JP2004312668A

JP2004312668A - 低雑音コンバータ

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Publication number: JP2004312668A
Application number: JP2003372999A
Authority: JP
Inventors: Koji Motoyama; 幸次本山
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
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Filing date: 2003-10-31
Publication date: 2004-11-04
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Abstract

【課題】消費電力が低減された低雑音コンバータ（ＬＮＢ）を提供する。
【解決手段】低雑音コンバータの電源回路３６には複数の出力電圧調整器が内蔵されている。出力電圧調整器４０、局部発振回路１３、出力電圧調整器４２およびＬＮＡ５を電源電流の流れる向きに直列に接続する。これにより、出力電圧調整器の電圧調整幅を少なくすることができ電力損失を抑えることができる。電源回路３６に流れる電流値も少なくすることができる。これにより消費電力が低減された低雑音コンバータが実現できる。
【選択図】図２

Description

この発明は、衛星放送受信機の低雑音コンバータ（ＬＮＢ：Low Noise Block Down Converter）に関する。

図１９は、従来の衛星放送受信システムの構成を示すブロック図である。

図１９を参照して、放送衛星８０１から到来する１１．７０ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚの周波数の信号は、アンテナ８０１で受信される。アンテナ８０１には低雑音コンバータ８０２が取付けられている。低雑音コンバータ８０２は、衛星から到来する微弱電波を、１ＧＨｚ帯のＩＦ信号に周波数変換し、かつ低雑音増幅しそして次に接続されるいわゆるＤＢＳチューナ８０４に供給する。ＤＢＳチューナ８０４には低雑音コンバータ８０２の働きにより低雑音でかつ十分なレベルの信号が供給される。

ＤＢＳチューナ８０４は、同軸ケーブル８０３から与えられるＩＦ信号を内部回路によって処理し、テレビジョン８０５に与える。

衛星放送用のアンテナで電波を受信し、屋内のＤＢＳチューナに信号を導くには、通常同軸ケーブルが用いられる。ところが、アンテナで受信した電波は、直接同軸ケーブルでは屋内に導くことができない。

周波数の非常に高い衛星放送の電波を導くには、導波管という金属の管を使う必要がある。導波管を使った場合アンテナから屋内の衛星放送受信機まで信号を導くのには壁に大きな穴を開けたりする必要があり、また、減衰も多いので現実的ではない。

したがって、通常は、アンテナに設置した低雑音コンバータ（ＬＮＢ）を用いて、同軸ケーブルでも導けるくらいの周波数にまで受信信号の周波数を落として屋内のＤＢＳチューナに信号を伝達する。屋内のＤＢＳチューナには、スクランブルデコーダが内蔵されており、これによりスクランブルが解除され、表示機であるテレビジョンに画像が表示される。

図２０は、図１９における低雑音コンバータのブロック図である。

図２０を参照して、１２ＧＨｚ帯の到来信号は、フィードホーン２内部のアンテナプローブ３で受信され、その後ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）５で低雑音増幅された後、所望の周波数帯域を通過させイメージ周波数帯域の信号を除去する役目を持つバンドパスフィルタ（Band Pass Filter）９１０を通過する。その後、バンドパスフィルタ９１０を通過した信号は、混合回路（mixer）１１によって局部発振回路９１３からの１０．６ＧＨｚの局部発振信号と混合され、１ＧＨｚ帯（１１００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚ）の中間周波数信号つまりＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。混合回路１１の出力は、中間周波数増幅器１５において適切な雑音特性と利得特性を持つように増幅され、キャパシタ１７を介して出力端子３４から出力される。

一方、出力端子３４には、屋内に配置されチューナから、たとえば１０Ｖを超える直流電圧が同軸ケーブルを介して与えられている。この直流電圧はチョークコイル３２を介して電源回路９３６に与えられる。電源回路９３６は端子３４から与えられた直流電圧を降圧させてＬＮＡ５、局部発振回路９１３および中間周波数増幅器１５に所定の安定化された電圧に降圧されて供給される。

図２１は、図２０に示した低雑音コンバータ９００のより詳細な構成を示した回路図である。

図２１を参照して、電源回路９３６は、チョークコイル３２を介して与えられる直流電圧ＶＳ１を安定した直流電圧ＶＯ１に変換する電圧調整器３８と、直流電圧ＶＯ１を受けてさらにそれより低い各回路の動作点となる直流電圧ＶＯ２〜ＶＯ８を出力するマルチ出力電圧調整器９４０とを含む。

直列電圧ＶＯ８はフィードホーン２内部のアンテナプローブが接続されるトランジスタ４のゲートにゲートバイアス電圧として与えられる。また直流電圧ＶＯ７はトランジスタ４のドレインに与えられる。トランジスタ４のドレインとトランジスタ８のゲートとはキャパシタ６によって結合されている。トランジスタとしては、例えばＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor ）などを用いることができる。

トランジスタ８のゲートにはゲートバイアス電圧として直流電圧ＶＯ６が与えられトランジスタ８のドレインには直流電圧ＶＯ５が与えられる。

局部発振回路９１３は、一方端に直流電圧ＶＯ４が与えられる抵抗１８と、抵抗１８の他方端がコレクタに接続されエミッタが接地されベースにバイアス電圧Ｖｂｉａｓを受けるトランジスタ２０と、トランジスタ２０のコレクタの信号を伝達するためのキャパシタ１６とを含む。

混合回路１１は、バンドパスフィルタ１０からの信号をゲートに受けるトランジスタ１４と、トランジスタ１４のドレインから出力される信号を次段に伝達すためのキャパシタ２４とを含む。トランジスタ１４のゲートのバイアス電圧として直流電圧ＶＯ３が与えられる。またトランジスタ１４のドレインには直流電圧ＶＯ２が与えられる。

中間周波数増幅器１５は、キャパシタ２４を介して信号を受ける初段のアンプ２６と、アンプ２６の出力を伝達するためのキャパシタ２８と、キャパシタ２８を介してベースに信号を受けるトランジスタ３０とを含む。電圧調整器３８から出力される直流電圧ＶＯ１は、トランジスタ３０のコレクタに供給され、動作電流はトランジスタ３０のコレクタからエミッタに抜けエミッタからアンプ２６に供給されアンプ２６から接地ノードへと流入する。

さて、従来これらの回路素子は、それぞれ個別に回路電流を要し、これらの回路電流の総和が製品としての回路電流（消費電流）となっている。製品の消費電流の低減を図るためには、個々の素子の回路電流の低減もしくは回路の廃止が必要であった。しかしながら、各々必要な機能を有している現行回路を削減して消費電流を減らすのは簡単ではない。

そこで、このように中間周波数増幅器１５の内部においては増幅素子がカスケード接続され消費電力の低減が図られている。このような消費電力の低減についての先行技術文献として特許文献１（特開平５−４８４８０号公報）がある。

この先行技術では、周波数の低い中間周波数増幅器において、他の部分とは別に外部から直接に直流電圧を与えて消費電流の低減を図っている。
特開平５−４８４８０号公報

ＬＮＢにおいても消費電力の低減が求められている。図２１に示した構成では、電圧調整器３８が出力する直流電圧ＶＯ１は、マルチ出力電圧調整器が出力する直流電圧ＶＯ２〜ＶＯ８のいずれに対しても十分高い電圧であったため、マルチ出力電圧調整器は各電圧を発生するために直流電圧ＶＯ１をかなりの電位差だけ降下させて出力する必要があった。電圧降下をさせるためにはマルチ出力電圧調整器９４０の内部で電力ロスが多く発生していた。

この発明の目的は、電力損失が低減され消費電力が低減された低雑音コンバータを提供することである。

この発明は、要約すれば、低雑音コンバータであって、第１の衛星から伝送される放送信号を受信して第１のＲＦ信号を出力する信号受信部と、高電位ノードから電源電流の供給を受け低電位ノードから電源電流を排出する局部発振回路と、第１のＲＦ信号を局部発振回路の出力信号を用いて中間周波数帯の第１のＩＦ信号に変換する周波数変換器と、第１のＩＦ信号を出力するための出力ポートと、局部発振回路と第１の信号受信部とに電源を供給する電源回路とを備える。電源回路は、出力ポートを介して電力供給を受け電圧調整を行ない、局部発振回路にの高電位ノードに第１の直流電圧を与える第１の電圧調整器と、局部発振回路の低電位ノードの電位を受けて電圧調整を行ない信号受信部に第２の直流電圧を与える第２の電圧調整器とを含む。

