JP2005160221A

JP2005160221A - 電動パワーステアリング装置の制御装置

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Publication number: JP2005160221A
Application number: JP2003395685A
Authority: JP
Inventors: Shuji Endo; 修司遠藤; Tomoyasu Aoki; 友保青木
Original assignee: NSK Ltd; NSK Steering Systems Co Ltd
Current assignee: NSK Ltd; NSK Steering Systems Co Ltd
Priority date: 2003-11-26
Filing date: 2003-11-26
Publication date: 2005-06-16

Abstract

【課題】従来の３相モータをｄ―ｑ軸に変換したベクトル制御では、発熱などによる一部の相のモータパラメータの変化が、ｄ−ｑ軸変換のために全ての相に影響を与え、変化を完全に修正する制御ができず、モータトルクリップルが発生し、電動パワーステアリング装置において、フィーリングの良いハンドル操作が実現できなかった。
【解決手段】ハンドル操作によるトルク指令値から算出される電流指令値を各相毎の電流指令値とし、モータの電流検出も各相毎に実施し、各相毎の電流指令値と検出電流値とを入力とする電流制御も各相独立して実施するの、一部の相で発生したモータパラメータの変化が、他相に影響を与えず、また、当該相だけの制御系でクローズして実行して変化を修正する制御が可能となり、トルクリップルも発生が少ない。
【選択図】図１

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に、多相モータを用いた電動パワーステアリング装置において、制御対象であるモータパラメータなどのパラメータ変化が一部の相において発生した場合でも制御としてロバストである電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。

自動車のステアリング装置をモータの回転力で操舵補助力を付与する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の簡単な構成を図４を参照して説明する。操向ハンドル１０１の軸１０２は減速ギア１０３、ユニバーサルジョイント１０４ａ及び１０４ｂ、ピニオンラック機構１０５を経て操向車輪のタイロッド１０６に結合されている。軸１０２には，操向ハンドル１０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０７が設けられており、操向ハンドル１０１の操舵力を補助するモータ１０８が、減速ギア１０３を介して軸１０２に連結されている。

このような構成の電動パワーステアリング装置のモータ１０８が運転手のハンドル操作に対応した所望のトルクを出力するように制御を正しく実行する必要がある。電動パワーステアリング装置のモータ１０８を制御するための典型的な制御方法の一つであるベクトル制御について特許文献１に記載されており、図５は特許文献１で開示された制御の基本部分を表わした制御ブロック図である。

この制御ブロック図について説明すると、トルクセンサ１０７から検出される操舵トルクＴｒに基いて図示しないトルク指令値演算部において演算されたトルク指令値Ｔｒｅｆおよびモータ１０８の電気角である回転角度θが電流指令値演算部２０４に入力される。電流指令値演算部２０４はｑ軸成分の電流指令値Ｉｑｒｅｆとｄ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するが、通常、電流指令値Ｉｑｒｅｆはトルク指令値Ｔｒｅｆに比例して、電流指令値Ｉｄｒｅｆは０である（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）。一方、モータ１０８の回転角度θを検出するために角度検出器が設置されており、角度検出器としてエンコーダやホールセンサなどもあるが、ここではレゾルバ２０１とする。レゾルバ２０１から出力する信号は直ちに回転角度θを示していないので、ＲＤＣ回路などで構成される位置検出回路２０２において、回転角度θが算出される。

本制御ブロック図はフィードバック制御を例として用いており、前述した電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆに対してモータ１０８の実際のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出してフィードバックして制御する必要がある。具体的には、電流検出器２０５−１，２０５−２において、モータ電流Ｉａ，Ｉｃが検出され、モータ電流Ｉｂは、Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０の関係から、減算部２０７−３において、Ｉｂ＝−（Ｉａ＋Ｉｃ）として算出される。次に、ベクトル制御のために３相／２相変換部２０６でモータ電流Ｉｑ、Ｉｄに変換される。この変換に、前述したモータの回転角度θが利用される。次に、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄは減算部２０７−１，２０７−２にそれぞれフィードバックされ、減算部２０７−１で電流指令値Ｉｑｒｅｆとモータ電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑが算出され、減算部２０７−２で電流指令値Ｉｄｒｅｆ（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）とモータ電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄが算出される。

