JP2005167730A - 多周波アンテナおよびそれを備えた情報端末機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 広帯域で且つ小型の多周波アンテナおよびそれを備えた情報端末機器を提供する。
【解決手段】 回路基板７と、回路基板７に設けられた地板７ａと、地板７ａに対向して配置されるか地板７ａの近傍に配置された導体板１と、給電源２１からの電力を導体板１に伝える給電端子２と、導体板１を地板７ａに接続するための接地端子３と、給電端子２より導体板１に給電された電力を位相制御して反射するための位相制御手段４とを備えた多周波アンテナ３１である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、アンテナに係り、特に、携帯電話や無線ＬＡＮ等で使用する複数の周波数帯域に対応可能な多周波アンテナおよびそれを備えた情報端末機器に関するものである。

近年、複数の周波数帯域において送受信を行うための多周波対応の情報端末機器が増えつつある。それに伴い、複数の周波数帯域に対応する多周波アンテナの必要性も増して来ている。一方で、情報端末機器の小型化が進んでおり、より小型のアンテナの要求も高まっている。

複数の周波数帯域に対応するアンテナとしては、板状逆Ｆアンテナの３つの辺にそれぞれ１／４波長の無給電素子を接続し、２つの無給電素子の端を短絡し、他の１つの無給電素子は開放することにより、低域側の共振周波数においては逆Ｆアンテナとして作動し、高域側の共振周波数においてはマイクロストリップアンテナとして動作する多周波アンテナ（無給電素子接続型）が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

また、第１の周波数に共振する第１の板状放射素子を大きく切り欠いた板状逆Ｆアンテナと、その切り欠いた中に第２の周波数にて共振する第２の板状逆Ｆアンテナを配置し、それぞれのアンテナに給電するように構成した多周波アンテナ（平行複数給電型）もある（例えば、特許文献２参照。）。

板状逆Ｆアンテナの接地端子の近傍に低域側を励振する給電素子を設け、接地端子から遠い位置に高域側を励振する給電素子を設け、それぞれを給電線路に接続し、且つ、上記給電線路に対して直列にそれぞれ低域側及び高域側に対応した各周波数帯域のみを通過させるフィルタを設けた多周波アンテナ（２給電フィルタ型）もある（例えば、特許文献３参照。）。

地板に平行に配置した板状モノポールアンテナに接地端子を設け、接地端子と地板との間に共振回路を接続した多周波アンテナ及び主導体板が少なくとも１つの副導体板とに分割され、それらの共振回路を介して接続した多周波アンテナ（共振回路装荷モノポール型）も提案されている（例えば、特許文献４参照。）。

特開平７−３０３２２号公報 特開平１１−１５０４１５号公報 特開平６−５３７３２号公報 特開２００１−２５１１２８号公報

しかしながら、上記の無給電素子接続型アンテナでは、放射素子に３本の１／４波長の無給電素子が必要になるため、形状が大きくなりまたコストが高くなるという問題点があった。

また、平行複数給電型アンテナでは、外側の放射素子を大きく切り欠いた場合に狭帯域化するという問題点があった。それぞれのアンテナに対して励振するための給電装置が必要であり、大型化しコストが高くなるという問題点もあった。

２給電フィルタ型アンテナでは、２つの周波数で共振できるのは、低域側と高域側とが近接した周波数帯である場合に限られるという問題点があった。

共振回路装荷モノポールアンテナでは、低姿勢化に不向きであり、小型の形状での広帯域化が難しいという問題点があった。

そこで、本発明の目的は、広帯域で且つ小型の多周波アンテナおよびそれを備えた情報端末機器を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するために創案されたものであり、第１の発明は、回路基板と、回路基板に設けられた地板と、上記地板に対向して配置されるか上記地板の近傍に配置された導体板と、給電源からの電力を上記導体板に伝える給電端子と、上記導体板を上記地板に接続するための接地端子と、上記給電端子より上記導体板に給電された電力を位相制御して反射するための位相制御手段とを備えた多周波アンテナである。

