JP2005204023A - High frequency electromagnetic antenna - Google Patents
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Abstract
【課題】周波数領域が高い高周波電磁波アンテナは、容易に製造できず、また損失が大きいという問題があった。
【解決手段】所定方向に延び、周囲２２よりも誘電率が高い誘電体からなるコア２１を有する。このコア２１の先端２５から所定長さの部分２４は、先端２５に向かって幅Ｗが小さくなっていく。幅Ｗを小さくすることにより、コア２１の内部を伝搬する電磁波が周囲２２に漏洩するので、上記構造はアンテナとして機能する。
このアンテナは、中空構造を有しないので、非常に容易に製造できる。また、高周波領域で損失の小さい材料を用いることにより、損失を低減できる。
【選択図】 図３
A high-frequency electromagnetic wave antenna having a high frequency region cannot be easily manufactured and has a problem of high loss.
A core 21 made of a dielectric material extending in a predetermined direction and having a dielectric constant higher than that of a periphery 22 is provided. A portion 24 having a predetermined length from the tip 25 of the core 21 has a width W that decreases toward the tip 25. By reducing the width W, the electromagnetic wave propagating inside the core 21 leaks to the surroundings 22, so that the above structure functions as an antenna.
Since this antenna does not have a hollow structure, it can be manufactured very easily. Further, the loss can be reduced by using a material having a small loss in a high frequency region.
[Selection] Figure 3
Description
本発明は、高周波電磁波を送信または受信する高周波電磁波アンテナに関するものである。 The present invention relates to a high-frequency electromagnetic wave antenna that transmits or receives high-frequency electromagnetic waves.
従来より、ミリ波など周波数が非常に高い高周波電磁波の伝送には金属導波管が使用され、その高周波電磁波を送受信する高周波電磁波アンテナとして金属導波管型電磁ホーンが使用されている。図５は、従来の高周波電磁波アンテナである金属導波管型電磁ホーンの一構成例を示す図である。
図５（ａ）に示すように、金属導波管型電磁ホーンは、所定方向に延びる金属部材１２１にその一端と他端との間を貫通する中空部１２２が形成された中空導体構造を有し、導波管部１２３とホーン部１２４とからなる。電磁波は中空部１２２内を伝搬する。電磁波が伝搬する方向を電磁波伝送方向という。
Conventionally, a metal waveguide is used for transmission of high frequency electromagnetic waves such as millimeter waves, and a metal waveguide type electromagnetic horn is used as a high frequency electromagnetic wave antenna for transmitting and receiving the high frequency electromagnetic waves. FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a metal waveguide electromagnetic horn which is a conventional high-frequency electromagnetic wave antenna.
As shown in FIG. 5A, the metal waveguide electromagnetic horn has a hollow conductor structure in which a hollow part 122 penetrating between one end and the other end is formed in a metal member 121 extending in a predetermined direction. And a waveguide portion 123 and a horn portion 124. The electromagnetic wave propagates in the hollow portion 122. The direction in which the electromagnetic wave propagates is called the electromagnetic wave transmission direction.
中空部１２２の電磁波伝送方向に垂直な断面は、図５（ｂ）に示すような長方形をしている。導波管部１２３は、中空部１２２の断面形状が一定であり、電磁波を単一モードで伝搬させるため、断面の各辺の長さがその電磁波の自由空間中の波長のほぼ半分程度となっている。ホーン部１２４は、テーパー構造を有し、中空部１２２の断面形状が導波管部１２３との接続部から開口部１２５に向かって上下左右に緩やかに拡大している。中空部１２２は、開口部１２５において自由空間と結合する（例えば、非特許文献１を参照）。 The cross section perpendicular to the electromagnetic wave transmission direction of the hollow portion 122 has a rectangular shape as shown in FIG. Since the waveguide section 123 has a constant cross-sectional shape of the hollow section 122 and propagates the electromagnetic wave in a single mode, the length of each side of the cross section is about half of the wavelength in the free space of the electromagnetic wave. ing. The horn part 124 has a taper structure, and the cross-sectional shape of the hollow part 122 is gently expanded vertically and horizontally from the connection part with the waveguide part 123 toward the opening part 125. The hollow part 122 couple | bonds with free space in the opening part 125 (for example, refer nonpatent literature 1).
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
導波管部１２３では、中空部１２２の断面寸法が電磁波の波長のほぼ半分程度となっているので、電磁波の周波数が高くなり波長が短くなるにつれて、中空部１２２の断面寸法が小さくなっていく。例えば、電磁波の周波数が０．１ＴＨｚでは中空部１２２の断面寸法は１ｍｍ程度であるのに対し、１０ＴＨｚになると１０μｍ程度と非常に小さくなる。しかし、このような断面寸法をもつ中空導体構造の製造は困難である。ましてや、その終端部を上下左右に拡大し、ホーン部１２４を製造することは、さらに困難を極める。このような構造体は、たとえ製造できたとしても、非常に高価なものとなる。
また、金属導波管型電磁ホーンは、０．１ＴＨｚ以上の周波数領域で損失が大きくなり、中空部１２２を伝搬する間に電磁波が減衰してしまう。
このような理由により、金属導波管型電磁ホーンは、高々０．１ＴＨｚでしか実用化されていない。
In the waveguide part 123, the cross-sectional dimension of the hollow part 122 is about half of the wavelength of the electromagnetic wave, so that the cross-sectional dimension of the hollow part 122 decreases as the frequency of the electromagnetic wave increases and the wavelength decreases. . For example, when the frequency of the electromagnetic wave is 0.1 THz, the cross-sectional dimension of the hollow portion 122 is about 1 mm, but when it becomes 10 THz, it becomes as small as about 10 μm. However, it is difficult to manufacture a hollow conductor structure having such a cross-sectional dimension. Furthermore, it is extremely difficult to manufacture the horn part 124 by expanding the terminal part vertically and horizontally. Such a structure is very expensive even if it can be manufactured.
Further, the metal waveguide electromagnetic horn has a large loss in a frequency region of 0.1 THz or more, and the electromagnetic wave is attenuated while propagating through the hollow portion 122.
For these reasons, metal waveguide electromagnetic horns have been put into practical use only at a maximum of 0.1 THz.
