JP2005160061A - アダプティブアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術に比較して簡単な構造で、有効的にかつ確実にアダプティブ制御して、従来技術に比較して高い主ビーム利得を得ることができ、しかも従来技術に比較して高い干渉波抑圧量を得る。
【解決手段】アダプティブアンテナ装置は、それぞれ半波長ダイポールアンテナにてなり、それぞれ双方向の指向特性の放射パターン２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄを有し、正方形３０の各頂点において設けられた４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを含み構成される。アダプティブ制御回路は、互いに対向する第１の対のアンテナ１ａ，１ｃと、互いに対向するアンテナ１ｂ，１ｄとのいずれかの組みを選択して用いてアダプティブ制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば移動通信システムのための基地局又は移動局のためのアンテナ装置であって、それぞれ双方向の指向特性を有する複数対のアンテナにてなり、合計４個以上の偶数個のアンテナを備え、互いに対向する１対のアンテナを用いて無線信号のアダプティブ制御を行うアダプティブアンテナ装置に関する。

図３２は、特許文献１において開示された従来技術に係るアダプティブアンテナ装置の構成を示す斜視図である。図３２のアダプティブアンテナ装置は、所定の水平面において３個の無指向特性アンテナが並置されて構成される。当該アダプティブアンテナ装置において、各隣接する無指向特性アンテナ間間隔Ｓを１波長以上でかつ３波長以下に設定することにより、アンテナの数を削減することができる。

特開平１０−２４２７３９号公報。 特開２００２−３５９５１５号公報。 米国特許第６６００４５５号の明細書。

図３３において、２個の無指向特性アンテナ１０１ａ，１０１ｂは所定のアンテナ間間隔Ｓだけ離間して並置される。また、無指向特性アンテナ１０１ａは円形状の放射パターン１０２ａを有し、無指向特性アンテナ１０１ｂは円形状の放射パターン１０２ｂを有する。ここで、アンテナ間間隔Ｓを半波長とする。

図３４は、このときにおいて所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。ここで、干渉波抑圧量とは、アダプティブ制御をしないときの干渉波の入斜電力から、アダプティブ制御によりどれだけ干渉波が抑圧されるかを示す電力量である。なお、所望波と干渉波の振幅が等しく、所望波の０．００１倍の振幅を有するノイズが当該アダプティブアンテナ装置に入力されるものとする。無指向特性アンテナ１０１ａの位置をＸ軸とＹ軸が交差するＺ軸とし、入射角度は、図３３に示すように＋Ｘ軸から＋Ｙ軸に向かう角度とする。図３４では、所望波と干渉波の入射角度を±４５度までを示している。図３４から明らかなように、所望波の入射角度と干渉波の入射角度の差が５度以下ではこの場合も干渉波を抑圧することが難しいことが分かる。また、所望波に対する干渉波の入射角度差が５度以下の場合は、干渉波の抑圧効果が小さいためにアダプティブアンテナ装置の制御範囲外となる。しかしながら、その他の範囲では、１０ｄＢ以上の高い干渉波抑圧量を示していることが分かる。

次いで、アダプティブアンテナ装置の干渉波抑圧動作に必要な移相器の位相変化量を調べる。ここでは一例として、所望波の入射角度が０度のときの干渉波の入射角を変化させたときの結果を図３５に示す。図３５の横軸は干渉波の入射角度と所望波の入射角度の角度差であり、その縦軸は無指向特性アンテナ１０１ｂに必要な重み付け係数の位相と、無指向特性アンテナ１０１ａに必要な重み付け係数の位相の位相差を示している。ここでは、アダプティブアンテナ装置の対称性を考慮して、干渉波の入射角度と所望波の入射角度の角度差を１８０度までとした。図３５から明らかなように、重み付け係数の最大位相差は３６０度であった。すなわち、この位相変化量を実現するためには３６０度の移相量を有する移相器が必要であることが分かる。

また、干渉波が無い場合、所望方向に大きな利得を有する指向特性を実現することが必要になる。例えば＋Ｘ軸方向から所望波が来た場合、＋Ｘ軸方向に最大放射利得が得られるように制御される。このとき得られた放射パターンを図３６に示す。このとき、アンテナ１０１ａと１０１ｂ間の位相差は１８０度である。図３６から明らかなように、＋Ｘ軸方向に４．４ｄＢｉの大きな利得が得られていることが分かる。

このアダプティブアンテナ装置の動作に加えて、アンテナ間間隔Ｓを１波長から３波長まで変更することにより、放射特性にサイドローブを形成することで１つのビームを鋭くさせる。これにより、メインローブとサイドローブ間に深い指向特性の落ち込みを実現し、通常よりも少ないアンテナの数で優れたアダプティブアンテナ装置の干渉波の抑圧効果を実現することができる。以上説明したように、簡単な構造で、干渉波がない場合に所望波の到来方向に高い利得を得、干渉波がある場合には干渉波の抑圧効果を示すアダプティブアンテナ装置を実現できる。

しかしながら、図３２のアダプティブアンテナ装置には、次のような問題点があった。上述のように、干渉波がある場合に、水平面で全方向をカバーするためにはアンテナに入力される信号の重み付け係数間の位相差が３６０度も必要であった。通常の９０度ハイブリッドと可変増幅器による移相器は原理的に９０度までしか位相を変化することができない。また、ダイオードを用いた市販の移相器も１００度程度の位相変化量を有する。従って、３６０度の位相変化量を実現するためには、これらの移相器を多段に接続する必要がある。このため、アンテナの回路規模が大きくなるために小型化が難しくなる。さらに、図３２に示すように、振幅及び位相を調整する振幅位相可変器はアンテナの個数だけ必要である。アダプティブアンテナ装置の制御に必要なものはアンテナ間の位相差と振幅差であるために、この振幅位相可変器をアンテナの数よりも１個だけ削減することはできるが、この構成ではこれが限界である。また、干渉波がない場合、図３６に示すように、所望波方向であるＸ軸方向とは逆の方向である−Ｘ軸方向にも同様の放射をしていることが分かる。さらに、アンテナ間間隔Ｓを１波長から３波長に変更することにより、アダプティブアンテナ装置の小型化は不可能であった。従って、この放射電力の無駄により利得の向上に限界がある従来技術に係るアダプティブアンテナ装置の構造は不適当といわざるを得なかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して簡単な構造で、有効的にかつ確実にアダプティブ制御して、従来技術に比較して高い主ビーム利得を得ることができ、しかも従来技術に比較して高い干渉波抑圧量を得ることができるアダプティブアンテナ装置を提供することにある。

本発明に係るアダプティブアンテナ装置は、それぞれ双方向の指向特性を有する複数対のアンテナを含み、上記各対のアンテナが互いに対向するように、上記アンテナの個数と同じ数の頂点を有する多角形の頂点上に設けられた合計４個以上の偶数Ｎ個のアンテナと、
上記互いに対向する１対のアンテナを用いて無線信号のアダプティブ制御を行うアダプティブ制御回路とを備えたことを特徴とする。

上記アダプティブアンテナ装置において、上記各対のアンテナは、各対のアンテナの指向特性の主ビーム方向の軸が互いに実質的に一致するように対向して設けられたことを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記多角形は正多角形であることを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記偶数Ｎ個のアンテナは互いに同一の形状を有することを特徴とする。

またさらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記各１対のアンテナの間の間隔は、１／４波長に半波長の整数倍を加えた間隔であることを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化する２個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナのうちの互いに対向する各１対のアンテナをそれぞれ上記２個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記２個の変化手段から出力される無線信号を合成して合成無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化する２個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナのうちの互いに対向する各１対のアンテナをそれぞれ上記２個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記２個の変化手段から出力される無線信号を合成して合成無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
上記各アンテナから出力される無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記アダプティブ制御回路は、
上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
上記各アンテナから出力される無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記スイッチ手段はさらに、上記各変化手段に接続されたアンテナ以外のアンテナを所定の負荷インピーダンスに接続することを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記判断基準は、上記無線信号を復調したときのベースバンド信号のビット誤り率がより小さい無線信号を選択することを特徴とする。とって代わって、上記判断基準は、上記無線信号の受信電力がより大きい無線信号を選択することを特徴とする。

また、上記アダプティブアンテナ装置において、上記Ｎ個のアンテナはそれぞれ半波長ダイポールアンテナであることを特徴とする。

さらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記Ｎ個のアンテナはそれぞれ１波長パッチアンテナであることを特徴とする。

またさらに、上記アダプティブアンテナ装置において、上記Ｎ個のアンテナはそれぞれＭ型アンテナであることを特徴とする。ここで、上記各Ｍ型アンテナは、放射導体と、上記放射導体の中央部に接続された給電導体と、上記放射導体の両端にそれぞれ接続されかつ接地導体に接続された短絡導体とを備え、
上記Ｎ個のＭ型アンテナのうちの互いに隣接する２個のＭ型アンテナは短絡導体を共有するように、上記Ｎ個のＭ型アンテナを形成したことを特徴とする。

従って、本発明に係るアダプティブアンテナ装置によれば、それぞれ双方向の指向特性を有する複数対のアンテナを含み、上記アンテナの個数と同じ数の頂点を有する多角形の頂点上に設けられた合計４個以上の偶数Ｎ個のアンテナと、互いに対向する１対のアンテナを用いて無線信号のアダプティブ制御を行うアダプティブ制御回路とを備える。それ故、従来技術に比較して簡単な構造で、有効的にかつ確実にアダプティブ制御し、従来技術に比較して主ビーム利得を得ることができ、しかも従来技術に比較して高い干渉波抑圧量を得ることができる。特に、アダプティブ制御に必要な最大移相量を最大９０度以下にすることができ、各アンテナに接続されるアダプティブ制御回路において１個の９０度移相器を用いて構成できる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。