好ましくは、局部発振回路は、複数の局部発振信号をそれぞれ出力する複数の局部発振器を含む。

より好ましくは、電源回路は、複数の局部発振器に対して選択的に第１の直流電圧を供給するスイッチを含む。

好ましくは、信号受信部は、複数の放送信号をそれぞれ受信する複数の低雑音増幅器を含む。

より好ましくは、電源回路は、複数の低雑音増幅器に対して選択的に第２の直流電圧を供給するスイッチを含む。

好ましくは、局部発振回路は、第２の電圧調整器の出力目標電圧よりも少なくともベース・エミッタ間電圧分だけ高いベースバイアス電圧が与えられたトランジスタを含む。

この発明の他の局面に従うと、低雑音コンバータであって、高電位ノードから電源電流の供給を受け低電位ノードから電源電流を排出し、第１の衛星から伝送される放送信号を受信して第１のＲＦ信号を出力する信号受信部と、局部発振回路と、第１のＲＦ信号を局部発振回路の出力信号を用いて中間周波数帯の第１のＩＦ信号に変換する周波数変換器と、第１のＩＦ信号を出力するための出力ポートと、局部発振回路と第１の信号受信部とに電源を供給する電源回路とを備える。電源回路は、出力ポートを介して電力供給を受け電圧調整を行ない、信号受信部の高電位ノードに第１の直流電圧を与える第１の電圧調整器と、前信号受信部の低電位ノードの電位を受けて電圧調整を行ない局部発振回路に電源電圧として第２の直流電圧を与える第２の電圧調整器とを含む。

より好ましくは、電源回路は、複数の局部発振器に対して選択的に第２の直流電圧を供給するスイッチを含む。

より好ましくは、電源回路は、複数の低雑音増幅器に対して選択的に第１の直流電圧を供給するスイッチを含む。

好ましくは、局部発振回路は、接地ノードよりも少なくともベース・エミッタ間電圧分だけ高いベースバイアス電圧が与えられたトランジスタを含む。

本発明によれば、複数の電圧調整器と内部回路とを電源電流の経路上に直列に設けることにより、電圧調整器１つあたりの調整電位差を小さくし、電圧調整器における電力損失を低減させるとともに、電源回路の電源電流の総和を小さくすることができる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１の低雑音コンバータ１の構成を示したブロック図である。

図１を参照して、低雑音コンバータ１は、衛星から伝送される放送信号を受信するフィードホーン２と、フィードホーン２の内部に取付けられたアンテナプローブ３と、アンテナプローブ３から受けた信号を低雑音増幅するＬＮＡ５と、ＬＮＡ５の出力信号の帯域を制限してイメージ周波数帯域の信号を除去するバンドパスフィルタ１０とを含む。

低雑音コンバータ１は、さらに、１０．６ＧＨｚの局部発振信号を出力する局部発振回路１３と、局部発振回路１３から局部発振信号を受けこれとバンドパスフィルタ１０の出力信号とを混合する混合回路１１と、混合回路１１によって中間周波数に変換された受信信号を増幅する中間周波数増幅器１５と、中間周波数増幅器１５の出力を端子３４に伝達するためのキャパシタ１７とを含む。

低雑音コンバータ１は、さらに、端子３４を介して屋内に配置されたチューナから供給される直流電圧を伝達し、中間周波数増幅器１５からの出力信号の伝達を阻止するためのチョークコイル３２と、チョークコイル３２を介して直流電圧を受けて必要な電源電流やバイアス電圧をＬＮＡ５，局部発振回路１３および中間周波数増幅器１５に与える電源回路３６とを含む。ノイズ除去のためにチョークコイル３２と電源回路３６とが接続されるノードにはキャパシタ３１が接続されている。

電源回路３６は従来と異なり局部発振回路１３に電流を供給しそして局部発振回路１３から流出した電流を再び受けてこれを安定化させてＬＮＡ５に供給する。

図２は、図１に示した低雑音コンバータ１の構成をより具体的に示した回路図である。

図２を参照して、ＬＮＡ５は、初段のアンプおよび２段目のアンプにそれぞれ対応するトランジスタ４および８と、トランジスタ４のドレインとトランジスタ８のゲートとの間に接続されるキャパシタ６とを含む。

トランジスタ４のゲートにはフィードホーン２の内部に設けられたアンテナプローブ３で受信された信号が与えられる。またトランジスタ４のゲートには電源回路３６からゲートバイアス電位として直流電圧ＶＯ８が与えられる。トランジスタ４のドレインには電源回路３６から直流電圧ＶＯ７が与えられ、トランジスタ４のソースは接地ノードに接続される。

トランジスタ８のゲートにはバイアス電位となる直流電圧ＶＯ６が与えられ、トランジスタ８のドレインには直流電圧ＶＯ５が与えられる。そしてトランジスタ８のソースは接地ノードに接続される。バンドパスフィルタ１０は、トランジスタ８のドレインから出力される信号の帯域制限を行ないイメージ周波数帯域の信号を除去する。

局部発振回路１３は、抵抗１８，２２と、キャパシタ１６と、トランジスタ２０とを含む。抵抗１８の一方端には電源回路３６から直流電圧ＶＯ４が与えられる。抵抗１８の他方端はトランジスタ２０のコレクタに接続される。トランジスタ２０のエミッタは抵抗２２の一方端に接続され抵抗２２の他方端は電源回路３６に接続される。

混合回路１１は、トランジスタ１４とキャパシタ２４とを含む。トランジスタ１４のゲートはバンドパスフィルタ１０から出力される信号を受ける。このバイアス電圧として電源回路３６から直流電圧ＶＯ３が供給される。トランジスタ１４のドレインには電源回路３６から直流電圧ＶＯ２が与えられる。また、トランジスタ１４のドレインはトランジスタ２０のコレクタとキャパシタ１６によってＡＣ結合される。これにより局部発振周波数がバンドパスフィルタ１０の信号と混合されキャパシタ２４を介して出力される。

中間周波数増幅器１５は初段のアンプ２６と、アンプ２６の出力をさらに増幅するためのトランジスタ３０と、アンプ２６の出力とトランジスタ３０のベースとを結合するキャパシタ２８とを含む。

電源回路３６は、端子３４からチョークコイル３２を介して与えられる直流電圧ＶＳ１を受けて安定化された直流電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器３８と、直流電圧ＶＯ１を受けて直流電圧ＶＯ２〜ＶＯ４を出力するマルチ出力電圧調整器４０と、直流電圧ＶＳ２から安定化された直流電圧ＶＯ５〜ＶＯ８を出力するマルチ出力電圧調整器４２とを含む。

電圧調整器４０、４２が出力する直流電圧は、他の回路に供給され、ベースバイアス電圧や、トランジスタの出力の動作点を決める電圧となる。各トランジスタで適切な増幅作用がなされるように、電圧調整器４０、４２は各出力に対して適切に電流制限を加えている。

中間周波数増幅器１５の内部においてトランジスタ３０とアンプ２６とは電流の経路がカスケード接続されている。すなわち電圧調整器３８から供給された電流はトランジスタ３０のこれからエミッタに向けて流れる。そしてエミッタから流出した電流はさらにアンプ２６の電源ノードに流入しアンプ２６を通過して接地ノードに流出する。

このようなカスケード接続が局部発振回路１３とＬＮＡ５との間でも行なわれている。局部発振回路１３の動作電源電流は、マルチ出力電圧調整器４０が直流電圧ＶＯ４を出力するノードから供給され抵抗１８を通過してトランジスタ２０のこれからエミッタに抜ける。エミッタに抜けた電流はさらに抵抗２２を介してマルチ出力電圧調整器に与えられる。このマルチ出力電圧調整器には抵抗２２を介して電流ＩＳ２および電圧ＶＳ２が与えられる。これら電圧ＶＳ２および電流ＩＳ２も、電圧調整器４２の入力回路部分で調整される。図２１で示した従来例の回路におけるバイアス電圧Ｖｂｉａｓよりも、図２におけるバイアス電圧Ｖｂ１は高い電圧に設定されている。

