JP2004208378A

JP2004208378A - Switching power supply

Info

Publication number: JP2004208378A
Application number: JP2002373095A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Tomiyama; 正康富山
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2002-12-24
Filing date: 2002-12-24
Publication date: 2004-07-22

Abstract

【課題】出力側の回路素子の破壊等を防止することが可能となるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源と、１次巻線、補助巻線および２次巻線を備えたトランスと、前記１次巻線と前記直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交流電圧を整流・平滑する整流平滑部と、該整流平滑部からの直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部であって、前記補助巻線との間に設けられたものとを有するスイッチング電源装置において、前記補助巻線に生じる逆極性の電圧の上昇を検知する負電圧検出回路と、前記制御部とは独立に前記補助巻線の正極性の電圧から定電圧を生成する定電圧生成回路と、前記負電圧検出回路と前記定電圧生成回路との電位差により動作する電圧上昇検知回路と、前記スイッチング素子の発振を停止させる発振停止回路とを有し、前記電圧上昇検知回路が動作すると、前記発振停止回路が動作し、前記スイッチング素子の発振が停止する。
【選択図】図１Provided is a switching power supply device capable of preventing a circuit element on an output side from being broken.
A DC power supply, a transformer having a primary winding, an auxiliary winding, and a secondary winding, a switching element connected between the primary winding and the DC power supply to perform switching, A rectifying / smoothing unit for rectifying / smoothing the AC voltage generated in the secondary winding, and a control unit for controlling the switching element according to the DC output from the rectifying / smoothing unit, wherein A negative voltage detecting circuit for detecting a rise in a voltage of the opposite polarity generated in the auxiliary winding, and a positive voltage of the auxiliary winding independently of the control unit. A constant-voltage generating circuit that generates a constant voltage from the negative-voltage detecting circuit, a voltage-rise detecting circuit that operates based on a potential difference between the negative-voltage detecting circuit and the constant-voltage generating circuit, and an oscillation stop circuit that stops oscillation of the switching element. ,Previous When the voltage rise detector circuit operates, the oscillation stop circuit operates, the oscillation of the switching element is stopped.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特にディスクリート部品で構成したＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式を用いたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（スイッチング電源装置の基本動作）
従来のスイッチング電源装置を、図４に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。
【０００３】
同図において、絶縁トランス１は、入力側の１次巻線Ｎｐ、出力側の２次巻線Ｎｓ１および１次側の補助巻線Ｎｂによって構成されている。補助巻線Ｎｂは、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧制御トランジスタ３の駆動用巻線である。
【０００４】
入力電圧Ｅは、ＡＣ（交流）入力電圧をブリッジダイオード（図示せず）で整流し、アルミ電界コンデンサ（図示せず）にて平滑された直流電圧である。入力電圧Ｅは、１次巻線Ｎｐの一端とＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧Ｅの（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻き始めに接続され、入力電圧Ｅの（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓ１は異極に接続されている。
【０００５】
入力電圧Ｅの（＋）側とＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には、起動抵抗４，５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻き始めとの間には、コンデンサ６とゲート抵抗７，８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には、補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターンオン／ターンオフのスピードを調整することで高効率化を実現している。