第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアンテナ配置を示す平面図である。本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置は、それぞれ例えば半波長ダイポールアンテナにてなり、それぞれ双方向の指向特性の放射パターン２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄを有し、正方形３０の各頂点において設けられた４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを備えて構成され、互いに対向する第１の対のアンテナ１ａ，１ｃと、互いに対向する第２の対のアンテナ１ｂ，１ｄとのいずれかの組みを選択して用いてアダプティブ制御することを特徴としている。

図１において、互いに直交するＸ軸とＹ軸で形成されるＸＹ平面上に仮想的な正方形３０が設けられ、当該正方形３０の各頂点の位置にそれぞれ４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄが設けられる。なお、Ｘ軸とＹ軸とにともに直交するＺ軸は、正方形３０の２本の対角線の交差点、すなわち正方形３０の中心に位置する。４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄにおいて、第１の対のアンテナ１ａ，１ｃは、各アンテナ１ａ，１ｃの双方向の指向特性の主ビーム（指向特性において最大の放射強度を有する放射ビームをいい、以下同様である。）の方向がＸ軸方向に平行になるように所定のアンテナ間間隔Ｓで離間して配置され、第２の対のアンテナ１ｂ，１ｄは、各アンテナ１ｂ，１ｄの双方向の指向特性の主ビームの方向がＹ軸方向に平行になるように所定のアンテナ間間隔Ｓで離間して配置される。ここで、アンテナ間間隔Ｓは正方形３０の対角線の長さに一致する。

従って、アンテナ１ａは＋Ｘ軸方向の位置に配置され、アンテナ１ｂは−Ｙ軸方向の位置に配置され、アンテナ１ｃは−Ｘ軸方向の位置に配置され、アンテナ１ｄは＋Ｙ軸方向の位置に配置されている。また、アンテナ１ａは±Ｘ軸方向に主ビームを有する双方向の指向特性の放射パターン２ａを有し、アンテナ１ｂは±Ｙ軸方向に主ビームを有する双方向の指向特性の放射パターン２ｂを有し、アンテナ１ｃは±Ｘ軸方向に主ビームを有する双方向の指向特性の放射パターン２ｃを有し、アンテナ１ｄは±Ｙ軸方向に主ビームを有する双方向の指向特性の放射パターン２ｄを有する。本実施形態では、４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを用いたアダプティブアンテナ装置の一例を示している。また、以下の説明では、無線信号の電波の受信に関してアダプティブアンテナ装置の動作を説明する。

アダプティブアンテナ装置は、所望の無線信号の電波が到来してくる方向にアンテナの放射パターンの利得を実質的に最大にし、妨害となる干渉波の方向に放射パターンの利得に実質的にヌルを向けて、安定した無線通信を実現する技術を用いる。通常、アダプティブアンテナ装置は、アンテナ毎に可変増幅器と移相器を備え、アンテナ間に振幅差と位相差を与えることにより、最大の所望信号電力と、最小の干渉信号電力を実現する。本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置では、通常のアダプティブアンテナ装置に、セクタアンテナ装置の構成を加えたことを特徴としている。

セクタアンテナ装置は、指向特性を水平面又は垂直面において空間を分割し、それぞれの空間をカバーするアンテナの組により構成される。空間を分割することにより無線信号の電波が放射される方向を絞ることが可能になり、主ビーム方向で比較的より大きな利得を有する指向特性を実現し高感度化が図れる。従って、一般的なセクタアンテナ装置では、セクタの数だけのアンテナが必要で、このうち最も強く受信したアンテナのみを信号端子及び給電ケーブルを介して無線信号処理回路に接続し動作させる。本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置では、セクタアンテナとして、図１に示すように双方向の指向特性アンテナを用いている。すなわち、当該アダプティブアンテナ装置では、対向する２個の双方向の指向特性を有するアンテナを用いてアダプティブ制御を行い、セクタアンテナの動作により高感度を実現し、アダプティブアンテナ装置の動作により、さらなる高感度化による所望信号電力の最大化と干渉波電力の最小化を実現する。

図２は、図１のアダプティブアンテナ装置においてそれぞれ半波長ダイポールアンテナである２個のアンテナ１ａ，１ｃを用いたときのアンテナ配置を示す平面図である。すなわち、双方向の指向特性を有するアンテナの一例として、図２に示す２個の半波長ダイポールアンテナを用いて、当該アンテナの放射パターンの制御を行うことについて以下に説明する。図２において、半波長ダイポールアンテナ１ａは、半波長ダイポールアンテナ１ａの２本のアンテナ素子がＹ軸に平行となるように設けられ、半波長ダイポールアンテナ１ｃは、半波長ダイポールアンテナ１ｃの２本のアンテナ素子がＹ軸に平行となるように設けられる、すなわち、各半波長ダイポールアンテナ１ａ，１ｃの各アンテナ素子は互いに平行となり、アンテナ間間隔Ｓだけ離間するように、各半波長ダイポールアンテナ１ａ，１ｃが設けられる。当該アダプティブアンテナ装置として求められる特性は、第１に干渉波があるときに干渉波を大きく減少させること、第２に干渉波がない場合に、所望波方向でより大きな利得を有する主ビームを有する指向特性が求められることが望まれる。従って、まず、干渉波の抑圧効果について考察し、次いで、所望波方向でより大きな利得を有する主ビームを有する指向特性が得られる構成について考察する。以下の検討では、所望波と干渉波の振幅が等しく、ノイズの振幅が所望波に対して０．００１倍の振幅を有するものと仮定している。

次いで、アダプティブアンテナ装置の詳細動作について以下に説明する。

各アンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄで受信された信号には、通常、所望波の信号とともに熱雑音成分が受信される。さらに、隣接基地局からの同一周波数の同一チャンネル干渉波や、所望波であるが大きな経路を経由して到来したために時間的な遅れを生じる遅延波も受信される場合がある。遅延波はテレビジョンやラジオ等のアナログ無線通信において、例えばテレビジョン画像のゴーストとして画面表示の品質を劣化させる。一方、デジタル無線通信では、熱雑音、同一チャンネル干渉波や遅延波は、いずれもビット誤りとして影響を及ぼし、直接的に信号品質を劣化させる。ここで、所望波の受信電力をＣとし、熱雑音の受信電力をＮとし、同一チャンネル干渉波と遅延波を含む干渉波電力をＩとすると、アダプティブアンテナ装置は信号品質を改善させるために、例えば、Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）を実質的に最大にするように動作する。

図３は、図２のアンテナ配置におけるアダプティブアンテナ装置のためのアダプティブ制御回路を示すブロック図である。具体的に、アダプティブアンテナ装置の動作について図３を参照して説明する。一例として、互いに対向する１対のアンテナ１ａ，１ｃを用いたときを例について説明する。各アンテナ１ａ，１ｃでそれぞれ受信された無線信号は、Ａ／Ｄ変換器３２によりデジタル信号ｘ（ｔ）（ここで、ｘ（ｔ）は２個の要素を持つ信号ベクトルである。）に変換され、コントローラ１１に入力される。コントローラ１１は、受信アダプティブ制御回路３３から出力される無線信号ｙ（ｔ）が最も信号品質が良くなるように（具体的には、詳細後述するように、合成受信電力が最大になり、もしくは、復調されたベースバンド信号のビット誤り率が最小となるように）、受信アダプティブ制御回路３３内の可変増幅器７ａ，７ｃの増幅度又は減衰度、並びに、受信アダプティブ制御回路３３内の移相器８ａ，８ｃの移相量を制御する。これにより、復調器６から出力される復調信号の信号品質が最良となる。

次いで、可変増幅器７ａ，７ｃの増幅度又は減衰度、並びに、移相器８ａ，８ｃの移相量（これらの値を総称して、以下、重み付け係数という。）の計算方法を以下に示す。ここで、重み付け係数Ｗ_ｉは振幅量Ａ_ｉと位相φ_ｉにより、次式により定義される。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して用いることとする。

［数１］
Ｗ_ｉ＝Ａ_ｉｅｘｐ（ｊωφ_ｉ） （１）

ここで、ｊは虚数単位であり、ω（＝２πｆ）は角周波数である。また、ｉは１又は２であり、ｉ＝１はアンテナ１ａに接続された回路における値を示し、ｉ＝２はアンテナ１ｃに接続された回路における値を示す。さらに、Ｗｉを要素とする重み付け係数ベクトルＷを定義して、以下に、重み付け係数ベクトルＷを求める方法について示す。

重み付け係数ベクトルＷを求める方法にはいくつか方法があるが、ここでは最急降下法（別名ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎｓ Ｓｑｕａｒｅｓ）法ともいう。）を用いた例を示す。この手法では、アダプティブアンテナ装置は予め既知の所望波に含まれる信号系列ｒ（ｔ）（以下、参照信号という。）を保有し、受信された信号がそれに近くなるように制御する。ここでは、一例としてコントローラ１１に参照信号が予め格納されている場合を示す。具体的には、コントローラ１１は、無線デジタル信号ｘ（ｔ）に、振幅と位相の成分を有する重み付け係数ｗ（ｔ）を乗算し、乗算結果と参照信号ｒ（ｔ）との残差を求める。このとき、残差ｅ（ｔ）は次式で表される。