マルチ出力電圧調整器４２は、電流ＩＳ２および電圧ＶＳ２を受けて安定化を行ない、ＬＮＡ５に対して直流電圧ＶＯ５〜ＶＯ８を出力する。

なお、マルチ出力電圧調整器４０の各出力と混合回路１１や局部発振回路１３の間にはプリント配線基板のパターンなどによりスタブやチョークコイルが設けられており、これにより受信信号や局部発振信号がマルチ出力電圧調整器の出力に伝達されることが阻止される。

同様にマルチ出力電圧調整器４２の各出力とＬＮＡとの間にはプリント配線基板のパターン等によるスタブやチョークコイルが設けられており、高周波の受信信号がマルチ出力電圧調整器４２に伝達されることが阻止されている。なお、これらのスタブやチョークコイルは図面の簡単のため図示を省略している。

電圧調整器は、シリーズレギュレータとも呼ばれる。一般的に電圧調整器は、負荷が必要とする電圧よりも高い入力電圧を加える必要がある。また、常に一定な出力電圧を供給するためにその余剰分を電圧調整器自身で消費するように働いている。したがって、電圧調整幅が大きいほど電圧調整器における電力損失も大きい。

図２１に示した従来技術と比べると、マルチ出力電圧調整器４２は直流電圧ＶＯ１よりも低い電圧ＶＳ２から直流電圧ＶＯ５〜ＶＯ８を発生しているので、安定した直流電圧を少ない電力損失で発生することができる。また、従来の構成では、局部発振回路９１３に流れる電流とＬＮＡ５に流れる電流の和が全体の消費電流の一部分を占めていた。実施の形態１の構成とすれば、局部発振回路１３に流れる電流とＬＮＡ５に流れる電流とがほぼ等しい場合には、この部分の消費電流をほぼ半分の電流値に抑えることができる。

なお、局部発振回路１３の消費電流とＬＮＡ５の消費電流とに差が生じる場合は、マルチ出力電圧調整器４２の電圧ＶＳ２が与えられるノードに対して不足の電流を吐出す回路や余剰の電流を吸込む回路を電源回路３６の内部に追加してもよい。

［実施の形態２］
図３は、実施の形態２の低雑音コンバータ１００の構成を示したブロック図である。

図３を参照して、低雑音コンバータ１００は、フィードホーン１０２と、フィードホーン１０２から与えられるＶ偏波信号およびＨ偏波信号を選択的に増幅するＬＮＡ１０５と、ＬＮＡ１０５の出力を帯域制限するバンドパスフィルタ１１０と、局部発振回路１１３と、局部発振回路１１３から与えられる局部発振信号とバンドパスフィルタ１１０との出力を混合することにより中間周波数に変換する混合回路１１１と、混合回路１１１の出力を増幅する中間周波数増幅器１１５と、中間周波数増幅器１１５の出力と端子１３４との間に結合されるキャパシタ１１７とを含む。

低雑音コンバータ１００は、さらに、端子１３４に屋内のチューナから与えられる直流電圧を伝達するためのチョークコイル１３２と、チョークコイル１３２を介して直流電圧ＶＳ１を受けてＬＮＡ１０５および局部発振回路１１３に電源供給を行なう電源回路１３６とを含む。

ＬＮＡ１０５は、Ｖ偏波を増幅する増幅回路１０４Ｖと、Ｈ偏波を増幅する増幅回路１０４Ｈと、増幅回路１０４Ｖおよび１０４Ｈの出力に入力が結合される増幅回路１０８とを含む。

局部発振回路１１３は、第１の局部発振信号を出力する局部発振器１１３ＦＬと、局部発振器１１３ＦＬよりも高い周波数の第２の局部発振信号を出力する局部発振器１１３ＦＨとを含む。

電源回路１３６は、直流電圧ＶＳ１から安定化された直流電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器１３８と、電圧調整器１３８の出力を受けて適切な電圧に安定化された直流電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１４０と、出力電圧調整器１４０の出力電圧を局部発振器１１３ＦＬと局部発振器１１３ＦＨのいずれか一方に選択信号Ｓ１に応じて選択的に与えるスイッチ１４１とを含む。

電源回路１３６は、さらに、局部発振回路１１３から直流電圧ＶＳ２を受けてこれを安定化させてＬＮＡ１０５に与えるマルチ出力電圧調整器１４２と、マルチ出力電圧調整器１４２の出力を選択信号Ｓ２に応じて選択的に増幅回路１０４Ｖ，１０４Ｈのいずれか一方に与えるスイッチ１４３とを含む。

屋内のチューナがＶ偏波を受信するかＨ偏波を受信するかによって選択信号Ｓ２が制御され、バンドパスフィルタ１１０の出力をどのように周波数変換するかその周波数の高低によって選択信号Ｓ１が選択される。選択信号Ｓ１、Ｓ２によって、必要な回路のみに動作電圧および動作電流が供給されるので、低雑音コンバータの消費電流の低減が図られている。

さらに、出力電圧調整器１４０，１４２を電源電流の流れる経路上に局部発振回路を介して直列に接続する構成とすることによって、Ｈ偏波／Ｖ偏波の切換および局部発振回路の高／低周波数の切換がある低雑音コンバータにおいても、電源回路における電力損失を少なく抑えて一層の消費電力の低減を図ることができる。

［実施の形態３］
図４は、実施の形態３の低雑音コンバータ２００の構成を示したブロック図である。

図４を参照して、低雑音コンバータ２００は、衛星からの信号を受信するフィードホーン２０２と、フィードホーン２０２によって受信されたＶ偏波信号を増幅するＬＮＡ２０５Ｖと、ＬＮＡ２０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ２１０Ｖと、局部発振器２１３と、局部発振器２１３の出力する局部発振信号とバンドパスフィルタ２１０Ｖの出力とを混合する混合回路２１１Ｖと、混合回路２１１Ｖから出力される中間周波数帯のＩＦ信号を増幅する中間周波数増幅器２１５Ｖと、中間周波数増幅器２１５Ｖの出力を端子２３４Ｖに伝達するキャパシタ２１７Ｖとを含む。

低雑音コンバータ２００は、さらに、フィードホーン２０２によって受信されたＨ偏波信号を増幅するＬＮＡ２０５Ｈと、ＬＮＡ２０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ２１０Ｈと、局部発振器２１３の出力する局部発振信号とバンドパスフィルタ２１０Ｈの出力とを混合する混合回路２１１Ｈと、混合回路２１１Ｈから出力される中間周波数帯のＩＦ信号を増幅する中間周波数増幅器２１５Ｈと、中間周波数増幅器２１５Ｈの出力を端子２３４Ｈに伝達するキャパシタ２１７Ｈとを含む。

低雑音コンバータ２００は、さらに、電源回路２３６を含む。電源回路２３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器２３８と、電圧調整器２３８の出力を降圧し、さらに安定化させて局部発振器２１３に電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器２４０と、局部発振器２１３から直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させてＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈに供給するマルチ出力電圧調整器２４２とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、端子２３４Ｖ，２３４Ｈに対してそれぞれ逆流防止ダイオードを間に挟むことにより２つの端子から電圧を得ることが可能である。

図４に示した構成では、ＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈおよび局部発振器２１３は常時動作し、端子２３４Ｖ，２３４ＨからはＶ偏波が変換された信号とＨ偏波が変換された信号とがそれぞれ出力される。

