号発生器920は、図示された例において、プリアンブル系列924とプリアンブル系列に直交する信号926を発生するようにプリアンブル系列発生器922を含む。これらの2つの信号は次に、IFFT 928により逆FFTされ基準信号912および914を提供する。HIPERLAN2システムにおいて、プリアンブル系列pは、初期にすべて１の状態を有する多項式s(x)=x^７ + x^４ + 1を使用し、すべての“１”を−１に、およびすべての“０”を数１に置換することにより発生されてもよい。

プリアンブル系列とIFFTパラメタが標準的に知られているので、IFFTは受信器で実行される必要はない。例えば、適切な時間領域プリアンブル系列はあらかじめ計算され、受信器のルックアップテーブルに格納されてもよい。

信号および干渉検出器の動作は、信号(R + I)を考慮することにより理解され、ここにRは既知の基準シンボルであり、Iは干渉寄与である。Rと(R + I)の相関関係がR^２に比例しており、すなわち、基準信号および干渉間の相互相関が低いと仮定して、結果は必要とされる信号強度の基準である。R^＊がRに実質的に直交する信号であるR^＊と(R + I)との間の相互相関は、RとR^＊の相互相関が定義上ゼロであるので、R^＊とIの相互相関に等しい。R^＊とIの相互相関は干渉強度の基準である。したがって、信号および干渉強度検出器804からの出力は信号対干渉比の形を計算するのに使用することができ、次に、信号対干渉比は素子選択制御器816により使用され、最小の干渉で信号を必要とされる信号に受信する1つ以上のアンテナ素子を選択する。

２つの直交系列の相関関係は数学の用語でゼロ値相関関係と呼ばれ、

(式1)
ここに、ａ_ｉは第１の相関関係系列であり、ｂ_ｉは第２の相関関係系列である(両方とも長さN)。第２の相関関係系列が雑音または共通チャンネルあるいはマルチパス干渉で相関されるとき、結果は非ゼロである。系列ａ_ｉが例えば、プリアンブルでデータフレームに挿入される。ゼロ値相関系列をフォーマットする1つの方法が１対の高い相関系列から来ている。高い相関系列は特性を有する：

(式2)
この種の対を合成することにより、ゼロ値相関関係系列を定義することができる。全体の受信信号エネルギーが受信されたパワーを計算することによって見いだされ、非所望の干渉エネルギーのレベルの1つの基準がゼロ値相関信号のピークレベルによって示される。

図10は受信信号選択器1000の第1の代替の実施例を示し、そこでは図8の受信信号選択器800のものと似た特徴が同様の参照数字により示される。
図10において、選択器1002を制御する素子選択制御器816は２つ以上の受信信号を選択し、好ましくはそれらは最大の信号対干渉比を有するか、代わりに、それらは最小の干渉を有する。選択された信号は、最大比合成(MRC)のような適切なダイバーシティ方法を使用して合成器 1004で合成される。選択的に、合成のための信号は、信号強度、干渉レベルまたは望ましくは信号対干渉比などのような信号品質基準に従って重み付けされてもよい。合成器 1004からの合成出力1006は図8の選択器800の出力810の代わりをする。

合成器は、例えばそれらの決定された信号強度または信号対干渉比に基づく２つ以上のアンテナ素子からの信号の重み付けされた組み合わせを形成する。適用される重みは各々の合成された信号のための、およびMRCのための振幅と位相値を含み、これらがアンテナ素子からの信号を干渉的に合成するように選択される。MRCでは、重みは関連アンテナ素子のためのチャンネル応答の複素数共役から決定されるかもしれない。

熟練した人は、任意の通常のダイバーシティ合成方法が採用されることを認識するであろう。代わりに、合成器 1004は、より複雑であるが、SMI (Sample Matrix Inversion:サンプルマトリクス反転)のような適応型のビーム形成アルゴリズムを実施してもよい。重みの推定は、例えば、パイロット信号を使用して行われるかもしれない。