［数２］
ｅ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−ｗ（ｔ）×ｘ（ｔ） （２）

ここで、残差ｅ（ｔ）は正又は負の値をとる。従って、式（２）により求めた残差ｅ（ｔ）を２乗した値の最小値を漸化的に繰り返し計算して求める。すなわち、（ｍ＋１）回目の繰り返し計算により得られた重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ＋１）はｍ回目の重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）を用いて次式で表される。

［数３］
ｗ（ｔ，ｍ＋１）
＝ｗ（ｔ，ｍ）＋ｕ×ｘ（ｔ）×ｅ（ｔ，ｍ） （３）

ここで、ｕはステップサイズと呼ばれ、ｕが大きいと重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）が最小値に収束する繰り返し計算回数が少なくなるという利点があるが、ステップサイズｕが大き過ぎると最小値付近で振動してしまうという欠点がある。従って、ステップサイズｕの選定にはシステムにより十分注意する必要がある。逆に、ステップサイズｕを小さくすることにより重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）は安定して最小値に収束する。しかしながら、繰り返し計算回数は増加する。繰り返し計算数が増加すると重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）を求めるのに時間がかかる。仮に重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）の計算時間が周囲環境の変化時間（例えば数ミリ秒）よりも遅い場合には、この重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）による信号品質の改善は不可能となる。そこで、ステップサイズｕを決定する場合にはできるだけ高速でかつ安定な収束の条件を選ぶ必要がある。また、残差ｅ（ｔ，ｍ）は次式で表される。

［数４］
ｅ（ｔ，ｍ）
＝ｒ（ｔ）−ｗ（ｔ，ｍ）×ｘ（ｔ） （４）

上記式（４）の値を用いて式（３）を漸化的に更新する。なお、重み付け係数ｗ（ｔ，ｍ）を求めるための最大繰り返し計算回数は、重み付け係数の計算時間が無線システムの切り替え時間よりも遅くならないように設定する。

ここでは、一例として最急降下法に基づく無線通信システムの判定法を説明したが、これに限られるものではない。例えば、より早く判定が可能なＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）法、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法などを用いてもよい。これらの方法により判定は早くなるが、コントローラ１１における判定処理における計算が複雑になる。また、信号系列の変調方式がデジタル位相変調で一定の包絡線を持つような低包絡線変調である場合には、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）法を使用することができる。

次いで、図１及び図２のアダプティブアンテナ装置を用いた本発明者らによるシミュレーション結果について以下に説明する。

図４は図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが半波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。なお、各図において、１波長をλで表す。入斜角度は、図２の方位角φに示すように、＋Ｘ軸から＋Ｙ軸に向かう角度を正とし、以下同様とする。本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置の構成では、それぞれ双方向の指向特性を有する４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを用いているため、各１つのアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄがカバーする角度範囲は±４５度の範囲である。図４から明らかなように、図３２に図示した従来技術に係る無指向性アンテナにより構成されたアダプティブアンテナ装置とほぼ同等の干渉波抑圧量が得られていることが分かる。また、所望波の入射角度と干渉波の入射角度の差が５度以下ではこの場合も干渉波を抑圧することが難しいことが分かった。そこで、所望波に対する干渉波の入射角度差が５度以下の場合は、干渉波の抑圧効果が小さいためにアダプティブアンテナ装置の制御範囲外として考慮しないことにする。

次いで、アダプティブアンテナ装置の干渉波抑圧動作に必要な移相器８ａ，８ｃの位相変化量を調べる。ここでは一例として、所望波の入射角度が０度のときの干渉波の入射角度を変化させたときの結果を図５に示す。図５において、横軸は干渉波の入射角度と所望波の入射角度の角度差であり、縦軸はアンテナ１ｃに必要な重み付け係数の位相とアンテナ１ａに必要な重み付け係数位相の位相差を示している。図５から明らかなように、このときの重み付け係数の最大位相差は５３度であった。一方、無指向性アンテナにより構成されたアダプティブアンテナ装置の場合は、図３５に示すように位相差は３６０度必要である。すなわち、必要な位相差を従来技術に比較して１／７に軽減することができる。また、所望波と干渉波の入射角度が−４５度から＋４５度まで変化したときの、アンテナ１ｃの位相とアンテナ１ａの位相の最大位相差は５３．４度であった。

このように、２個の双方向の指向特性アンテナを用いたアダプティブアンテナ装置を用いることにより、干渉波の抑圧効果を保ちつつ、アンテナ間の位相差を小さくすることが可能である。これにより、移相器８ａ，８ｃに対する移相量の仕様の要求が小さくて済む。

次いで、本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置において、干渉波が無い場合に主ビーム方向でより大きな利得を有する指向特性が得られるかを考察する。図２に示す半波長ダイポールアンテナを用いたアダプティブアンテナ装置では、無指向特性アンテナを用いたアダプティブアンテナ装置に比べて放射方向を絞っているために、主ビーム方向である最大方向に２．１５ｄＢだけ放射無線信号の電波の電力が強くなる。すなわち、半波長ダイポールアンテナをアダプティブアンテナ装置に用いることにより振幅比で１．２８倍に無線信号の電波を強めることができる。このため、例えば２個のアンテナ１ａ，１ｃから放射された無線信号の電波が同じ位相で加算されたときには、無指向特性アンテナ単体に比べて（１．２８＋１．２８）の２乗の電力である６．５５倍（８．１６ｄＢｉ）の利得を主ビーム方向において得ることができる。また、２個の無指向特性アンテナを用いてアダプティブアンテナ装置を構成したときは、無指向特性アンテナ単体に比べて（１＋１）の２乗の電力である４倍（６．０１ｄＢｉ）の利得を主ビーム方向において得ることができる。

以上説明したように、双方向の指向特性を有するアンテナを備えたアダプティブアンテナ装置は、無指向特性アンテナを備えたアダプティブアンテナ装置に比べて６．５５／４＝１．６５倍、すなわち、２．１５ｄＢだけ大きな利得を有する指向特性が得られることが分かる。また、図１に示す双方向の指向特性アンテナをそれぞれ、無指向特性アンテナに置き換えて、４つの無指向特性アンテナの位相と振幅を調整することにより、本双方向の指向特性アンテナによるアダプティブアンテナ装置とほぼ同様の指向特性を得ることが可能である。しかしながら、この場合すべてのアンテナに対して可変増幅器と移相器が必要になり、多大のコストがかかり、小型化に不向きであるというデメリットがある。すなわち、本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置の構成の方が、制御するアンテナの数が少なくてすむために、無線装置の小型化とコスト低減に有利であることが分かる。

図６は、図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが半波長であるときのアンテナ間間隔Ｓに対するＸ軸方向利得を示すグラフである。すなわち、図６は、アンテナ間間隔Ｓを変化させたときの＋Ｘ軸方向の利得を求め、最適アンテナ間間隔Ｓを求めた結果を示している。図６において、アンテナ１ａで受信された無線信号と、アンテナ１ｃで受信された無線信号との間に９０度の位相差を与えている。ここで、アンテナ間間隔Ｓが０波長から０．５波長までは、アンテナ１ｃで受信された無線信号の位相を、アンテナ１ａで受信された無線信号の位相に比較して９０度だけ進めるように移相しており、アンテナ間間隔Ｓが０．５以上では、アンテナ１ｃで受信された無線信号の位相を、アンテナ１ａで受信された無線信号の位相に比較して９０度だけ遅延させるように移相している。このときに、それぞれのアンテナ間間隔Ｓにおいて＋Ｘ軸方向が最大放射方向（すなわち、主ビーム方向）になる。

図６から明らかなように、アンテナ間間隔Ｓが０．２波長と０．３波長の間のとき（実質的に０．２５波長のとき）と、０．７波長と０．８波長の間のとき（実質的に約０．７５のとき）にそれぞれ極大値を得ることができる。また、アンテナ間間隔Ｓが０．２波長のときに６．２ｄＢｉの利得を得ることができ、アンテナ間間隔Ｓが０．８波長のときに５．３ｄＢｉを得ることができる。さらに、アンテナ間間隔Ｓが０．５波長と１波長においてそれぞれ極小値２．４ｄＢｉと１．９ｄＢｉの利得を得ている。これより、「アンテナ間間隔Ｓが１／４波長＋半波長の整数倍である」ときに＋Ｘ軸方向の利得は極大値を有し、半波長の整数倍のときに極小値となることが分かる。

次いで、図６の結果について、図７を参照して理論的な考察を行う。

上述のように、アンテナ間間隔Ｓが０波長から０．５波長までの間では、アンテナ１ｃから放射された無線信号は、アンテナ１ａから放射された無線信号に比べて９０度だけ進んでいる。このとき、＋Ｘ軸方向に最も強く無線信号の電波が放射されるのは、図７に示すように、アンテナ１ｃから放射された無線信号の電波とアンテナ１ａから放射された無線信号の電波が＋Ｘ軸方向に同位相で加算される場合である。すなわち、アンテナ１ｃから放射された無線信号の電波がアンテナ１ａまで伝搬することによって９０度だけ位相が遅れる必要がある。これにより、同時刻において、アンテナ１ａから＋Ｘ軸方向に放射された無線信号の電波の位相と、アンテナ１ｃから＋Ｘ軸方向に放射された無線信号の電波の位相が同相となる。逆に、−Ｘ軸方向には逆相となるので、無線信号の電波は放射されない。すなわち、アンテナ間間隔Ｓが０．２５波長のときに＋Ｘ軸方向への指向特性利得が最大となる。一方、アンテナ間間隔Ｓが０．５波長から１波長までの間では、アンテナ１ｃから放射された無線信号の位相が、アンテナ１ａから放射された無線信号に比べて９０度だけ遅れている。このとき、同様に、＋Ｘ軸方向に最も強く無線信号の電波が放射されるのは、アンテナ１ｃから放射された無線信号の電波がアンテナ１ａまで伝搬することによって、２７０度（−９０度）だけ位相が遅れる必要がある。すなわち、アンテナ間間隔Ｓが０．７５波長のときに＋Ｘ軸方向への指向特性利得が最大となる。これは、図６の結果と一致している。従って、「アンテナ間間隔Ｓを１／４波長＋半波長の整数倍である」に設定することが好ましい。