第２の発明は、上記導体板は、スリットを備えたアンテナ素子である。

第３の発明は、上記導体板は、１つ以上のスリットを備え、上記位相制御手段の動作により共振周波数が変動しない１つ以上の副導体板を備えたものである。

第４の発明は、上記位相制御手段は、上記回路基板上に実装されるものである。

第５の発明は、上記導体板は、誘電体材料からなる保持体に保持されるものである。

第６の発明は、上記位相制御手段は、上記給電端子より入力された高周波信号を、上記地板から上記導体板に、低域側において概ね電圧同位相で反射させ、高域側において概ね電圧逆位相で反射させるものである。

第７の発明は、上記位相制御手段は、電気的な導通および遮断を切り換えるものである。

第８の発明は、上記位相制御手段は、使用する周波数帯域の上記低域側において遮断状態にあり、上記高域側において導通の状態にあるものである。

第９の発明は、上記位相制御手段は、上記低域側において、通過損失２０ｄＢ以上であり、且つ上記高域側において通過損失１ｄＢ以下であるものである。

第１０の発明は、上記位相制御手段は、直流的な導通および遮断であるものである。

第１１の発明は、上記位相制御手段は、金属導体の接触及び非接触により、上記導通及び上記遮断を切り換えるものである。

第１２の発明は、上記位相制御手段は、静電気を用いて上記金属導体を駆動するスイッチである。

第１３の発明は、上記位相制御手段は、高周波的な導通および遮断特性を周波数によって有するものである。

第１４の発明は、上記位相制御手段は、上記低域側において高抵抗であり、上記高域側で低抵抗である等価的可変抵抗回路からなるものである。

第１５の発明は、上記位相制御手段は、インダクタとキャパシタを並列接続し、更にインダクタを直列接続させた共振回路からなるものである。

第１６の発明は、上記位相制御手段は、上記低域側を遮断し、上記高域側を導通するフィルタからなるものである。

第１７の発明は、上記位相制御手段は、ダイプレクサを含む回路からなるものである。

第１８の発明は、上記ダイプレクサは、該ダイプレクサの上記高域側を出力する端子を上記地板に接続し、共通入力端子を上記導体板に接続し、上記低域側を出力する端子を開放するものである。

第１９の発明は、上記ダイプレクサは、該ダイプレクサの上記共通入力端子を上記地板に接続し、上記高域側を出力する端子を上記導体板に接続し、上記低域側を出力する端子を開放するものである。

第２０の発明は、第１〜１９いずれかの発明の多周波アンテナを備えた情報端末機器である。

広帯域で且つ小型の多周波アンテナおよびそれを備えた情報端末機器を得られる優れた効果を発揮する。

以下、本発明の好適実施の形態を添付図面にしたがって説明する。

図１は、本発明の好適実施の形態である多周波アンテナを示す斜視図である。

多周波アンテナ３１は、リン青銅等からなるアンテナ素子としての導体板１と、ＡＢＳ−ＰＣ（ＡＢＳ樹脂）などの誘電体材料からなるアンテナ保持体６と、ガラスエポキシ材料等により形成された回路基板であるプリント配線基板７とを備えて構成される。

プリント配線基板７は、機器のケースに設置されており、アースパターンとしての地板７ａの層も併せて有している。プリント配線基板７上には、アンテナ外部から送受信する高周波信号を給電する給電端子２と、送受信を行うための給電源である高周波信号発信源２１と、地板７ａに接地するための接地端子３と、給電端子２より入力された高周波信号の位相をコントロールするための位相制御手段４と、位相制御手段４と導体板１を接続するための装置接続端子５とを備えた構成がなされている。

導体板１の大きさは、標準的な携帯電話に適用される大きさに相当し、具体的にはデュアルバンド対応の内蔵アンテナ程度の大きさである。導体板１は、スリット９が設けられた片仮名コの字型のアンテナ素子であり、導体板１はアンテナ保持体６に融着により固定されている。

アンテナ保持体６は、プリント配線基板７にネジ止めして固定されており、導体板１と、地板７ａを有したプリント配線基板７とは対向して配置されている。なお導体板１は、地板７ａ（プリント配線基板７）に対向して配置される代わりに、必要に応じて地板７ａの近傍に配置されることでも同じ導体板１としての機能を有する。

