JP2004208444A

JP2004208444A - Synchronous rectification type dc-dc converter

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Publication number: JP2004208444A
Application number: JP2002376248A
Authority: JP
Inventors: Kazuyoshi Hanabusa; 一義花房
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2002-12-26
Filing date: 2002-12-26
Publication date: 2004-07-22
Anticipated expiration: 2022-12-26
Also published as: JP3694292B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an inexpensive synchronous rectification DC-DC converter having simple circuitry, without having to provide a reverse current detecting means, unlike in the conventional examples. <P>SOLUTION: The synchronous rectification type DC-DC converter includes a switching element 50 connected in series with the tertiary coil 33 of a transformer 30. The converter further comprises a switching element drive circuit (diode 51 and capacitor 52). The drive circuit is connected to an output voltage detection circuit 19 for detecting the output voltage from the induced voltage of the tertiary coil 33. Based on the detected voltage from the output voltage detection circuit 19, the drive circuit drives and controls the switching element 50 so that the switching element 50 is turned on, when a signal which turns on a main switching element 1 is supplied and is turned off, when a signal which turns off the main switch element is supplied. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に同期整流型のフォワードコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して並列運転する場合に発生する逆電流の流入を減少させる技術が開発されていた（特許文献１、２参照）以下、これらの特許文献１、２を従来例１、２として具体的に説明する。
【０００３】
(1) ：従来例１（特許文献１）の説明
図１０は従来例１の説明図（その１）、図１１は従来例１の説明図（その２）である。図１０の（ａ）図では、一次巻線２２１と二次巻線２２２とは、一次巻線２２１の一次側電圧供給回路２１１側の一端と、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端とが同極性になるように磁気結合されており、主スイッチ素子２１０が導通し、トランス２２０内の一次巻線２２１に、一次側電圧供給回路２１１から供給される電流Ｉ₁が流れると、二次巻線２２２の出力端子２２３側に正電圧、グラウンド端子２２４側に負電圧が誘起される。
【０００４】
二次巻線２２２に誘起された電圧により、第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より低くなる。このとき、第１の二次側整流素子２０６内の寄生ダイオードが順バイアスされるが、ゲート端子には、二次巻線２２２に誘起された電圧により、正電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は、通常動作とは逆方向に導通し、ソース端子側からドレイン端子側に向け、電流Ｉ₂を流す。
【０００５】
電流Ｉ₂による電圧降下は、第１の二次側整流素子２０６の寄生ダイオードを導通させない程度に小さくなっており、この電流Ｉ₂が流れると、出力端子２２３とグラウンド端子２２４の間に接続された出力コンデンサ２０９及び負荷２１２に、低損失で電力が供給される。
【０００６】
この間（第１の二次側整流素子２０６が逆方向に導通している間）、二次巻線２２２に誘起された電圧により、第２の二次側整流素子２０７のドレイン端子には、ソース端子よりも高い電圧が印加されており、また、ゲート端子には負電圧が印加されているから、第２の二次側整流素子２０７には電流は流れない。
【０００７】
次に、主スイッチ素子２１０が導通から遮断に転じると、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端に負電圧、グラウンド端子２２４側の一端に正電圧が誘起される。その電圧により、電流Ｉ₂を流していた第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より高くなり、また、ゲート端子には負電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は遮断する。
【０００８】
このとき、第２の二次側整流素子２０７では、二次巻線２２２に誘起された電圧により、ゲート端子に正電圧が印加されるから、導通可能な状態になる。また、第２の二次側整流素子２０７は、インダクタンス素子２０８に生じた起電力により、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも低くなるから、逆方向に導通し、インダクタンス素子２０８に蓄積された磁気エネルギーにより、図１０の（ｂ）図に示すように、負荷２１２に電力を供給する方向の電流Ｉ₃を流す。
【０００９】
また、制御装置２０３内には発振器と基準電圧発生回路が設けられており、ＰＷＭ方式で主スイッチ素子２１０を駆動しており、スイッチングの周期が一定になっている。また、電源装置２０２はフォワード型であるため、出力端子２２３の出力電圧は、主スイッチ素子２１０の導通時間と、一次側電圧供給回路２１１が出力する電圧、一次巻線２２１と二次巻線２２２の巻線比によって決まる。制御装置２０３は、出力端子２２３とグラウンド端子２２４間の出力電圧を検出しており、主スイッチング素子２１０の導通時間を制御しているので、一次側電圧供給回路２１１の電圧変動等により、一次側電圧供給回路２１１の電圧が変動しても、出力電圧は一定に維持されている。
【００１０】
電源装置２０２は複数台を並列接続し、出力電流を増やすことができる。しかしながら、複数台の電源装置２０２を並列接続する場合には、出力電圧が完全に一致せず、そのため、各電源２０２のうち、出力電圧が高く設定されているものから、負荷２１２が消費するよりも大きな出力電流が出力され、余分な電流は、出力電圧が低く設定されている電源装置に流入してしまう。
【００１１】
図１０の（ｃ）図では、２台の電源装置２０２₁、２０２₂を並列接続して運転する場合を示しており、一方の電源装置２０２₁側から、他方の電源装置２０２₂に向けて電流Ｉ₅が流入している。この電流Ｉ₅が二次巻線２２２₂に流れると、一次巻線２２１₂に電圧が誘起され、その電圧によって主スイッチ素子２１０₂のドレイン端子に負電圧が印加される。そのとき、主スイッチ素子２１０のゲート端子に正電圧が印加されていると、主スイッチ素子２１０₂のソース端子からドレイン端子に向けて逆電流Ｉ₆が流れてしまい、その結果、並列接続された電源装置全体の効率を悪化させ、また、各電源装置２０２₁、２０２₂の劣化を早めてしまうという問題がある。
【００１２】
そこで、従来例１では、図１１に示したように、並列接続しても逆電流が流れない電源装置を提供するものである。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流を検出する電流検出回路３０の出力から、主スイッチ素子１０に流れた電流の向きを検出し、導通期間中に逆電流Ｉ１０が流れた場合、主スイッチ素子１０の導通期間を長くする。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流量が増えるので逆電流が消滅し、並列接続された各電源装置３の電流負担が均等化される、というものである。
【００１３】
(2) ：従来例２（特許文献２）の説明
図１２は従来例２の説明図（その１）、図１３は従来例２の説明図（その２）である。従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する並列運転の使用形態を取る場合がある。このような並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖ_OUTのばらつきが生じることがある。このような場合には、出力電圧Ｖ_OUTの高いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧Ｖ_OUTの低いＤＣ−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。
【００１４】
このように、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖ_OUTのばらつきが生じると、出力電圧Ｖ_OUTの高いＤＣ−ＤＣコンバータと出力電圧Ｖ_OUTの低いＤＣ−ＤＣコンバータとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化してしまうという問題が生じる。
【００１５】
そこで、従来例２では、前記逆電流の通電量を抑制して逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆電流に起因した損失問題を防止することができる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００１６】
図１２において、制御回路４２は、コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端子部であるゲートに制御電圧であるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパルス幅ｔを出力電圧Ｖ_OUTの安定化方向に可変制御してスイッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、スイッチ素子５のデューティ比を出力電圧Ｖ_OUTの安定化方向に可変制御する。これにより、出力電圧Ｖ_OUTが可変制御されて出力電圧Ｖ_OUTの安定化が図られる、というものである。
【００１７】
ところで、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流によって低電圧状態から変動しない期間が生じる。この現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特有な現象である。
【００１８】
そこで、前記逆電流時に特有な現象に着目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低電圧状態であるときに逆電流を検知する逆電流検知手段４３を形成した。
【００１９】
ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３、２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向かう電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流通電時にはオーバーシュート電圧印加に起因して抵抗体２３、２４の接続部から出力される電圧は定常時よりも増加しているにも拘わらず、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下することとなる。
【００２０】
この電圧低下によって、制御回路４２からスイッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くなり、入出力変換比が増加する結果、出力電圧Ｖ_OUTが増加する。
【００２１】
この例によれば、逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通電時には入出力変換比を増加させる構成とし、図１３の（ａ）図の実線αに示すような特有なレギュレーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータに持たせたので、逆電流が発生した際に、その逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができる。このように、逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流が通電することによる前述したような部品の破損問題を防止することができるというものである。
【００２２】
また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖ_OUTのばらつきが生じても、その出力電圧Ｖ_OUTのばらつきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００２３】
つまり、並列運転を行うＤＣ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧Ｖ_OUTの高いＤＣ−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図における実線Ａに示すような特性を有し、また、出力電圧Ｖ_OUTの低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図の実線Ｂに示すような特性を示すこととなる。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流の通電量はＩｂ′となり、従来例に比べて格段に小さくなる。このため、逆通電に起因したＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を抑制することができる。
【００２５】
【特許文献１】
特開２０００−１３９０７４
【特許文献２】
特開２００１−１６９５４５
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００２７】
(1) ：前記従来例１では、主スイッチ素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力から、前記主スイッチ素子に流れる電流の向きを検出する逆電流抑制回路が設けられている。また、電流検出回路にカレントトランスを用いている。また、前記従来例２では、逆電流検出手段（４３）と逆電流抑制手段（４４）を設けている。
【００２８】
このように、従来例１、２とも、逆電流検出手段を設けているが、このような手段は回路構成が複雑で、コスト的にも高価なものである。特に、従来例１では、高価なカレントトランスを使用し電流を検出しており、従来例２では、逆電流を抑制するため出力電圧を上昇させるが、それと同時に検出電圧（出力電圧を間接的に検出し制御している電圧）も比例して上昇する。そのため、検出電圧を上昇させるように制御をし、結果出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制しており、回路構成が複雑で、高価なものである。
【００２９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００３１】
すなわち、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次コイルと直列にメインスイッチ素子を接続し、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動により、負荷に供給するトランスの二次コイルの出力電圧を一定電圧に制御する同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの三次コイルと直列に接続したスイッチ素子を含み、前記三次コイルの誘起電圧から出力電圧を検出するための出力電圧検出回路を接続すると共に、前記スイッチ素子に対し、前記出力電圧検出回路の検出電圧を基にメインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御するスイッチ素子駆動回路を備えていることを特徴とする。
【００３２】
また、第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチ素子に抵抗を並列接続したことを特徴とする。
【００３３】
また、第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチ素子駆動回路はダイオードとコンデンサからなり、前記メインスイッチ素子をオフにする時、前記ダイオードを介して前記コンデンサを充電し、前記メインスイッチ素子をオンさせる時、前記コンデンサの充電電圧を前記スイッチ素子に印加して、該スイッチ素子をオンさせる機能を備えていることを特徴とする。
【００３４】