図５は、図４に示した低雑音コンバータ２００の変形例を示した図である。

図５を参照して、低雑音コンバータ２００Ａは、図４に示した低雑音コンバータ２００の構成において中間周波数増幅器２１５Ｖ，２１５Ｈ，キャパシタ２１７Ｖ，２１７Ｈおよび端子２３４Ｖ，２３４Ｈに代えてスイッチＩＣ（Integrated Circuit）２１４と、中間周波数増幅器２１５Ａ，２１５Ｂと、キャパシタ２１７Ａ，２１７Ｂと、端子２３４Ａ，２３４Ｂとを含む。低雑音コンバータ２００Ａの他の部分の構成は、図４で説明した低雑音コンバータ２００と同様であるので説明は繰返さない。

低雑音コンバータ２００Ａは、スイッチＩＣ２１４における内部の切換えによって、混合回路２１１Ｖ，２１１Ｈのいずれの出力をも中間周波数増幅器２１５Ａに与えることができる。したがって端子２３４ＡからはＨ偏波を変換した信号とＶ偏波を変換した信号のいずれをも出力することができる。

また同様に、低雑音コンバータ２００Ａは、スイッチＩＣ２１４における内部の切換えによって、混合回路２１１Ｖ，２１１Ｈの出力のいずれをも切換えて中間周波数増幅器２１５Ｂにも出力することができる。端子２３４ＢからもＨ偏波を変換した信号とＶ偏波を変換した信号のいずれをも出力することができる。

図４、図５に示した構成においても、出力電圧調整器２４０，局部発振器２１３，マルチ出力電圧調整器２４２およびＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈを電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器２４０，２４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態４］
図６は、実施の形態４の低雑音コンバータ３００の構成を示したブロック図である。

図６を参照して、低雑音コンバータ３００は、フィードホーン３０２と、フィードホーン３０２で受信されるＶ偏波を増幅するＬＮＡ３０５Ｖと、ＬＮＡ３０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ３１０Ｖ１，３１０Ｖ２と、局部発振回路３１３とを含む。

局部発振回路３１３は、局部発振器３１３ＦＨと、局部発振器３１３ＦＨよりも周波数の低い発振信号を出力する局部発振器３１３ＦＬとを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｖ１の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｖ１と、混合回路３１１Ｖ１の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｖ１と、中間周波数増幅器３１５Ｖ１の出力を端子３３４Ｖ１に伝達するためのキャパシタ３１７Ｖ１とを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｖ２の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｖ２と、混合回路３１１Ｖ２の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｖ２と、中間周波数増幅器３１５Ｖ２の出力を端子３３４Ｖ２に伝達するためのキャパシタ３１７Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、フィードホーン３０２で受信されるＨ偏波を増幅するＬＮＡ３０５Ｈと、ＬＮＡ３０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ３１０Ｈ１，３１０Ｈ２と、局部発振回路３１３とを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｈ２の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｈ２と、混合回路３１１Ｈ２の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｈ２と、中間周波数増幅器３１５Ｈ２の出力を端子３３４Ｈ２に伝達するためのキャパシタ３１７Ｈ２とを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｈ１の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｈ１と、混合回路３１１Ｈ１の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｈ１と、中間周波数増幅器３１５Ｈ１の出力を端子３３４Ｈ１に伝達するためのキャパシタ３１７Ｈ１とを含む。

低雑音コンバータ３００は、さらに、電源回路３３６を含む。電源回路３３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器３３８と、電圧調整器３３８の出力を降圧し、さらに安定化させて局部発振回路３１３に電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器３４０と、局部発振回路３１３から直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させてＬＮＡ３０５Ｖ，３０５Ｈに供給するマルチ出力電圧調整器３４２とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、端子３３４Ｖ１，３３４Ｈ１，３３４Ｖ２，３３４Ｈ２に対してそれぞれ逆流防止ダイオードを間に挟むことにより４つの端子から電圧を得ることが可能である。

図７は、図６に示した低雑音コンバータの変形例を示した図である。

図７を参照して、低雑音コンバータ３００Ａは、低雑音コンバータ３００の構成において、中間周波数増幅器３１５Ｖ１，３１５Ｖ２，３１５Ｈ２，３１５Ｈ１、キャパシタ３１７Ｖ１，３１７Ｖ２，３１７Ｈ２，３１７Ｈ１および端子３３４Ｖ１，３３４Ｖ２，３３４Ｈ２，３３４Ｈ１に代えて、スイッチＩＣ３１４と、中間周波数増幅器３１５Ａ，３１５Ｂと、キャパシタ３１７Ａ，３１７Ｂおよび端子３３４Ａ，３３４Ｂを含む。低雑音コンバータ３００Ａの他の部分の構成は、図６で説明した低雑音コンバータ３００と同様であるので説明は繰返さない。

スイッチＩＣ３１４は、混合回路３１１Ｖ１，３１１Ｖ２，３１１Ｈ２，３１１Ｈ１の４つの混合回路の出力のうちから１つを選択して中間周波数増幅器３１５Ａに与えることができる。同様にスイッチＩＣ３１４は４つの混合回路の出力のうちから１つを選択して中間周波数増幅器３１５Ｂに与えることができる。したがって端子３３４Ａからも端子３３４Ｂからも各々４種類の信号を出力することができる。

図６、図７に示した構成においても、出力電圧調整器３４０，局部発振回路３１３，マルチ出力電圧調整器３４２およびＬＮＡ３０５Ｖ，３０５Ｈを電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器３４０，３４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態５］
図８は、実施の形態５の低雑音コンバータ４００の構成を示したブロック図である。

図８に示す低雑音コンバータ４００は、バンドスタック型の低雑音コンバータである。バンドスタック型の低雑音コンバータはＨ偏波、Ｖ偏波の複数の受信信号を中間周波数帯域で重ならないように周波数変換して１本の信号ケーブルで屋内に伝送するための低雑音コンバータである。

低雑音コンバータ４００は、Ｈ偏波を増幅するＬＮＡ４０５Ｈと、Ｖ偏波を増幅するＬＮＡ４０５Ｖと内蔵するＬＮＡ４０５を含む。

低雑音コンバータ４００は、さらに、ＬＮＡ４０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ４１０Ｈと、ＬＮＡ４０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ４１０Ｖと、局部発振回路４１３とを含む。

局部発振回路４１３は、局部発振器４１３ＦＨと局部発振器４１３ＦＨよりも周波数の低い発振信号を出力する局部発振器４１３ＦＬとを含む。

低雑音コンバータ４００は、さらに、局部発振器４１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ４１０Ｈの出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路４１１Ｈと、局部発振器４１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ４１０Ｖの出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路４１１Ｖと、混合回路４１１Ｈの出力と混合回路４１１Ｖの出力とを混合する混合回路４１４と、混合回路４１４の出力を増幅する中間周波数増幅器４１５と、中間周波数増幅器４１５の出力を端子４３４に伝達するキャパシタ４１７とを含む。

低雑音コンバータ４００は、さらに、電源回路４３６を含む。電源回路４３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器４３８と、電圧調整器４３８の出力を降圧し、さらに安定化させて局部発振回路４１３に電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器４４０と、局部発振回路４１３から直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させてＬＮＡ４０５Ｖ，４０５Ｈに供給するマルチ出力電圧調整器４４２とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルを間に挟むことにより端子４３４から電圧を得ることが可能である。

図８に示した構成においても、出力電圧調整器４４０，局部発振回路４１３，マルチ出力電圧調整器４４２およびＬＮＡ４０５Ｖ，４０５Ｈを電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器４４０，４４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態６］
図９は、実施の形態６の低雑音コンバータ５００の構成を示したブロック図である。

図９を参照して、低雑音コンバータ５００は、ＬＮＡ５０５を含む。ＬＮＡ５０５は、第１の衛星のＨ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｈ１と、第１の衛星のＶ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｖ１と、第２の衛星のＨ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｈ２と、第２の衛星のＶ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ５００は、さらに、ＬＮＡ５０５Ｈ１の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｈ１と、ＬＮＡ５０５Ｖ１の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｖ１と、局部発振回路５１３とを含む。

局部発振回路５１３は、局部発振器５１３ＦＨと局部発振器５１３ＦＨよりも周波数の低い発振信号を出力する局部発振器５１３ＦＬとを含む。

低雑音コンバータ５００は、さらに、局部発振器５１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｈ１の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｈ１と、局部発振器５１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｖ１の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｖ１と、混合回路５１１Ｈ１の出力と混合回路５１１Ｖ１の出力とを混合する混合回路５１４Ａとを含む。