図10の実施例では、選択された２つ以上の受信信号は２つ以上の対応するアンテナ素子によって受信されるが、次に説明される代わりの手法では、これらの信号は代わりにビーム成形器の出力から選択されるかもしれない。
図11は、受信信号選択器1100のさらに代替の実施例を示し、再び図8の受信信号選択器800と同様の特徴が同様な参照符号により示される。図11の実施例において、指向性アンテナ素子802a、b、cは指向性のない、即ち無指向性素子により置換され、ビーム成形器1102は指向性を提供するために使用される。その効果はセクター化されたアンテナのものと同様であるが、より大きい柔軟性を提供する。セクター化されたアンテナの物理的な構成、および特に素子が指す方向は据付け時に固定される。対照的に、２つ以上のアンテナ素子によるビーム形成アプローチを使用すると、方向性ローブを有するフレキシブルなビームパターンの構成を許容する。

ビーム成形器1102は、ビーム成形器が複数の出力を有する中で単一出力だけ、望ましくは、図示された実施例において3つのアンテナ素子に対応している接続された３つの出力である各アンテナ素子の1つで適応型のビーム成形器に異なって作動する。各出力は入力信号の組み合わせから構成されて、方向の応答によって特徴付けられる。したがって、図示された実施例において、３つの異なった方向の応答はアンテナシステムのために提供される。ビーム成形器からの出力の全てが使用されるというわけではなく、一般にビーム成形器からの出力の数はアンテナ素子の数より多い（または少ない)ことが認識されるであろう。

いくつかが上で言及された適当なビーム形成方法は、バトラーマトリクス方法のようなアナログビーム形成方法、およびフーリエ変換方法のような同等なデジタルビーム形成方法を含んでいる。これらと他の方法は、J.E.Hudso,“Adaptive Array Principles”Peter Peregrinus Limited, 1981により詳細に説明され、それは引用文献としてこれにより組み込まれる。

多重ビームビーム形成回路網はビーム形成マトリクスとして時々知られていて、よく知られたバトラーマトリクスであり、簡単な例である。バトラーマトリクスは縦列のハイブリッド接合のマトリクス、および複数の入力ポートを複数の出力ポートに合成する位相シフタを含む。各出力ポートはすべての入力ポートに合成され、各出力は適用されたビーム方向を決定して、1組の位相シフトへの入力ポートからの信号の組み合わせを含む。一般に、ビームは重なるかもしれないが、それらは互いに直交している。バトラーマトリクス型回路網のようなビーム形成回路網は、さまざまな供給者から容易に入手できる構成要素として利用可能である。

数学の用語において、Mビームを形成しているビーム形成回路網は、M行マトリクスTによって特徴付けられ、出力信号ベクトルy(t)はy(t)= T.u(t) によって入力信号ベクトルu(t)に関係される。Tの各列は重みベクトルWを含み、ここにビーム形成回路網は例えば、Mアンテナ素子のためのM入力を有し、TはT= [w₀、w₁、w₂ … w_Ｍ-1] によって与えられるM x Mマトリクスである。重みベクトルwが直交であるなら、ビームもそうである。

発明の実施例は受信器と関連して説明されたが、発明はまた、送信器か
送受信器で採用されてもよい。送信器または送受信器において、信号を送信するための1つ以上のアンテナ素子の選択は受信におけるように同じ評価基準に基づいてもよい。例えば、受信された信号対干渉比が、特定のアンテナ素子が受信に使用されるべきであることを示すならば、アップリンク(移動端末から基地局へ)とダウンリンクチャンネル(基地局から移動端末へ)の特性が相互相関的である送信のために、この同じ素子がまた使用されてもよい。これは、例えば、時分割複信(TDD)システムのような、特に送信と受信が同じ周波数で行われる場合である。送受信の相互相関性により最適な受信信号を得る方向へ送信することで、相互関係のために、干渉の影響を緩和することができる。