なお、図６では、アンテナ１ａとアンテナ１ｃ間のアイソレーションによる利得の減少を加味している。このアイソレーションは、アンテナ１ａから放射された無線信号の電波の電力のうちアンテナ１ｃに受信される電力の比で表される。すなわち、このアイソレーション比の電力が放射されないために利得が減少する。例えばアイソレーションが１０ｄＢのとき、アンテナ１ａ，１ｃから放射される無線信号の電波の効率は９０％となる。

図８は、図２の場合におけるアンテナ間間隔Ｓに対する２個のアンテナ１ａ，１ｃ間のアイソレーションを示すグラフである。図８から明らかなように、アンテナ間間隔Ｓが大きくなるにつれてアイソレーションが大きくなっていることが分かる。また、アイソレーションが１０ｄＢ以上となるのは、アンテナ間間隔Ｓが０．３波長以上必要であることが分かる。従って、アンテナ間間隔Ｓを０．７５波長又は０．８波長（＝約１／４波長＋半波長）に設定することにより、比較的高いアイソレーションを有して効率が良く、比較的高いアンテナ利得が得られる。それ故、アンテナ間間隔Ｓを０．７５波長又は０．８波長（＝約１／４波長＋半波長）に設定することが好ましい。

図９は、図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．８波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。図９から明らかなように、図４に示したアンテナ間間隔Ｓが０．５波長の場合に比較して大きな干渉波抑圧量が得られていることが分かる。また、この場合も、所望波の入射角度と干渉波の入射角度の差が５度以下では干渉波を抑圧することが難しいことが分かった。そこで、所望波に対する干渉波の入射角度差が５度以下の場合は、干渉波の抑圧効果が小さいためにアダプティブアンテナ装置制御範囲外として考慮しないことにする。

次に、アンテナ間間隔Ｓが０．８波長であるときのアダプティブアンテナ装置の干渉波抑圧動作に必要な移相器の位相変化量を調べる。アダプティブアンテナ装置の制御範囲内におけるアンテナ１ｃとアンテナ１ａの重み付け係数間の位相差は２５０．５度〜３３６．８度であった。これより、移相器８ａ，８ｃに求められる位相変化量は８６．３度であり、無指向性アンテナにより構成されたアダプティブアンテナ装置の場合に比べて１／４に軽減することができることが分かる。

図１０は、図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．７５波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。図１０から明らかなように、図４に示したアンテナ間間隔Ｓが０．５波長の場合及び図９に示したアンテナ間間隔Ｓが０．８波長に比較して大きな干渉波抑圧量が得られていることが分かる。また、この場合も、所望波の入射角度と干渉波の入射角度の差が５度以下では干渉波を抑圧することが難しいことが分かった。そこで、所望波に対する干渉波の入射角度差が５度以下の場合は、干渉波の抑圧効果が小さいためにアダプティブアンテナ装置制御範囲外として考慮しないことにする。

図１１は、図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．７５波長であるときに所望波と干渉波の角度差に対する重み付け係数の位相差を示すグラフである。図１１から明らかなように、移相器８ａ，８ｃに求められる位相変化量は７９．２度であり、無指向性アンテナにより構成されたアダプティブアンテナ装置の場合に比べて１／５程度に軽減することができることが分かる。

以上説明したように、それぞれ双方向の指向特性を有する１対のアンテナ１ａ，１ｃを用いてアダプティブ制御するアダプティブアンテナ装置において、アンテナ間間隔Ｓを０．７５波長に設定したときは、図３２の従来技術の場合及びアンテナ間間隔Ｓを０．５波長又は０．８波長に設定した場合に比較して、主ビーム利得を大きくすることができるのみならず、大きな干渉波抑圧量を得られる。また、アンテナ間間隔Ｓを０．５波長の場合に比較して、若干移相器の位相変化量が増加するが、その位相変化量は７９．２度であり、通常入手しやすい１個の９０度移相器で実現が可能である。従って、より好ましくは、アンテナ間間隔Ｓを０．７５波長（＝約１／４波長＋半波長）に設定することが好ましい。

以上の実施形態においては、４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを用いた構成を一例として説明したが、本発明はこれに限らず、６個以上の偶数個のアンテナを用いて構成してもよい。図３１は本発明の第１の実施形態の変形例に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。図３１のアンテナ装置では、それぞれ例えば半波長ダイポールアンテナにてなり、それぞれ双方向の指向特性の放射パターン２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆを有し、正六角形３１の各頂点において設けられた６個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆを備えて構成され、互いに対向する第１の対のアンテナ１ａ，１ｄと、互いに対向する第２の対のアンテナ１ｂ，１ｅと、互いに対向する第３の対のアンテナ１ｃ，１ｆとのいずれかの組みを選択して用いてアダプティブ制御することを特徴としている。このように、アンテナの数が増大することにより、１つのアンテナのカバーする範囲が狭くなることで、所望波方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有する双方向の指向特性を有するアンテナを使用することができる。これにより、さらに利得を増大させて、干渉波抑圧量を増大させることができる。さらに、カバーエリアが狭いために干渉波の抑圧制御を実現するためのアンテナに入力される無線信号の移相量が小さくなるため、より小さい最大移相量を有する移相器を使用できる。

第２の実施形態．
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置において用いるＭ型アンテナ素子３の構成を示す斜視図である。なお、Ｍ型アンテナ素子３とそれを用いたアンテナ装置については、特許文献２及び３において開示されている。第１の実施形態では、４個のアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを並置してアダプティブアンテナ装置を構成するが、第２の実施形態では、図１３に示すように、Ｍ型アンテナ素子３を用いてさらに小型化することを特徴としている。

図１２において、Ｍ型アンテナ素子３は、放射導体３−１と、給電導体３−２と、２本の短絡導体３−３，３−４と、接地導体５とを備えて構成される。接地導体５と平行となるように放射導体３−１が配置され、その両端はそれぞれ短絡導体３−３，３−４を介して接地導体５に接地される。ここで、給電導体３−２と、２本の短絡導体３−３，３−４は好ましくは互いに平行となるように、接地導体５に対して垂直な角度で立設されて形成される。また、給電導体３−２の一端は放射導体３−１の中央部に接続される一方、給電導体３−２の他端は給電点４に接続される。給電点４では、接地導体５に円孔４ｃが形成されて、給電導体３−２が接地導体５に電気的に絶縁された状態で円孔４ｃを通過して例えば同軸ケーブルなどの給電ケーブルに接続される。

図１３は、図１２の４個のＭ型アンテナ素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄを備えたアダプティブアンテナ装置の構成を示す斜視図である。図１３において、４個のＭ型アンテナ素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄはそれぞれアンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを構成している。ここで、４個のＭ型アンテナ素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄはそれぞれ給電点４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄを有する。また、図１３のアダプティブアンテナ装置において、互いに隣接するＭ型アンテナ素子の短絡導体を共用することにより、第１の実施形態に係るアンテナ装置に比較して小型化することを特徴としている。なお、４個のＭ型アンテナ素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄの各放射導体３−１により正方形を形成する。また、本発明者による試作機では、４個のＭ型アンテナ素子３ａ乃至３ｄの各放射導体３−１の長さは１２０ｍｍで、その高さである短絡導体３−３，３−４の長さは１２ｍｍであり、接地導体５は、１４０ｍｍ×１４０ｍｍの正方形状を有する。

以上のように構成された４個のＭ型アンテナ素子３ａ乃至３ｄを用いたアダプティブアンテナ装置では、アンテナ１ａとアンテナ１ｃが±Ｘ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有する双方向の指向特性を有し、アンテナ１ｂとアンテナ１ｄが±Ｙ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有する双方向の指向特性を有する。すなわち、１対のアンテナ１ａ，１ｃの組と、１対のアンテナ１ｂ，１ｄの組で水平面を３６０度の範囲でカバーして無線信号の電波を放射できる。