これらの偏差を無くすように比例積分（ＰＩ）制御部２０８に入力され、電圧指令値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆが出力される。そして実際のモータ１０８は３相の電流を供給する必要があるので、電圧指令値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆは２相／３相変換部２０９で３相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆに変換される。ＰＷＭ制御部２１０は電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆに基いてＰＷＭ制御信号を発生し、インバータ回路２１１はこのＰＷＭ制御信号に基きモータ１０８に電流を供給して電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆとの偏差が無くなるようにモータ電流Ｉａ、Ｉｂ，Ｉｃを供給する。
特開２００１−１８８２２号公報

このようなベクトル制御の特徴として、制御対象である３相モータのモータ電流を３相Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃで検出し、インバータ回路によってモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給しているにも拘わらず、ベクトル制御の途中ではｄ軸、ｑ軸に変換した２相によって制御演算がされている。このように、ｄ軸、ｑ軸に変換することは独立してトルクを制御する場合など好都合であるが、下記の様な問題も抱えている。

例えば、モータ１０８のモータパラメータであるモータ巻線に抵抗分がモータ巻線の発熱によって変化した場合、放熱条件などが各相で異なると、例えば，ａ相のモータの巻線抵抗Ｒａが他相に比較して、（Ｒａ＋ΔＲ）になると、モータ電流Ｉａが（Ｉａ＋ΔＩ）に変化する。ｂ相、ｃ相のモータの巻線抵抗が変化せずに従来どおりの電流Ｉｂ，Ｉｃを通電しているとすると、３相／２相変換部２０６において、数１のような変換がされる。

となる。

つまり、ａ相に発生したパラメータ変化がｄ軸、ｑ軸の要素に拡散し、特に、ＰＩ制御部２０８を介した後に２相／３相変換部２０９で電圧指令値Ｖａｒｅｆ、Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆに戻したときに、ａ相のパラメータ変化による誤差補正値がｂ相，ｃ相の電圧指令値に組み込まれてしまうことになる。本来ａ相のみでパラメータ変化が発生しているのであるからａ相のみで誤差を補正すべきであるにも拘わらず、ｂ相、ｃ相にも誤差補正値が含まれてしまう。さらに、モータの回転速度（角速度ω）が高速回転であると、誤差（ΔＩａ・ｃｏｓθ、ΔＩａ・ｓｉｎθ）がｄ軸、ｑ軸で高速に変化して電流制御部が追従できない場合はトルクリップルとなってしまう。

本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装置に多相モータが用いられる場合、各相のパラメータ変化に対してロバストであるようなモータ制御を可能とし、トルクリップルの少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。

本発明は、車両の操舵系にｎ相（ただしｎは３以上）のモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記モータの各相電流Ｉｍ（ただし、ｍは１、２、・・、ｎ）を検出するために少なくとも（ｎ−１）個の電流検出手段と、各相の電流指令値Ｉｍｒｅｆ（ただし、ｍは１、２、・・、ｎ）を出力する電流指令値演算手段と、ｎ個の電流制御手段とを備え、前記各相の電流指令値Ｉｍｒｅｆと前記各相電流Ｉｍとを入力とする前記電流制御手段による各相電流制御することによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記電流制御手段が、フィードフォワード制御手段と外乱オブザーバとから構成されることによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記ｎ相のモータが３相のモータである場合、モータの巻線の結線がＹ結線、又は、Δ結線であることによって達成される。

本発明を用いれば、電動パワーステアリング装置の多相モータの電流検出および電流指令値の演算を各相毎に行ない、さらに各相毎の電流指令値と各相ごとの検出電流値とを入力とする電流制御も各相毎に実行するので、一部の相で発生したモータパラメータなどの制御パラメータの変化にロバストなモータ制御が可能となる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる効果がある。

本発明の好適な実施例について図１を参照して説明する。従来技術の説明で使用した番号と同一の番号を有するものは同一の機能を有する。

本実施例はモータがｎ＝３である３相モータに本発明を適用した場合の実施例である。なお、ｎ＝３の場合は、ｍ＝１，２，３となり、各相の電流指令値ＩｍｒｅｆはＩ１ｒｅｆ，Ｉ２ｒｅｆ，Ｉ３ｒｅｆとなるが、一般的な表記としてＩａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆと記す。また、モータの各相電流ＩｍはＩ１，Ｉ２，Ｉ３となるが、同じ理由により、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと記す。