【０００６】
トランジスタ３のベースには、補助巻線Ｎｂと入力電圧Ｅの（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には、抵抗１１が接続され、コンデンサ１０との間で時定数回路を構成している。
【０００７】
フォトカプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には、抵抗１３が接続され、フォトカプラ１２に流れる電流を制限している。フォトカプラ１２のエミッタはトランジスタ３のベースに接続されている。
【０００８】
絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓ１の巻き終わりには、整流用のダイオード１４のアノード側が接続されている。ダイオード１４のカソード側と２次巻線Ｎｓ１の巻き始めとの間には、電界コンデンサ１５が接続され、平滑を行っている。
【０００９】
出力電圧２４Ｖは、抵抗１６，１７によって分圧され、分圧された電圧は、シャントレギュレータ１８のｒｅｆ端子に接続され、基準電圧と比較することでフォトカプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。
【００１０】
２４Ｖ出力（Ｖｏ）には、負荷として抵抗１９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振状態が間欠となり、絶縁トランス１から可聴域（２０ｋＨｚ以下）の発振音が発生するのを防止するとともに、間欠発振になることで起動が繰り返されるため、ＭＯＳ−ＦＥＴ２にストレスがかかり、また、出力電圧のリップル成分が増加するのを防止している。通常、抵抗１９は数Ｗ程度の電力を消費している。
【００１１】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は、起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると,１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻き始め側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき、２次巻線Ｎｓ１にも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４のアノード側を（−）とする電圧であるため、２次側には電圧は伝達されない。
【００１２】
したがって、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで、絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は、時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧により、コンデンサ６および抵抗７，８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。
【００１３】
時定数回路を構成している抵抗１１およびコンデンサ１０には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅより高くなると、トランジスタ３が導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下することで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このとき、絶縁トランスの各巻線には起動時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。
【００１４】
絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線Ｎｂに発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後はゲートが（−）にバイアスされているが、２次側にエネルギーの伝達が終わると（−）のバイアスが徐徐に低下するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６から再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされるからである。
【００１５】
フォトカプラ１２からの電流は、出力電圧２４Ｖ（Ｖｏ）が高いときに多く流れるので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧２４Ｖが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作となる。
【００１６】
図５は、ＲＣＣ方式における各部の波形を示している。
【００１７】
同図において、ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＶＮｓ１は２次巻線Ｎｓ１に発生する電圧を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１４に流れる電流を、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧をそれぞれ示している。
【００１８】
まず、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、ＶＤＳはほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４にはＶＮｓ１が印加され、逆バイアスされているため、ＩＳは流れない。このとき、補助巻線Ｎｂの電圧を示したのがＶＮｂである。
【００１９】
コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となるため、ＩＤは零になり、ＶＤＳは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき、２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。このとき、補助巻線には負電圧が発生する。
【００２０】
（過電圧検出回路の動作）
次に、ループオープン等が発生したときに過電圧の発生を防止するための回路素子の動作について説明する。
【００２１】
ダイオード２０は、カソード側が補助巻線の巻き始めに接続され、アノードにはアルミ電解コンデンサ２１の陰極が接続されている。アルミ電解コンデンサ２１の陽極は、補助巻線の巻き終わり、すなわちＧＮＤ側に接続されている。
【００２２】