また、第４の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１又は第２又は第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して並列運転を行い、出力電圧が高い方から低い方に逆電流が流入し、前記出力電圧検出回路の検出電圧が上昇し、前記メインスイッチ素子をオンさせる駆動信号の時間が短くなった場合、前記スイッチ素子駆動回路は、前記スイッチ素子のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路の検出電圧を低下させることで、前記メインスイッチ素子をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する機能を備えていることを特徴とする。
【００３５】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を図１に基づいて説明する。
【００３６】
▲１▼：第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。この逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００３７】
この時、スイッチ素子駆動回路（ダイオード５１、コンデンサ５２）は、スイッチ素子５０に対し、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。この駆動制御では、スイッチ素子５０のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路１９の検出電圧を低下させる。そして、前記検出電圧の低下に応じてドライバ１８ではメインスイッチ素子１をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。このようにすれば、従来例のような複雑で高価な逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００３８】
▲２▼：前記第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子５０に抵抗５９を並列接続している。従って、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、スイッチ素子５０がオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。
【００３９】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧の間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり、逆電流を抑制することができる。
【００４０】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００４１】
▲３▼：前記第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子駆動回路は、メインスイッチ素子１をオフにする時、ダイオード５１を介してコンデンサ５２を充電し、メインスイッチ素子１をオンさせる時、コンデンサ５２の充電電圧をスイッチ素子５０に印加して該スイッチ素子５０をオンさせる。このようにすれば、スイッチ素子駆動回路を簡単な回路構成にできる。
【００４２】
▲４▼：前記第４の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。前記逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００４３】
そして、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、スイッチ素子駆動回路（ダイオード５１、コンデンサ５２）は、スイッチ素子５０に対し、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。
【００４４】
このように、逆電流が流入し、出力電圧検出回路の検出電圧が上昇した場合、スイッチ素子駆動回路は、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間が短くなった時、スイッチ素子５０のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路１９の検出電圧を低下させる。その結果、ドライバ１８はメインスイッチ素子をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。
【００４５】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００４６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００４７】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例の説明
図１はＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示した図であり、同期整流型のフォワードコンバータ（又は、フォワード方式の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の回路例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００４８】
(1) ：回路の特徴（図１参照）
本回路の最大の特徴は、トランス３０の三次コイル３３に接続された出力電圧検出回路１９にスイッチ素子５０を設けた点である。このスイッチ素子５０は、メインスイッチ素子１を駆動する駆動信号（パルス）が、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動される。そして、三次コイル３３から出力された電圧を整流平滑し、その電圧を検出電圧とし、メインスイッチ素子１のオン／オフの時間を制御する。
【００４９】
ところで、負荷に対し複数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合、特に、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータが接続されていた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から逆電流が流入することがある（前記従来例参照）。このように出力側から逆電流が流入すると、三次コイル３３の検出電圧が上昇し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間は短くなる。
【００５０】
これにともない、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、検出電圧が低下し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間を長くするように制御される。その結果、出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制する。更に具体的には次の通りである。
【００５１】
すなわち、ドライバ１８の出力がメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時オンし、オフさせる信号の時オフするスイッチ素子５０を出力電圧検出回路１９に設け、トランス３０の三次コイル３３と直列に接続する。
【００５２】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（この電流を「逆電流」という）。前記逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００５３】
このように、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、スイッチ素子５０がオフした後は抵抗５３を通して整流することとなる。
【００５４】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８から出力される信号は、前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり前記逆電流を抑制することができる。
【００５５】
(2) ：回路構成の詳細な説明（図１、図２参照）
図１において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子、５０はスイッチ素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００５６】
また、４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５３は抵抗（又は抵抗体）である。
【００５７】
また、１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１６の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００５８】
また、１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）を示す。また、４０は入力電源、４１は入力端子、４２は出力端子、４３は負荷、５１はダイオード、５２はコンデンサを示す。また、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００５９】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１には、メインスイッチ素子１が接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００６０】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ８、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む平滑整流回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ８と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００６１】
また、トランス３０の三次コイル３３には、スイッチ素子５０と抵抗５３の並列回路と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、整流用ダイオード９を接続している。
【００６２】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００６３】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をドライバ１８へ出力する。ドライバ１８では、前記コンパレータ１７からの出力電圧を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００６４】
また、前記ドライバ１８は、図２のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００６５】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００６６】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００６７】
(3) ：無負荷時の詳細な動作の説明
以下、図１、図２に基づいて、図１に示した回路例の動作を説明する。
【００６８】
Ａ：今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００６９】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ８→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ８が充電される。
【００７０】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００７１】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、スイッチ素子５０がオンならば、三次コイル３３→スイッチ素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００７２】
また、スイッチ素子５０がオフの場合は、抵抗５３を介して前記と同様の電流が流れ、平滑コンデンサ１１は充電される。この時、転流用ダイオード９はオフのままである。なお、この時トランス３０には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００７３】
Ｂ：次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流型同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００７４】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ８→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００７５】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００７６】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８とダイオード５１に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００７７】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００７８】
また、前記ダイオード５１に印加した電圧は、該ダイオード５１で整流され、コンデンサ５２を充電する。そして、ドライバ１８からハイレベルの電圧が出力された時は、そのハイレベルの電圧（パルスのオン波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされ、大きな出力電圧（平滑コンデンサ１１の電圧の約２倍の電圧）が発生し、スイッチ素子５０のゲートに印加する。そのため、スイッチ素子５０がオンになる。
【００７９】
しかし、ドライバ１８からローレベルの電圧（例えば、ＧＮＤレベル）が出力された時は、そのローレベルの電圧（パルスのオフ波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされても小さい出力電圧なので、この出力電圧がスイッチ素子５０のゲートに印加しても、スイッチ素子５０がオフとなる。
【００８０】
(4) ：負荷に対し、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合の概要の説明（図１、図３参照）
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷４３に対し、別のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続し、この別のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が何らかの理由で高くなったとする。この時、前記別のＤＣ−ＤＣコンバータから図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに逆電流が流れる。
【００８１】
この場合、出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧が通常時より高くなり、出力端子４２ａからトランス３０の二次コイル３２方向に向けて逆電流が流れる。この時の出力電圧−出力電流特性は、図３のようになる。図３では、横軸が出力電流（Ｉ_out）、縦軸が出力電圧（Ｖ_out）を示す。
【００８２】
また、図３において、点線で示した特性は従来例の特性（特に従来例２の特性）であり、実線が本発明の特性である。また、縦軸の右側が流出する電流、左側が流入する電流である。
【００８３】
(5) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷時）の詳細な説明（図４、図６参照）
図４は出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）、図６は図４、５の説明図である。なお、参考のため、図６では従来例についても図示してある。
【００８４】
(5) −１：従来例の特性
図６のＣ図のように、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合であって、無負荷時について説明する。
【００８５】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等の特性ばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。出力電圧が小さい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼と大きいＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼を並列接続すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼からの出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼に流入する。
【００８６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は図４のポイントＣとなり、電流値Ｉ₀₂が流入する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は図４のポイントＤとなり、電流値Ｉ₀₂を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ₀₂となる。
【００８７】
(5) −２：本発明の特性
図６のＡ図のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合（無負荷時）について説明する。前記従来例と同じでＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等のばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。
【００８８】