まず、トルク指令値Ｔｒｅｆとモータ１０８の回転角度θとが電流指令値演算手段である電流指令値演算部１０に入力され、各相の電流指令値Ｉｍｒｅｆは３相の場合、Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆが出力される。一方、検出されるモータの各相電流Ｉｍは、３相モータの場合、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとなる。よって、電流検出手段である電流検出器２０５−１および電流検出器２０５−２でそれぞれａ相およびｃ相のモータの電流Ｉａ，Ｉｃが検出される。ｂ相のモータ電流Ｉｂは減算部２０７−３でＩａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０の関係からＩｂ＝−（Ｉａ＋Ｉｃ）として算出される。ｎ＝３の３相モータにおいては、少なくとも電流検出手段はｎ−１である２個が必要となる。もちろん電流Ｉｂを直接検出するため３個の電流検出手段を用いても良い。

次に、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆおよび検出された各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが電流制御手段に入力される。図１において破線Ａで囲まれた部分が電流制御手段に相当し、電流制御部Ａとする。本実施例の電流制御手段は、フィードフォワード制御手段と外乱オブザーバとから構成されいる。フィードフォワード（以下ＦＦと記す）制御手段であるａ相のＦＦ制御部１１−１とｂ相のＦＦ制御部１１−２とｃ相のＦＦ制御部１１−３に電流指令値Ｉａｒｅｆ、Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆがそれぞれ入力され電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが出力される。電流指令値と電圧指令値との関係は数２のような関係にある。

（数２）
Ｖａｒｅｆ＝（Ｒｎａ＋ｓ・Ｌｎａ）・Ｉａｒｅｆ
Ｖｂｒｅｆ＝（Ｒｎｂ＋ｓ・Ｌｎｂ）・Ｉｂｒｅｆ
Ｖｃｒｅｆ＝（Ｒｎｃ＋ｓ・Ｌｎｃ）・Ｉｃｒｅｆ
ただし、Ｒｎ，Ｌｎはモータの定格の巻線抵抗値および巻線インダクタンス値であるり、Ｒｎａ，Ｌｎａはａ相のモータの定格の巻線抵抗値および巻線インダクタンス値である。設計上は、Ｒｎａ＝Ｒｎｂ＝Ｒｎｃ＝Ｒｎ、Ｌｎａ＝Ｌｎｂ＝Ｌｎｃ＝Ｌｎである。

一方、外乱オブザーバはａ相の外乱オブザーバ１９−１、ｂ相の外乱オブザーバ１９−２、ｃ相の外乱オブザーバ１９−３から構成されており、各外乱オブザーバには、検出されたモータ電流Ｉおよび各相外乱オブザーバの出力である外乱値Ｖｄｉｓと電圧指令値Ｖｒｅｆとの合算値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）とが入力され、外乱値Ｖｄｉｓが出力される。例えば、ａ相に関しては外乱オブザーバ１９−１には、ａ相モータ電流Ｉａとａ相の合算値（Ｖａｒｅｆ＋Ｖａｄｉｓ）が入力され、ａ相の外乱値Ｖａｄｉｓが出力される。ｂ相の外乱オブザーバ１９−２およびｃ相の外乱オブザーバ１９−３においても、同じようにｂ相、ｃ相のモータ電流Ｉｂ，Ｉｃと合算値（Ｖｂｒｅｆ＋Ｖｂｄｉｓ）、（Ｖｃｒｅｆ＋Ｖｃｄｉｓ）が入力され、外乱値Ｖｂｄｉｓ，Ｖｃｄｉｓが出力される。

具体的には、外乱オブザーバ１９は伝達関数２０と伝達関数２１と減算部２２とから構成されている。伝達関数２１はモータモデルの逆システムである（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）を模擬している。分母の一次遅れ関数（１＋ｓ・Ｔ）は電流検出手段などで発生するノイズを除去するフィルタを表わしている。一方、伝達関数２０には、伝達関数２１のノイズフィルタを表わす（１＋ｓ・Ｔ）と時間遅れのバランスをとるため、同じ一次遅れ関数（１＋ｓ・Ｔ）が挿入されている。つまり、伝達関数２１の出力はノイズフィルタとしての一次遅れ関数を無視すると、数３の関係にある。