低雑音コンバータ５００は、さらに、ＬＮＡ５０５Ｈ２の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｈ２と、ＬＮＡ５０５Ｖ２の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ５００は、さらに、局部発振器５１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｈ２の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｈ２と、局部発振器５１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｖ２の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｖ２と、混合回路５１１Ｈ２の出力と混合回路５１１Ｖ２の出力とを混合する混合回路５１４Ｂとを含む。

低雑音コンバータ５００は、さらに、混合回路５１４Ａ，５１４Ｂの出力を切換えるスイッチＩＣ５１９と、スイッチＩＣ５１９から与えられる中間周波数の信号を増幅する中間周波数増幅器５１５Ａ，５１５Ｂと、中間周波数増幅器５１５Ａの出力を端子５３４Ａに伝達するためのキャパシタ５１７Ａと、中間周波数増幅器５１５Ｂの出力を端子５３４Ｂに伝達するためのキャパシタ５１７Ｂとを含む。

スイッチＩＣ５１９は、混合回路５１４Ａの出力と混合回路５１４Ｂの出力とのいずれか一方を中間周波数増幅器５１５Ａに与える。

同様に、スイッチＩＣ５１９は、混合回路５１４Ａ，５１４Ｂの出力のいずれか一方を選択して中間周波数増幅器５１５Ｂにも与えることができる。したがって、端子５３４Ａからも端子５３４Ｂからも２つの衛星いずれの信号も屋内のチューナに向けて出力することができる。

低雑音コンバータ５００は、さらに、電源回路５３６を含む。電源回路５３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器５３８と、電圧調整器５３８の出力を降圧し、さらに安定化させて局部発振回路５１３に電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器５４０と、局部発振回路５１３から直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させてＬＮＡ５０５に供給するマルチ出力電圧調整器５４２とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルと逆流防止用のダイオードを間に挟むことにより端子５３４Ａ，５３４Ｂから電圧を得ることが可能である。

図９に示した構成においても、出力電圧調整器５４０，局部発振回路５１３，マルチ出力電圧調整器５４２およびＬＮＡ５０５を電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器５４０，５４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

なお、以上の実施の形態では局部発信器からＬＮＡへの電力供給について述べたが、ＬＮＡから電圧調整器へ電力を入れて局部発信器へ供給してもよい。以下の実施の形態では、ＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給する変形例について説明する。

［実施の形態７］
実施の形態７は、実施の形態１の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１０は、本発明の実施の形態１の低雑音コンバータ１００１の構成を示したブロック図である。

図１０を参照して、低雑音コンバータ１は、衛星から伝送される放送信号を受信するフィードホーン２と、フィードホーン２の内部に取付けられたアンテナプローブ３と、アンテナプローブ３から受けた信号を低雑音増幅するＬＮＡ１００５と、ＬＮＡ１００５の出力信号の帯域を制限してイメージ周波数帯域の信号を除去するバンドパスフィルタ１０とを含む。

低雑音コンバータ１は、さらに、１０．６ＧＨｚの局部発振信号を出力する局部発振回路１０１３と、局部発振回路１０１３から局部発振信号を受けこれとバンドパスフィルタ１０の出力信号とを混合する混合回路１１と、混合回路１１によって中間周波数に変換された受信信号を増幅する中間周波数増幅器１５と、中間周波数増幅器１５の出力を端子３４に伝達するためのキャパシタ１７とを含む。

低雑音コンバータ１は、さらに、端子３４を介して屋内に配置されたチューナから供給される直流電圧を伝達し、中間周波数増幅器１５からの出力信号の伝達を阻止するためのチョークコイル３２と、チョークコイル３２を介して直流電圧を受けて必要な電源電流やバイアス電圧をＬＮＡ１００５，局部発振回路１３および中間周波数増幅器１５に与える電源回路１０３６とを含む。ノイズ除去のためにチョークコイル３２と電源回路１０３６とが接続されるノードにはキャパシタ３１が接続されている。

電源回路１０３６は従来と異なりＬＮＡ１００５に電流を供給しそしてＬＮＡ１００５から流出した電流を再び受けてこれを安定化させて局部発振回路１０１３に供給する。この点が図１０に示した低雑音コンバータ１とは、構成が異なっている。

図１１は、図１０に示した低雑音コンバータ１００１の構成をより具体的に示した回路図である。

図１１を参照して、ＬＮＡ１００５は、初段のアンプおよび２段目のアンプにそれぞれ対応するトランジスタ４および８と、トランジスタ４のドレインとトランジスタ８のゲートとの間に接続されるキャパシタ６と、トランジスタ４に直列に接続される抵抗１０２２と、トランジスタ６に直列に接続される抵抗１０２４とを含む。

トランジスタ４のゲートにはフィードホーン２の内部に設けられたアンテナプローブ３で受信された信号が与えられる。またトランジスタ４のゲートには電源回路１０３６からゲートバイアス電位として直流電圧ＶＯ８が与えられる。トランジスタ４のドレインには電源回路１０３６から直流電圧ＶＯ７が与えられ、トランジスタ４のソースは抵抗１０２２の一方端に接続され抵抗１０２２の他方端は電源回路１０３６に接続される。

トランジスタ８のゲートにはバイアス電位となる直流電圧ＶＯ６が与えられ、トランジスタ８のドレインには直流電圧ＶＯ５が与えられる。そしてトランジスタ８のソースは抵抗１０２４の一方端に接続され抵抗１０２４の他方端は電源回路１０３６に接続される。バンドパスフィルタ１０は、トランジスタ８のドレインから出力される信号の帯域制限を行ないイメージ周波数帯域の信号を除去する。

局部発振回路１０１３は、抵抗１８と、キャパシタ１６と、トランジスタ２０とを含む。抵抗１８の一方端には電源回路１０３６から直流電圧ＶＯ４が与えられる。抵抗１８の他方端はトランジスタ２０のコレクタに接続される。トランジスタ２０のエミッタは接地ノードに接続される。

混合回路１１は、トランジスタ１４とキャパシタ２４とを含む。トランジスタ１４のゲートはバンドパスフィルタ１０から出力される信号を受ける。このバイアス電圧として電源回路１０３６から直流電圧ＶＯ３が供給される。トランジスタ１４のドレインには電源回路１０３６から直流電圧ＶＯ２が与えられる。また、トランジスタ１４のドレインはトランジスタ２０のコレクタとキャパシタ１６によってＡＣ結合される。これにより局部発振周波数がバンドパスフィルタ１０の信号と混合されキャパシタ２４を介して出力される。

電源回路１０３６は、端子３４からチョークコイル３２を介して与えられる直流電圧ＶＳ１を受けて安定化された直流電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器３８と、直流電圧ＶＯ１を受けて直流電圧ＶＯ２〜ＶＯ３、ＶＯ５〜ＶＯ８を出力するマルチ出力電圧調整器１０４２と、直流電圧ＶＳ２から安定化された直流電圧Ｖ４を出力するマルチ出力電圧調整器１０４０とを含む。

電圧調整器１０４０、１０４２が出力する直流電圧は、他の回路に供給され、ベースバイアス電圧や、トランジスタの出力の動作点を決める電圧となる。各トランジスタで適切な増幅作用がなされるように、電圧調整器１０４０、１０４２は各出力に対して適切に電流制限を加えている。

このようなカスケード接続がＬＮＡ１００５と局部発振回路１０１３との間でも行なわれている。ＬＮＡ１００５の動作電流は、マルチ出力電圧調整器１０４２が直流電圧ＶＯ５〜ＶＯ８を出力するノードから供給されトランジスタ４、８のドレインからソースに抜ける。ソースに抜けた電流はさらに抵抗２２を介してマルチ出力電圧調整器に与えられる。このマルチ出力電圧調整器には抵抗２２を介して電流ＩＳ２および電圧ＶＳ２が与えられる。これら電圧ＶＳ２および電流ＩＳ２も、電圧調整器１０４０の入力回路部分で調整される。図１２で示した従来例の回路におけるバイアス電圧Ｖｂｉａｓと、図１１におけるバイアス電圧Ｖｂ１は同じ電圧に設定されている。