図５に示したように、補助巻線には、巻き始めを正として、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間にＥ×Ｎｂ／Ｎｐの正電圧が発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオフ期間にＶｏ×Ｎｂ／Ｎｓ１の負電圧が発生する。ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間はダイオード２０が逆バイアスされるため、アルミ電解コンデンサ２１に電荷は充電されないが、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオフ期間はダイオード２０は導通状態となり、アルミ電解コンデンサ２１は陽極を正として充電される。この充電により、アルミ電解コンデンサ２１の陰極にはＶｏ×Ｎｂ／Ｎｓ１の負電圧が発生することになる。
【００２３】
補助巻線Ｎｂの巻き始めには、ＰＮＰトランジスタ２２のエミッタが接続され、ＰＮＰトランジスタ２２のエミッタとベースの間には、抵抗２４が接続され、ＰＮＰトランジスタ２２のベースには、抵抗２５を介してツェナーダイオード２３のカソードが接続されている。ツェナーダイオード２３のアノードは、アルミ電解コンデンサ２１の陰極に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ２３のコレクタには、ダイオード２６のアノードが接続され、ダイオード２６のカソードには、抵抗２７を介してサイリスタ２８のゲート端子が接続されている。サイリスタ２８のアノードは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートに接続され、サイリスタ２８のカソードは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子、すなわち入力電圧Ｅの（−）側に接続されている。
【００２４】
ループオープン等が発生すると、出力電圧Ｖｏには過電圧（たとえば、３０Ｖ等）が発生する。過電圧が発生すると、前述の負電圧検出回路の電圧Ｖｏ×Ｎｂ／Ｎｓ１が負の方向に上昇する。この負電圧の上昇によって発生する電圧が、ツェナーダイオード２３の電圧より高くなると、ツェナーダイオード２３に電流が流れ、これにより、ＰＮＰトランジスタ２２のエミッタからベースに向かって電流が流れ、コレクタ電流が、ダイオード２６および抵抗２７を介してサイリスタ２８のゲートに流れる。サイリスタ２８のゲートに電流が供給されると、サイリスタ２８のアノードおよびカソード間が導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートがＧＮＤとほぼ同電位になることで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２はオフ状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２がオフ状態になると、発振が停止し、出力への過電圧の発生を防止することができる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、入力電圧Ｅが変動したときに出力電圧の過電圧検出レベルが変動するため、たとえば入力電圧Ｅが低いときに出力側の回路素子を破壊してしまう等の問題があった。以下にその理由を述べる。
【００２６】
図６は、上記従来の構成における過電圧検出レベルを示している。
【００２７】
同図（ａ）において、補助巻線の電圧ＶＮｂは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２がオンしているときは、Ｅ×Ｎｂ／Ｎｐの正電圧が発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２がオフしているときは、Ｖｏ×Ｎｂ／Ｎｓ１の負電圧が発生している。前記回路において、ツェナーダイオード２３の定電圧値（Ｖｚ１）は、負電圧がアルミ電解コンデンサ２１により保持されるため、
Ｖｚ１＞（Ｅ×Ｎｂ／Ｎｐ）＋（Ｖｏ×Ｎｂ／Ｎｓ１）
という関係を満足するように選択される。
【００２８】
上式では、入力電圧Ｅが変動しても満足するようにＶｚ１が選択される。しかし、上式の右辺内には入力電圧Ｅの項があるため、入力電圧Ｅが高い場合は、Ｖｚ１と右辺にて与えられる数値が近くなるが、入力電圧Ｅが低い場合はＶｚ１と右辺にて与えられる数値が近くはならない。そのため、入力電圧Ｅが低いときは、高いときに比べ、ループオープン等が発生したときにＶｚ１になるまでに発生する出力電圧Ｖｏが上昇してしまい、出力側の素子を破壊してしまう等の問題があった。
【００２９】
本発明は、この点に着目してなされたものであり、出力側の回路素子の破壊等を防止することが可能となるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、直流電源と、１次巻線、補助巻線および２次巻線を備えたトランスと、前記１次巻線と前記直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交流電圧を整流・平滑する整流平滑部と、該整流平滑部からの直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部であって、前記補助巻線との間に設けられたものとを有するスイッチング電源装置において、前記補助巻線に生じる逆極性の電圧の上昇を検知する負電圧検出回路と、前記制御部とは独立に前記補助巻線の正極性の電圧から定電圧を生成する定電圧生成回路と、前記負電圧検出回路と前記定電圧生成回路との電位差により動作する電圧上昇検知回路と、前記スイッチング素子の発振を停止させる発振停止回路とを有し、前記電圧上昇検知回路が動作すると、前記発振停止回路が動作し、前記スイッチング素子の発振が停止することを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３２】
図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。同図中、前記図４と同様の機能を有する要素に関しては同一符号を付し、その説明を省略する。なお、前記従来のスイッチング電源装置との違いは、補助巻線ＮｂからＰＮＰトランジスタ２２との間に定電圧回路を追加したことである。以下、動作について説明する。
【００３３】
補助巻線Ｎｂの巻き始めとダイオード２９のアノードを接続し、ダイオード２９のカソードから、定電圧回路を構成するＮＰＮトランジスタ３０のコレクタが接続され、ＮＰＮトランジスタ３０のコレクタとベースの間には、抵抗３１が接続され、ＮＰＮトランジスタ３０のベースには、ツェナーダイオード３２のカソードが接続されている。ツェナーダイオード３２のアノードは、補助巻線Ｎｂの巻き終わり、すなわちＧＮＤ側に接続されている。このようなＮＰＮトランジスタ３０、抵抗３１およびツェナーダイオード３２によって構成された定電圧回路は、ダイオード２９によりＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート駆動回路と分離され、定電圧回路の影響がゲート駆動回路に及ばないように取り付けられている。
【００３４】
ツェナーダイオード３２の定電圧値（Ｖｚ２）は、（Ｅ×Ｎｂ／Ｎｐ）よりも小さい値に設定され、入力電圧Ｅが変動しても常に一定電圧になるようにしている。
【００３５】