出力電圧が小さい本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼と、大きい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼を並列接続すると、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼からの出力電流が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼に流入する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図４のポイントＡとなり電流値Ｉ₀₁が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図４のポイントＢとなり電流値Ｉ₀₁を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ₀₁となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【００８９】
(6) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流Ｉ_Oの時）の詳細な説明（図５、６参照）
(6) −１：従来例の特性
前記と同様に、図６のＤ図のように、負荷電流がＩ₀の時の並列運転動作について説明する。従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は、図５のポイントＣとなり電流値Ｉ₀₄が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は、ポイントＤとなり電流値Ｉ₀₆を出力し平衡する。すなわち、Ｉ₀₆−Ｉ₀₄は、負荷電流Ｉ₀となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ₀₄となる。
【００９０】
(6) −２：本発明の特性
前記と同様に、図６のＢ図のように、負荷電流がＩ₀の時の並列動作について説明する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図５のポイントＡとなり、電流値Ｉ₀₃が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図５のポイントＢとなり、電流値Ｉ₀₅を出力し平衡する。この場合、Ｉ₀₅−Ｉ₀₃は、負荷電流Ｉ₀となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ₀₃となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【００９１】
(7) ：無負荷時の各部の波形
図７は無負荷時の各部の波形図である。図７において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイル３３の両端の電圧波形、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図７に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０〜ｔ５は各タイミングを示す。
【００９２】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの無負荷時には、各部は図７に示した波形となる。先ず、ドライバ１８からは、波形▲１▼のような矩形波の駆動パルスが出力され、このパルスによりメインスイッチ素子１がオン／オフ駆動される。
【００９３】
すなわち、タイミングｔ０〜ｔ１までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ１〜ｔ２までは駆動パルスがハイレベル、タイミングｔ２〜ｔ３までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ３〜ｔ４までは駆動パルスがハイレベルとなり、駆動パルスがハイレベルの時、メインスイッチ素子１がオンとなり、駆動パルスがローレベル（例えば、ＧＮＤレベル）の時、メインスイッチ素子１がオフとなるように駆動される。
【００９４】
この時のメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧の波形は波形▲２▼のようになり、メインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形は波形▲３▼のようになる。また、出力チョークコイル４は、電磁エネルギーの蓄積と放出動作が繰り返され、波形▲４▼のような波形になる。
【００９５】
トランス３０の三次コイル３３には、その両端に波形▲５▼のような波形の電圧が誘起される。この時、スイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧は波形▲６▼のような波形になる。この場合、スッチ素子５０は、タイミングｔ０〜ｔ１の間はオフ、タイミングｔ１〜ｔ２の間はオン、タイミングｔ２〜ｔ３の間はオフ、タイミングｔ３〜ｔ４の間はオンとなる。
【００９６】
従って、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流は、波形▲７▼のように、タイミングｔ０〜ｔ１の間は電流が流れず、タイミングｔ１〜ｔ２の間は電流が流れ、タイミングｔ２〜ｔ３の間は電流が流れず、タイミングｔ３〜ｔ４の間は電流が流れる。
【００９７】
(8) ：出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形
図８は出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。図８において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイルの両端の電圧波形である。
【００９８】
また、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図８に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０、ｔ１、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ３、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ５は各タイミングを示す。また、点線は図７に示した無負荷時の波形、実線は本発明の逆電流流入時の波形である。
【００９９】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに、出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形は図８の実線で示した波形となる。具体的には、次の通りである。
【０１００】
前記のような逆電流が流入している時には、図８の波形▲１▼、▲２▼に示すように、メインスイッチ素子１がオフしてもドレイン電圧は逆電流流入によって低電圧状態（約ゼロボルト：ＧＮＤレベル）から変動しない期間Ｔ１が生じる。この現象は、逆電流流入によって、出力チョークコイル４に蓄積されたエネルギーが二次側から一次側へ伝達されることにより生じ、メインスイッチ素子１がオフしてもメインスイッチ素子１の内蔵ダイオード（ボディダイオード）ｄ１が導通しているので、低電圧状態となる。
【０１０１】
この期間Ｔ１の間は、本発明では、スイッチ素子５０がオフとなり、平滑コンデンサ１１への整流電流が無くなる。これにより、平滑コンデンサ１１の両端電圧は低下し、メインスイッチ素子１の駆動制御回路（エラーアンプ１６、コンパレータ１７、ドライバ８を含む回路）はメインスイッチ素子１のオン時間が長くなるように制御を行う。その結果、出力電圧は上昇し、逆電流の流入を抑制する。以下、更に、詳細に説明する。
【０１０２】
前記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（逆電流の流入発生）。この逆電流の流入と同時に、出力の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１０３】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、逆電流が流入することにより、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、図８の点線位置（無負荷時）から実線位置（逆電流流入時）のように、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１０４】
これに伴い、図８の波形▲６▼、波形▲７▼のように、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。すると、出力電圧検出回路１９の検出電圧も低くなり、その結果、エラーアンプ１６の出力は大きくなり、コンパレータ１７の出力も大きくなる。
【０１０５】
その結果、ドライバ１８からの出力パルスが長くなるように制御が行なわれ、トランス１の一次コイル３０に流れる電流を大きくすることで、二次コイル３２に発生する電圧を大きくする。そして、トランス３０の二次側電圧、すなわち、出力電圧を大きくし、逆電圧の流入を抑制する。
【０１０６】
なお、前記動作において、スイッチ素子５０がオンからオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。この場合、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流が流れる時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間、タイミングｔ４ａ〜ｔ４ｂ間において、期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１０７】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力電圧検出回路１９の出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（負荷への供給電圧）を上昇させることとなり、前記逆電流を抑制することができる。
【０１０８】
§２：ＤＣ−ＤＣコンバータの他の回路例
図９はＤＣ−ＤＣコンバータの他の回路例を示した図である。本発明は、図９に示した他の回路例でも図１に示した回路と同様に実施可能である。この回路例では、出力電圧検出回路１９とスイッチ素子５０の駆動回路の構成を変更した回路例である。
【０１０９】
すなわち、この例では、図１に示した回路のスイッチ素子５０を、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＰチャンネルＭＯＳ電界効果型トランジスタ）で構成し、このＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチ素子５０のゲートに、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＮチャンネルＭＯＳ電界効果型トランジスタ）で構成したトランジスタ５４（このトランジスタはスイッチ素子駆動回路を構成する）を接続すると共に、前記トランジスタ５４のゲートをドライバ１８の出力に接続し、該ドライバ１８の出力信号でドライブするように構成する。
【０１１０】
また、図１に示した整流用ダイオード８をトランス３０の三次コイル３３の端子３３ａとスイッチ素子５０との間に接続し、チョークコイル１０をスイッチ素子５０と平滑コンデンサ１１との間に接続している。また、図１において、スイッチ素子５０と並列に接続していた抵抗５３を削除してある。なお、その他の構成は図１と同じである。
【０１１１】
図９に示した回路例の動作の概要は次の通りである。スイッチ素子５０は、メインスイッチ素子１を駆動する駆動信号（パルス）が、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動される。この場合、ドライバ１８からハイレベルの信号が出力されると、トランジスタ５４がオンとなり、スイッチ素子５０のゲート電圧はローレベルとなりオンとなる。また、ドライバ１８からローレベルの信号が出力されると、トランジスタ５４がオフとなり、スイッチ素子５０のゲート電圧はローレベルの電圧から開放されたオフとなる。このようにドライバ１８の出力に応じて前記の動作を繰り返す。
【０１１２】
そして、出力電圧検出回路１９では、トランス３０の三次コイル３３から出力された電圧を整流平滑し、その電圧を検出電圧とし、メインスイッチ素子駆動制御回路により、メインスイッチ素子１のオン／オフの時間を制御する。
【０１１３】
ところで、負荷に対し複数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合、特に、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータが接続されていた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から逆電流が流入することがある。このように出力側から逆電流が流入すると、三次コイル３３の検出電圧が上昇し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間は短くなる。
【０１１４】
これにともない、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、検出電圧が低下し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間を長くするように制御される。その結果、出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制する。
【０１１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
(1) ：請求項１では、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。この逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路の検出電圧も上昇する。
【０１１６】
この時、スイッチ素子駆動回路は、スイッチ素子に対し、メインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。この駆動制御では、スイッチ素子のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路の検出電圧を低下させる。その結果、メインスイッチ素子１をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【０１１７】
(2) ：請求項２では、スイッチ素子に抵抗を並列接続している。従って、出力電圧検出回路の検出電圧が上昇すると、ドライバから出力されるメインスイッチ素子をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子のオン時間も短くなり、スイッチ素子がオフした後は抵抗を通して整流することとなる。
【０１１８】
このように、抵抗を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバの信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランスの三次コイルの電圧の間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり、逆電流を抑制することができる。
【０１１９】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【０１２０】
(3) ：請求項３では、スイッチ素子駆動回路は、メインスイッチ素子をオフにする時、ダイオードを介してコンデンサを充電し、メインスイッチ素子をオンさせる時、コンデンサの充電電圧をスイッチ素子に印加して該スイッチ素子をオンさせる。このようにすれば、スイッチ素子駆動回路を簡単な回路構成にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【図２】本発明の実施の形態におけるドライバの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態における出力電圧−出力電流特性図である。
【図４】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）である。
【図５】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流Ｉ_Oの時）である。
【図６】本発明の実施の形態における図４、５の説明図である。
【図７】本発明の実施の形態における無負荷時の各部の波形図である。
【図８】本発明の実施の形態における出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。
【図９】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の回路例である。
【図１０】従来例１の説明図（その１）である。
【図１１】従来例１の説明図（その２）である。
【図１２】従来例２の説明図（その１）である。
【図１３】従来例２の説明図（その２）である。
【符号の説明】
１メインスイッチ素子
２整流用同期整流素子
３転流用同期整流素子
４出力チョークコイル
５入力コンデンサ
６出力平滑コンデンサ
７インバータ
８整流用ダイオード
９転流用ダイオード
１０チョークコイル
１１平滑コンデンサ
１２、１３、５３抵抗（抵抗体）
１４基準電圧
１５エラーアンプ
１６三角波発生器
１７コンパレータ
１８ドライバ
１９出力電圧検出回路
２０二次側整流平滑回路
３０トランス
３１一次コイル
３２二次コイル
３３三次コイル
４０入力電源
４１入力端子
４２出力端子
４３負荷
５０スイッチ素子
５１ダイオード
５２コンデンサ
５４トランジスタ
ｄ１、ｄ２、ｄ３ＦＥＴの内蔵ダイオード[0001]
The present invention relates to a synchronous rectification type DC-DC converter, and more particularly to a synchronous rectification type forward converter.