（数３）
Ｖａ＝（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）・Ｉａ
Ｖｂ＝（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）・Ｉｂ
Ｖｃ＝（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）・Ｉｃ
つまり、検出した実際のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃから実際のモータ電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを推定している。そして、外乱オブザーバ１９−１，１９−２，１９−３では、最終的な電圧指令値である合算値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）と実際のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃから推定したモータ電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃとの差を、それぞれ減算部２２−１，２２−２，２２−３において算出し、外乱値Ｖａｄｉｓ、Ｖｂｄｉｓ，Ｖｃｄｉｓとして算出される。これらの外乱値Ｖａｄｉｓ、Ｖｂｄｉｓ，Ｖｃｄｉｓは、加算部１２−１，１２−３，１２−４にフィードバックされ、ＦＦ制御部１１−１、１１−２，１１−３制御の出力である電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆとそれぞれ加算され制御の修正をかけている。

加算部１２−１，１２−２，１２−３の出力である合算値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）は最終的な電圧指令値となり、ＰＷＭ制御部２１０に入力され、ＰＷＭ制御部２１０は各相の電圧指令値に基いてＰＷＭ信号Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃを発生して、インバータ回路２１１はＰＷＭ制御される。そして、インバータ回路２１１は、ＰＷＭ信号Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃに基いて、即ち、電圧指令値である合算値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）、（Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｉｓ）に基いて、モータ１０８にモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給する。

以上が、図１の本発明の実施例の動作説明であるが、以上のようなモータ制御の動作であれば、例えば、モータパラメータであるａ相のモータ巻線抵抗がＲａから（Ｒａ＋ΔＲａ）となって、その結果、ａ相のモータ電流が（Ｉａ＋ΔＩａ）となったとしても、電流指令値Ｉａｒｅｆ、Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆおよび検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは各相独立しており、電流制御も各相独立して制御しているので、ａ相のモータパラメータの変化は、ａ相の制御ループの中（外乱値Ｖａｄｉｓ）に閉じられ、ｂ相やｃ相の制御から独立している。つまり、ａ相のモータパラメータの変化はａ相の制御ループの中で独立して修正されるので、従来の制御より、ａ相の修正が容易となり、また、他の相であるｂ相やｃ相には影響を与えないので、従来の制御のように、関係ない相のパラメータ変化の影響を受けずにすむ効果がある。

よって、電動パワーステアリング装置のモータにおいて、モータパラメータのような制御パラメータが一部の相だけで発生しても、その変化を組み込んで修正制御できるのでモータのトルクリップルも発生せず、フィーリングの良いハンドル操作を期待できる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。

特に、本実施例のように電流制御部ＡがＦＦ制御と外乱オブザーバで構成されている場合、ＦＦ制御や外乱オブザーバでモータモデル（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）が使用されているため、モータモデルのパラメータ変化に対して特に良い効果を期待できる。具体的には、各相の設計上のパラメータ、例えば、ａ相のＲｎａ、Ｌｎａからの誤差ΔＲｎａ，ΔＬｎａを推定し、各相の電流制御で（Ｒｎａ＋ΔＲｎａ）、（Ｌｎａ＋ΔＬｎａ）として使用すれば、さらに、モータパラメータ変化を補償することができる。

図３は、電流制御手段をフィードバック制御（以下ＦＢ制御と記す）で行なった場合の実施例である。本実施例では、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを出力する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部１０と、モータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを測定するために電流検出手段である電流検出器２０５−１，２０５−２および減算部２０７−３と、各相に対して独立して制御し、各相の電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆを出力する破線部Ｂで囲まれた電流制御手段である電流制御部Ｂを含む構成となっている。

本実施例の動作としては、電流指令値演算部１０で各相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆが出力される。一方、モータの各相の電流ＩａとＩｃは電流件検出器２０５−１、電流検出器２０５−２で検出され、電流Ｉｂは減算部２０７−３でＩｂ＝−（Ｉａ＋Ｉｃ）の関係から算出される。電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆと検出されたモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとが減算部２０７−４，２０７−５，２０７−６において、それぞれ偏差ΔＩａ＝（Ｉａｒｅｆ−Ｉａ），ΔＩｂ＝（Ｉｂｒｅｆ−Ｉｂ），ΔＩｃ＝（Ｉｃｒｅｆ−Ｉｃ）として算出される。各相の偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃがそれぞれＰＩ制御部１３−１，１３−２，１３−３に入力され、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆを出力する。

よって、各相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆと検出されたモータの各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃがそれぞれ独立して電流制御部Ｂに入力され、電流制御部Ｂでの演算は各相独立に制御されている構成と動作になっている。