図２（ａ）は、このようにして設定したＶｚ２を示しており、（Ｅ×Ｎｂ／Ｎｐ）よりもＶｚ２を低く設定することにより、入力電圧Ｅの高低に関わらず、一定電圧になるようにしている。
【００３６】
図２（ｂ）に示すように、この定電圧回路の存在により、ツェナーダイオード２３の定電圧値（Ｖｚ１）によって入力電圧Ｅの変動を受けることなく、過電圧発生時の検出点の変動を抑えることができる。
【００３７】
図３は、本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００３８】
図３において、前記図１との違いは、ＮＰＮトランジスタを用いず、ツェナーダイオード３４および抵抗３３によって構成される定電圧回路を使用したことにある。
【００３９】
これにより、安価な構成で定電圧回路を構成でき、負荷電流が少なくて済む場合には、回路コストの低減を図ることができる。
【００４０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、直流電源と、１次巻線、補助巻線および２次巻線を備えたトランスと、前記１次巻線と前記直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交流電圧を整流・平滑する整流平滑部と、該整流平滑部からの直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部であって、前記補助巻線との間に設けられたものとを有するスイッチング電源装置において、前記補助巻線に生じる逆極性の電圧の上昇を検知する負電圧検出回路と、前記制御部とは独立に前記補助巻線の正極性の電圧から定電圧を生成する定電圧生成回路と、前記負電圧検出回路と前記定電圧生成回路との電位差により動作する電圧上昇検知回路と、前記スイッチング素子の発振を停止させる発振停止回路とを有し、前記電圧上昇検知回路が動作すると、前記発振停止回路が動作し、前記スイッチング素子の発振が停止するようにしたので、入力電圧による変動を受けることなく、一定の電圧にて過電圧の検出を行うことができ、出力側の回路素子の破壊等を防止することができる。
【００４１】
また、負荷電流が少なくて済む場合には、より安価な構成にて定電圧回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置において、過電圧を検出するレベルを示す図である。
【図３】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】図４のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。
【図６】図４のスイッチング電源装置において、過電圧を検出するレベルを示す図である。
【符号の説明】
２３ツェナーダイオード
２９ダイオード
３０定電圧回路を構成するＮＰＮトランジスタ
３１定電圧回路を構成する抵抗
３２，３４定電圧回路を構成するツェナーダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply, and more particularly, to a switching power supply using a ringing choke converter (RCC) system configured by discrete components.
[0002]
[Prior art]
(Basic operation of switching power supply)
A conventional switching power supply device will be described using a self-excited flyback converter (RCC: ringing choke converter) shown in FIG. 4 as a basic circuit.
[0003]
In the figure, an insulating transformer 1 is composed of an input-side primary winding Np, an output-side secondary winding Ns1, and a primary-side auxiliary winding Nb. The auxiliary winding Nb is a driving winding for the gate voltage control transistor 3 of the MOS-FET 2 which is a switching element.
[0004]
The input voltage E is a DC voltage obtained by rectifying an AC (AC) input voltage by a bridge diode (not shown) and smoothing the input voltage by an aluminum electrolytic capacitor (not shown). The input voltage E is applied between one end of the primary winding Np and the source terminal of the MOS-FET 2. The (+) side of the input voltage E is connected to the beginning of the primary winding Np. The (-) side is connected to the source terminal of the MOS-FET2. The auxiliary winding Nb is connected to the same polarity as the primary winding Np, and the secondary winding Ns1 is connected to a different polarity.
[0005]
Starting resistors 4 and 5 are connected between the (+) side of the input voltage E and the gate of the MOS-FET 2. A capacitor 6 and gate resistors 7 and 8 are connected between the gate of the MOS-FET 2 and the start of winding of the auxiliary winding Nb. A diode 9 having the auxiliary winding Nb side facing the cathode is connected to both ends of the gate resistor 8, and high efficiency is realized by adjusting the turn-on / turn-off speed of the MOS-FET 2.