マルチ出力電圧調整器１０４０は、抵抗１０２２および抵抗１０２４を経由して与えられる電流ＩＳ２および電圧ＶＳ２を受けて安定化を行ない、局部発振回路１０１３に対して直流電圧ＶＯ４を出力する。

なお、マルチ出力電圧調整器１０４０の各出力と局部発振回路１０１３の間にはプリント配線基板のパターンなどによりスタブやチョークコイルが設けられており、これにより受信信号や局部発振信号がマルチ出力電圧調整器の出力に伝達されることが阻止される。

同様にマルチ出力電圧調整器１０４２の各出力と混合回路１１やＬＮＡとの間にはプリント配線基板のパターン等によるスタブやチョークコイルが設けられており、高周波の受信信号がマルチ出力電圧調整器１０４２に伝達されることが阻止されている。なお、これらのスタブやチョークコイルは図面の簡単のため図示を省略している。

図２１に示した従来技術と比べると、マルチ出力電圧調整器１０４０は直流電圧ＶＯ１よりも低い電圧ＶＳ２から直流電圧ＶＯ４を発生しているので、安定した直流電圧を少ない電力損失で発生することができる。また、従来の構成では、局部発振回路９１３に流れる電流とＬＮＡ５に流れる電流の和が全体の消費電流の一部分を占めていた。実施の形態７の構成とすれば、局部発振回路１０１３に流れる電流とＬＮＡ１００５に流れる電流とがほぼ等しい場合には、この部分の消費電流をほぼ半分の電流値に抑えることができる。

なお、局部発振回路１０１３の消費電流とＬＮＡ１００５の消費電流とに差が生じる場合は、マルチ出力電圧調整器１０４０の電圧ＶＳ２が与えられるノードに対して不足の電流を吐出す回路や余剰の電流を吸込む回路を電源回路１０３６の内部に追加してもよい。

［実施の形態８］
実施の形態８は、実施の形態２の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１２は、実施の形態８の低雑音コンバータ１１００の構成を示したブロック図である。

図１２を参照して、低雑音コンバータ１１００は、フィードホーン１０２と、フィードホーン１０２から与えられるＶ偏波信号およびＨ偏波信号を選択的に増幅するＬＮＡ１１０５と、ＬＮＡ１１０５の出力を帯域制限するバンドパスフィルタ１１０と、局部発振回路１１１３と、局部発振回路１１１３から与えられる局部発振信号とバンドパスフィルタ１１０との出力を混合することにより中間周波数に変換する混合回路１１１と、混合回路１１１の出力を増幅する中間周波数増幅器１１５と、中間周波数増幅器１１５の出力と端子１３４との間に結合されるキャパシタ１１７とを含む。

低雑音コンバータ１１００は、さらに、端子１３４に屋内のチューナから与えられる直流電圧を伝達するためのチョークコイル１３２と、チョークコイル１３２を介して直流電圧ＶＳ１を受けてＬＮＡ１１０５および局部発振回路１１１３に電源供給を行なう電源回路１１３６とを含む。

ＬＮＡ１１０５は、Ｖ偏波を増幅する増幅回路１０４Ｖと、Ｈ偏波を増幅する増幅回路１０４Ｈと、増幅回路１０４Ｖおよび１０４Ｈの出力に入力が結合される増幅回路１０８とを含む。

局部発振回路１１１３は、第１の局部発振信号を出力する局部発振器１１３ＦＬと、局部発振器１１３ＦＬよりも高い周波数の第２の局部発振信号を出力する局部発振器１１３ＦＨとを含む。

電源回路１１３６は、直流電圧ＶＳ１から安定化された直流電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器１３８と、電圧調整器１３８の出力を受けて適切な電圧に安定化させてＬＮＡ１１０５に与えるマルチ出力電圧調整器１１４２と、マルチ出力電圧調整器１１４２の出力を選択信号Ｓ２に応じて選択的に増幅回路１０４Ｖ，１０４Ｈのいずれか一方に与えるスイッチ１４３とを含む。

電源回路１１３６は、さらに、ＬＮＡ１１０５から直流電圧ＶＳ２を受けてこれを安定化させて直流電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１１４０と、出力電圧調整器１１４０の出力電圧を局部発振器１１３ＦＬと局部発振器１１３ＦＨのいずれか一方に選択信号Ｓ１に応じて選択的に与えるスイッチ１４１とを含む。

さらに、出力電圧調整器１１４２，１１４０を電源電流の流れる経路上にＬＮＡを介して直列に接続する構成とすることによって、Ｈ偏波／Ｖ偏波の切換および局部発振回路の高／低周波数の切換がある低雑音コンバータにおいても、電源回路における電力損失を少なく抑えて一層の消費電力の低減を図ることができる。

［実施の形態９］
実施の形態９は、実施の形態３の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１３は、実施の形態９の低雑音コンバータ１２００の構成を示したブロック図である。

図１３を参照して、低雑音コンバータ１２００は、衛星からの信号を受信するフィードホーン２０２と、フィードホーン２０２によって受信されたＶ偏波信号を増幅するＬＮＡ２０５Ｖと、ＬＮＡ２０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ２１０Ｖと、局部発振器２１３と、局部発振器２１３の出力する局部発振信号とバンドパスフィルタ２１０Ｖの出力とを混合する混合回路２１１Ｖと、混合回路２１１Ｖから出力される中間周波数帯のＩＦ信号を増幅する中間周波数増幅器２１５Ｖと、中間周波数増幅器２１５Ｖの出力を端子２３４Ｖに伝達するキャパシタ２１７Ｖとを含む。

低雑音コンバータ１２００は、さらに、フィードホーン２０２によって受信されたＨ偏波信号を増幅するＬＮＡ２０５Ｈと、ＬＮＡ２０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ２１０Ｈと、局部発振器２１３の出力する局部発振信号とバンドパスフィルタ２１０Ｈの出力とを混合する混合回路２１１Ｈと、混合回路２１１Ｈから出力される中間周波数帯のＩＦ信号を増幅する中間周波数増幅器２１５Ｈと、中間周波数増幅器２１５Ｈの出力を端子２３４Ｈに伝達するキャパシタ２１７Ｈとを含む。

低雑音コンバータ１２００は、さらに、電源回路１２３６を含む。電源回路１２３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器２３８と、電圧調整器２３８の出力を降圧し、さらに安定化させてＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈに電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１２４２と、ＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈから直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させて局部発振器２１３に供給するマルチ出力電圧調整器１２４０とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、端子２３４Ｖ，２３４Ｈに対してそれぞれ逆流防止ダイオードを間に挟むことにより２つの端子から電圧を得ることが可能である。

図１３に示した構成では、ＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈおよび局部発振器２１３は常時動作し、端子２３４Ｖ，２３４ＨからはＶ偏波が変換された信号とＨ偏波が変換された信号とがそれぞれ出力される。

図１４は、図１３に示した低雑音コンバータ１２００の変形例を示した図である。

図１４を参照して、低雑音コンバータ１２００Ａは、図１３に示した低雑音コンバータ１２００の構成において中間周波数増幅器２１５Ｖ，２１５Ｈ，キャパシタ２１７Ｖ，２１７Ｈおよび端子２３４Ｖ，２３４Ｈに代えてスイッチＩＣ（Integrated Circuit）２１４と、中間周波数増幅器２１５Ａ，２１５Ｂと、キャパシタ２１７Ａ，２１７Ｂと、端子２３４Ａ，２３４Ｂとを含む。低雑音コンバータ１２００Ａの他の部分の構成は、図１３で説明した低雑音コンバータ１２００と同様であるので説明は繰返さない。

低雑音コンバータ１２００Ａは、スイッチＩＣ２１４における内部の切換えによって、混合回路２１１Ｖ，２１１Ｈのいずれの出力をも中間周波数増幅器２１５Ａに与えることができる。したがって端子２３４ＡからはＨ偏波を変換した信号とＶ偏波を変換した信号のいずれをも出力することができる。