図１４は図１３のＭ型アンテナ素子３ａに給電したときの給電点反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図１４において、他のＭ型アンテナ素子３ｂ，３ｃ，３ｄは５０Ωの終端抵抗で終端されている。なお、以下に示す放射パターンにおいて、給電されていないアンテナはすべて５０Ωの終端抵抗で終端されている。図１４から明らかなように、当該アンテナ装置では、周波数２ＧＨｚで反射電力が最小になり、効率よく無線信号の電波の送受信が行えることが分かる。この場合、周波数２ＧＨｚにおいて、入力電力に対して反射電力の比が−９．７ｄＢであり、アンテナの効率は９０％である。当該アンテナの構造はＸ軸とＹ軸に対して対称であり、アンテナ１ａ乃至１ｄの特性はすべて同じであり、いずれのアンテナも効率の良いアンテナを実現している。ここで、Ｍ型アンテナ素子３ａ乃至３ｄの長さは１２０ｍｍであり、周波数２ＧＨｚの波長は１５０ｍｍである。すなわち、Ｍ型アンテナ素子３ａ乃至３ｄの長さは１２０／１５０＝０．８波長となる。従って、アダプティブ制御を行う対向した各対のアンテナ間（アンテナ１ａとアンテナ１ｃの間、並びに、アンテナ１ｂとアンテナ１ｄとの間）の間隔Ｓは０．８波長となり、双方向の指向特性アンテナを備えた、ほぼ最適値モデルの２素子アダプティブアンテナ装置を実現している。

図１５は、図１３のＭ型アンテナ素子３ａに給電したときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。図１５において、使用周波数は２ＧＨｚであり、以下に示す放射パターンは周波数２ＧＨｚにおける放射パターンを示す。図１５から明らかなように、当該アンテナ装置±Ｘ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有する双方向の指向特性を示していることが分かる。また、−Ｘ軸方向に３．４ｄＢｉの放射利得を得て、＋Ｘ軸方向に２．０ｄＢｉの放射利得を得ていることが分かる。このように、若干−Ｘ軸方向により大きな放射利得を有する指向特性を示しているが、その差は１．４ｄＢである。本実施形態に係るアンテナ装置の構造はＸ軸とＹ軸に対して対称であり、アンテナ１ａ乃至１ｄの指向特性はすべて同じである。ここで、アンテナ１ｂは±Ｙ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有し、＋Ｙ軸方向が−Ｙ軸方向よりも若干大きな利得を有する双方向の指向特性を有する。また、アンテナ１ｃは±Ｘ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有し、＋Ｘ軸方向が−Ｘ軸方向よりも若干大きな利得を有する双方向の指向特性を有する。さらに、アンテナ１ｄは±Ｙ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有し、−Ｙ軸方向が＋Ｙ軸方向よりも若干大きな利得を有する双方向の指向特性を有する。

次いで、第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置におけるアダプティブ制御された放射特性を示す。

図１６は図１３のアダプティブアンテナ装置においてアダプティブ制御されたときに干渉波が無く、Ｘ軸方向の所望波が到来するときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。図１６から明らかなように、＋Ｘ軸方向に５．６ｄＢｉの大きな利得を有する指向特性が得られていることが分かる。これは、アンテナ単体の最大放射利得の３．４ｄＢｉに比べて２．２ｄＢだけ高い利得を得ることができる。また、−Ｘ軸方向の利得は−８．６ｄＢｉであり、不要な方向への指向特性が小さく抑えられていることが分かる。このとき、アンテナ１ａから放射された無線信号の位相は、アンテナ１ｃから放射された無線信号に比べて＋９０度だけ進めている。アンテナ１ａから放射された無線信号と、アンテナ１ｃから放射された無線信号の各振幅は同一に設定した。このように、第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置では、対向する双方向の指向特性アンテナの振幅と位相を調整することにより、干渉波が無いときに所望波方向である±Ｘ軸方向に平行な主ビーム方向でより大きな利得を有する双方向の指向特性を得ることができ、当該アダプティブアンテナ装置を高感度化できる。また、当該アダプティブアンテナ装置において所望波方向の主ビーム利得をより大きくすることにより、用いるアンテナの数を削減することができる。

次いで、本実施形態に係るアダプティブアンテナ装置における干渉波抑圧のアダプティブ制御の放射特性の一例を示す。

図１７は、図１３のアダプティブアンテナ装置においてアダプティブ制御されたときにＸ軸方向から所望波が到来しかつ方位角φ＝３０度で干渉波が到来するときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。図１７から明らかなように、所望波方向に−２．６ｄＢｉの利得を得ており、干渉波方向に−１３．９ｄＢｉの利得を得た。これにより、１１．３ｄＢの干渉波の抑圧効果を得た。このとき、アンテナ１ａから放射される無線信号の位相を０度に設定し、アンテナ１ｃから放射される無線信号の位相を３０度に設定した。このように、第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置により、干渉波を有効的に抑圧することができる。

以上説明したように、第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置により、干渉波が無い場合には水平面において５．６ｄＢｉの高利得を実現し、干渉波があるときには有効的に干渉波を抑圧できるアダプティブ制御を実現することができる。なお、本実施形態においては、アダプティブアンテナ装置を構成する各アンテナの双方向の指向特性に１．４ｄＢの利得差があったにも関わらず、このような効果を実現することができた。すなわち、アンテナの放射パターンが理想的な双方向の指向特性から若干ずれた場合においても、対向する双方向の指向特性アンテナを用いたアダプティブアンテナ装置の効果が得られることが分かる。

さらに、それぞれ双方向の指向特性を有する互いに対向する１対のアンテナを用いてアダプティブ制御することにより、高利得化と干渉波抑圧の両立を実現する。さらに、カバー範囲を分割することにより、カバーエリア外からの干渉波を、アダプティブ制御を行うことなく抑圧することができる。

第３の実施形態．
図１８は、本発明の第３の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第３の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置は、第１の対のアンテナ１ａ，１ｃと、第２の対のアンテナ１ｂ，１ｄとのうちのいずれか１対のアンテナを用いて、選択された１対のアンテナに接続された可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂにおいて重み付け係数の振幅と移相量を変化することによりアダプティブ制御することを特徴としている。なお、アンテナ１ａ乃至１ｄは、例えば半波長ダイポールアンテナであって、図１に示すようにＸＹ平面上に配置されている。

図１８において、スイッチ回路６は２個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を備えて構成され、スイッチ回路９は２個のスイッチＳＷ５，ＳＷ６を備えて構成される。アンテナ１ａはスイッチＳＷ１の接点ａ及びスイッチＳＷ２の接点ａに接続され、アンテナ１ｂはスイッチＳＷ１の接点ｂ及びスイッチＳＷ２の接点ｂに接続され、アンテナ１ｃはスイッチＳＷ１の接点ｃ及びスイッチＳＷ２の接点ｃに接続され、アンテナ１ｄはスイッチＳＷ１の接点ｄ及びスイッチＳＷ２の接点ｄに接続される。ここで、スイッチ回路６の２個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、コントローラ１１により制御され、第１の対のアンテナ１ａ，１ｃと、第２の対のアンテナ１ｂ，１ｄとのうちのいずれか１つの対のアンテナを可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂに接続する。スイッチＳＷ１の共通端子は可変増幅器７ａ及び移相器８ａを介してスイッチＳＷ５の共通端子に接続され、スイッチＳＷ２の共通端子は可変増幅器７ｂ及び移相器８ｂを介してスイッチＳＷ６の共通端子に接続される。スイッチＳＷ５の接点ａ及びスイッチＳＷ６の接点ａは信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。なお、スイッチＳＷ５の接点ａ及びスイッチＳＷ６の接点ａはそれぞれ、例えば終端抵抗５０Ωである負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地される。ここで、可変増幅器７ａ，７ｂの増幅度又は減衰度はコントローラ１１により制御され、移相器８ａ，８ｂの移相量はコントローラ１１により制御される。また、スイッチ回路９はコントローラ１１により制御され、移相器８ａから出力される無線信号と、移相器８ｂから出力される無線信号とのうちのいずれか１つの無線信号、もしくはこれら２個の無線信号を合成してなる無線信号をコントローラ１１に出力するとともに、給電ケーブル（図示せず。）を介して無線信号処理回路（図示せず。）に接続された信号端子１０に出力する。

次いで、図１８のアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御処理（以下、第１のアダプティブ制御処理という。）の動作について、＋Ｘ軸方向から所望波の無線信号の電波が到来する場合を例にして説明する。

（ステップＳ１）まず、コントローラ１１の制御のもとでスイッチ回路６により、アンテナ１ａ乃至１ｄのうち互いに対向する１対のアンテナがそれぞれ可変増幅器７ａ，７ｂに接続され、さらに移相器８ａ，８ｂ及びスイッチ回路９を介して信号端子１０に接続される。初期状態において、可変増幅器７ａ，７ｂの増幅度はいずれも１に設定され、移相器８ａ，８ｂの移相量は０に設定される。

（ステップＳ２）この初期状態において、コントローラ１１によりスイッチ回路６を制御して、１対のアンテナ１ａ，１ｃの組を可変増幅器７ａ，７ｂに接続するとともに、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ａに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ｂに切り換えて、移相器８ａの出力端子はスイッチＳＷ５を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の受信電力Ｐａはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ３）次いで、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ｂに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ａに切り換えて、移相器８ａの出力端子はスイッチＳＷ６を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の受信電力Ｐｃはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ４）さらに、コントローラ１１によりスイッチ回路６を制御して、１対のアンテナ１ｂ，１ｄの組を可変増幅器７ａ，７ｂに接続するとともに、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ａに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ｂに切り換えて、移相器８ａの出力端子はスイッチＳＷ５を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の受信電力Ｐｂはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ５）次いで、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ｂに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ａに切り換えて、移相器８ａの出力端子はスイッチＳＷ６を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の受信電力Ｐｄはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ６）次いで、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに格納された受信電力Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄを比較して、最大の受信電力を選択する。この場合、＋Ｘ軸方向から所望の無線信号の電波が到来するために、アンテナ１ａとアンテナ１ｃに、最大電力を有する無線信号の電波が受信されるので、受信電力Ｐａ及びＰｃが選択される。ただし、通常は、第２の実施形態に係る試作機のように、アンテナ１ａとアンテナ１ｃの放射パターンは若干異なるために、受信電力ＰａとＰｃのうちのいずれ１つが選択される。