アンテナ保持体６は、誘電体材料からなる保持体であり、小型化した導体板１の機械的な強度を補強するためにある。

図示したように、アンテナ保持体６の側面には、３本の導電性の配線パターン３２、３３、３５が形成されており、プリント配線基板７上に形成された給電端子２、接地端子３、装置接続端子５の各々が導体板１と電気的に接続されるようになっている。すなわち、アンテナ保持体６がプリント配線基板７に固定された状態では、導体板１と配線パターン３２、３３、３５とが電気的に接続されており、配線パターン３２と給電端子２が、配線パターン３３と接地端子３が、また配線パターン３５と装置接続端子５とが、各々電気的に接続される構造となっている。

図２に、図１で示した構成部材の回路接続を示す。尚、図中では、図１で示したアンテナ保持体６に形成された配線パターン３２、３３、３５は省略した。

図１および図２に示すように、導体板１にはスリット９を挟んで、一端には装置接続端子５が接続されている。装置接続端子５には位相制御手段４としてスイッチ８の一端が接続されている。スイッチ８の他端は、プリント配線基板７に設けられた地板７ａに接地されている。

導体板１にはスリット９を挟んで、装置接続端子５が接続された端とは対向する側の端には、給電端子２と、接地端子３とが接続されている。接地端子３は、プリント配線基板７に設けられた地板７ａに接地されている。給電端子２には、高周波信号発信源２１が接続されており、高周波信号発信源２１の他端は、プリント配線基板７に設けられた地板７ａに接地されている。

スイッチ８は、金属導体の機械的な接触による電気的導通と、非接触による遮断とを切り換える開閉器である。スイッチ８の駆動は、図示しない外部制御回路からの電気信号若しくは静電気によりなされ、電気信号の制御によってスイッチ８の遮断（非接触）／導通（接触）が行われる。

次に、本実施の形態の作用を説明する。

多周波アンテナ３１を搭載する例えば携帯電話において、低域側であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯を送受信する際には、スイッチ８を遮断（非接触）状態とする。スイッチ８が遮断状態であるとき、低域側では通過損失２０ｄＢ以上となっている。

このとき、多周波アンテナ３１は給電端子２と、接地端子３とにより、通常の板状逆Ｆアンテナと同様に１／４波長で共振する。本実施の形態では、導体板１に設けられたスリット９の長さや幅を調整して、９００ＭＨｚ付近で共振するようにした。

このときのアンテナのリターンロス特性を図３に実線で示す。

図３の横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。

図から分かるように、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯とＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の両帯域でリターンロスは約−６ｄＢとなっており、良好な通信状態が得られる。

次に、ＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯を送受信する場合を説明する。

高域側であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯を送受信する場合には、スイッチ８を導通（接触）状態とする。スイッチ８が導通状態であるとき、高域側では通過損失１ｄＢ以下が実現される。このとき多周波アンテナ３１は、接地端子３に加えて装置接続端子５も共に接地されているため、接地端子３と装置接続端子５の両端を電位的な固定端として１／２波長で共振する。すなわち通常の板状逆Ｆアンテナの凡そ２倍の周波数で共振することになる。本実施の形態では、導体板１と装置接続端子５との接続部分の長さや位置を調整することにより電気長の調整を行うことができ、多周波アンテナ３１が１８５０ＭＨｚ付近で共振するようにした。

このようにして、スイッチ８により導体板１の共振周波数を切り換えることができ、多周波アンテナ３１として利用することができる。

このとき、多周波アンテナ３１のリターンロスは図３の一点鎖線で示す周波数特性となり、ＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の両帯域で、リターンロスは約−６ｄＢとなっており、良好な通信状態が得られる。

次に、多周波アンテナ３１の放射利得特性を図４に、多周波アンテナ３１の放射指向性を図５にそれぞれ示す。

図４（ａ）は、本実施の形態の多周波アンテナ３１のＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯とＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の放射利得特性を示す特性図である。図４（ｂ）は、本実施の形態の多周波アンテナ３１のＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯とＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の放射利得特性を示す特性図である。