また同様に、低雑音コンバータ１２００Ａは、スイッチＩＣ２１４における内部の切換えによって、混合回路２１１Ｖ，２１１Ｈの出力のいずれをも切換えて中間周波数増幅器２１５Ｂにも出力することができる。端子２３４ＢからもＨ偏波を変換した信号とＶ偏波を変換した信号のいずれをも出力することができる。

図１３、図１４に示した構成においても、出力電圧調整器１２４２，ＬＮＡ２０５Ｖ，２０５Ｈ３，マルチ出力電圧調整器１２４０および局部発振器を電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器１２４０，２４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態１０］
実施の形態１０は、実施の形態４の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１５は、実施の形態１０の低雑音コンバータ１３００の構成を示したブロック図である。

図１５を参照して、低雑音コンバータ１３００は、フィードホーン３０２と、フィードホーン３０２で受信されるＶ偏波を増幅するＬＮＡ３０５Ｖと、ＬＮＡ３０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ３１０Ｖ１，３１０Ｖ２と、局部発振回路３１３とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｖ１の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｖ１と、混合回路３１１Ｖ１の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｖ１と、中間周波数増幅器３１５Ｖ１の出力を端子３３４Ｖ１に伝達するためのキャパシタ３１７Ｖ１とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｖ２の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｖ２と、混合回路３１１Ｖ２の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｖ２と、中間周波数増幅器３１５Ｖ２の出力を端子３３４Ｖ２に伝達するためのキャパシタ３１７Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、フィードホーン３０２で受信されるＨ偏波を増幅するＬＮＡ３０５Ｈと、ＬＮＡ３０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ３１０Ｈ１，３１０Ｈ２と、局部発振回路３１３とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｈ２の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｈ２と、混合回路３１１Ｈ２の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｈ２と、中間周波数増幅器３１５Ｈ２の出力を端子３３４Ｈ２に伝達するためのキャパシタ３１７Ｈ２とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、局部発振器３１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ３１０Ｈ１の出力を混合して中間周波数に変換する混合回路３１１Ｈ１と、混合回路３１１Ｈ１の出力する中間周波数を増幅する中間周波数増幅器３１５Ｈ１と、中間周波数増幅器３１５Ｈ１の出力を端子３３４Ｈ１に伝達するためのキャパシタ３１７Ｈ１とを含む。

低雑音コンバータ１３００は、さらに、電源回路１３３６を含む。電源回路１３３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器３３８と、電圧調整器３３８の出力を降圧し、さらに安定化させてＬＮＡ３０５Ｖ，３０５Ｈに電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１３４２と、ＬＮＡ３０５Ｖ，３０５Ｈから直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させて局部発振器３１３ＦＨに供給するマルチ出力電圧調整器１３４０とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、端子３３４Ｖ１，３３４Ｈ１，３３４Ｖ２，３３４Ｈ２に対してそれぞれ逆流防止ダイオードを間に挟むことにより４つの端子から電圧を得ることが可能である。

図１６は、図１５に示した低雑音コンバータの変形例を示した図である。

図１６を参照して、低雑音コンバータ１３００Ａは、低雑音コンバータ１３００の構成において、中間周波数増幅器３１５Ｖ１，３１５Ｖ２，３１５Ｈ２，３１５Ｈ１、キャパシタ３１７Ｖ１，３１７Ｖ２，３１７Ｈ２，３１７Ｈ１および端子３３４Ｖ１，３３４Ｖ２，３３４Ｈ２，３３４Ｈ１に代えて、スイッチＩＣ３１４と、中間周波数増幅器３１５Ａ，３１５Ｂと、キャパシタ３１７Ａ，３１７Ｂおよび端子３３４Ａ，３３４Ｂを含む。低雑音コンバータ１３００Ａの他の部分の構成は、図１５で説明した低雑音コンバータ１３００と同様であるので説明は繰返さない。

図１５、図１６に示した構成においても、出力電圧調整器１３４２，ＬＮＡ３０５Ｖ，３０５Ｈ，マルチ出力電圧調整器１３４０および局部発振回路３１３ＦＨを電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器１３４２，３４０における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態１１］
実施の形態１１は、実施の形態５の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１７は、実施の形態１１の低雑音コンバータ１４００の構成を示したブロック図である。

図１７に示す低雑音コンバータ１４００は、バンドスタック型の低雑音コンバータである。バンドスタック型の低雑音コンバータはＨ偏波、Ｖ偏波の複数の受信信号を中間周波数帯域で重ならないように周波数変換して１本の信号ケーブルで屋内に伝送するための低雑音コンバータである。

低雑音コンバータ１４００は、Ｈ偏波を増幅するＬＮＡ４０５Ｈと、Ｖ偏波を増幅するＬＮＡ４０５Ｖと内蔵するＬＮＡ４０５を含む。

低雑音コンバータ１４００は、さらに、ＬＮＡ４０５Ｈの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ４１０Ｈと、ＬＮＡ４０５Ｖの出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ４１０Ｖと、局部発振回路４１３とを含む。

低雑音コンバータ１４００は、さらに、局部発振器４１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ４１０Ｈの出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路４１１Ｈと、局部発振器４１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ４１０Ｖの出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路４１１Ｖと、混合回路４１１Ｈの出力と混合回路４１１Ｖの出力とを混合する混合回路４１４と、混合回路４１４の出力を増幅する中間周波数増幅器４１５と、中間周波数増幅器４１５の出力を端子４３４に伝達するキャパシタ４１７とを含む。

低雑音コンバータ１４００は、さらに、電源回路１４３６を含む。電源回路１４３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器４３８と、電圧調整器４３８の出力を降圧し、さらに安定化させてＬＮＡ４０５Ｖ，４０５Ｈに電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１４４２と、ＬＮＡ４０５Ｖ，４０５Ｈから直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させて局部発振回路４１３に供給するマルチ出力電圧調整器１４４０とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルを間に挟むことにより端子４３４から電圧を得ることが可能である。

図１７に示した構成においても、出力電圧調整器１４４２，ＬＮＡ４０５Ｖ，４０５Ｈ，マルチ出力電圧調整器１４４０および局部発振回路４１３を電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器１４４０，１４４２における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

［実施の形態１２］
実施の形態１２は、実施の形態６の構成をＬＮＡから電圧調整器を経由して局部発信器へ電力を供給するように変形したものである。

図１８は、実施の形態１２の低雑音コンバータ１５００の構成を示したブロック図である。

図１８を参照して、低雑音コンバータ１５００は、ＬＮＡ５０５を含む。ＬＮＡ５０５は、第１の衛星のＨ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｈ１と、第１の衛星のＶ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｖ１と、第２の衛星のＨ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｈ２と、第２の衛星のＶ偏波を増幅するＬＮＡ５０５Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、ＬＮＡ５０５Ｈ１の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｈ１と、ＬＮＡ５０５Ｖ１の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｖ１と、局部発振回路５１３とを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、局部発振器５１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｈ１の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｈ１と、局部発振器５１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｖ１の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｖ１と、混合回路５１１Ｈ１の出力と混合回路５１１Ｖ１の出力とを混合する混合回路５１４Ａとを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、ＬＮＡ５０５Ｈ２の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｈ２と、ＬＮＡ５０５Ｖ２の出力からイメージ信号を除去するバンドパスフィルタ５１０Ｖ２とを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、局部発振器５１３ＦＬの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｈ２の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｈ２と、局部発振器５１３ＦＨの出力とバンドパスフィルタ５１０Ｖ２の出力とを混合して中間周波数に変換する混合回路５１１Ｖ２と、混合回路５１１Ｈ２の出力と混合回路５１１Ｖ２の出力とを混合する混合回路５１４Ｂとを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、混合回路５１４Ａ，５１４Ｂの出力を切換えるスイッチＩＣ５１９と、スイッチＩＣ５１９から与えられる中間周波数の信号を増幅する中間周波数増幅器５１５Ａ，５１５Ｂと、中間周波数増幅器５１５Ａの出力を端子５３４Ａに伝達するためのキャパシタ５１７Ａと、中間周波数増幅器５１５Ｂの出力を端子５３４Ｂに伝達するためのキャパシタ５１７Ｂとを含む。