疑いなく多くの効果的な代替手段が熟練した人に思い浮かぶであろうが、発明は記述された実施例に制限されることなく、付属請求項の精神と範囲内での変更を包含する。

OFDM記号と例示的OFDM送信器を示す。 OFDM記号と例示的OFDM送信器を示す。受信器フロントエンドを示す。 HIPERLAN2 OFDM受信器の信号処理ブロックを示す。パケットデータ通信システムの例示的メディアアクセス制御フレームを示す。放送バーストを示す。ダウンリンクバーストを示す。ショートプリアンブルを有するアップリンクバーストを示す。ロングプリアンブルを有するアップリンクバーストを示す。ダイレクトリンクバーストまたはHIPERLAN2の物理的層信号を示す。移動端末OFDM受信器におけるHIPERLAN2放送バーストのプリアンブル部分の使用を図式的に示す。プリアンブルとパイロット信号を含むHIPERLAN2 OFDM信号の周波数-時間プロットを示す。周波数領域において異なる重み係数が各々の副搬送波に適用されるOFDM受信器を示す。本発明の実施例による受信信号選択器の概要ダイヤグラムを示す。信号および干渉検出器の概要ダイヤグラムを示す。図９Ａの信号および干渉検出器のための信号発生器の概要ダイヤグラムを示す。本発明の第2の実施例による受信信号選択器の概要ダイヤグラムを示す。本発明の第3の実施例による受信信号選択器の概要ダイヤグラムを示す。

符号の説明

802…アンテナ 804…信号および干渉検出器 808…選択器 816…素子選択制御器 818…同期処理 820…フーリエ変換処理 822…復調器

Claims

1組の搬送波を含む受信信号のための受信信号選択器であって、受信信号選択器は複数のアンテナ素子を含むアンテナシステムで使用するように構成され、
複数のアンテナ素子からの信号を受信するための複数の受信信号入力と、
前記受信信号のバージョンを各入力から受信するため前記受信信号入力に合成され、各入力からの搬送波の組の干渉出力を供給するように構成された、各受信信号入力に対する干渉検出器と、
各入力に干渉出力を受けるように構成され、制御出力を有する選択制御器と、
前記受信信号入力に接続され、前記制御出力に応じて出力として前記受信信号の１つ以上のバージョンを選択する選択器とを含む受信信号選択器。

前記干渉検出器が、前記干渉出力を供給するため前記受信信号のバージョンと第1の基準信号との間で相関をとる少なくとも1つの相互相関器を含む、請求項1で請求された受信信号選択器。

各入力から前記受信信号のバージョンを受信するように前記受信信号入力に接続され、各入力からの搬送波の組みの信号強度出力を供給するように構成された各受信信号入力の信号検出器をさらに含み、前記選択制御器が各前記入力からの前記信号強度出力を受けるようにさらに構成された、請求項１または２に請求された受信信号選択器。

前記信号検出器が、前記信号強度出力を供給するため前記受信信号のバージョンと第2の基準信号との間で相関をとる少なくとも1つの相互相関器を含む請求項３に請求された受信信号選択器。

前記第1および第2の基準信号が少なくとも部分的に互いに直交である、請求項２に従属するとき請求項４に請求された受信信号選択器。

前記第１および第2の基準信号が各々1組の実質的に直交する搬送波を含む、請求項５に請求された受信信号選択器。

信号および干渉検出器のために前記第1および第2の基準信号を発生させる基準信号発生器をさらに含む、請求項５または６に請求された受信信号選択器。

さらにビーム成形器を含み、ビーム成形器は各々アンテナ素子の1つから信号を受信するための複数の入力、および各々前記受信信号入力に接続された複数の出力を有する、請求項１乃至７の何れか１項に請求された受信信号選択器。

前記ビーム成形器がバトラーマトリクス型アルゴリズムを実施するように構成された請求項８に請求された受信信号選択器。

前記選択制御器が前記信号強度および干渉出力を使用して決定される信号強度対干渉比に依存して前記受信信号の1つ以上の前記バージョンを選択するように構成された、請求項３乃至９の何れか１項に請求された受信信号選択器。