[0006]
A capacitor 10 is connected to the base of the transistor 3 between the auxiliary winding Nb and the (−) side of the input voltage E. A resistor 11 is connected between the auxiliary winding Nb and the base of the transistor 3, and forms a time constant circuit with the capacitor 10.
[0007]
A resistor 13 is connected between the collector of the photocoupler 12 and the gate of the MOS-FET 2 to limit a current flowing through the photocoupler 12. The emitter of the photocoupler 12 is connected to the base of the transistor 3.
[0008]
At the end of the winding of the secondary winding Ns1 of the insulating transformer 1, the anode side of the rectifying diode 14 is connected. An electric field capacitor 15 is connected between the cathode side of the diode 14 and the start of the winding of the secondary winding Ns1 to perform smoothing.
[0009]
The output voltage 24V is divided by the resistors 16 and 17, and the divided voltage is connected to the ref terminal of the shunt regulator 18, and controls the current flowing through the diode of the photocoupler 12 by comparing with the reference voltage. I have.
[0010]
A resistor 19 is connected as a load to the 24V output (Vo), so that the oscillation state of the MOS-FET 2 is intermittent and the oscillating sound in the audible range (20 kHz or less) is prevented from being generated from the insulating transformer 1. Since the startup is repeated by intermittent oscillation, stress is applied to the MOS-FET 2 and the ripple component of the output voltage is prevented from increasing. Normally, the resistor 19 consumes about several watts of power.
[0011]
The bias is applied to the gate of the MOS-FET 2 by the starting resistors 4 and 5, and the MOS-FET 2 is turned on. When the MOS-FET 2 is turned on, the input voltage E is applied to the primary winding Np, and a voltage having a winding start side (+) is induced in the auxiliary winding Nb. At this time, although a voltage is induced also in the secondary winding Ns1, the voltage is not transmitted to the secondary side because the voltage is set to the negative side of the rectifier diode 14 (-).
[0012]
Therefore, the current flowing through the primary winding Np is only the exciting current of the insulating transformer 1, and energy proportional to the square of the exciting current is stored in the insulating transformer 1. This exciting current increases in proportion to time. The gate of the MOS-FET 2 is charged by the voltage induced in the auxiliary winding Nb via the capacitor 6 and the resistors 7 and 8, and the conduction state is continued.
[0013]
The resistor 11 and the capacitor 10 constituting the time constant circuit are charged with electric charges from the auxiliary winding Nb. When the voltage across the capacitor 10 becomes higher than the base-emitter voltage Vbe of the transistor 3, the transistor 3 becomes conductive. Then, the gate voltage of the MOS-FET 2 decreases, and the MOS-FET 2 is turned off. At this time, a voltage in a direction opposite to that at the time of startup is generated in each winding of the insulating transformer, and a voltage is generated in the secondary winding with the anode side of the rectifier diode 14 being (+). The energy thus obtained is rectified and smoothed and transmitted to the secondary side.
[0014]
When all the energy stored in the insulating transformer 1 is transmitted to the secondary side, the MOS-FET 2 is turned on again. This is because a voltage proportional to the voltage between the drain and the source of the MOS-FET 2 is generated in the auxiliary winding Nb, and the gate is biased to (-) immediately after the MOS-FET 2 is turned off. This is because when the transmission of energy to the secondary side ends, the bias of (−) gradually decreases, and the gate of the MOS-FET 2 is again biased in the (+) direction from the C-coupled capacitor 6.
[0015]
Since a large amount of current from the photocoupler 12 flows when the output voltage 24V (Vo) is high, a current is supplied to the capacitor 10 and the charging time is shortened. This indicates that the conduction time of the MOS-FET 2 is shortened. As a result, the energy stored in the insulating transformer 1 is reduced, so that the output voltage 24V is reduced, and the constant voltage operation is performed. When the output voltage is low, the operation is reversed.
[0016]
FIG. 5 shows waveforms at various parts in the RCC system.
[0017]
In the figure, VG is the gate voltage of the MOS-FET 2, VDS is the drain-source voltage of the MOS-FET 2, ID is the drain current, VNs1 is the voltage generated in the secondary winding Ns1, and IS is the secondary side. , VNb indicates a voltage generated in the auxiliary winding Nb.