図４（ａ）および（ｂ）の特性図の横軸は周波数を示し、縦軸はアンテナの利得を示す。

多周波アンテナ３１は、現行のデュアルバンド対応の内蔵アンテナ程度の大きさでありながら、図４（ａ）から分かるように、所定の周波数帯域（帯域幅は、現行のデュアルバンドの２倍）における放射利得の最大値と最小値の差が３ｄＢ以下である。

また、図４（ｂ）から分かるように、所定の周波数帯域における放射利得の最大値と最小値の差が３ｄＢ以下である。このように、多周波アンテナ３１は、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯、ＧＳＭ９００ＭＨｚ帯、ＤＣＳ１８００ＭＨｚ、ＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯のいずれの帯域でも携帯電話用として充分な性能を有している。

図５（ａ）は本実施の形態の多周波アンテナ３１の９００ＭＨｚにおける垂直偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｂ）は本実施の形態のアンテナの９００ＭＨｚにおける水平偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｃ）は本実施の形態のアンテナの１７９５ＭＨｚにおける垂直偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｄ）は本実施の形態のアンテナの１７９５ＭＨｚにおける水平偏波の放射指向性を示す特性図である。

特性図の同心円はアンテナの利得を示し、この各同心円の利得値を隣接して表示した縦軸目盛り（単位：ｄＢｉ）にて示す。

本実施の形態の多周波アンテナ３１は、図５（ａ）〜（ｄ）いずれの特性を見ても、無指向性で各方位に概ね均一に放射されており、従来の携帯電話用アンテナと比較して遜色のない放射特性を実現している。

導体板１に形成した板状逆Ｆアンテナは、給電装置との整合が取り易い構造のアンテナであり、小型化、広帯域化に適するものである。

また、導体板１は、主に低域側を調整するためのスリット９が設けられており、スリット９の外縁の長さによりその調整を行う。高域側における周波数調整は、位相制御手段４を附加する位置により容易に行うことができる。

位相制御手段４を小型化し、情報端末機器への実装を容易にするため、位相制御手段４を情報端末機器のプリント配線基板７上に実装した。

本発明の実施の形態の多周波アンテナ３１は、低域側、高域側のいずれにおいても導体板１全体で共振するため、低域側と高域側の両方でアンテナ素子サイズに応じた帯域が得られる。一般に、アンテナ素子サイズと使用できる帯域とは比例関係にあるため、背景技術のアンテナに比して、同じアンテナ素子サイズで広帯域を確保することができる。

また、背景技術のアンテナと比して同じ帯域をより小型サイズのアンテナ素子でカバーできる。

多周波アンテナ３１は、図６に示すように携帯電話１０に内蔵され使用される。多周波アンテナ３１は、一般的に携帯電話１０の上部に搭載され、プリント配線基板７が液晶パネル等が搭載される携帯電話１０の表カバー１０ａの側に、導体板１がバッテリー等が搭載される携帯電話１０の裏カバー１０ｂの側になるように搭載されるとよい。

以下、本発明の第２の実施の形態を図７に示す。

図７は、図１に示した位相制御手段４にＬＣ共振回路を用いた多周波アンテナ４１の例である。

ＬＣ共振回路２４は、２つのインダクタ１１ａ、１１ｂと１つのキャパシタ１２とを備えて構成される。ＬＣ共振回路２４は、インダクタ１１ｂとキャパシタ１２を並列接続し、更にインダクタ１１ａを直列接続させた回路であり、インダクタ１１ａの一端は装置接続端子５に接続され、インダクタ１１ｂとキャパシタ１２の並列回路側の端子は接地されている。

ここで使用するＬＣ共振回路２４は、使用する周波数の低域側において高抵抗であり、高域側においては低抵抗である特性を持つ等価的可変抵抗回路（等価的可変抵抗素子）としてのはたらきを有する。このため、ＬＣ共振回路２４は、装置接続端子５に反射される電圧信号の位相を制御するはたらきを有する。

低域側であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯における共振周波数では、装置接続端子５で反射される高周波信号を電圧同位相（この高周波信号を電流で見た場合には概ね逆位相）で反射する。このとき、装置接続端子５では開放となり、遮断の状態になる。したがって、多周波アンテナ４１は、給電端子２と接地端子３とにより、通常の板状逆Ｆアンテナと同様に１／４波長で共振する。