[0002]
2. Description of the Related Art Conventionally, techniques for reducing the inflow of reverse current generated when a plurality of DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel have been developed (see Patent Documents 1 and 2). Patent Documents 1 and 2 will be specifically described as Conventional Examples 1 and 2.
[0003]
(1): Description of Conventional Example 1 (Patent Document 1)
FIG. 10 is an explanatory view (part 1) of Conventional Example 1, and FIG. 11 is an explanatory view (part 2) of Conventional Example 1. In FIG. 10A, the primary winding 221 and the secondary winding 222 are one end of the primary winding 221 on the primary voltage supply circuit 211 side and one end of the secondary winding 222 on the output terminal 223 side. Are magnetically coupled to have the same polarity, the main switch element 210 conducts, and the current I supplied from the primary side voltage supply circuit 211 to the primary winding 221 in the transformer 220 is ₁ Flows, a positive voltage is induced on the output terminal 223 side of the secondary winding 222 and a negative voltage is induced on the ground terminal 224 side.
[0004]
Due to the voltage induced in the secondary winding 222, the potential of the drain terminal of the first secondary rectifier 206 becomes lower than the potential of the source terminal. At this time, the parasitic diode in the first secondary rectifying element 206 is forward-biased, but a positive voltage is applied to the gate terminal by the voltage induced in the secondary winding 222, so that the first Of the secondary side rectifier element 206 conducts in a direction opposite to the normal operation, and flows from the source terminal side to the drain terminal side. _Two Flow.
[0005]
Current I _Two Is small enough not to make the parasitic diode of the first secondary rectifier element 206 conductive. _Two Flows, power is supplied with low loss to the output capacitor 209 and the load 212 connected between the output terminal 223 and the ground terminal 224.
[0006]
During this time (while the first secondary rectifier element 206 is conducting in the reverse direction), the voltage induced in the secondary winding 222 causes the source terminal of the second secondary rectifier element 207 to be connected to the drain terminal. Since a voltage higher than that of the terminal is applied and a negative voltage is applied to the gate terminal, no current flows through the second secondary rectifier 207.
[0007]
Next, when the main switch element 210 changes from conduction to cutoff, a negative voltage is induced at one end of the secondary winding 222 on the output terminal 223 side and a positive voltage is induced on one end of the secondary winding 222 on the ground terminal 224 side. The current I _Two The potential of the drain terminal of the first secondary rectifying element 206 through which the current flows is higher than the potential of the source terminal, and a negative voltage is applied to the gate terminal. Shuts off.
[0008]
At this time, in the second secondary-side rectifying element 207, a positive voltage is applied to the gate terminal by the voltage induced in the secondary winding 222, so that the second secondary-side rectifying element 207 becomes conductive. In addition, the second secondary-side rectifying element 207 conducts in the opposite direction because the potential of the drain terminal becomes lower than the potential of the source terminal due to the electromotive force generated in the inductance element 208, and is stored in the inductance element 208. As shown in FIG. 10B, the current I in the direction of supplying power to the load 212 is _Three Flow.
[0009]
Further, an oscillator and a reference voltage generating circuit are provided in the control device 203, drive the main switch element 210 by a PWM method, and the switching cycle is constant. Further, since the power supply device 202 is a forward type, the output voltage of the output terminal 223 depends on the conduction time of the main switch element 210, the voltage output from the primary side voltage supply circuit 211, the primary winding 221 and the secondary winding 222. Is determined by the turns ratio of The control device 203 detects the output voltage between the output terminal 223 and the ground terminal 224, and controls the conduction time of the main switching element 210. Even if the voltage of the voltage supply circuit 211 fluctuates, the output voltage is kept constant.
[0010]
A plurality of power supply devices 202 can be connected in parallel to increase the output current. However, when a plurality of power supply devices 202 are connected in parallel, the output voltages do not completely match, so that the output voltage of each of the power sources 202 is set higher, so that the load 212 consumes less power. A large output current is output, and the extra current flows into the power supply device whose output voltage is set low.
[0011]
In FIG. 10C, two power supply devices 202 ₁ , 202 _Two Are connected in parallel to each other, and one power supply device 202 ₁ From the side, the other power supply 202 _Two The current I towards _Five Is flowing. This current I _Five Is the secondary winding 222 _Two To the primary winding 221 _Two Voltage is induced in the main switch element 210 by the voltage. _Two A negative voltage is applied to the drain terminal of. At this time, if a positive voltage is applied to the gate terminal of the main switch element 210, the main switch element 210 _Two Reverse current I from the source terminal to the drain terminal of ₆ As a result, the efficiency of the whole power supply unit connected in parallel is deteriorated, and each power supply unit 202 ₁ , 202 _Two There is a problem that the deterioration of is accelerated.
[0012]
In view of this, the first conventional example provides a power supply device in which a reverse current does not flow even when connected in parallel, as shown in FIG. For this reason, the direction of the current flowing through the main switching element 10 is detected from the output of the current detection circuit 30 that detects the current flowing through the main switching element 10, and when the reverse current I10 flows during the conduction period, 10 is made longer. For this reason, the amount of current flowing through the main switch element 10 increases, so that the reverse current disappears, and the current load of each power supply device 3 connected in parallel is equalized.
[0013]
(2): Description of Conventional Example 2 (Patent Document 2)
FIG. 12 is an explanatory view (part 1) of Conventional Example 2, and FIG. 13 is an explanatory view (part 2) of Conventional Example 2. 2. Description of the Related Art Conventionally, there is a case where a parallel operation in which a plurality of DC-DC converters are connected in parallel to a load is used. When such parallel operation is performed, the output voltage V is output between a plurality of DC-DC converters connected in parallel. _OUT May occur. In such a case, the output voltage V _OUT Output voltage V from high DC-DC converter _OUT The reverse current flows toward the DC-DC converter having a low current.
[0014]
As described above, the output voltage V is applied between the DC-DC converters connected in parallel. _OUT Output voltage V _OUT DC-DC converter and output voltage V _OUT In this case, the loss of both the DC-DC converter and the DC-DC converter having a low power consumption increases, and the circuit efficiency deteriorates.
[0015]
Therefore, in the conventional example 2, a DC rectifier having a synchronous rectifier capable of suppressing the amount of the reverse current and preventing damage to components caused by the reverse current and loss problems caused by the reverse current during parallel operation. Providing a DC converter;
[0016]
12, the control circuit 42 applies a pulse waveform signal, which is a control voltage, from the output side of the comparator 27 to the gate, which is the control terminal of the switch element 5, and changes the pulse width t of the pulse waveform signal to the output voltage V _OUT And the ON period of the switch element 5 is variably controlled. In other words, the duty ratio of the switching element 5 is changed to the output voltage V _OUT Variable control in the stabilization direction of. As a result, the output voltage V _OUT Is variably controlled and the output voltage V _OUT Is stabilized.
[0017]
By the way, when the reverse current is flowing, a period occurs in which the drain voltage of the switch element 5 does not change from the low voltage state due to the reverse current even when the switch element 5 is turned off. This phenomenon is caused by the fact that the energy accumulated in the choke coil 13 of the rectifying / smoothing circuit 40 due to the application of the reverse current is transmitted from the secondary side of the transformer 2 to the primary side when the switch element 5 is turned off. This is a phenomenon specific to energization.
[0018]
Therefore, paying attention to a phenomenon peculiar to the reverse current, the gate voltage of the switch element 5 is lower than the set ON drive threshold voltage, and the drain voltage (both-end voltage) of the switch element 5 is a low voltage generated by the reverse current. A reverse current detecting means 43 for detecting a reverse current when in the state is formed.
[0019]
The PNP transistor 31 is turned on in response to the reverse current detection signal. As a result, part of the current flowing from the connection between the resistors 23 and 24 to the inverting input terminal of the operational amplifier 25 is shunted from the connection X through the PNP transistor 31 and the resistor 32. For this reason, when a reverse current is applied, the voltage output from the connection between the resistors 23 and 24 due to the application of the overshoot voltage is higher than that in the steady state, but the voltage is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 25. The input voltage is lower than in the steady state.
[0020]
Due to this voltage drop, the pulse width t of the pulse waveform signal applied from the control circuit 42 to the gate of the switch element 5 is widened, the ON period of the switch element 5 is lengthened, and the input / output conversion ratio is increased. _OUT Increase.