[0018]
First, the ON period of the MOS-FET 2 will be described. The bias is applied to the gates by the starting resistors 4 and 5, and the potential of VG rises, so that the MOS-FET 2 becomes conductive, the ID increases linearly with a positive slope with time, and energy is accumulated in the insulating transformer 1. Is done. At this time, since the MOS-FET 2 is conducting, VDS is almost zero, and VNs1 is applied to the rectifier diode 14 on the secondary side, and IS is not flown because it is reverse-biased. At this time, VNb indicates the voltage of the auxiliary winding Nb.
[0019]
When the capacitor 10 is charged and the transistor 3 becomes conductive, the gate voltage VG of the MOS-FET 2 becomes zero, and the MOS-FET 2 becomes non-conductive, so that ID becomes zero and VDS becomes equal to the input voltages E and 2 A voltage that is twice the winding ratio of the output voltage on the secondary side and a surge voltage are superimposed. At this time, the rectifier diode 14 on the secondary side becomes conductive, and the energy stored in the insulating transformer 1 is transmitted to the secondary side. IS decreases linearly with a negative slope. At this time, a negative voltage is generated in the auxiliary winding.
[0020]
(Operation of overvoltage detection circuit)
Next, an operation of a circuit element for preventing occurrence of overvoltage when a loop open or the like occurs will be described.
[0021]
The diode 20 has a cathode connected to the start of the auxiliary winding, and an anode connected to the cathode of the aluminum electrolytic capacitor 21. The anode of the aluminum electrolytic capacitor 21 is connected to the end of the auxiliary winding, that is, to the GND side.
[0022]
As shown in FIG. 5, a positive voltage of E × Nb / Np is generated in the auxiliary winding during the ON period of the MOS-FET2, and Vo × Nb / Np / Np / Np / Vp during the OFF period of the MOS-FET2. A negative voltage of Ns1 is generated. Since the diode 20 is reverse-biased during the ON period of the MOS-FET 2, no charge is charged in the aluminum electrolytic capacitor 21. However, during the OFF period of the MOS-FET 2, the diode 20 becomes conductive, and the aluminum electrolytic capacitor 21 assumes that the anode is positive. Charged. By this charging, a negative voltage of Vo × Nb / Ns1 is generated at the cathode of the aluminum electrolytic capacitor 21.
[0023]
At the beginning of the winding of the auxiliary winding Nb, the emitter of the PNP transistor 22 is connected, a resistor 24 is connected between the emitter and the base of the PNP transistor 22, and the base of the PNP transistor 22 is connected via a resistor 25. The cathode of the Zener diode 23 is connected. The anode of the Zener diode 23 is connected to the cathode of the aluminum electrolytic capacitor 21. The anode of the diode 26 is connected to the collector of the PNP transistor 23, and the gate terminal of the thyristor 28 is connected to the cathode of the diode 26 via the resistor 27. The anode of the thyristor 28 is connected to the gate of the MOS-FET 2, and the cathode of the thyristor 28 is connected to the source terminal of the MOS-FET 2, that is, to the (−) side of the input voltage E.
[0024]
When a loop open or the like occurs, an overvoltage (for example, 30 V) is generated in the output voltage Vo. When an overvoltage occurs, the voltage Vo × Nb / Ns1 of the negative voltage detection circuit increases in the negative direction. When the voltage generated by the rise of the negative voltage becomes higher than the voltage of the Zener diode 23, a current flows through the Zener diode 23, whereby a current flows from the emitter of the PNP transistor 22 to the base, and the collector current is reduced. It flows to the gate of the thyristor 28 via the resistor 26 and the resistor 27. When a current is supplied to the gate of the thyristor 28, the conduction between the anode and the cathode of the thyristor 28 is established, and the gate of the MOS-FET 2 becomes substantially the same potential as GND, so that the MOS-FET 2 is turned off. When the MOS-FET 2 is turned off, the oscillation stops, and it is possible to prevent the occurrence of overvoltage on the output.
[0025]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional configuration, when the input voltage E fluctuates, the overvoltage detection level of the output voltage fluctuates. Therefore, there is a problem that, for example, when the input voltage E is low, the circuit element on the output side is destroyed. Was. The reason is described below.