高域側であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の共振周波数では、ＬＣ共振回路２４は、装置接続端子５で反射される高周波信号を電圧逆位相（この高周波信号を電流で見た場合には概ね同位相）で反射している。このとき、装置接続端子５は短絡となり、導通の状態になる。

したがってこのとき多周波アンテナ４１は、接地端子３に加えて装置接続端子５も共に接地されているため、接地端子３と装置接続端子５の両端を電位的な固定端として１／２波長で共振する。すなわち通常の板状逆Ｆアンテナの凡そ２倍の周波数で共振することになる。

ＬＣ共振回路２４を用いることにより、図２に示したスイッチ８のような駆動のための外部制御回路は必要としない。そのため、アンテナ周辺の設計が容易になる利点や、低価格化できるという利点がある。

以下、本発明の第３の実施の形態を図８に示す。

図８は、図１に示した位相制御手段４にハイパスフィルタ１３を用いた多周波アンテナ５１の例である。

装置接続端子５には、ハイパスフィルタ１３が接続されている。ハイパスフィルタ１３の他端は、接地されている。

ハイパスフィルタ１３は、低域側であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯においては、そのフィルタ特性により信号を遮断する。信号を遮断することにより、装置接続端子５は開放となり、多周波アンテナ５１は、給電端子２と接地端子３とにより、通常の板状逆Ｆアンテナと同様に１／４波長で共振する。

高域側であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯においては、ハイパスフィルタ１３は信号を通し、装置接続端子５は短絡状態（若しくは、短絡に近い抵抗の低い状態）となる。したがって、このとき多周波アンテナ５１は、接地端子３に加えて装置接続端子５も共に接地されているため、接地端子３と装置接続端子５の両端を電位的な固定端として１／２波長で共振する。すなわち通常の板状逆Ｆアンテナの凡そ２倍の周波数で共振することになる。

ハイパスフィルタ１３を用いることにより、図２に示したスイッチ８のような駆動のための外部制御回路は必要としない。そのため、アンテナ周辺の設計が容易になる利点や、低価格化できるという利点がある。

以下、本発明の第４の実施の形態を図９に示す。

図９（ａ）は、図１に示した位相制御手段４にダイプレクサ１４を含んだ回路を用いた多周波アンテナ６１の例である。

ダイプレクサ１４は、共通入力端子１５と、低域側を出力する低域出力端子１６と、高域側を出力する高域出力端子１７とを備えている。ダイプレクサ１４は、共通端子１５から入力された高周波信号が低域信号の場合には低域出力端子１６から出力され、共通入力端子１５から入力された信号が高域信号の場合には高域出力端子１７から出力される性質を有するフィルタである。

図示したように装置接続端子５には、ダイプレクサ１４の共通入力端子１５が接続され、高域出力端子１７は地板７ａ（図１参照）に接続して接地されており、低域出力端子１６は開放されている。

ダイプレクサ１４は、低域側であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯においては、低域出力端子１６が開放されているため、装置接続端子５は開放となる。このため、多周波アンテナ６１は、給電端子２と接地端子３とにより、通常の板状逆Ｆアンテナと同様に１／４波長で共振する。

高域側であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ及びＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯においては、高域出力端子１７が接地されているため、多周波アンテナ６１は、接地端子３に加えて装置接続端子５も共に接地されていることになる。このため、接地端子３と装置接続端子５の両端を電位的な固定端として１／２波長で共振する。すなわち通常の板状逆Ｆアンテナの凡そ２倍の周波数で共振することになる。

ダイプレクサ１４を用いることにより、図２に示したスイッチ８のような駆動のための外部制御回路は必要としない。そのため、アンテナ周辺の設計が容易になる利点や、低価格化できるという利点がある。また、１素子で構成できるため、小型化できるという利点もある。