（ステップＳ７）ここで、受信電力Ｐａが選択されると、コントローラ１１は、スイッチ回路６を制御してアンテナ１ａ，１ｃの組をそれぞれ可変増幅器７ａ，７ｂに接続するとともに、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ａに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ａに切り換えて、移相器８ａの出力端子及び移相器８ｂの出力端子はそれぞれスイッチＳＷ５，ＳＷ６を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。そして、コントローラ１１により、可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂをアダプティブ制御する。すなわち、可変増幅器７ａ，７ｂの増幅度又は減衰度と、移相器８ａ，８ｂの移相量を制御して、所望波の無線信号を増大させかつ干渉波の無線信号を減少させるようにアダプティブ制御する。なお、干渉波の無線信号が無い場合には、所望波の無線信号を最大にするように可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂをアダプティブ制御する。

以上説明したように、コントローラ１１には、各アンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄで受信された無線信号に関する受信電力Ｐａ乃至Ｐｄを格納するメモリ１１ｍと、アダプティブ制御するために可変増幅器７ａ，７ｂの増幅度又は減衰度と、移相器８ａ，８ｂの移相量を計算する計算処理部と、スイッチ回路６、スイッチ回路と９、可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂを制御する制御部を備えて構成される。以上の構成により、干渉波の無線信号による信号品質の劣化を防止しつつ、適切なアンテナを受信アンテナに選択しアダプティブ制御により所望波の無線信号に対するアンテナの利得を増大させることができる。

以上の第１のアダプティブ制御処理においては、各アンテナからの無線信号の受信電力又は１対のアンテナからの無線信号の合成受信電力に基づいて、アダプティブ制御しているが、本発明はこれに限らず、各無線信号をベースバンド信号に復調し、復調されたベースバンド信号の誤り率に基づいてアダプティブ制御してもよい。

次いで、上記第１のアダプティブ制御処理とは別の第２のアダプティブ制御処理について以下に説明する。

（ステップＳ１１）まず、コントローラ１１によりスイッチ回路６を制御して、１対のアンテナ１ａ，１ｃの組を可変増幅器７ａ，７ｂに接続するとともに、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ａに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ａに切り換えて、移相器８ａ及び移相器８ｂの各出力端子はそれぞれスイッチＳＷ５，ＳＷ６を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の合成受信電力Ｐｐはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ１２）次いで、コントローラ１１によりスイッチ回路６を制御して、１対のアンテナ１ｂ，１ｄの組を可変増幅器７ａ，７ｂに接続するとともに、スイッチ回路９のスイッチＳＷ５を接点ａに切り換えかつスイッチＳＷ６を接点ａに切り換えて、移相器８ａ及び移相器８ｂの各出力端子はそれぞれスイッチＳＷ５，ＳＷ６を介して信号端子１０及びコントローラ１１に接続される。このとき、スイッチ回路９から出力される無線信号の合成受信電力Ｐｑはコントローラ１１により検出され、コントローラ１１内のメモリ１１ｍに一時的に格納される。

（ステップＳ１３）上記格納された合成受信電力Ｐｐ，Ｐｑのうちより大きな合成受信電力を検出した１対のアンテナを選択し、上記選択した１対のアンテナを動作させるように、ステップＳ１１又はＳ１２のスイッチ制御処理を実行した後、コントローラ１１により、可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂをアダプティブ制御する。すなわち、可変増幅器７ａ，７ｂの増幅度又は減衰度と、移相器８ａ，８ｂの移相量を制御して、所望波の無線信号を増大させかつ干渉波の無線信号を減少させるようにアダプティブ制御する。なお、干渉波の無線信号が無い場合には、所望波の無線信号を最大にするように可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂをアダプティブ制御する。

以上の第２のアダプティブ制御処理においては、１対のアンテナからの無線信号の合成受信電力に基づいてアダプティブ制御しているが、本発明はこれに限らず、各無線信号をベースバンド信号に復調し、復調されたベースバンド信号の誤り率に基づいてアダプティブ制御してもよい。

さらに、可変増幅器７ａ，７ｂ及び移相器８ａ，８ｂに対してそれぞれ与える増幅度と移相量の具体的な計算方法については以下に詳述する。上記式（３）を用いて計算した重み付け係数ｗ（ｔ，Ｎ）（ただし、計算の繰り返し回数をＮとする。）の計算値をＷ_ｏｐｔとすると、次式で表される。ここで、アンテナ１ａを第１のアンテナとし、アンテナ１ｃを第２のアンテナとする。

［数５］
Ｗ_ｏｐｔ＝［ｗ_ｏｐｔ１ ｗ_ｏｐｔ２］^Ｔ （５）

ここで、［・］^Ｔは行列の転置である。式（５）の右辺の各要素に対して複素共役をとり、重み付け係数ｗ_ｏｐｔ１ ^＊をアンテナ１ａから放射された無線信号に対して乗算し、重み付け係数ｗ_ｏｐｔ２ ^＊をアンテナ１ｃから放射された無線信号に対して乗算する。各重み付け係数ｗ_ｏｐｔ１ ^＊ _，ｗ_ｏｐｔ２ ^＊の振幅値は次式で表される。

［数６］
Ａ_１＝｜ｗ_ｏｐｔ１ ^＊｜ （６）
［数７］
Ａ_２＝｜ｗ_ｏｐｔ２ ^＊｜ （７）

また、各重み付け係数ｗ_ｏｐｔ１ ^＊ _，ｗ_ｏｐｔ２ ^＊の位相θ_１，θ_２は次式で表される。

［数８］
ｔａｎ（θ_１）＝Ｉｍ（ｗ_ｏｐｔ１）／Ｒｅ（ｗ_ｏｐｔ１） （８）
［数９］
ｔａｎ（θ_２）＝Ｉｍ（ｗ_ｏｐｔ２）／Ｒｅ（ｗ_ｏｐｔ２） （９）

従って、次式を得る。

［数１０］
θ_１＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ（ｗ_ｏｐｔ１ ^＊）／Ｒｅ（ｗ_ｏｐｔ１ ^＊）） （１０）
［数１１］
θ_２＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ（ｗ_ｏｐｔ２ ^＊）／Ｒｅ（ｗ_ｏｐｔ２ ^＊）） （１１）

ここで、Ｉｍ（・）は引数の複素数の虚数成分を表し、Ｒｅ（・）は引数の実数成分を表している。以上のようにして重み付け係数を計算できる。

以上の実施形態において、重み付け係数の振幅値及び位相をアダプティブ制御しているが、本発明はこれに限らず、重み付け係数の振幅値及び位相のうちの少なくとも１つを調整して制御してもよい。

以上の実施形態において、対向する１対のアンテナをアダプティブ制御するために２個の可変増幅器７ａ，７ｂ及び２個の移相器８ａ，８ｂを用いているが、本発明はこれに限らず、１個の可変増幅器及び１個の移相器を用いてスイッチを用いて選択的に切り換えて使用してもよい。これによりコスト軽減が図れる。また、各アンテナ１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄの直後の後段にそれぞれ可変増幅器と移相器を接続してもよい。このように構成することにより、アンテナの個数だけ可変増幅器と移相器が必要になるが、各アンテナで受信された無線信号の電波の位相と振幅を調整できるキャリブレーションが容易にできる。

なお、１対のアンテナでアダプティブ制御を行う場合には、重み付け係数の振幅値Ａ_１，Ａ_２及び位相θ_１，θ_２の合計４個のパラメータを変化する必要がある。しかしながら、これらの振幅比及び位相差をパラメータとして用いることにより、変化させる量を次式のように２個のパラメータに減少させることができる。

［数１２］
Ａ_２１＝Ａ_２／Ａ_１ （１２）
［数１３］
θ_２１＝θ_２−θ_１ （１３）

この場合において、第１のアンテナであるアンテナ１ａには振幅値と位相の変化を与えず（すなわち、振幅値を１とし、位相を０とする。）、第２のアンテナであるアンテナ１ｃには振幅値と位相の変化を与える（すなわち、振幅値をＡ_２１とし、位相をθ２１とする。）。これにより、上記式（５）乃至式（１１）に基づくアダプティブ制御と同様の作用効果を得ることができる。

第４の実施形態．
図１９は本発明の第４の実施形態に係るパッチアンテナ装置の構成を示す斜視図であり、図２０は図１９のＡ−Ａ’面の縦断面図である。また、図２１は図１９のパッチアンテナ装置の動作を示す斜視図である。本実施形態に係るパッチアンテナ装置は、双方向の指向特性を有するアンテナの他の例である。

図１９及び図２０において、裏面に接地導体５が形成された誘電体基板１３のおもて面の中央部に、幅Ｗと長さλを有する矩形形状のパッチ導体２５が形成される。そして、パッチ導体２５の幅方向の中央部であって、パッチ導体２５の長手方向で中央部よりも下端の辺に近接した点を給電点４とし、中心導体２３と接地導体２２にてなる同軸ケーブル２１により給電点４に給電される。なお、中心導体２３は接地導体５とは、ギャップ２４により電気的に絶縁されている。