[0021]
According to this example, the reverse current detecting means 43 and the reverse current suppressing means 44 are provided to increase the input / output conversion ratio when the reverse current is supplied, and a specific characteristic as shown by a solid line α in FIG. Since the DC-DC converter is provided with the regulation characteristic, when a reverse current is generated, the amount of the reverse current to be supplied can be greatly suppressed as compared with the related art. As described above, since the amount of reverse current flow can be suppressed, it is possible to prevent the above-described problem of component damage caused by the flow of a large reverse current.
[0022]
Further, when performing parallel operation using the DC-DC converter, the output voltage V between a plurality of DC-DC converters connected in parallel. _OUT Output voltage V _OUT , It is possible to alleviate the increase in loss due to the reverse current flow caused by the variation in, and prevent the deterioration of circuit efficiency.
[0023]
That is, of the DC-DC converters performing the parallel operation, the output voltage V _OUT For example, the regulation characteristic of the DC-DC converter A having a high characteristic has a characteristic as shown by a solid line A in FIG. _OUT The regulation characteristic of the DC-DC converter B having a low characteristic of, for example, the characteristic shown by the solid line B in FIG.
[0024]
As a result, the amount of reverse current flowing from the DC-DC converter A to the DC-DC converter B becomes Ib ', which is much smaller than in the conventional example. For this reason, it is possible to suppress the loss of the DC-DC converter B due to the reverse energization.
[0025]
[Patent Document 1]
JP 2000-139074 A
[Patent Document 2]
JP 2001-169545A
[0026]
The above-mentioned prior art has the following problems.
[0027]
(1): In the conventional example 1, a current detection circuit for detecting a current flowing through the main switch element and a reverse current suppression circuit for detecting a direction of the current flowing to the main switch element from an output of the current detection circuit are provided. Have been. Further, a current transformer is used for the current detection circuit. In the second conventional example, the reverse current detecting means (43) and the reverse current suppressing means (44) are provided.
[0028]
As described above, both of the conventional examples 1 and 2 are provided with the reverse current detecting means. However, such a means has a complicated circuit configuration and is expensive. In particular, in the conventional example 1, the current is detected by using an expensive current transformer, and in the conventional example 2, the output voltage is increased in order to suppress the reverse current. The voltage detected and controlled) also increases in proportion. Therefore, control is performed so as to increase the detection voltage. As a result, the output voltage increases, and the inflow of the reverse current is suppressed, and the circuit configuration is complicated and expensive.
[0029]
An object of the present invention is to solve such a conventional problem and to obtain a synchronous rectification type DC-DC converter having a simple and inexpensive circuit configuration without providing a reverse current detecting means as in the conventional example.
[0030]
The present invention has the following configuration to achieve the above object.
[0031]
That is, in the first synchronous rectification type DC-DC converter, the main switch element is connected in series with the primary coil of the transformer, and the output of the secondary coil of the transformer supplied to the load is turned on / off by driving the main switch element. In a synchronous rectification type DC-DC converter that controls a voltage to a constant voltage, an output voltage detection circuit for detecting an output voltage from an induced voltage of the tertiary coil, including a switch element connected in series with a tertiary coil of the transformer. A switching element driving circuit for controlling the switching element to be turned on when the main switching element is turned on and to be turned off when the signal is turned off based on the detection voltage of the output voltage detection circuit. It is characterized by having.
[0032]
Further, in the second synchronous rectification type DC-DC converter, in the first synchronous rectification type DC-DC converter, a resistor is connected in parallel to the switch element.
[0033]
In the third synchronous rectification type DC-DC converter, the switch element drive circuit includes a diode and a capacitor. When the main switch element is turned off, the capacitor is charged via the diode, and the main switch element is charged. When the element is turned on, a function of applying a charging voltage of the capacitor to the switch element to turn on the switch element is provided.
[0034]
Also, in the fourth synchronous rectification type DC-DC converter, in the first or second or third synchronous rectification type DC-DC converter, a DC-DC converter having a high output voltage is connected in parallel to the DC-DC converter. Parallel operation, a reverse current flows from the higher output voltage to the lower one, the detection voltage of the output voltage detection circuit increases, and the time of the drive signal for turning on the main switch element decreases. The switch element drive circuit controls the drive voltage so as to shorten the on-time of the switch element to reduce the detection voltage of the output voltage detection circuit, thereby increasing the time for turning on the main switch element and increasing the output voltage. And a function of suppressing the inflow of the reverse current is provided.
[0035]
(Action)
The operation of the present invention based on the above configuration will be described with reference to FIG.
[0036]
{Circle around (1)} In the first synchronous rectification type DC-DC converter, when the outputs of a plurality of DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variation or the like, the output voltage is lower. -A reverse current flows into the DC converter. The output voltage rises simultaneously with the inflow of the reverse current, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0037]
At this time, the switch element drive circuit (the diode 51 and the capacitor 52) controls the drive of the switch element 50 so that the switch is turned on when the signal of the main switch element 1 is turned on and is turned off when the signal is turned off. In this drive control, the drive control is performed so that the ON time of the switch element 50 is shortened, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 is reduced. Then, in response to the decrease in the detection voltage, the driver 18 increases the output voltage by increasing the time for turning on the main switch element 1 to suppress the inflow of the reverse current. By doing so, a synchronous rectification type DC-DC converter with a simple and inexpensive circuit configuration can be obtained without providing complicated and expensive reverse current detecting means as in the conventional example.
[0038]
{Circle around (2)} In the second synchronous rectification type DC-DC converter, a resistor 59 is connected to the switch element 50 in parallel. Therefore, when the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 rises, the time of the signal for turning on the main switch element 1 output from the driver 18 becomes shorter. Accordingly, the ON time of the switch element 50 is also shortened, and after the switch element 50 is turned off, rectification is performed through the resistor 53.
[0039]
As described above, when the current is rectified through the resistor 53, the output detection voltage becomes in a downward direction. Therefore, the on-time of the signal of the driver 18 is only slightly shorter than before, and the on-time is not extremely shortened as in the conventional example. Further, since a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage of the tertiary coil 33 of the transformer 30, as a result, the output voltage increases, and the reverse current can be suppressed.
[0040]
By doing so, a synchronous rectification type DC-DC converter having a simple and inexpensive circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detecting means as in the conventional example.
[0041]
{Circle around (3)} In the third synchronous rectification type DC-DC converter, when turning off the main switch element 1, the switch element drive circuit charges the capacitor 52 via the diode 51 and turns on the main switch element 1. At this time, the charging voltage of the capacitor 52 is applied to the switch element 50 to turn on the switch element 50. With this configuration, the switch element driving circuit can have a simple circuit configuration.
[0042]
{Circle around (4)} In the fourth synchronous rectification type DC-DC converter, when the outputs of the DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a large value due to variation or the like, the output voltage of the DC-DC converter is low. Reverse current flows into the DC converter. The output voltage rises at the same time as the reverse current flows, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0043]
Then, when the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 rises, the switch element drive circuit (the diode 51 and the capacitor 52) turns on the switch element 50 when the signal that the main switch element 1 is turned on, and outputs the signal that turns off the signal. Drive control to turn off when.
[0044]
As described above, when the reverse current flows and the detection voltage of the output voltage detection circuit rises, the switching element driving circuit turns on the switching element 50 when the driving signal for turning on the main switching element 1 becomes short. Drive control is performed so that the time is shortened, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 is reduced. As a result, the driver 18 increases the output voltage by increasing the time for turning on the main switch element, and suppresses the inflow of the reverse current.
[0045]
By doing so, a synchronous rectification type DC-DC converter having a simple and inexpensive circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detecting means as in the conventional example.
[0046]
Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
[0047]
§1: Circuit example of DC-DC converter
FIG. 1 is a diagram showing a circuit example of a DC-DC converter, which is a circuit example of a synchronous rectification type forward converter (or a forward synchronous rectification type DC-DC converter). Hereinafter, the DC-DC converter shown in FIG. 1 will be described.
[0048]
(1): Circuit features (see Fig. 1)
The greatest feature of this circuit is that a switch element 50 is provided in the output voltage detection circuit 19 connected to the tertiary coil 33 of the transformer 30. The switch element 50 is driven so that the drive signal (pulse) for driving the main switch element 1 is turned on when the drive signal of the main switch element 1 is turned on and turned off when the drive signal is turned off. Then, the voltage output from the tertiary coil 33 is rectified and smoothed, and the voltage is used as a detection voltage to control the on / off time of the main switch element 1.
[0049]
By the way, when a plurality of DC-DC converters are connected to a load, particularly when a DC-DC converter having a high output voltage is connected, a reverse current flows from the output side of the DC-DC converter. (See the conventional example). When the reverse current flows from the output side in this manner, the detection voltage of the tertiary coil 33 increases, and the time of the drive signal for turning on the main switch element 1 is shortened.
[0050]
Along with this, the ON time of the switch element 50 is shortened, the detection voltage is reduced, and control is performed so as to lengthen the time of the drive signal for turning on the main switch element 1. As a result, the output voltage increases, and the inflow of the reverse current is suppressed. More specifically, it is as follows.