また、ダイプレクサ１４を図９（ｂ）に示すように接続しても、図９（ａ）の場合と同様の動作が可能である。

図９（ｂ）は、図１に示した位相制御手段４にダイプレクサ１４を含んだ回路を用いた多周波アンテナ６１ａの例である。

図示したように多周波アンテナ６１ａは、ダイプレクサ１４の共通入力端子１５を地板７ａ（図１参照）に接続して接地し、高域側を出力する端子１７を装置接続端子５を介して導体板１に接続し、低域側を出力する端子１６を開放した接続となっている。

多周波アンテナ６１ａは、このようにダイプレクサ１４が接続されることにより、上に述べたような作用効果が多周波アンテナ６１と同様に得られる。

以下、本発明の第５の実施の形態を図１０に示す。

図示したように、多周波アンテナ７１は、図１に示した導体板１に第２のスリット１８を設け、主導体板１９に加えて、スイッチ８の動作による影響を受けない副導体板２０を備えている。

スリット１８は、主導体板１９を切り欠いて形成され、主導体板１９と副導体板２０の間に位置する。多周波アンテナ７１は、スリット１８の幅や長さに依って、副導体板２０の共振周波数を調整する。すなわち、スリット１８の外縁の長さによりその周波数調整を行うことが容易である。

副導体板２０は、主導体板１９の共振周波数に影響のない主導体板１９や位相制御手段４から離れた位置に設け、副導体板２０が主導体板１９とは異なる固有の共振周波数を有する形状となっている。

副導体板２０は、スイッチ８の動作（遮断／導通）に拘わらず給電素子２と接地端子３とにより、通常の板状逆Ｆアンテナと同様に１／４波長で共振する。

副導体板２０は、例えばＧＰＳ（Global Positioning System、全地球測位システム）で使用する周波数（１５７５ＭＨｚ）で共振するように設計されている。

図１、図２で示した実施の形態では、スイッチ８の動作により、低域側と高域側のそれぞれに対応していたが、更に従来の低域側、高域側の影響を受けないスリット１８、副導体板２０を備えることにより、多周波アンテナ７１は離れた互いに異なる３つの周波数帯域に対応することができる優れた効果を得られる。

当然第２〜４の実施の形態においても導体板１の代わりにスリット１８、副導体板２０を設けた導体板を用いることで同様の効果が得られるという優れた効果を得られる。

本発明は、携帯電話用途として有用であるのみならず、広帯域の送受信機を用いた情報端末機器に広く適用できるという産業上の利用可能性がある。

多周波アンテナを搭載する情報端末機器として携帯電話は代表例である。携帯電話の端末は、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯（８２５〜８９５ＭＨｚ）、ＧＳＭ９００ＭＨｚ帯（８８０〜９６０ＭＨｚ）、ＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯（１７１０〜１８８０ＭＨｚ）、ＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯（１８５０〜１９９０ＭＨｚ）の無線システムに対応している。

ＧＳＭ９００ＭＨｚ帯とＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯は、欧州、アジアで、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯とＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯は、米国で使用される無線システムであり、多周波アンテナを搭載した携帯電話は、国際ローミング機能により略全世界で使用できるシステムとなっている。

実施の形態を示す多周波アンテナを示す斜視図である。 本実施の形態の多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。 本実施の形態の多周波アンテナのリターンロス特性を示す特性図である。 図４（ａ）は、本実施の形態の多周波アンテナのＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯とＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の放射利得特性を示す特性図である。図４（ｂ）は、本実施の形態の多周波アンテナのＤＣＳ１８００ＭＨｚ帯とＵＳ−ＰＣＳ１９００ＭＨｚ帯の放射利得特性を示す特性図である。 図５（ａ）は本実施の形態の多周波アンテナの９００ＭＨｚにおける垂直偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｂ）は本実施の形態の多周波アンテナの９００ＭＨｚにおける水平偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｃ）は本実施の形態の多周波アンテナの１７９５ＭＨｚにおける垂直偏波の放射指向性を示す特性図である。図５（ｄ）は本実施の形態の多周波アンテナの１７９５ＭＨｚにおける水平偏波の放射指向性を示す特性図である。 本実施の形態の多周波アンテナと多周波アンテナを実装した携帯電話を示す斜視図である。 第２の実施の形態の多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。 第３の実施の形態の多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。 図９（ａ）は、第４の実施の形態の多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。図９（ｂ）は、第４の実施の形態の類似した多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。 第５の実施の形態の多周波アンテナの電気的接続を示す回路図である。