ＰＷＭ制御部２１０は、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆを入力として、ＰＷＭ信号Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃを各相ごとに発生させて出力し、インバータ回路２１１は、そのＰＷＭ信号に基いてモータ１０８に偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃが０になるように電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給する。

本実施例においても、モータ１０８の制御は、各相毎に電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを演算し、また、各相毎にモータの電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出し、これらの各相毎の電流指令値と検出電流を入力とし、電流制御部Ｂにおいて、各相ごとに独立して電流制御している。よって、モータの一部の相のモータパラメータなどの制御パラメータが変化しても、その変化した相で独立して修正する制御が実行されるので、当該相のパラメータの変化は他の相に影響を与えず、かつ、当該相ででクローズして修正するための制御が実行されるので効果的な制御が可能となる。

以上説明したように、本実施例を用いれば、一部の相の制御パラメータの変化が発生しても、各相独立した制御を実行するので、他相に影響を与えず、当該相だけで閉じた形で制御をできるので、当該変化を効果的に修正制御でき、よって、トルクリップルの少ないモータ制御が可能となり、フィーリングの良いハンドル操作が可能となる電動パワーステアリング装置の制御装置が提供できる。

モータが３相モータである場合、モータ結線として、図３に示すように、Ｙ結線とΔ結線が存在する。モータ結線として、Ｙ結線が一般的であるが、Δ結線であっても本発明を適用できる。即ち、Ｙ結線とΔ結線は、数４のようなインピーダンス変換が可能であり、その変換式に従って値を変換すればΔ結線のモータにも本発明は適用可能である。

（数４）
Ｚ１＝Ｚ３１・Ｚ１２／（Ｚ１２＋Ｚ２３＋Ｚ３１）
Ｚ２＝Ｚ１２・Ｚ２３／（Ｚ１２＋Ｚ２３＋Ｚ３１）
Ｚ３＝Ｚ２３・Ｚ３１／（Ｚ１２＋Ｚ２３＋Ｚ３１）
この変換式に基いて変換すれば、３相モータがＹ結線であってもΔ結線であっても本発明は適用可能である。具体的には、Ｚ１２が（Ｚ１２＋ΔＺ１２）に変化した場合、その誤差はＹ結線のモデル（Ｚ１＋ΔＺ１）、（Ｚ２＋ΔＺ２）、（Ｚ３＋ΔＺ３）となり、３相それぞれの電流制御部で補償することができる。ｄ軸、ｑ軸上で電流制御される場合と異なり、回転角度θによって誤差ΔＺ１２が各相で変化することがないため、高速回転でもトルクリップルの発生を抑えることができる。

なお、実施例１および実施例２は３相モータの例で説明したが，ｎ＝３の３相モータに限定されるものではなく、本発明は、ｎ＝５の５相モータなどの多相モータにも適用可能である。

本発明の実施例１の制御ブロック図である。本発明の実施例２の制御ブロック図である。３相モータのＹ結線とΔ結線のインピーダンス変換を説明する図である。電動パワーステアリング装置の構成図である。従来の制御ブロック図である。

符号の説明

１０電流指令値演算部
１１−１，１１−２，１１−３ＦＦ制御部
１２−１，１２−２，１２−３減算部
１３−１，１３−２，１３−３ＰＩ制御部
１９−１，１９−２，１９−３外乱オブザーバ
２０−１，２０−２，２０−３伝達関数
２１−１，２１−２，２１−３伝達関数
２２−１、２２−２，２２−３減算部
Ａ，Ｂ電流制御部

Claims

車両の操舵系にｎ相（ただしｎは３以上）のモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータの各相電流Ｉｍ（ただし、ｍは１、２、・・、ｎ）を検出するために少なくとも（ｎ−１）個の電流検出手段と、各相の電流指令値Ｉｍｒｅｆ（ただし、ｍは１、２、・・、ｎ）を出力する電流指令値演算手段と、ｎ個の電流制御手段とを備え、前記各相の電流指令値Ｉｍｒｅｆと前記各相電流Ｉｍとを入力とする前記電流制御手段による各相電流制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記電流制御手段が、フィードフォワード制御手段と外乱オブザーバとから構成される請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記ｎ相のモータが３相のモータである場合、モータの巻線の結線がＹ結線、又は、Δ結線である請求項１又は請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。