[0051]
That is, a switch element 50 that is turned on when the output of the driver 18 is a signal to turn on the main switch element 1 and turned off when the signal is to be turned off is provided in the output voltage detection circuit 19 and is connected in series with the tertiary coil 33 of the transformer 30. .
[0052]
When the outputs of the DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variation or the like, a current flows into the DC-DC converter having a lower output voltage (this current is referred to as “reverse Current "). The output voltage rises at the same time as the reverse current flows, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0053]
As described above, when the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 increases, the time of the signal for turning on the main switch element 1 output from the driver 18 is shortened. Accordingly, the ON time of the switch element 50 is also shortened, and after the switch element 50 is turned off, rectification is performed through the resistor 53.
[0054]
In this manner, when the current is rectified through the resistor 53, the output detection voltage becomes in a downward direction. Therefore, the signal output from the driver 18 only has a slightly shorter on-time than before, and an extremely high on-time as in the conventional example. Is not shortened. Further, a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage 33a of the tertiary coil 33 of the transformer 30, and as a result, the output voltage increases, and the reverse current can be suppressed.
[0055]
(2): Detailed explanation of the circuit configuration (see FIGS. 1 and 2)
In FIG. 1, 1 is a main switch element (main switching element), 2 is a synchronous rectifying element for rectification, 3 is a synchronous rectifying element for commutation, 50 is a switch element, and these elements are N-channel MOSFET (MOS type electric field type). Effect transistor).
[0056]
4 is an output choke coil, 5 is an input capacitor, 6 is an output smoothing capacitor, 7 is an inverter, 8 is a rectifying diode, 9 is a commutation diode, 10 is a choke coil, 11 is a smoothing capacitor, 12, 13, and 53. Is a resistor (or resistor).
[0057]
14 is a reference voltage, 15 is an error amplifier (error amplifier), 16 is a triangular wave generator, 17 is a comparator (comparator) for comparing the output of the error amplifier 16 with the output of the triangular wave generator 16, and 18 is This is a driver for driving the main switch element 1.
[0058]
19 is an output voltage detection circuit, 20 is a secondary side rectifying and smoothing circuit, 30 is a transformer, 31 is a primary coil (primary winding), 32 is a secondary coil (secondary winding), and 33 is a tertiary coil. (Tertiary winding). Reference numeral 40 denotes an input power source, 41 denotes an input terminal, 42 denotes an output terminal, 43 denotes a load, 51 denotes a diode, and 52 denotes a capacitor. Also, d1, d2, and d3 indicate the built-in diodes of the elements 1, 2, and 3, respectively.
[0059]
A transformer 30 is provided on the input side of the DC-DC converter shown in FIG. 1, and the primary coil 31 of the transformer 30 is connected to the main switch element 1 and driven and controlled by the driver 18. ing. Excitation energy (electromagnetic energy) generated in the primary coil 31 due to ON / OFF (conduction / non-conduction) of the main switch element 1 is intermittently supplied to the secondary side and the tertiary side of the transformer 30. I have.
[0060]
On the input side, the input capacitor 5 is connected between the input terminals 41a and 41b to which the input power supply 40 is supplied, and smoothes the input voltage. The secondary coil 32 of the transformer 30 is connected to a smoothing rectifier circuit including an output choke coil 4, an output smoothing capacitor 8, a rectifying synchronous rectifier 2 (MOSFET), and a commutating synchronous rectifier 3 (MOSFET). In this case, the synchronous rectifying element 3 for commutation is connected to a series circuit of the output smoothing capacitor 8 and the output choke coil 4.
[0061]
The tertiary coil 33 of the transformer 30 is connected to a parallel circuit of a switch element 50 and a resistor 53, a smoothing capacitor 11, a choke coil 10, and a series circuit of a rectifying diode 8. The rectifier diode 9 is connected in parallel with the series circuit of the coil 10.
[0062]
Further, a series circuit of resistors 12 and 13 is connected in parallel with the smoothing capacitor 11 to divide the charging voltage (DC voltage) of the smoothing capacitor 11, and the divided voltage (voltage of the resistor 12) is output to the error amplifier 15. Is entered. The error amplifier 15 receives the divided voltage (the voltage of the resistor 12) and the reference voltage 14, and receives the difference between the reference voltage 14 and the divided voltage (the voltage of the resistor 12). (Error voltage value) is output to the comparator 17.
[0063]
The comparator 17 compares the output voltage of the error amplifier 15 with the output voltage of the triangular wave generator 16, and outputs the difference voltage between the two to the driver 18. The driver 18 is configured to input / output the output voltage from the comparator 17, generate a pulse voltage, and apply the pulse voltage to the gate of the main switch element 1, thereby driving the main switch element 1 on / off.
[0064]
The driver 18 is configured as shown in FIG. That is, the driver 18 is, in detail, connected to bipolar transistors (hereinafter simply referred to as “transistors”) Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, the transistor Q1 is an NPN transistor and the transistor Q2 is a PNP transistor, and their base electrode (input IN side) and emitter electrode (output OUT side) are commonly connected.
[0065]
With such a connection, when the input IN side is higher than a predetermined voltage, the transistors Q1: ON and Q2: OFF, and the output OUT side becomes the high-level voltage Vdd. Conversely, when the input IN side is lower than the predetermined voltage, the transistors Q1: OFF and Q2: ON, and the output OUT side becomes the low-level voltage Vss (Vdd> Vss).
[0066]
31a and 31b are both terminals of the primary coil 31 of the transformer 30, 32a and 32b are both terminals of the secondary coil 32 of the transformer 30, and 33a and 33b are both terminals of the tertiary coil 33 of the transformer 30.
[0067]
(3): Detailed explanation of operation at no load
Hereinafter, the operation of the circuit example shown in FIG. 1 will be described based on FIG. 1 and FIG.
[0068]
A: When the driver 18 generates a drive pulse for driving the main switch element 1 with the input power supply 40 applied to the input terminals 41 a and 41 b and supplies the drive pulse to the gate of the main switch element 1. , The main switch element 1 repeats the ON (conductive) / OFF (non-conductive) operation. When the main switch element 1 is turned on, an exciting current flows through the primary coil 31 of the transformer 30 via the main switch element 1.
[0069]
At this time, a voltage (induced voltage) is generated in the secondary coil 32 of the transformer 30 in a direction in which the rectifying synchronous rectifying element 2 is turned on, and the rectifying synchronous rectifying element 2 is turned on. In this case, due to the voltage generated in the secondary coil 32 of the transformer 30, a current flows through a path of the secondary coil 32 → the output smoothing capacitor 8 → the output choke coil 4 → the rectifying synchronous rectifying element 2 → the secondary coil 32, and the output The smoothing capacitor 8 is charged.
[0070]
At this time, the voltage of the secondary coil 32 is inverted by the inverter 7, and the inverted voltage is applied to the gate of the synchronous rectifier 3 for commutation, so that the synchronous rectifier 3 for commutation is turned off.
[0071]
At this time, a voltage corresponding to the voltage of the secondary coil 32 is induced in the tertiary coil 33 of the transformer 30. If the switch element 50 is turned on by this voltage, a current flows through the route of the tertiary coil 33 → the switch element 50 → the smoothing capacitor 11 → the choke coil 10 → the rectifier diode 8 → the tertiary coil 33, and the smoothing capacitor 11 is charged. .
[0072]
When the switch element 50 is off, a current similar to that described above flows through the resistor 53, and the smoothing capacitor 11 is charged. At this time, the commutating diode 9 remains off. At this time, the transformer 30 stores the excitation energy.
[0073]
B: Next, when the main switch element 1 is turned off by a drive pulse from the driver 18, a voltage in the opposite direction to the above is induced in the primary coil 31 of the transformer 30 (the terminal 32 side becomes +). The synchronous rectifier 2 is turned off. At this time, the voltage of the secondary coil 32 (the voltage of the opposite polarity to that described above) is inverted by the inverter 7 and the inverted voltage is applied to the gate of the synchronous rectifier 3 for commutation. Turns on.
[0074]
Therefore, due to the electromagnetic energy stored in the output choke coil 4, a flywheel current flows through the path of the output choke coil 4, the commutating synchronous rectifier 3, the output smoothing capacitor 8, and the output choke coil 4, and the output smoothing capacitor 6 is charged. (Always charged with the same polarity).
[0075]
At this time, a voltage of the opposite polarity (+ on the terminal 33 b side) is generated in the tertiary coil 33 of the transformer 30, but the rectifying diode 8 is reverse-biased and turned off. Does not flow. However, at this time, due to the electromagnetic energy stored in the choke coil 10, a flywheel current flows through the path of the choke coil 10, the commutation diode 9, the smoothing capacitor 11, and the choke coil 10 to charge the smoothing capacitor 11 (always). It is charged with the same polarity.)
[0076]
Thereafter, the operation is repeated in the same manner, but a constant DC voltage is generated in the resistors 12 and 13 by the charging voltage of the smoothing capacitor 11. This voltage is a voltage corresponding to the output voltage on the secondary side. In this case, the voltage of the resistors 12 and 13 (same as the voltage of the smoothing capacitor 11) is applied to the driver 18 and the diode 51. Further, the voltage divided by the two resistors (the terminal voltage of the resistor 12) is input to the error amplifier 15, and the difference from the reference voltage 14 is extracted.