選択制御器が最大の信号対干渉比を有する受信信号のバージョンだけを選択するように構成された、請求項１０に請求された受信信号選択器。

選択制御器が受信信号の複数のバージョンを選択するように構成された、請求項１乃至１０の何れか１項に請求された受信信号選択器。

出力のために前記受信信号の前記複数のバージョンの重み付けされた組み合わせを形成するように信号合成器をさらに含む、請求項１２に請求された受信信号選択器。

前記受信信号が直交周波数分割多重化(OFDM) 信号を含む、請求項１乃至１３の何れか１項に請求された受信信号選択器。

請求項１４の受信信号選択器と前記受信信号選択器の出力を処理する時間から周波数領域への変換構成要素とを含み、前記干渉検出器および、請求項３に従属するとき前記信号検出器が、OFDM受信器の時間領域で前記受信信号を作動させるように構成されるOFDM受信器。

請求項１乃至１４の何れか１項の受信信号選択器、または請求項１５の受信器を組み込んでいる送信器。

複数のアンテナ素子のための複数の入力を有し、フーリエ変換OFDM復調器を含む、複数の指向性アンテナ素子を含むアンテナシステムと使用するためのOFDM受信器であって、
前記各アンテナ素子のための前フーリエ変換領域信号および干渉検出器と、
前記信号および干渉検出器から前記各アンテナ素子のための信号および干渉基準を受ける素子選択制御器と、
前記OFDM復調器により復調のために前記アンテナ素子からの信号を選択するように前記素子選択制御器に応答するアンテナ素子選択器をさらに含むOFDM受信器。

複数のアンテナ素子を含むアンテナシステムから1つ以上の受信信号を選択する方法であって、前記各受信信号が1組の搬送波を含み、
前記各受信信号の搬送波のこれらの組について干渉基準を決定し、
前記干渉基準を使用して前記アンテナ素子からの前記受信信号の1つ以上を選択することを含む方法。

前記各干渉基準が前記受信信号の一部と第1の基準信号との相関をとることにより決定される、請求項１８に請求された方法。

前記受信信号および前記第1の基準信号が各々1組の実質的に直交する搬送波を含む請求項１９に請求された方法。

前記第1の基準信号の搬送波が既知の送信データによって変調される請求項２０に請求された方法。

前記各受信信号を含む搬送波の組の信号強度を決定し、
前記選択のために前記干渉基準と前記信号強度を使用する、請求項１８乃至２１の何れか1項に請求された方法。

前記信号強度が前記受信信号の一部と第2の基準信号との相関をとることにより決定される請求項２２に請求された方法。

前記受信信号と前記第2の基準信号が各々1組の実質的に直交する搬送波を含む請求項２３に請求された方法。

前記第２の基準信号の搬送波が既知の送信データによって変調される請求項２４に請求された方法。

請求項１９に従属するとき、前記第1および第2の基準信号が少なくとも部分的に互いに直交である請求項２３に請求された方法。

前記各受信信号を含む搬送波の組について信号対干渉比を決定し、前記信号対干渉比に従って選択することをさらに含む、請求項２２乃至２６の何れか1項に請求された方法。

受信信号が直交周波数分割多重化(OFDM)信号を含み、前記信号対干渉比が前フーリエ変換信号処理領域で決定される請求項２７に請求された方法。

前記干渉基準決定のため前記受信信号を供給する前記アンテナ素子からの信号にビーム形成アルゴリズムを適用することをさらに含む、請求項１８乃至２８の何れか1項に請求された方法。

前記ビーム形成アルゴリズムがバトラーマトリクス型アルゴリズムを含む請求項２９に請求された方法。

前記選択することが最大の信号対干渉比を有する受信信号だけを選択する請求項２７または２８に請求された方法。

前記選択することが複数の前記受信信号を選択し、方法はさらに前記受信信号の重み付けされた組み合わせを含む、請求項１８乃至３０の何れか1項に請求された方法。

実行するとき、請求項１乃至１４の何れか1項の受信信号選択器、請求項１５または１７の受信器、または請求項１８乃至３２の何れか1項の方法を実施するプロセッサ制御コード。

請求項３３のプロセッサ制御コードを担持するデータ担体。