本発明はこのような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、金属導波管型電磁ホーンの使用周波数よりも高い周波数領域のものであっても容易に製造でき、かつ損失が小さい高周波電磁波アンテナを提供することにある。 The present invention has been made in order to solve such a problem, and its purpose is to easily manufacture even in a frequency range higher than the operating frequency of the metal waveguide type electromagnetic horn, and to achieve loss. The object is to provide a high-frequency electromagnetic wave antenna having a small size.
このような目的を達成するために、本発明に係る高周波電磁波アンテナは、周波数が０．１ＴＨｚ以上１０ＴＨｚ以下の高周波電磁波を送信または受信する高周波電磁波アンテナであって、所定方向に延び周囲よりも誘電率が高い第１の誘電体からなるコアを有し、このコアの先端から所定長さの部分は、上記所定方向に直交する少なくとも一方向の長さがコアの先端に向かって小さくなっていくことを特徴とする。 In order to achieve such an object, a high frequency electromagnetic wave antenna according to the present invention is a high frequency electromagnetic wave antenna that transmits or receives a high frequency electromagnetic wave having a frequency of 0.1 THz or more and 10 THz or less, and extends in a predetermined direction and is more dielectric than surroundings. A core made of a first dielectric material having a high rate is provided, and at a portion of a predetermined length from the tip of the core, the length in at least one direction orthogonal to the predetermined direction becomes smaller toward the tip of the core. It is characterized by that.
ここで、上記第１の誘電体については、コアの周囲に対する誘電率の比が２以上１００以下にしてもよい。好ましくは、９以上２５以下にするとよい。
また、コアについては、上記所定方向に垂直な断面を四角形にしてもよい。例えば、長方形、台形、平行四辺形、ひし形にしてもよい。
コアについてはまた、上記所定方向に垂直な断面の一辺の長さを、高々上記第１の誘電体中を高周波電磁波が伝搬する際の波長にしてもよい。好ましくは、高々上記波長の２／３倍にするとよい。
コアの先端については、上記所定方向に垂直な面の一辺の長さを、高々上記波長の１／４倍にしてもよい。
また、上記所定長さを、コアの周囲と同じ誘電率の一様媒体中を高周波電磁波が伝搬する際の波長の５倍以上にしてもよい。
Here, for the first dielectric, the ratio of the dielectric constant to the periphery of the core may be 2 or more and 100 or less. Preferably, it is 9 or more and 25 or less.
For the core, the cross section perpendicular to the predetermined direction may be a quadrangle. For example, it may be a rectangle, trapezoid, parallelogram, or rhombus.
For the core, the length of one side of the cross section perpendicular to the predetermined direction may be at most the wavelength at which the high frequency electromagnetic wave propagates in the first dielectric. Preferably, it is at most 2/3 times the wavelength.
Regarding the tip of the core, the length of one side of the surface perpendicular to the predetermined direction may be at most 1/4 times the wavelength.
Further, the predetermined length may be set to be five times or more the wavelength when the high-frequency electromagnetic wave propagates in a uniform medium having the same dielectric constant as the periphery of the core.
上述した高周波電磁波アンテナは、コアの周囲を形成し上記第１の誘電体よりも誘電率が低い第２の誘電体からなる被覆部を更に有するものであってもよい。
第２の誘電体については、比誘電率を１以上３以下にしてもよい。
これらの場合には、コアを、シリコン、ゲルマニウム、砒化ガリウム、酸化アルミニウム、ダイアモンド状炭素のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせから構成し、被覆部を、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン、パラフィン、ポリスチレン、酸化硅素系化合物のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせから構成してもよい。
あるいは、コアを、シリコン、ゲルマニウム、砒化ガリウム、酸化アルミニウム、ダイアモンド状炭素、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン、パラフィン、ポリスチレン、酸化硅素系化合物のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせから構成し、コアの周囲を、真空および空気のうちのいずれか１つまたは組み合わせから構成してもよい。
The high-frequency electromagnetic wave antenna described above may further include a covering portion formed of a second dielectric that forms the periphery of the core and has a dielectric constant lower than that of the first dielectric.
For the second dielectric, the relative dielectric constant may be 1 or more and 3 or less.
In these cases, the core is made of any one or a combination of silicon, germanium, gallium arsenide, aluminum oxide, diamond-like carbon, and the covering is made of polyethylene, polytetrafluoroethylene, paraffin, You may comprise from any one or a combination of polystyrene and silicon oxide compounds.
Alternatively, the core is composed of any one or a combination of silicon, germanium, gallium arsenide, aluminum oxide, diamond-like carbon, polyethylene, polytetrafluoroethylene, paraffin, polystyrene, silicon oxide compound, and the core May be composed of any one or a combination of vacuum and air.
周囲よりも誘電率が高いコア内部を電磁波が伝搬する際、コア内部と周囲との境界面への電磁波の入射角が臨界角よりも大きければ、電磁波は境界面で全反射されるので、周囲には漏洩せず、コア内部に閉じ込められる。よって、電磁波はコアに集中した状態で、コアが延びる方向に伝送される。
コアが延びる方向に直交する方向の長さが小さくなるにしたがって、コア内部を伝搬する電磁波が境界面で全反射される臨界角が大きくなる。このため、コアの先端から所定長さの部分において、コアの先端に向かってコアの上記長さを小さくしていき、臨界角を大きくしていくことにより、入射角が臨界角よりも相対的に小さくなった電磁波が境界面で全反射されず、コア内部から周囲に漏洩していく。
When electromagnetic waves propagate through the core, which has a higher dielectric constant than the surroundings, if the incident angle of the electromagnetic waves on the interface between the core and the surroundings is larger than the critical angle, the electromagnetic waves are totally reflected at the boundary, so the surroundings Does not leak into the core and is confined inside the core. Therefore, the electromagnetic wave is transmitted in a direction in which the core extends while being concentrated on the core.
As the length in the direction orthogonal to the direction in which the core extends decreases, the critical angle at which the electromagnetic waves propagating inside the core are totally reflected at the boundary surface increases. For this reason, by decreasing the length of the core toward the tip of the core and increasing the critical angle at a portion of a predetermined length from the tip of the core, the incident angle is relatively larger than the critical angle. Electromagnetic waves that have become smaller are not totally reflected at the boundary surface, but leak from the inside of the core to the surroundings.