以上のように構成された１波長パッチアンテナ装置において、受信アンテナとして動作する場合には、受信された無線信号による電流は、パッチ導体２５の１波長の長さの辺と平行な方向に流れ、共振周波数においては、図２１に示すように、パッチ導体２５の両端で０となるように定在波が発生する。図２１では、見やすいように、パッチ導体２５の右側端部の辺に沿って電流分布を示しているが、パッチ導体２５の幅Ｗ方向に一様に分布している。このように、パッチ導体２５に正と負の電流が流れるために、中心線（Ｙ軸）を含むパッチアンテナ装置に含まれるＺＹ面において無線信号の電波は打ち消されるために放射されない。すなわち、図２１の構成により、±Ｘ軸方向に無線信号の電波が強められ、双方向の指向特性が得られる。なお、幅ＷはＹ軸方向に共振が起こらないように半波長以下にすることが望ましい。

本実施形態に係る１波長パッチアンテナ装置を使用することにより、アンテナ装置を非常に薄くすることが可能になる。例えば２ＧＨｚ帯においては厚さ３ｍｍの誘電体基板１３を用いることで、高効率なアンテナを実現することができ、さらに、薄い基板を用いることも可能である。これにより、アンテナを薄くすることが可能になり、人目に付きにくい優れたアンテナが実現できる。

以上の実施形態においては、同軸ケーブル２１を用いているが、本発明はこれに限らず、パッチアンテナと同一基板上に形成されたマイクロストリップ線路を給電線路として用いてもよい。

第５の実施形態．
図２２は本発明の第５の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。図１８の第３の実施形態においては、使用しないアンテナを例えば終端抵抗５０Ωである負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２に接続しているが、第５の実施形態では、図２２に示すように、使用しないアンテナを、４個のスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を備えたスイッチ回路６Ａを用いて、互いに異なるインピーダンスＺ１，Ｚ２を有する負荷インピーダンス１４，１５に接続したことを特徴としている。なお、インピーダンスＺ１，Ｚ２は同一であってもよい。

以上のように構成されたアダプティブアンテナ装置において、コントローラ１１の制御のもとで、スイッチ回路６により１対のアンテナ１ａ，１ｃが選択され、アンテナ１ａ，１ｃがそれぞれ可変増幅器７ａ，７ｂに接続されたとき、スイッチ回路６によりアンテナ１ｂ，１ｄがそれぞれ負荷インピーダンス１４，１５に接続される。逆に、スイッチ回路６により１対のアンテナ１ｂ，１ｄが選択されたとき、アンテナ１ｂ，１ｄがそれぞれ可変増幅器７ａ，７ｂに接続され、スイッチ回路６によりアンテナ１ａ，１ｃがそれぞれ負荷インピーダンス１４，１５に接続される。上記２個の負荷インピーダンス１４，１５により、さらに当該アダプティブアンテナ装置の指向特性を制御することができる。

図２３は図２２のアダプティブアンテナ装置においてＸ軸方向から所望波が到来したときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。図２３においては、アンテナ１ａとアンテナ１ｃに対して、同振幅でかつアンテナ１ａの方が９０度進んだ無線信号を給電した場合において、アンテナ１ｂとアンテナ１ｄにそれぞれ、ｊ１０００Ωのリアクタンス成分のみの負荷インピーダンス１４，１５を接続した場合のＸＹ面の放射パターンである。図２３から明らかなように、図２２のアダプティブアンテナ装置では、−Ｘ軸方向の放射電力が抑えられ、＋Ｘ軸方向で６．２ｄＢｉの高利得が得られていることが分かる。図１８の第３の実施形態に係るアンテナ１ｂ，１ｄが終端抵抗５０Ωである負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２で終端されたときに比べて０．６ｄＢの増加が得られた。この場合において、負荷インピーダンスが、図２４に示すように、リアクタンス１６のみで構成されているため、負荷インピーダンス１４，１５で消費される電力は零となる。すなわち、１対のアンテナ１ｂ，１ｄで受信された無線信号の電力はリアクタンス１６である負荷インピーダンス１４，１６で反射され、アンテナ１ｂ，１ｄから無線信号の電波が再び放射されることとなり、高効率なアンテナを実現することができる。

第６の実施形態．
図２５は本発明の第６の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。この第６の実施形態は、第５の実施形態に比較して、１個の負荷インピーダンス１４のみで構成したことを特徴としている。すなわち、図２２において、インピーダンスＺ１，Ｚ２が等しいときは、図２５に示すように構成してもよい。図２５において、使用しないアンテナを、４個のスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２を備えたスイッチ回路６Ｂを用いて、インピーダンスＺ１を有する負荷インピーダンス１４に接続したことを特徴としている。本実施形態では、部品点数を削減でき、これにより、コストを軽減でき、アンテナ装置を小型化できる。

以上の第５及び第６の実施形態において、負荷インピーダンス１４，１５をリアクタンスタンスのみで構成しているとき、上記負荷インピーダンス１４，１５を可変容量ダイオードで構成し、当該素子に印加する直流バイアス電圧を変化することにより、所望の指向特性が得られるように可変容量ダイオードの容量値を変化させてもよい。また、負荷インピーダンス１４，１５を、チップ抵抗、コイル又はコンデンサを用いて、その素子の一端を接地することにより構成してもよい。この場合、回路を小型化できる。さらに、負荷インピーダンスがリアクタンス成分のみである場合は、マイクロストリップ線路や同軸ケーブル等の高周波伝送線路の一端を短絡し又は開放することにより、負荷インピーダンス１４，１５を構成してもよい。この場合、損失の少ない理想的な負荷インピーダンスを実現できる。

第７の実施形態．
図２６は、本発明の第７の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第７の実施形態は、図１８の第３の実施形態の変形例であって、以下のように構成したことを特徴としている。

図２６において、アンテナ１ａにスイッチ６ａを介して可変増幅器７ａ及び移相器８ａ又は負荷インピーダンス１４ａに接続し、アンテナ１ｂにスイッチ６ｂを介して可変増幅器７ｂ及び移相器８ｂ又は負荷インピーダンス１４ｂに接続し、アンテナ１ｃにスイッチ６ｃを介して可変増幅器７ｃ及び移相器８ｃ又は負荷インピーダンス１４ｃに接続し、アンテナ１ｄにスイッチ６ｄを介して可変増幅器７ｄ及び移相器８ｄ又は負荷インピーダンス１４ｄに接続し、各移相器８ａ乃至８ｄからの無線信号を分配及び合成器１７により合成して、合成された無線信号をコントローラ１１及び信号端子１０に出力する。

以上のように構成されたアダプティブアンテナ装置では、スイッチ回路９の代わりに分配及び合成器１７を使用することができ、通常入手しやすく汎用品のために安価な１対２のスイッチ１４ａ乃至１４ｄ及び分配及び合成器１７を用いて構成することができる。

第８の実施形態．
図２７は本発明の第８の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第８の実施形態は、第７の実施形態に比較して、各移相器８ａ乃至８ｄから出力される無線信号の信号電力を比較して最大の信号電力を示すアンテナ情報をコントローラ１１に出力する比較器１８を備えたことを特徴としている。以上のように構成することにより、比較器１８により一度に複数のアンテナの受信電力を比較することができ、アダプティブ制御処理を高速化できる。なお、比較器１７の同時比較処理をコントローラ１１において実行してもよい。

第９の実施形態．
図２８は本発明の第９の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第８の実施形態では、比較器１８は各移相器８ａ乃至８ｄから出力される無線信号の信号電力を比較しているが、第９の実施形態では、比較器１８は各アンテナ１ａ乃至１ｄから出力される無線信号の信号電力を比較して、最大の信号電力を示すアンテナ情報をコントローラ１１に出力することを特徴としている。

以上の第７乃至第９の実施形態において、負荷インピーダンス１４ａ乃至１４ｄは、終端抵抗５０Ωであってもよいし、例えばリアクタンスである負荷インピーダンスであってもよい。

第１０の実施形態．
図２９は本発明の第１０の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第１乃至第９の実施形態においては、無線信号に対してアダプティブ制御処理を実行しているが、第１０の実施形態は、図１８の第３の実施形態に比較して、アンテナ１ａ乃至１ｄとスイッチ回路６との間に、無線信号処理回路１９を挿入してもよい。無線信号処理回路１９は、各アンテナ１ａ乃至１ｄで受信された無線信号に対して、例えば高周波増幅、周波数変換、中間周波増幅などの処理を実行して、各アンテナ１ａ乃至１ｄで受信された無線信号に対応した中間周波信号を発生し、当該中間周波信号を用いてアダプティブ制御することを特徴としている。

第１１の実施形態．
図３０は本発明の第１１の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。第１０の実施形態においては、中間周波信号に対してアダプティブ制御処理を実行しているが、第１１の実施形態は、図２９の第１０の実施形態に比較して、無線信号処理回路１９とスイッチ回路６との間に、中間周波信号処理回路２０を挿入してもよい。中間周波信号処理回路２０は、無線信号処理回路１９から出力されるアンテナ１ａ乃至１ｄに対応した中間周波信号に対して、例えば復調などの処理を実行して、各アンテナ１ａ乃至１ｄで受信された無線信号に対応したベースバンド信号を発生し、当該ベースバンド信号を用いてアダプティブ制御することを特徴としている。以上のように構成することにより、処理する信号の周波数が低下し、特にデジタル信号処理をする場合のサンプリング周波数を低くすることが可能になり、信号のデジタル化に必要な低価格のＡ／Ｄ変換器を使用できる。