低雑音コンバータ１５００は、さらに、電源回路１５３６を含む。電源回路１５３６は、直流電源電圧ＶＳ１を受けて安定化させて電圧ＶＯ１を出力する電圧調整器５３８と、電圧調整器５３８の出力を降圧し、さらに安定化させてＬＮＡ５０５に電圧ＶＯ２を出力する出力電圧調整器１５４２と、ＬＮＡ５０５から直流電圧ＶＳ２を受けて安定化させて局部発振回路５１３に供給するマルチ出力電圧調整器１５４０とを含む。なお、電圧ＶＳ１は、高周波信号の伝達を阻止するチョークコイルと逆流防止用のダイオードを間に挟むことにより端子５３４Ａ，５３４Ｂから電圧を得ることが可能である。

図１８に示した構成においても、出力電圧調整器１５４２，ＬＮＡ５０５，マルチ出力電圧調整器１５４０および局部発振回路５１３を電源電流が流れる経路上に直列に接続している。これにより、出力電圧調整器１５４２，１５４０における調整電位差を小さく抑えることができ電力損失ロスを低減させることができる。したがって消費電力の低減された低電圧コンバータを実現することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１の低雑音コンバータ１の構成を示したブロック図である。図１に示した低雑音コンバータ１の構成をより具体的に示した回路図である。実施の形態２の低雑音コンバータ１００の構成を示したブロック図である。実施の形態３の低雑音コンバータ２００の構成を示したブロック図である。図４に示した低雑音コンバータ２００の変形例を示した図である。実施の形態４の低雑音コンバータ３００の構成を示したブロック図である。図６に示した低雑音コンバータの変形例を示した図である。実施の形態５の低雑音コンバータ４００の構成を示したブロック図である。実施の形態６の低雑音コンバータ５００の構成を示したブロック図である。本発明の実施の形態１の低雑音コンバータ１００１の構成を示したブロック図である。図１０に示した低雑音コンバータ１００１の構成をより具体的に示した回路図である。実施の形態８の低雑音コンバータ１１００の構成を示したブロック図である。実施の形態９の低雑音コンバータ１２００の構成を示したブロック図である。図１３に示した低雑音コンバータ１２００の変形例を示した図である。実施の形態１０の低雑音コンバータ１３００の構成を示したブロック図である。図１５に示した低雑音コンバータの変形例を示した図である。実施の形態１１の低雑音コンバータ１４００の構成を示したブロック図である。実施の形態１２の低雑音コンバータ１５００の構成を示したブロック図である。従来の衛星放送受信システムの構成を示すブロック図である。図１９における低雑音コンバータのブロック図である。図２０に示した低雑音コンバータ９００のより詳細な構成を示した回路図である。

符号の説明

１，１００，２００，２００Ａ，３００，３００Ａ，４００，５００，１００１，１１００，１２００，１２００Ａ，１３００，１３００Ａ，１４００，１５００低雑音コンバータ、２，１０２，２０２，３０２フィードホーン、３アンテナプローブ、４，８，１４，２０，３０トランジスタ、１３，１１３，３１３，４１３，５１３，１０１３，１１１３局部発振回路、１１３ＦＬ，１１３ＦＨ，２１３，３１３ＦＨ，３１３ＦＬ，４１３ＦＨ，４１３ＦＬ，５１３ＦＨ，５１３ＦＬ局部発振器、１５，１１５，２１５Ｖ，２１５Ｈ，２１５Ａ，２１５Ｂ，３１５Ｖ１，３１５Ｖ２，３１５Ｈ２，３１５Ｈ１，３１５Ａ，３１５Ｂ，４１５，５１５Ａ，５１５Ｂ中間周波数増幅器、２６アンプ、３６，１３６，２３６，３３６，４３６，５３６，１０３６，１１３６，１２３６，１３３６，１４３６，１５３６電源回路、３８，４０，４２，１３８，１４０，１４２，２３８，２４０，２４２，３３８，３４０，３４２，４３８，４４０，４４２，５３８，５４０，５４２，１０４０，１０４２，１１４０，１１４２，１２４０，１２４２，１３４０，１３４２，１４４０，１４４２，１５４０，１５４２電圧調整器、１０４Ｖ，１０４Ｈ，１０８増幅回路、１１０バンドパスフィルタ、１４１，１４３スイッチ、２１４，３１４，５１９スイッチＩＣ。

Claims

第１の衛星から伝送される放送信号を受信して第１のＲＦ信号を出力する信号受信部と、
高電位ノードから電源電流の供給を受け低電位ノードから前記電源電流を排出する局部発振回路と、
前記第１のＲＦ信号を前記局部発振回路の出力信号を用いて中間周波数帯の第１のＩＦ信号に変換する周波数変換器と、
前記第１のＩＦ信号を出力するための出力ポートと、
前記局部発振回路と前記第１の信号受信部とに電源を供給する電源回路とを備え、
前記電源回路は、
前記出力ポートを介して電力供給を受け電圧調整を行ない、前記局部発振回路にの前記高電位ノードに第１の直流電圧を与える第１の電圧調整器と、
前記局部発振回路の前記低電位ノードの電位を受けて電圧調整を行ない前記信号受信部に第２の直流電圧を与える第２の電圧調整器とを含む、低雑音コンバータ。
前記局部発振回路は、
複数の局部発振信号をそれぞれ出力する複数の局部発振器を含む、請求項１に記載の低雑音コンバータ。
前記電源回路は、
前記複数の局部発振器に対して選択的に前記第１の直流電圧を供給するスイッチを含む、請求項２に記載の低雑音コンバータ。
前記信号受信部は、
複数の放送信号をそれぞれ受信する複数の低雑音増幅器を含む、請求項１に記載の低雑音コンバータ。
前記電源回路は、
前記複数の低雑音増幅器に対して選択的に前記第２の直流電圧を供給するスイッチを含む、請求項４に記載の低雑音コンバータ。
前記局部発振回路は、
前記第２の電圧調整器の出力目標電圧よりも少なくともベース・エミッタ間電圧分だけ高いベースバイアス電圧が与えられたトランジスタを含む、請求項１に記載の低雑音コンバータ。
高電位ノードから電源電流の供給を受け低電位ノードから前記電源電流を排出し、第１の衛星から伝送される放送信号を受信して第１のＲＦ信号を出力する信号受信部と、
局部発振回路と、
前記第１のＲＦ信号を前記局部発振回路の出力信号を用いて中間周波数帯の第１のＩＦ信号に変換する周波数変換器と、
前記第１のＩＦ信号を出力するための出力ポートと、
前記局部発振回路と前記第１の信号受信部とに電源を供給する電源回路とを備え、
前記電源回路は、
前記出力ポートを介して電力供給を受け電圧調整を行ない、前記信号受信部の前記高電位ノードに第１の直流電圧を与える第１の電圧調整器と、
前信号受信部の前記低電位ノードの電位を受けて電圧調整を行ない前記局部発振回路に電源電圧として第２の直流電圧を与える第２の電圧調整器とを含む、低雑音コンバータ。
前記局部発振回路は、
複数の局部発振信号をそれぞれ出力する複数の局部発振器を含む、請求項７に記載の低雑音コンバータ。
前記電源回路は、
前記複数の局部発振器に対して選択的に前記第２の直流電圧を供給するスイッチを含む、請求項８に記載の低雑音コンバータ。
前記信号受信部は、
複数の放送信号をそれぞれ受信する複数の低雑音増幅器を含む、請求項７に記載の低雑音コンバータ。
前記電源回路は、
前記複数の低雑音増幅器に対して選択的に前記第１の直流電圧を供給するスイッチを含む、請求項１０に記載の低雑音コンバータ。
前記局部発振回路は、
接地ノードよりも少なくともベース・エミッタ間電圧分だけ高いベースバイアス電圧が与えられたトランジスタを含む、請求項７に記載の低雑音コンバータ。