コアの周囲が外界自由空間である場合には、電磁波はコアから直接的に外界自由空間に放射されるので、コアの上記長さを小さくしていく構造が電磁波送信アンテナとして機能することは言うまでもない。また、コアの周囲が誘電体で形成されている場合には、その誘電体の誘電率を十分小さくすることにより、誘電体と外界自由空間との境界面における漏洩電磁波の反射を抑制できるので、この場合も電磁波送信アンテナとして機能する。さらに、電磁波の一般的議論により、送信アンテナが受信アンテナとしても使用できることは明らかであるから（例えば、細野敏夫著、「電磁波工学の基礎」、昭晃堂、ｐ．１５３を参照）、上記構造は電磁波受信アンテナとしても機能する。 When the periphery of the core is an external free space, the electromagnetic wave is directly radiated from the core to the external free space, so it goes without saying that the structure in which the length of the core is reduced functions as an electromagnetic wave transmitting antenna. Yes. In addition, when the periphery of the core is formed of a dielectric, by reducing the dielectric constant of the dielectric sufficiently, it is possible to suppress the reflection of leakage electromagnetic waves at the boundary surface between the dielectric and the external free space, In this case also, it functions as an electromagnetic wave transmitting antenna. Furthermore, it is clear from the general discussion of electromagnetic waves that the transmitting antenna can also be used as a receiving antenna (see, for example, Toshio Hosono, “Basics of Electromagnetic Engineering”, Shosodo, p. 153), and the above structure. Also functions as an electromagnetic wave receiving antenna.
このアンテナは、中空構造を有しないので、中空構造を有する金属導波管型電磁ホーンと比較して、非常に容易に製造できる。
また、このアンテナは、金属以外の多様な材料を用いて形成できる。このため、高周波領域で損失の小さい材料を用いることにより、低損失なアンテナを実現できる。
したがって、本発明によれば、金属導波管型電磁ホーンよりも高い周波数領域においても、実用的な特性をもつアンテナを容易に製造することが可能となる。
Since this antenna does not have a hollow structure, it can be manufactured very easily compared to a metal waveguide electromagnetic horn having a hollow structure.
The antenna can be formed using various materials other than metal. For this reason, a low-loss antenna can be realized by using a material with low loss in a high-frequency region.
Therefore, according to the present invention, an antenna having practical characteristics can be easily manufactured even in a frequency region higher than that of the metal waveguide electromagnetic horn.
本発明の一実施の形態に係る高周波電磁波アンテナの説明に先立ち、この高周波電磁波アンテナとともに用いられる高周波電磁波導波路について説明する。図１は、この高周波電磁波導波路の要部構成を示す図である。この図において、（ａ）は導波路の平面に平行な断面、（ｂ）は導波路の平面に垂直な断面（Ａ−Ａ′線方向の断面）をそれぞれ示している。
図１に示す高周波電磁波導波路１は、所定方向に延びる第１の誘電体からなるコア１１と、コア１１の周囲を形成し第２の誘電体からなる被覆部１２とから構成されている。コア１１の誘電体の比誘電率をεr1、被覆部１２の誘電体の比誘電率をεr2とすると、
εr1 ＞ εr2
の関係が成立している。電磁波はコア１１の内部を伝搬していく。
Prior to the description of the high-frequency electromagnetic wave antenna according to one embodiment of the present invention, a high-frequency electromagnetic wave waveguide used with this high-frequency electromagnetic wave antenna will be described. FIG. 1 is a diagram showing a main configuration of the high-frequency electromagnetic wave waveguide. In this figure, (a) shows a cross section parallel to the plane of the waveguide, and (b) shows a cross section perpendicular to the plane of the waveguide (cross section along the line AA ′).
A high-frequency electromagnetic wave waveguide 1 shown in FIG. 1 includes a core 11 made of a first dielectric extending in a predetermined direction, and a covering portion 12 formed around the core 11 and made of a second dielectric. When the relative dielectric constant of the dielectric of the core 11 is ε r1 and the relative dielectric constant of the dielectric of the covering portion 12 is ε r2 ,
ε r1 > ε r2
The relationship is established. The electromagnetic wave propagates inside the core 11.
図２は、高周波電磁波導波路１の電磁波伝送原理を説明するための図である。この図において、コア１１の内部を伝搬する電磁波がコア１１と被覆部１２との境界面（すなわちコア１１の表面）１３に入射する場合に、境界面１３の法線ベクトルｎに対する電磁波の入射角θ0が臨界角θcよりも大きくなると、電磁波は境界面１３において全反射される。したがって、電磁波の入射角θ0を臨界角θcよりも大きくすることにより、電磁波は被覆部１２には漏洩せず、コア１１に閉じ込められるので、電磁波をコア１１に集中した状態で伝送できる。 FIG. 2 is a diagram for explaining an electromagnetic wave transmission principle of the high-frequency electromagnetic wave waveguide 1. In this figure, when an electromagnetic wave propagating inside the core 11 is incident on the boundary surface 13 between the core 11 and the covering portion 12 (that is, the surface of the core 11), the incident angle of the electromagnetic wave with respect to the normal vector n of the boundary surface 13 When θ 0 becomes larger than the critical angle θ c , the electromagnetic wave is totally reflected at the boundary surface 13. Therefore, by making the incident angle θ 0 of the electromagnetic wave larger than the critical angle θ c , the electromagnetic wave is not leaked to the covering portion 12 and is confined in the core 11, so that the electromagnetic wave can be transmitted in a state concentrated on the core 11.
次に、本発明の一実施の形態に係る高周波電磁波アンテナについて説明する。図３は、この高周波電磁波アンテナの要部構成を示す図である。この図において、（ａ）はアンテナの平面に平行な断面、（ｂ）はアンテナの側面に平行な断面、（ｃ）はアンテナの平面に垂直な断面（Ｂ−Ｂ′線方向の断面）、（ｄ）はアンテナの平面に垂直な断面（Ｃ−Ｃ′線方向の断面）をそれぞれ示している。
図３に示す高周波電磁波アンテナ２は、所定方向に延びる第１の誘電体からなるコア２１と、コア２１の周囲を形成し第２の誘電体からなる被覆部２２とから構成されている。コア２１の誘電体の比誘電率をεr1、被覆部２２の誘電体の比誘電率をεr2とすると、
εr1 ＞ εr2
の関係が成立している。
Next, a high frequency electromagnetic wave antenna according to an embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a diagram showing a main configuration of the high-frequency electromagnetic wave antenna. In this figure, (a) is a cross section parallel to the plane of the antenna, (b) is a cross section parallel to the side surface of the antenna, (c) is a cross section perpendicular to the plane of the antenna (cross section in the BB ′ line direction), (D) shows a cross section perpendicular to the plane of the antenna (cross section in the direction of the line CC ′).