[0077]
The comparator 17 compares the output of the error amplifier with the output voltage of the triangular wave generator 16 to output a rectangular wave signal, and the driver 18 applies a drive signal (pulse signal) to the gate of the main switch element 1. Thereby, the main switch element 1 repeats the same on / off operation as described above.
[0078]
The voltage applied to the diode 51 is rectified by the diode 51 and charges the capacitor 52. When a high-level voltage is output from the driver 18, the charging voltage of the capacitor 52 (a voltage substantially the same as the voltage of the smoothing capacitor 11) is further added to the high-level voltage (the ON waveform of the pulse). , A large output voltage (approximately twice the voltage of the smoothing capacitor 11) is generated and applied to the gate of the switch element 50. Therefore, the switch element 50 is turned on.
[0079]
However, when a low-level voltage (eg, GND level) is output from the driver 18, the low-level voltage (pulse off waveform) is further added to the charging voltage of the capacitor 52 (which is substantially the same as the voltage of the smoothing capacitor 11). Even if the same voltage is added, since the output voltage is small, even if this output voltage is applied to the gate of the switch element 50, the switch element 50 is turned off.
[0080]
(4): Outline of operation when a plurality of DC-DC converters are connected to a load in parallel (see FIGS. 1 and 3)
It is assumed that another DC-DC converter is connected in parallel to the load 43 of the DC-DC converter shown in FIG. 1 and the output voltage of this another DC-DC converter has increased for some reason. At this time, a reverse current flows from the another DC-DC converter to the DC-DC converter shown in FIG.
[0081]
In this case, the voltage between the output terminals 42a and 42b becomes higher than usual, and a reverse current flows from the output terminal 42a toward the secondary coil 32 of the transformer 30. The output voltage-output current characteristics at this time are as shown in FIG. In FIG. 3, the horizontal axis represents the output current (I _out ), The vertical axis is the output voltage (V _out ).
[0082]
In FIG. 3, the characteristics shown by the dotted lines are the characteristics of the conventional example (particularly, the characteristics of the conventional example 2), and the solid line is the characteristic of the present invention. The right side of the vertical axis is the outflow current, and the left side is the inflow current.
[0083]
(5): Detailed explanation of the characteristic diagram (when no load is applied) when the DC-DC converter with a large output voltage is operated in parallel (see FIGS. 4 and 6)
FIG. 4 is a characteristic diagram (no load) when the DC-DC converter having a large output voltage is operated in parallel, and FIG. 6 is an explanatory diagram of FIGS. FIG. 6 also shows a conventional example for reference.
[0084]
(5) -1: Characteristics of conventional example
As shown in FIG. 6C, a case where a conventional DC-DC converter is connected in parallel and no load is applied will be described.
[0085]
The output voltage of the DC-DC converter varies due to the variation in characteristics of components and the like. When the conventional DC-DC converter (3) having a small output voltage and the large DC-DC converter (4) are connected in parallel, the output current from the DC-DC converter (4) flows into the DC-DC converter (3). .
[0086]
The operating point of the DC-DC converter (3) is point C in FIG. ₀₂ Flows in. On the other hand, the operating point of the DC-DC converter (4) is point D in FIG. ₀₂ Is output and balanced. The output voltage at that time is + V ₀₂ It becomes.
[0087]
(5) -2: Characteristics of the present invention
A case where the DC-DC converters of the present invention are connected in parallel (when no load is applied) as shown in FIG. 6A will be described. As in the above-described conventional example, the DC-DC converter has a variation in output voltage due to a variation in components and the like.
[0088]
When the DC-DC converter (1) of the present invention having a small output voltage and the DC-DC converter (2) of the conventional example having a large output voltage are connected in parallel, the output current from the DC-DC converter (2) of the conventional example becomes It flows into the DC-DC converter (1). The operating point of the DC-DC converter (1) of the present invention is point A in FIG. ₀₁ Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter (2) is point B in FIG. ₀₁ Is output and balanced. The output voltage at that time is + V ₀₁ It becomes. As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the inflow current.
[0089]
(6): Characteristic diagram when the DC-DC converter with large output voltage is operated in parallel (load current I _O ) (See FIGS. 5 and 6)
(6) -1: Characteristics of conventional example
Similarly to the above, as shown in FIG. ₀ The parallel operation at the time of will be described. The operating point of the conventional DC-DC converter (3) is point C in FIG. ₀₄ Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter {circle around (4)} is point D, and the current value I ₀₆ Is output and balanced. That is, I ₀₆ −I ₀₄ Is the load current I ₀ It becomes. The output voltage at that time is + V ₀₄ It becomes.
[0090]
(6) -2: Characteristics of the present invention
Similarly to the above, as shown in FIG. ₀ The parallel operation at the time of will be described. The operating point of the DC-DC converter (1) of the present invention is point A in FIG. ₀₃ Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter (2) is point B in FIG. ₀₅ Is output and balanced. In this case, I ₀₅ −I ₀₃ Is the load current I ₀ It becomes. The output voltage at that time is + V ₀₃ It becomes. As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the inflow current.
[0091]
(7): Waveform of each part at no load
FIG. 7 is a waveform diagram of each part when there is no load. In FIG. 7, a waveform (1) is an output voltage waveform of the driver 18, a waveform (2) is a drain-source voltage waveform of the main switch element 1, a waveform (3) is a drain-source current waveform of the main switch element 1, The waveform (4) is a current waveform of the output choke coil 4, the waveform (5) is a voltage waveform at both ends of the tertiary coil 33 of the transformer 30, the waveform (6) is a gate-source voltage waveform of the switch element 50, and a waveform (7). Shows a current waveform between the drain and the source of the switch element 50. Note that t shown in FIG. 7 indicates a timing (or time), and t0 to t5 indicate respective timings.
[0092]
When no load is applied to the DC-DC converter shown in FIG. 1, each part has the waveform shown in FIG. First, the driver 18 outputs a square-wave drive pulse such as the waveform (1), and the main switch element 1 is turned on / off by this pulse.
[0093]
That is, the drive pulse is at a low level from timing t0 to t1, the drive pulse is at a high level from timing t1 to t2, the drive pulse is at a low level from timing t2 to t3, and the drive pulse is high from timing t3 to t4. When the drive pulse is at a high level, the main switch element 1 is turned on. When the drive pulse is at a low level (for example, GND level), the main switch element 1 is driven to be turned off.
[0094]
At this time, the waveform of the drain-source voltage of the main switch element 1 is as shown by a waveform (2), and the waveform of the drain-source current of the main switch element 1 is as shown by a waveform (3). In addition, the output choke coil 4 repeats the operation of storing and releasing the electromagnetic energy, and has a waveform like the waveform (4).
[0095]
In the tertiary coil 33 of the transformer 30, a voltage having a waveform like the waveform (5) is induced at both ends. At this time, the voltage between the gate and the source of the switch element 50 has a waveform like the waveform (6). In this case, the switch element 50 is turned off during the timing t0 to t1, turned on during the timing t1 to t2, turned off during the timing t2 to t3, and turned on during the timing t3 to t4.
[0096]
Accordingly, the current between the drain and the source of the switch element 50 does not flow between the timings t0 and t1, the current flows between the timings t1 and t2, and the current between the timings t2 and t3, as shown in a waveform (7). , No current flows, and a current flows between timings t3 and t4.
[0097]
(8): Waveform of each part when DC-DC converter with large output is connected in parallel
FIG. 8 is a waveform diagram of each unit when a DC-DC converter having a large output is connected in parallel. 8, waveform (1) is the output voltage waveform of driver 18, waveform (2) is the drain-source voltage waveform of main switch element 1, waveform (3) is the drain-source current waveform of main switch element 1, A waveform (4) is a current waveform of the output choke coil 4, and a waveform (5) is a voltage waveform at both ends of the tertiary coil of the transformer 30.
[0098]
A waveform (6) indicates a voltage waveform between the gate and the source of the switch element 50, and a waveform (7) indicates a current waveform between the drain and the source of the switch element 50. In addition, t shown in FIG. 8 indicates a timing (or time), and t0, t1, t2a, t2b, t3, t4a, t4b, and t5 indicate respective timings. The dotted line shows the waveform at the time of no load shown in FIG. 7, and the solid line shows the waveform at the time of reverse current inflow of the present invention.
[0099]
When a DC-DC converter having a large output is connected in parallel to the DC-DC converter shown in FIG. 1, the waveform of each part becomes a waveform shown by a solid line in FIG. Specifically, it is as follows.
[0100]
When the reverse current flows as described above, as shown by the waveforms (1) and (2) in FIG. 8, even if the main switch element 1 is turned off, the drain voltage is in a low voltage state (about (Zero volt: GND level). This phenomenon occurs when the energy stored in the output choke coil 4 is transmitted from the secondary side to the primary side by the inflow of the reverse current, and even if the main switch element 1 is turned off, the built-in diode ( Since the body diode d1 is conducting, a low voltage state is set.
[0101]
During this period T1, in the present invention, the switch element 50 is turned off, and the rectified current to the smoothing capacitor 11 is eliminated. As a result, the voltage between both ends of the smoothing capacitor 11 decreases, and the drive control circuit (the circuit including the error amplifier 16, the comparator 17, and the driver 8) of the main switch element 1 controls the main switch element 1 so that the on-time becomes long. Do. As a result, the output voltage increases, and the inflow of the reverse current is suppressed. Hereinafter, this will be described in more detail.