変形例．
以上の実施形態において、各アンテナは同一の形状を有しているが、本発明はこれに限らず、互いに異なる形状を有し、双方向の指向特性を有するアンテナを用いてもよい。

以上詳述したように、本発明に係るアダプティブアンテナ装置によれば、それぞれ双方向の指向特性を有する複数対のアンテナを含み、上記アンテナの個数と同じ数の頂点を有する多角形の頂点上に設けられた合計４個以上の偶数Ｎ個のアンテナと、互いに対向する１対のアンテナを用いて無線信号のアダプティブ制御を行うアダプティブ制御回路とを備えたので、従来技術に比較して簡単な構造で、有効的にかつ確実にアダプティブ制御し、従来技術に比較して主ビーム利得を得ることができ、しかも従来技術に比較して高い干渉波抑圧量を得ることができる。特に、アダプティブ制御に必要な最大移相量を最大９０度以下にすることができ、各アンテナに接続されるアダプティブ制御回路において１個の９０度移相器を用いて構成できる。

本発明の第１の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアンテナ配置を示す平面図である。 図１のアダプティブアンテナ装置においてそれぞれ半波長ダイポールアンテナである２個のアンテナ１ａ，１ｃを用いたときのアンテナ配置を示す平面図である。 図２のアンテナ配置におけるアダプティブアンテナ装置のためのアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが半波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが半波長であるときに所望波と干渉波の角度差に対する重み付け係数の位相差を示すグラフである。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが半波長であるときのアンテナ間間隔Ｓに対するＸ軸方向利得を示すグラフである。 図６の場合における動作説明を示すアンテナ配置を示す平面図である。 図２の場合におけるアンテナ間間隔Ｓに対する２個のアンテナ１ａ，１ｃ間のアイソレーションを示すグラフである。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．８波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．７５波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。 図２の場合において、アンテナ間間隔Ｓが０．７５波長であるときに所望波と干渉波の角度差に対する重み付け係数の位相差を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置において用いるＭ型アンテナ素子３の構成を示す斜視図である。 図１２の４個のＭ型アンテナ素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄを備えたアダプティブアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 図１３のＭ型アンテナ素子３ａに給電したときの反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。 図１３のＭ型アンテナ素子３ａに給電したときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。 図１３のアダプティブアンテナ装置においてアダプティブ制御されたときにＸ軸方向の所望波が到来するときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。 図１３のアダプティブアンテナ装置においてアダプティブ制御されたときにＸ軸方向から所望波が到来しかつ方位角φ＝３０度で干渉波が到来するときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。 本発明の第３の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るパッチアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 図１９のＡ−Ａ’面の縦断面図である。 図１９のパッチアンテナ装置の動作を示す斜視図である。 本発明の第５の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 図２２のアダプティブアンテナ装置においてＸ軸方向から所望波が到来したときのＸＹ平面の放射指向特性を示すグラフである。 図２２のアダプティブアンテナ装置における負荷インピーダンス１４，１５がリアクタンス１６で構成されたときを示す回路図である。 本発明の第６の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第９の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第１０の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第１１の実施形態に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るアダプティブアンテナ装置のアダプティブ制御回路を示すブロック図である。 従来技術に係るアダプティブアンテナ装置の構成を示す斜視図である。 図３２の２個のアンテナ１０１ａ，１０１ｃを用いたときの指向特性を示す平面図である。 図３３の場合でアンテナ間間隔Ｓが半波長であるときに所望波の入斜角度と干渉波の入斜角度とを設定したときのアダプティブ制御による干渉波抑圧量を示すグラフである。 図３３の場合でアンテナ間間隔Ｓが半波長であるときに所望波と干渉波の角度差に対する重み付け係数の位相差を示すグラフである。 図３３の場合でアンテナ間間隔Ｓが半波長であるときにＸ軸方向から所望波が到来したときのＸＹ平面における指向特性を示すグラフである。

符号の説明

１，１ａ乃至１ｆ…アンテナ、
２ａ乃至２ｆ…放射パターン、
３，３ａ乃至３ｄ…Ｍ型アンテナ素子、
３−１…放射導体、
３−２…給電導体、
３−３，３−４…短絡導体、
４，４ａ乃至４ｄ…給電点、
５…接地導体、
６，６ａ乃至６ｄ，６Ａ，６Ｂ、６Ｃ…スイッチ回路、
７ａ乃至７ｄ…可変増幅器、
８ａ乃至８ｄ…移相器、
９…スイッチ回路、
１０…信号端子、
１１…コントローラ、
１１ｍ…メモリ、
１２…パッチアンテナ、
１３…誘電体基板、
１４，１５，１４ａ乃至１４ｄ…負荷インピーダンス、
１６…リアクタンス、
１７…分配及び合成器、
１８…比較器、
１９…無線信号処理回路、
２０…中間周波信号処理回路、
２１…同軸給電ケーブル、
２５…パッチ導体、
３０…正方形、
３１…正六角形、
３２…Ａ／Ｄ変換器、
３３…受信アダプティブ制御回路、
３４…復調器、
ＳＷ１乃至ＳＷ６，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２…スイッチ。

Claims (18)

1. それぞれ双方向の指向特性を有する複数対のアンテナを含み、上記各対のアンテナが互いに対向するように、上記アンテナの個数と同じ数の頂点を有する多角形の頂点上に設けられた合計４個以上の偶数Ｎ個のアンテナと、
   上記互いに対向する１対のアンテナを用いて無線信号のアダプティブ制御を行うアダプティブ制御回路とを備えたことを特徴とするアダプティブアンテナ装置。
2. 上記各対のアンテナは、各対のアンテナの指向特性の主ビーム方向の軸が互いに実質的に一致するように対向して設けられたことを特徴とする請求項１記載のアダプティブアンテナ装置。
3. 上記多角形は正多角形であることを特徴とする請求項１又は２記載のアダプティブアンテナ装置。
4. 上記偶数Ｎ個のアンテナは互いに同一の形状を有することを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
5. 上記各１対のアンテナの間の間隔は、１／４波長に半波長の整数倍を加えた間隔であることを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
6. 上記アダプティブ制御回路は、
   上記無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化する２個の変化手段と、
   上記偶数Ｎ個のアンテナのうちの互いに対向する各１対のアンテナをそれぞれ上記２個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
   上記２個の変化手段から出力される無線信号を合成して合成無線信号を出力する合成手段と、
   上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
7. 上記アダプティブ制御回路は、
   上記無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化する２個の変化手段と、
   上記偶数Ｎ個のアンテナのうちの互いに対向する各１対のアンテナをそれぞれ上記２個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
   上記２個の変化手段から出力される無線信号を合成して合成無線信号を出力する合成手段と、
   上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
8. 上記アダプティブ制御回路は、
   上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
   上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
   上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
   上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
9. 上記アダプティブ制御回路は、
   上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
   上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
   上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
   上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
10. 上記アダプティブ制御回路は、
    上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
    上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
    上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
    上記各アンテナから出力される無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記各アンテナにより受信される無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された無線信号を受信したアンテナを含む互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
11. 上記アダプティブ制御回路は、
    上記Ｎ個のアンテナでそれぞれ受信されたＮ個の無線信号の振幅と位相のうちの少なくとも１つを変化するＮ個の変化手段と、
    上記偶数Ｎ個のアンテナをそれぞれ上記Ｎ個の変化手段に接続するスイッチ手段と、
    上記Ｎ個の変化手段から出力される無線信号を合成して、合成無線信号を出力する合成手段と、
    上記各アンテナから出力される無線信号に基づいて、上記スイッチ手段を制御することにより上記互いに対向する各１対のアンテナを用いたときに上記合成手段から出力される各合成無線信号のうち所定の判断基準に従って１個の合成無線信号を選択し、上記スイッチ手段を制御することにより上記選択された合成無線信号を受信した互いに対向する１対のアンテナを用いたときに上記選択された合成無線信号に基づいて、所望波の方向に実質的に主ビームを向けかつ干渉波の方向に実質的にヌルを向けるように上記用いる１対のアンテナに接続された２個の変化手段をアダプティブ制御するコントローラ手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つにアダプティブアンテナ装置。
12. 上記スイッチ手段はさらに、上記各変化手段に接続されたアンテナ以外のアンテナを所定の負荷インピーダンスに接続することを特徴とする請求項６乃至１１のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
13. 上記判断基準は、上記無線信号を復調したときのベースバンド信号のビット誤り率がより小さい無線信号を選択することを特徴とする請求項６乃至１２のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
14. 上記判断基準は、上記無線信号の受信電力がより大きい無線信号を選択することを特徴とする請求項６乃至１２のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
15. 上記Ｎ個のアンテナはそれぞれ半波長ダイポールアンテナであることを特徴とする請求項１乃至１４のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
16. 上記Ｎ個のアンテナはそれぞれ１波長パッチアンテナであることを特徴とする請求項１乃至１４のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
17. 上記Ｎ個のアンテナはそれぞれＭ型アンテナであることを特徴とする請求項１乃至１４のうちのいずれか１つに記載のアダプティブアンテナ装置。
18. 上記各Ｍ型アンテナは、放射導体と、上記放射導体の中央部に接続された給電導体と、上記放射導体の両端にそれぞれ接続されかつ接地導体に接続された短絡導体とを備え、
    上記Ｎ個のＭ型アンテナのうちの互いに隣接する２個のＭ型アンテナは短絡導体を共有するように、上記Ｎ個のＭ型アンテナを形成したことを特徴とする請求項１７記載のアダプティブアンテナ装置。
    

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