The high-frequency electromagnetic wave antenna 2 shown in FIG. 3 includes a core 21 made of a first dielectric extending in a predetermined direction, and a covering portion 22 formed around the core 21 and made of a second dielectric. When the relative dielectric constant of the dielectric of the core 21 is ε r1 and the relative dielectric constant of the dielectric of the covering portion 22 is ε r2 ,
ε r1 > ε r2
The relationship is established.
図３（ａ）に示すように、コア２１は、幅Ｗが一定の導波路部２３と、幅Ｗが導波路部２３から先端２５に向かって緩やかに小さくなっていきテーパー形状をなすテーパー部２４とからなる。図３（ｂ）に示すように、コア２１の高さＨは、導波路部２３およびテーパー部２４を通して一定である。ここでは、コア２１が延びる方向（以下、コア延在方向という）に直交する方向の長さについて、アンテナ２の平面に平行な長さをコア２１の幅Ｗ、アンテナ２の側面に平行な長さをコア２１の高さＨと定義している。図３（ｃ），（ｄ）に示すように、アンテナ２の平面に垂直なコア２１の断面形状が長方形である場合には、長方形の横および縦の辺の長さに、それぞれコア２１の幅Ｗおよび高さＨが対応する。 As shown in FIG. 3A, the core 21 includes a waveguide portion 23 having a constant width W, and a tapered portion in which the width W gradually decreases from the waveguide portion 23 toward the tip 25 to form a tapered shape. 24. As shown in FIG. 3B, the height H of the core 21 is constant through the waveguide portion 23 and the tapered portion 24. Here, regarding the length in the direction orthogonal to the direction in which the core 21 extends (hereinafter referred to as the core extending direction), the length parallel to the plane of the antenna 2 is the width W of the core 21 and the length parallel to the side surface of the antenna 2. This is defined as the height H of the core 21. As shown in FIGS. 3C and 3D, when the cross-sectional shape of the core 21 perpendicular to the plane of the antenna 2 is a rectangle, the length of the side of the rectangle and the length of the vertical side of the core 21 are respectively set. The width W and the height H correspond.
コア２１の幅Ｗが一定の導波路部２３は、高周波電磁波導波路１と同じ構成を有し、コア２１と被覆部２２との境界面（すなわちコア２１の表面）に対する入射角θ0が臨界角θcよりも大きい電磁波をコア２１に閉じ込めて、テーパー部２４に導入する。
臨界角θcは、コア２１の幅Ｗまたは高さＨが小さくなるにしたがって大きくなる。本実施の形態では、テーパー部２４において、導波路部２３から先端２５に向かってコア２１の幅Ｗが小さくなっていき、臨界角θcが大きくなっていく。このため、テーパー部２４に導入された電磁波の境界面への入射角θ0が臨界角θcよりも相対的に小さくなり、電磁波が境界面で全反射されず、コア２１の内部から被覆部２２に漏洩していく。
The waveguide portion 23 having a constant width W of the core 21 has the same configuration as the high-frequency electromagnetic wave waveguide 1, and the incident angle θ 0 with respect to the boundary surface between the core 21 and the covering portion 22 (that is, the surface of the core 21) is critical. An electromagnetic wave larger than the angle θ c is confined in the core 21 and introduced into the tapered portion 24.
The critical angle θ c increases as the width W or height H of the core 21 decreases. In this embodiment, the tapered portion 24, the width W of the core 21 toward the waveguide portion 23 to the tip 25 is gradually reduced, the critical angle theta c becomes larger. Therefore, the incident angle θ 0 of the electromagnetic wave introduced into the tapered portion 24 is relatively smaller than the critical angle θ c , and the electromagnetic wave is not totally reflected at the boundary surface. It leaks to 22.
テーパー部２４においては、コア２１の幅Ｗが緩やかに小さくなっていくので、導波路部２３から導入された電磁波はコア２１の内部を伝搬しながら少しずつ被覆部２２に漏洩していき、電磁波を導波路部２３側に逆進させる反射はほとんど起きない。さらに、コア２１の先端２５の幅を十分小さくすることにより、コア２１の先端２５から電磁波が球面波的に放射されることを防止できる。コア２１を伝搬しながら少しずつ漏洩していく電磁波は、平面波を形成するので、結果として指向性がよくなる。 In the taper portion 24, the width W of the core 21 is gradually reduced, so that the electromagnetic wave introduced from the waveguide portion 23 gradually leaks to the covering portion 22 while propagating through the inside of the core 21. Reflection that reversely travels toward the waveguide 23 side hardly occurs. Furthermore, by making the width of the tip 25 of the core 21 sufficiently small, it is possible to prevent electromagnetic waves from being emitted from the tip 25 of the core 21 in a spherical wave. The electromagnetic wave that gradually leaks while propagating through the core 21 forms a plane wave, and as a result, the directivity is improved.
また、被覆部２２を誘電率が十分に小さい第２の誘電体で構成することにより、被覆部２２と外界自由空間との境界面における漏洩電磁波の反射を抑制できるので、本実施の形態は電磁波送信アンテナとして機能する。さらに、電磁波の一般的議論により、送信アンテナが受信アンテナとしても使用できることは明らかであるから、本実施の形態は電磁波受信アンテナとしても機能する。 In addition, since the covering portion 22 is made of a second dielectric having a sufficiently low dielectric constant, reflection of leakage electromagnetic waves at the boundary surface between the covering portion 22 and the external free space can be suppressed. Functions as a transmitting antenna. Furthermore, since it is clear from the general discussion of electromagnetic waves that the transmission antenna can be used as a reception antenna, this embodiment also functions as an electromagnetic wave reception antenna.