[0102]
As described above, when the outputs of the DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, when one of the output voltages has a larger value due to variation or the like, a current flows into the DC-DC converter having a lower output voltage (reverse current). Inflow). Simultaneously with the inflow of the reverse current, the output voltage of the lower output DC-DC converter increases, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also increases.
[0103]
As described above, when the output voltage of the DC-DC converter rises and a reverse current flows, the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 rises, and the position indicated by the dotted line in FIG. As in the case of the current inflow, the time of the signal for turning on the main switch element 1 output from the driver 18 is shortened (between timings t2a and t2b = period T1, and between t4a and t4b = reduced by period T1).
[0104]
Along with this, the ON time of the switch element 50 is also shortened (between timings t2a and t2b = period T1 and between t4a and t4b = period T1), as shown by waveforms (6) and (7) in FIG. . Then, the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also decreases, and as a result, the output of the error amplifier 16 increases and the output of the comparator 17 also increases.
[0105]
As a result, control is performed so that the output pulse from the driver 18 becomes longer, and the current flowing through the primary coil 30 of the transformer 1 is increased, thereby increasing the voltage generated in the secondary coil 32. Then, the secondary voltage of the transformer 30, that is, the output voltage is increased, and the inflow of the reverse voltage is suppressed.
[0106]
In the above operation, after the switch element 50 is turned off from on, rectification is performed through the resistor 53. In this case, the time during which the drain-source current of the switch element 50 flows is reduced (between the timings t2a and t2b and between the timings t4a and t4b, the period is shortened by the period T1).
[0107]
As described above, when the current is rectified through the resistor 53, the output detection voltage of the output voltage detection circuit 19 decreases. Therefore, the signal of the driver 18 has only a slightly shorter on-time than before, and is extremely different from the conventional example. On time does not shorten. Further, a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage 33a of the tertiary coil 33 of the transformer 30, and as a result, the output voltage of the DC-DC converter (the voltage supplied to the load) is increased. The current can be suppressed.
[0108]
§2: Other circuit example of DC-DC converter
FIG. 9 is a diagram showing another circuit example of the DC-DC converter. The present invention can be implemented in another circuit example shown in FIG. 9 similarly to the circuit shown in FIG. This circuit example is a circuit example in which the configurations of the output voltage detection circuit 19 and the drive circuit of the switch element 50 are changed.
[0109]
That is, in this example, the switch element 50 of the circuit shown in FIG. 1 is configured by a P-channel MOSFET (P-channel MOS field effect transistor), and the gate of the switch element 50 configured by the P-channel MOSFET is connected to an N-channel MOSFET. A transistor 54 composed of a MOSFET (N-channel MOS field effect transistor) (this transistor constitutes a switching element driving circuit) is connected, and the gate of the transistor 54 is connected to the output of the driver 18. It is configured to drive with an output signal.
[0110]
Also, the rectifying diode 8 shown in FIG. 1 is connected between the terminal 33a of the tertiary coil 33 of the transformer 30 and the switch element 50, and the choke coil 10 is connected between the switch element 50 and the smoothing capacitor 11. I have. In FIG. 1, the resistor 53 connected in parallel with the switch element 50 is omitted. The other configuration is the same as that of FIG.
[0111]
The outline of the operation of the circuit example shown in FIG. 9 is as follows. The switch element 50 is driven so as to be turned on when a drive signal (pulse) for driving the main switch element 1 is a signal that turns on the main switch element 1 and turned off when it is a signal that is turned off. In this case, when a high-level signal is output from the driver 18, the transistor 54 is turned on, and the gate voltage of the switch element 50 is turned to a low level and turned on. When a low-level signal is output from the driver 18, the transistor 54 is turned off, and the gate voltage of the switch element 50 is turned off from the low-level voltage. Thus, the above operation is repeated according to the output of the driver 18.
[0112]
The output voltage detection circuit 19 rectifies and smoothes the voltage output from the tertiary coil 33 of the transformer 30 and uses the voltage as a detection voltage. The main switch element drive control circuit controls the on / off time of the main switch element 1. Control.
[0113]
By the way, when a plurality of DC-DC converters are connected to a load, particularly when a DC-DC converter having a high output voltage is connected, a reverse current flows from the output side of the DC-DC converter. There is. When the reverse current flows from the output side in this manner, the detection voltage of the tertiary coil 33 increases, and the time of the drive signal for turning on the main switch element 1 is shortened.
[0114]
Along with this, the ON time of the switch element 50 is shortened, the detection voltage is reduced, and control is performed so as to lengthen the time of the drive signal for turning on the main switch element 1. As a result, the output voltage increases, and the inflow of the reverse current is suppressed.
[0115]
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
(1): In claim 1, when the outputs of a plurality of DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variation or the like, the output is reversed to the DC-DC converter with a lower output voltage. Current flows in. The output voltage rises simultaneously with the inflow of the reverse current, and the detection voltage of the output voltage detection circuit also rises.
[0116]
At this time, the switch element driving circuit controls the drive of the switch element so that the switch element is turned on when the signal turns on the main switch element and turned off when the signal turns off. In this drive control, drive control is performed so that the ON time of the switch element is shortened, and the detection voltage of the output voltage detection circuit is reduced. As a result, the time during which the main switch element 1 is turned on is lengthened to increase the output voltage, thereby suppressing the reverse current from flowing. By doing so, a synchronous rectification type DC-DC converter having a simple and inexpensive circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detecting means as in the conventional example.
[0117]
(2): In claim 2, a resistor is connected in parallel to the switch element. Therefore, when the detection voltage of the output voltage detection circuit increases, the time of the signal for turning on the main switch element output from the driver is shortened. Accordingly, the on time of the switch element is also shortened, and after the switch element is turned off, rectification is performed through a resistor.
[0118]
As described above, when rectification is performed through the resistor, the output detection voltage is in a downward direction. Therefore, the on-time of the driver signal is only slightly shorter than before, and the on-time is not extremely short unlike the conventional example. Further, a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage of the tertiary coil of the transformer. As a result, the output voltage increases, and the reverse current can be suppressed.
[0119]
By doing so, a synchronous rectification type DC-DC converter having a simple and inexpensive circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detecting means as in the conventional example.
[0120]
(3): In the third aspect, the switch element drive circuit charges the capacitor via the diode when the main switch element is turned off, and applies the charged voltage of the capacitor to the switch element when the main switch element is turned on. Then, the switch element is turned on. With this configuration, the switch element driving circuit can have a simple circuit configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit example of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a detailed diagram of a driver according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an output voltage-output current characteristic diagram in the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram (no load) when the DC-DC converter having a large output voltage is operated in parallel according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram (load current I) when the DC-DC converter having a large output voltage is operated in parallel according to the embodiment of the present invention. _O Time).
FIG. 6 is an explanatory diagram of FIGS. 4 and 5 in the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram of each part at the time of no load in the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a waveform diagram of each unit when a DC-DC converter having a large output according to the embodiment of the present invention is connected in parallel.
FIG. 9 is another circuit example of the DC-DC converter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram (part 1) of Conventional Example 1.
FIG. 11 is an explanatory view (part 2) of Conventional Example 1.
FIG. 12 is an explanatory diagram (part 1) of Conventional Example 2.
FIG. 13 is an explanatory diagram (part 2) of Conventional Example 2.
[Explanation of symbols]
1 Main switch element
2 Synchronous rectifier for rectification
3 Synchronous rectifier for commutation
4 Output choke coil
5 Input capacitor
6. Output smoothing capacitor
7 Inverter
8 Rectifier diode
9 Diode for commutation
10 Choke coil
11 Smoothing capacitor
12, 13, 53 Resistance (resistor)
14 Reference voltage
15 Error amplifier
16 Triangular wave generator
17 Comparator
18 Driver
19 Output voltage detection circuit
20 Secondary side rectifying and smoothing circuit
30 transformer
31 Primary coil
32 Secondary coil
33 Tertiary coil
40 input power
41 input terminal
42 output terminal
43 load
50 Switch element
51 Diode
52 Capacitor
54 transistors
Built-in diode of d1, d2, d3 FET

Claims

A synchronous rectification type DC-DC converter in which a main switch element is connected in series with a primary coil of a transformer and an output voltage of a secondary coil of the transformer supplied to a load is controlled to a constant voltage by on / off driving of the main switch element. At
Including a switch element connected in series with the tertiary coil of the transformer, and connected to an output voltage detection circuit for detecting an output voltage from the induced voltage of the tertiary coil,
A switch element drive circuit for controlling the switch element to be turned on when a signal to turn on the main switch element and turned off when a signal to turn off the switch element based on a detection voltage of the output voltage detection circuit. The synchronous rectification type DC-DC converter characterized by the above-mentioned.

2. A synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 1, wherein a resistor is connected in parallel to said switch element.

The switch element drive circuit includes a diode and a capacitor. When the main switch element is turned off, the capacitor is charged through the diode, and when the main switch element is turned on, the charge voltage of the capacitor is changed by the switch. The synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 1 or 2, further comprising a function of turning on the switch element by applying the voltage to the element.