符号の説明

１ 導体板（アンテナ素子）
２ 給電端子
３ 接地端子
４ 位相制御手段
５ 装置接続端子
６ アンテナ保持体
７ プリント配線基板
７ａ 地板
８ スイッチ
９ スリット
２１ 高周波信号発信源（給電源）
３１ 多周波アンテナ
３２、３３、３５ 配線パターン

Claims (20)

1. 回路基板と、回路基板に設けられた地板と、上記地板に対向して配置されるか上記地板の近傍に配置された導体板と、給電源からの電力を上記導体板に伝える給電端子と、上記導体板を上記地板に接続するための接地端子と、上記給電端子より上記導体板に給電された電力を位相制御して反射するための位相制御手段とを備えたことを特徴とする多周波アンテナ。
2. 上記導体板は、スリットを備えたアンテナ素子である請求項１記載の多周波アンテナ。
3. 上記導体板は、１つ以上のスリットを備え、上記位相制御手段の動作により共振周波数が変動しない１つ以上の副導体板を備えた請求項１または２記載の多周波アンテナ。
4. 上記位相制御手段は、上記回路基板上に実装される請求項１〜３いずれか記載の多周波アンテナ。
5. 上記導体板は、誘電体材料からなる保持体に保持される請求項１〜４いずれか記載の多周波アンテナ。
6. 上記位相制御手段は、上記給電端子より入力された高周波信号を、上記地板から上記導体板に、低域側において概ね電圧同位相で反射させ、高域側において概ね電圧逆位相で反射させる請求項１〜５いずれか記載の多周波アンテナ。
7. 上記位相制御手段は、電気的な導通および遮断を切り換える請求項１〜６いずれか記載の多周波アンテナ。
8. 上記位相制御手段は、使用する周波数帯域の上記低域側において遮断状態にあり、上記高域側において導通の状態にある請求項１〜７いずれか記載の多周波アンテナ。
9. 上記位相制御手段は、上記低域側において通過損失２０ｄＢ以上であり、且つ上記高域側において通過損失１ｄＢ以下である請求項１〜８いずれか記載の多周波アンテナ。
10. 上記位相制御手段は、直流的な導通および遮断である請求項１〜９いずれか記載の多周波アンテナ。
11. 上記位相制御手段は、金属導体の接触及び非接触により、上記導通及び上記遮断を切り換える請求項１〜１０いずれか記載の多周波アンテナ。
12. 上記位相制御手段は、静電気を用いて上記金属導体を駆動するスイッチである請求項１１記載の多周波アンテナ。
13. 上記位相制御手段は、高周波的な導通および遮断特性を周波数によって有する請求項１〜８いずれか記載の多周波アンテナ。
14. 上記位相制御手段は、上記低域側において高抵抗であり、上記高域側で低抵抗である等価的可変抵抗回路からなる請求項１３記載の多周波アンテナ。
15. 上記位相制御手段は、インダクタとキャパシタを並列接続し、更にインダクタを直列接続させた共振回路からなる請求項１３または１４記載の多周波アンテナ。
16. 上記位相制御手段は、上記低域側を遮断し、上記高域側を導通するフィルタからなる請求項１３記載の多周波アンテナ。
17. 上記位相制御手段は、ダイプレクサを含む回路からなる請求項１３記載の多周波アンテナ。
18. 上記ダイプレクサは、該ダイプレクサの上記高域側を出力する端子を上記地板に接続し、共通入力端子を上記導体板に接続し、上記低域側を出力する端子を開放する請求項１７記載の多周波アンテナ。
19. 上記ダイプレクサは、該ダイプレクサの上記共通入力端子を上記地板に接続し、上記高域側を出力する端子を上記導体板に接続し、上記低域側を出力する端子を開放する請求項１７記載の多周波アンテナ。
20. 請求項１〜１９いずれか記載の多周波アンテナを備えた情報端末機器。
    

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