本実施の形態に係る高周波電磁波アンテナ２は、中空構造を有しないので、中空構造を有する金属導波管型電磁ホーンと比較して、非常に容易に製造できる。また、このアンテナ２は、金属以外の多様な材料を用いて形成できるので、高周波領域で損失の小さい材料を用いることにより、低損失なアンテナを実現できる。したがって、本実施の形態によれば、金属導波管型電磁ホーンよりも高い０．１ＴＨｚ以上の周波数領域においても、低損失なアンテナを容易に製造することが可能となる。ただし、シリコンをはじめ多くの材料は、電磁波の周波数が１０ＴＨｚを超えると、イオン共振やフォノン吸収などにより電磁波の吸収が非常に大きくなるため、１０ＴＨｚ以下の周波数領域で使用することが好ましい。なお、０．１ＴＨｚ以下の周波数領域での使用も可能である。 Since the high frequency electromagnetic wave antenna 2 according to the present embodiment does not have a hollow structure, it can be manufactured very easily as compared with a metal waveguide type electromagnetic horn having a hollow structure. Further, since the antenna 2 can be formed using various materials other than metal, a low-loss antenna can be realized by using a material having a small loss in a high frequency region. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to easily manufacture a low-loss antenna even in a frequency region of 0.1 THz or higher, which is higher than that of a metal waveguide electromagnetic horn. However, many materials such as silicon are preferably used in a frequency region of 10 THz or less because when the frequency of the electromagnetic wave exceeds 10 THz, the absorption of the electromagnetic wave becomes very large due to ion resonance or phonon absorption. In addition, use in a frequency region of 0.1 THz or less is also possible.
高周波電磁波アンテナ２の各部の構成について、さらに説明する。
［テーパー部２４の形状］
コア２１の内部を伝搬する電磁波の漏洩は、コア延在方向に直交する方向のコア２１の長さを小さくすることによって起こる。よって、テーパー部２４において、コア２１の幅Ｗを小さくしていくに当たり、図３（ａ）に示すようにコア２１の両側面を傾斜させテーパーを付けてもよいし、傾斜させる側面をコア２１の片方のみにしてもよい。また、コア２１の高さＨを小さくしていってもよい。さらに、コア２１の幅Ｗおよび高さＨの両方を小さくしていってもよい。
The configuration of each part of the high frequency electromagnetic wave antenna 2 will be further described.
[Shape of tapered portion 24]
Leakage of electromagnetic waves propagating through the core 21 is caused by reducing the length of the core 21 in the direction orthogonal to the core extending direction. Therefore, in reducing the width W of the core 21 in the tapered portion 24, both side surfaces of the core 21 may be inclined and tapered as shown in FIG. Only one of them may be used. Further, the height H of the core 21 may be reduced. Furthermore, both the width W and the height H of the core 21 may be reduced.
［コア２１の断面形状］
図３（ｃ），（ｄ）には、コア延在方向に垂直なコア２１の断面形状を長方形にした例が示されている。このような形状のコア２１は、例えば、被覆部２２の一部となる平面基板上に誘電体を堆積し、この誘電体の不要部分をエッチングするなどの簡単なプロセスで製造できる。
なお、コア２１の断面形状は必ずしも長方形でなくてもよく、円形などの任意の形状であってもよい。また、電磁波漏洩の作用効果を損なわない範囲において、コア２１の断面形状が途中で変化してもよい。
[Cross-sectional shape of core 21]
FIGS. 3C and 3D show an example in which the cross-sectional shape of the core 21 perpendicular to the core extending direction is rectangular. The core 21 having such a shape can be manufactured by a simple process, for example, by depositing a dielectric on a flat substrate that becomes a part of the covering portion 22 and etching unnecessary portions of the dielectric.
Note that the cross-sectional shape of the core 21 is not necessarily rectangular, and may be any shape such as a circle. Further, the cross-sectional shape of the core 21 may change midway within a range that does not impair the effect of electromagnetic wave leakage.
［コア２１の被覆部２２に対する誘電率の比およびコア２１の寸法］
導波路部２３において、コア２１の被覆部２２に対する誘電率の比（εr1／εr2）を、略２以上にし、かつ、コア２１の断面形状が長方形である場合には、長方形の長辺の長さ（図３（ｃ）においては幅Ｗ）を高々略λ1にすることが好ましい。ここで、λ1は、コア２１と同じ誘電率の一様媒体中を電磁波が伝搬する際の波長である。このような誘電率の比および寸法にすることにより、導波路部２３は、実用的な高周波導波路に必要とされる単一モード条件を満たし、そのまま各種電磁波処理回路を構成する導波路として利用することが可能となる。
[Ratio of dielectric constant of core 21 to covering portion 22 and dimensions of core 21]
In the waveguide portion 23, when the ratio of the dielectric constant of the core 21 to the covering portion 22 (ε r1 / ε r2 ) is approximately 2 or more and the cross-sectional shape of the core 21 is a rectangle, the long side of the rectangle The length (width W in FIG. 3C) is preferably at most approximately λ 1 . Here, λ 1 is a wavelength at which the electromagnetic wave propagates in a uniform medium having the same dielectric constant as that of the core 21. By setting the dielectric constant ratio and dimensions as described above, the waveguide section 23 satisfies the single mode condition required for a practical high-frequency waveguide, and is used as it is as a waveguide constituting various electromagnetic wave processing circuits. It becomes possible to do.
有限要素法（例えば、岡本勝就著、「光導波路の基礎」、コロナ社、１９９２年を参照）や平面波展開法（例えば、S.G.Johnson,J.D.Joannopoulos,“Brock-iterative frequency-domain methods for Maxwell's equations in a plainwave basis”,Opt.Express,vol.8,pp.173-190,2001を参照）による固有値解析用いた伝搬モード解析によれば、例えば比誘電率εr1＝２の第１の誘電体で形成され断面形状が２：１の長方形をしたコア２１と、比誘電率εr2＝１の第２の誘電体で形成された被覆部２２とからなる高周波電磁波アンテナ２に対し、周波数が０．１５ＴＨｚの電磁波を導入すると、コア２１の断面形状を長辺の長さが１．６ｍｍより小さい長方形にした場合に単一モード条件を満たすという結果が得られた。
一方、比誘電率εr1＝２の第１の誘電体中における０．１５ＴＨｚ電磁波の波長λ1は１．４ｍｍである。
よって、誘電率の比（εr1／εr2）を２以上にし、かつ、長方形の長辺の長さを高々λ1にするという上述した条件を満たせば、単一モード条件を満たすことが分かる。
Finite element method (for example, see Okamoto Katsutoshi, “Basics of Optical Waveguide”, Corona, 1992) and plane wave expansion method (for example, SGJohnson, JDJoannopoulos, “Brock-iterative frequency-domain methods for Maxwell's equations in a According to propagation mode analysis using eigenvalue analysis based on “plainwave basis”, Opt. Express, vol. 8, pp. 173-190, 2001), for example, formed with a first dielectric having a relative permittivity ε r1 = 2 The frequency is 0.15 THz with respect to the high-frequency electromagnetic wave antenna 2 comprising the rectangular core 21 having a cross-sectional shape of 2: 1 and the covering portion 22 formed of the second dielectric having a relative dielectric constant ε r2 = 1. When the electromagnetic wave was introduced, the result that the single-mode condition was satisfied was obtained when the cross-sectional shape of the core 21 was made to be a rectangle having a long side length of less than 1.6 mm.
On the other hand, the wavelength λ 1 of the 0.15 THz electromagnetic wave in the first dielectric having a relative dielectric constant ε r1 = 2 is 1.4 mm.
Therefore, it is understood that the single mode condition is satisfied if the above-described condition that the dielectric constant ratio (ε r1 / ε r2 ) is 2 or more and the length of the long side of the rectangle is at most λ 1 is satisfied. .
なお、被覆部２２を誘電率が比較的大きい誘電体で構成する場合を考慮すると、コア２１の被覆部２２に対する誘電率の比を、略１００以下にすることが好ましい。より好ましくは、誘電率の比を、略９以上、略２５以下にするとよい。
また、コア２１の断面形状が長方形以外の形状である場合にも、その寸法を高々略λ1にすることが好ましい。例えば、コア２１の断面形状が円形である場合には、円の直径を高々略λ1にすることが好ましい。より好ましくは、コア２１の断面形状の寸法を、高々略２λ1／３にするとよい。
In consideration of the case where the cover 22 is made of a dielectric having a relatively high dielectric constant, the ratio of the dielectric constant of the core 21 to the cover 22 is preferably about 100 or less. More preferably, the dielectric constant ratio is about 9 or more and about 25 or less.
In addition, when the cross-sectional shape of the core 21 is a shape other than a rectangle, it is preferable that the dimension is at most approximately λ 1 . For example, when the cross-sectional shape of the core 21 is circular, it is preferable that the diameter of the circle is at most approximately λ 1 . More preferably, the dimensions of the cross-sectional shape of the core 21, may at most to approximately 2 [lambda] 1/3.
［コア２１の先端２５の寸法］
コア２１の先端２５において、コア延在方向に垂直な面の形状が長方形である場合には、その長方形の短辺の長さ（図３（ｄ）においては幅Ｗ）を、高々略λ1／４にすることが好ましい。詳細は省略するが、時間領域有限差分法による電磁場伝搬解析（宇野亨著、「ＦＤＴＤ法による電磁界およびアンテナ解析」、コロナ社、１９９８年）や、先端２５の寸法を変化させて行った実験結果などから、このような寸法にすることにより、高周波電磁波アンテナ２の指向性が、実用レベルの±１５度（全幅３０度）以内になると推定される。
なお、面の形状が長方形以外の形状である場合にも、その形状の寸法を高々略λ1／４にすることが好ましい。例えば、面の形状が円形である場合には、円の直径を高々略λ1／４にすることが好ましい。
[Dimensions of the tip 25 of the core 21]
When the shape of the surface perpendicular to the core extending direction at the tip 25 of the core 21 is a rectangle, the length of the short side of the rectangle (the width W in FIG. 3D) is about λ 1 at most. / 4 is preferable. Although details are omitted, electromagnetic field propagation analysis by time-domain finite difference method (Akira Uno, “Electromagnetic field and antenna analysis by FDTD method”, Corona, 1998) and experiments conducted by changing the dimensions of the tip 25 From the results and the like, it is estimated that the directivity of the high-frequency electromagnetic wave antenna 2 is within a practical level of ± 15 degrees (full width 30 degrees) by using such dimensions.
Even when the shape of the surface is a shape other than rectangular, it is preferable to substantially lambda 1/4 at most the size of the shape. For example, when the shape of the surface is circular, it is preferred to at most the diameter of a circle approximately λ 1/4.
［テーパー部２４の長さ］
被覆部２２と同じ誘電率の一様媒体中を電磁波が伝搬する際の波長をλ2とすると、コア２１の導波路部２３から先端２５までのテーパー部２４の長さを、λ2の略５倍以上にすることが好ましい。詳細は省略するが、時間領域有限差分法による電磁場伝搬解析や、後述する実験結果（図４を参照）などから、このような長さにすることにより、高周波電磁波アンテナ２の指向性が、実用レベルの±１５度（全幅３０度）以内になると推定される。
[Length of tapered portion 24]
Assuming that the wavelength when electromagnetic waves propagate in a uniform medium having the same dielectric constant as that of the covering portion 22 is λ 2 , the length of the tapered portion 24 from the waveguide portion 23 to the tip 25 of the core 21 is approximately λ 2 . It is preferable to make it 5 times or more. Although details are omitted, the directivity of the high-frequency electromagnetic wave antenna 2 can be put into practical use by making such a length from an electromagnetic field propagation analysis by a time-domain finite difference method or an experimental result (see FIG. 4) described later. It is estimated that the level is within ± 15 degrees (full width 30 degrees).
［被覆部の比誘電率εr2］
被覆部２２の比誘電率εr2を略１以上、略３以下にすることが好ましい。これにより、被覆部２２と外界自由空間との境界面における電磁波の反射が、実用レベルの−１０ｄＢ以下に抑制される。
[Relative permittivity ε r2 of the coating]
The relative dielectric constant ε r2 of the covering portion 22 is preferably about 1 or more and about 3 or less. Thereby, the reflection of the electromagnetic wave at the boundary surface between the covering portion 22 and the external free space is suppressed to a practical level of −10 dB or less.
［コア２１および被覆部２２の構成材料の例１］
コア２１を構成する第１の誘電体として、シリコン、ゲルマニウム、砒化ガリウム、酸化アルミニウムおよびダイアモンド状炭素のうちいずれか１つの材料、または複数の材料を組み合わせたものを用いる。また、被覆部２２を構成する第２の誘電体として、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン（テフロン（登録商標））、パラフィン、ポリスチレンおよび酸化硅素系化合物のうちいずれか１つの材料、または複数の材料を組み合わせたものを用いる。
[Example 1 of constituent materials of the core 21 and the covering portion 22]
As the first dielectric that constitutes the core 21, one of silicon, germanium, gallium arsenide, aluminum oxide, and diamond-like carbon, or a combination of a plurality of materials is used. Further, as the second dielectric constituting the covering portion 22, any one material or a plurality of materials of polyethylene, polytetrafluoroethylene (Teflon (registered trademark)), paraffin, polystyrene, and silicon oxide-based compound is used. Use a combination.
被覆部２２を構成する第２の誘電体として例示した材料は、０．１ＴＨｚ〜１０ＴＨｚという周波数領域において、比誘電率が２．５程度またはそれ以下である。よって、これらの材料を用いることにより、被覆部２２と外界自由空間との境界面における電磁波の反射損失が、実用レベルに抑制される。
また、コア２１を構成する第１の誘電体として例示した材料は、上記の周波数領域において、比誘電率が５以上である。よって、これらの材料を組み合わせてコア２１および被覆部２２を構成することにより、上記の誘電率の比（２≦εr1／εr2≦１００）が満たされる。
さらに、これらの材料は、上記の周波数領域における電磁波の吸収が少ないので、吸収損失も低減される。
The material exemplified as the second dielectric constituting the covering portion 22 has a relative dielectric constant of about 2.5 or less in a frequency region of 0.1 THz to 10 THz. Therefore, by using these materials, the reflection loss of electromagnetic waves at the boundary surface between the covering portion 22 and the external free space is suppressed to a practical level.
The material exemplified as the first dielectric constituting the core 21 has a relative dielectric constant of 5 or more in the above frequency region. Therefore, the above-described dielectric constant ratio (2 ≦ ε r1 / ε r2 ≦ 100) is satisfied by configuring the core 21 and the covering portion 22 by combining these materials.
Furthermore, since these materials have little absorption of electromagnetic waves in the above frequency region, absorption loss is also reduced.
コア２１の周囲を真空または空気で構成してもよい。この場合、電磁波はコア２１から直接的に外界自由空間に放射されるので、被覆部２２と外界自由空間との境界面における電磁波の反射損失といった問題は発生しない。また、真空または空気の比誘電率は、１または１に非常に近い値なので、上述したコア２１の材料との組み合わせにより、上記の誘電率の比（２≦εr1／εr2≦１００）が満たされる。
なお、コア２１の周囲を真空で構成する場合には、コア２１を真空容器に収容する。コア２１の周囲を空気で構成する場合には、コア２１を空気中に配置してもよい。この際、コア２１の外周がなるべく空気以外のものに触れないように、電磁波の伝送に影響が少ないコア２１の支持構造を設けてもよい。
You may comprise the circumference | surroundings of the core 21 with a vacuum or air. In this case, since the electromagnetic wave is radiated directly from the core 21 to the external free space, the problem of reflection loss of the electromagnetic wave at the boundary surface between the covering portion 22 and the external free space does not occur. Further, since the relative permittivity of vacuum or air is very close to 1 or 1, the above-described ratio of permittivity (2 ≦ ε r1 / ε r2 ≦ 100) is obtained by combination with the material of the core 21 described above. It is filled.
In addition, when the circumference | surroundings of the core 21 are comprised in a vacuum, the core 21 is accommodated in a vacuum vessel. When the periphery of the core 21 is configured by air, the core 21 may be disposed in the air. At this time, a support structure for the core 21 that has little influence on the transmission of electromagnetic waves may be provided so that the outer periphery of the core 21 does not touch anything other than air as much as possible.
［コア２１および被覆部２２の構成材料の例２］
コア２１を構成する第２の誘電体として、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン、パラフィン、ポリスチレンおよび酸化硅素系化合物のうちいずれか１つの材料、または複数の材料を組み合わせたものを用いる。また、コア２１の周囲を真空または空気で構成する。
[Example 2 of constituent materials of the core 21 and the covering portion 22]
As the second dielectric constituting the core 21, any one material of polyethylene, polytetrafluoroethylene, paraffin, polystyrene, and silicon oxide-based compound, or a combination of a plurality of materials is used. Further, the periphery of the core 21 is constituted by vacuum or air.
この場合には、被覆部２２と外界自由空間との境界面における電磁波の反射損失といった問題は発生しない。
また、真空または空気の比誘電率は、０．１ＴＨｚ〜１０ＴＨｚという周波数領域において１または１に非常に近い値をもつ。これに対し、コア２１を構成する第１の誘電体として例示した材料の比誘電率は、上記の周波数領域において２以上であるので、上記の誘電率の比（２≦εr1／εr2≦１００）が満たされる。
また、これらの材料は上記の周波数領域における電磁波の吸収が、例１で挙げた材料と比較して更に少ないので、吸収損失が更に低減される。
In this case, the problem of electromagnetic wave reflection loss at the boundary surface between the covering portion 22 and the external free space does not occur.
Further, the relative permittivity of vacuum or air has a value very close to 1 or 1 in a frequency region of 0.1 THz to 10 THz. On the other hand, since the relative dielectric constant of the material exemplified as the first dielectric constituting the core 21 is 2 or more in the above frequency region, the above dielectric constant ratio (2 ≦ ε r1 / ε r2 ≦ 100) is satisfied.
Moreover, since these materials have much less electromagnetic wave absorption in the above-mentioned frequency region than the materials mentioned in Example 1, the absorption loss is further reduced.
［実験結果］
実験には、テーパー部２４の長さが２０ｍｍまたは１０ｍｍの高周波電磁波アンテナを用いた。いずれのアンテナも、コア２１は比誘電率εr1＝２．０で構成され、コア延在方向に垂直な断面形状をテーパー部２４を通じて１ｍｍ×１ｍｍから１ｍｍ×０．２ｍｍに減じる構造を有している。コア２１の周囲は外界自由空間で構成されている。それぞれのアンテナに対し、導波路部２３を０．１５ＴＨｚの周波数で励振したときの放射特性を測定した。その測定結果を図４に示す。
この図からも分かるように、実験に用いられたアンテナの構造は単純であるにもかかわらず、優れた放射特性が得られた。
[Experimental result]
In the experiment, a high frequency electromagnetic wave antenna having a taper portion 24 having a length of 20 mm or 10 mm was used. In any of the antennas, the core 21 has a relative dielectric constant ε r1 = 2.0, and has a structure in which the cross-sectional shape perpendicular to the core extending direction is reduced from 1 mm × 1 mm to 1 mm × 0.2 mm through the tapered portion 24. ing. The periphery of the core 21 is configured by an external free space. For each antenna, the radiation characteristics when the waveguide portion 23 was excited at a frequency of 0.15 THz were measured. The measurement results are shown in FIG.
As can be seen from this figure, although the antenna structure used in the experiment was simple, excellent radiation characteristics were obtained.
［その他］
被覆部２２は、必ずしも一様材料で構成される必要はない。被覆部２２の誘電率がコア２１の誘電率よりも小さいという条件を満たしていれば、多様な材料を用いた複合構造で被覆部２２を構成してもよい。例えば、高周波電磁波アンテナ２の下部被覆部を固体材料で構成し、上部被覆部を別の固体材料または真空や空気で構成してもよい。
コア２１もまた、一様材料で構成されなくてもよい場合がある。例えば、コア２１の中心軸線から外周に向かって誘電率が次第に小さくなるような構造にしてもよい。
また、コア２１は導波路部２３を有さず、テーパー部２４のみからなるものであってもよい。
[Others]
The covering part 22 does not necessarily need to be made of a uniform material. As long as the condition that the dielectric constant of the covering portion 22 is smaller than the dielectric constant of the core 21 is satisfied, the covering portion 22 may be configured by a composite structure using various materials. For example, the lower covering portion of the high frequency electromagnetic wave antenna 2 may be made of a solid material, and the upper covering portion may be made of another solid material, vacuum or air.
The core 21 may not necessarily be made of a uniform material. For example, a structure may be employed in which the dielectric constant gradually decreases from the central axis of the core 21 toward the outer periphery.
Further, the core 21 may not be provided with the waveguide portion 23 but may be composed only of the tapered portion 24.
本発明は、通信をはじめ、高周波電磁波が使用される分野に利用可能である。 The present invention is applicable to fields where high-frequency electromagnetic waves are used, including communication.
１…高周波電磁波導波路、２…高周波電磁波アンテナ、１１，２１…コア、１２，２２…被覆部、１３…境界面、２３…導波路部、２４…テーパー部、２５…コアの先端、Ｈ…コアの高さ、Ｗ…コアの幅。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... High frequency electromagnetic wave waveguide, 2 ... High frequency electromagnetic wave antenna, 11, 21 ... Core, 12, 22 ... Covering part, 13 ... Interface, 23 ... Waveguide part, 24 ... Tapered part, 25 ... Tip of core, H ... Core height, W ... Core width.
Claims (10)
所定方向に延び周囲よりも誘電率が高い第１の誘電体からなるコアを有し、
このコアの先端から所定長さの部分は、前記所定方向に直交する少なくとも一方向の長さが前記コアの先端に向かって小さくなっていくことを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 A high frequency electromagnetic wave antenna for transmitting or receiving a high frequency electromagnetic wave having a frequency of 0.1 THz to 10 THz,
A core made of a first dielectric extending in a predetermined direction and having a dielectric constant higher than that of the surroundings;
The high-frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1, wherein a portion having a predetermined length from the tip of the core has a length in at least one direction orthogonal to the predetermined direction becoming smaller toward the tip of the core.
前記第１の誘電体は、前記コアの周囲に対する誘電率の比が２以上１００以下であることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1,
The high frequency electromagnetic wave antenna, wherein the first dielectric has a dielectric constant ratio of 2 to 100 with respect to the periphery of the core.
前記コアは、前記所定方向に垂直な断面が四角形をしていることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1 or 2,
The high-frequency electromagnetic wave antenna, wherein the core has a quadrangular cross section perpendicular to the predetermined direction.
前記コアは、前記所定方向に垂直な断面の一辺の長さが、高々前記第１の誘電体中を前記高周波電磁波が伝搬する際の波長であることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 3,
The high-frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1, wherein a length of one side of the core perpendicular to the predetermined direction is a wavelength when the high-frequency electromagnetic wave propagates through the first dielectric at most.
前記コアの先端は、前記所定方向に垂直な面の一辺の長さが、高々前記波長の１／４倍であることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 4,
The high-frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1, wherein a length of one side of the tip of the core perpendicular to the predetermined direction is at most 1/4 times the wavelength.
前記所定長さは、前記コアの周囲と同じ誘電率の一様媒体中を前記高周波電磁波が伝搬する際の波長の５倍以上であることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna described in any one of Claims 1-5,
The high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 1, wherein the predetermined length is at least five times the wavelength when the high frequency electromagnetic wave propagates in a uniform medium having the same dielectric constant as the periphery of the core.
前記コアの周囲を形成し前記第１の誘電体よりも誘電率が低い第２の誘電体からなる被覆部を更に有することを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna described in any one of Claims 1-6,
A high-frequency electromagnetic wave antenna, further comprising a covering portion formed of a second dielectric that forms a periphery of the core and has a dielectric constant lower than that of the first dielectric.
前記第２の誘電体は、比誘電率が１以上３以下であることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna described in any one of Claims 1-7,
The high frequency electromagnetic wave antenna, wherein the second dielectric has a relative dielectric constant of 1 or more and 3 or less.
前記コアは、シリコン、ゲルマニウム、砒化ガリウム、酸化アルミニウム、ダイアモンド状炭素のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせからなり、
前記被覆部は、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン、パラフィン、ポリスチレン、酸化硅素系化合物のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせからなることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 The high frequency electromagnetic wave antenna according to claim 7 or 8,
The core is made of any one or a combination of silicon, germanium, gallium arsenide, aluminum oxide, diamond-like carbon,
The high frequency electromagnetic wave antenna, wherein the covering portion is made of any one or a combination of polyethylene, polytetrafluoroethylene, paraffin, polystyrene, and silicon oxide compounds.
前記コアは、シリコン、ゲルマニウム、砒化ガリウム、酸化アルミニウム、ダイアモンド状炭素、ポリエチレン、ポリテトラフルオロエチレン、パラフィン、ポリスチレン、酸化硅素系化合物のうちのいずれか１つまたは複数の組み合わせからなり、
前記コアの周囲は、真空および空気のうちのいずれか１つまたは組み合わせからなることを特徴とする高周波電磁波アンテナ。 In the high frequency electromagnetic wave antenna described in any one of Claims 1-6,
The core is composed of any one or a combination of silicon, germanium, gallium arsenide, aluminum oxide, diamond-like carbon, polyethylene, polytetrafluoroethylene, paraffin, polystyrene, silicon oxide-based compound,
The high-frequency electromagnetic wave antenna characterized in that the periphery of the core is made of any one or a combination of vacuum and air.
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