[0026]
FIG. 6 shows an overvoltage detection level in the above conventional configuration.
[0027]
In FIG. 6A, the voltage VNb of the auxiliary winding is a positive voltage of E × Nb / Np when the MOS-FET 2 is on, and Vo when the MOS-FET 2 is off. A negative voltage of × Nb / Ns1 is generated. In the above circuit, the zener diode 23 has a constant voltage value (Vz1) because a negative voltage is held by the aluminum electrolytic capacitor 21.
Vz1> (E × Nb / Np) + (Vo × Nb / Ns1)
Is selected to satisfy the relationship.
[0028]
In the above equation, Vz1 is selected so as to be satisfied even if the input voltage E fluctuates. However, since there is a term of the input voltage E in the right side of the above equation, when the input voltage E is high, the value given by Vz1 and the right side are close, but when the input voltage E is low, Vz1 and the right side are Vz1. Are not close to each other. Therefore, when the input voltage E is low, the output voltage Vo generated until the voltage becomes equal to Vz1 when a loop open or the like occurs becomes higher than when the input voltage E is high, and the output-side element is destroyed. There was a problem.
[0029]
The present invention has been made in view of this point, and an object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of preventing a circuit element on the output side from being broken.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an invention according to claim 1 includes a DC power supply, a transformer having a primary winding, an auxiliary winding, and a secondary winding, and a transformer comprising the primary winding and the DC power supply. A switching element connected between the switching elements, for performing switching, a rectifying / smoothing unit for rectifying / smoothing the AC voltage generated in the secondary winding, and a control for controlling the switching element according to a DC output from the rectifying / smoothing unit. And a switching power supply unit provided between the auxiliary winding and the auxiliary winding, wherein a negative voltage detection circuit that detects a rise in a voltage of the opposite polarity generated in the auxiliary winding; and A constant voltage generation circuit that independently generates a constant voltage from a positive voltage of the auxiliary winding; a voltage rise detection circuit that operates by a potential difference between the negative voltage detection circuit and the constant voltage generation circuit; Oscillation And a oscillation stop circuit for stopping, when the voltage rise detection circuit is operated, the oscillation stop circuit operates, the oscillation of the switching element is characterized in that the stop.
[0031]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0032]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device according to one embodiment of the present invention. In the figure, elements having the same functions as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The difference from the conventional switching power supply device is that a constant voltage circuit is added between the auxiliary winding Nb and the PNP transistor 22. Hereinafter, the operation will be described.
[0033]
The winding start of the auxiliary winding Nb is connected to the anode of the diode 29. The cathode of the diode 29 is connected to the collector of an NPN transistor 30 forming a constant voltage circuit. The cathode of a Zener diode 32 is connected to the base of the NPN transistor 30. The anode of the Zener diode 32 is connected to the end of the auxiliary winding Nb, that is, to the GND side. The constant voltage circuit constituted by the NPN transistor 30, the resistor 31, and the Zener diode 32 is separated from the gate drive circuit of the MOS-FET 2 by the diode 29 so that the constant voltage circuit does not affect the gate drive circuit. Installed.
[0034]
The constant voltage value (Vz2) of the Zener diode 32 is set to a value smaller than (E × Nb / Np) so that the constant voltage is always maintained even if the input voltage E fluctuates.
[0035]
FIG. 2A shows Vz2 set in this manner. By setting Vz2 lower than (E × Nb / Np), a constant voltage is obtained regardless of the level of the input voltage E. I have to.
[0036]
As shown in FIG. 2B, the presence of the constant voltage circuit suppresses the fluctuation of the detection point when an overvoltage occurs without receiving the fluctuation of the input voltage E due to the constant voltage value (Vz1) of the Zener diode 23. Can be.
[0037]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply according to another embodiment of the present invention.
[0038]
3 is different from FIG. 1 in that a constant voltage circuit constituted by a Zener diode 34 and a resistor 33 is used without using an NPN transistor.
[0039]
Thus, the constant voltage circuit can be configured with an inexpensive configuration, and when the load current is small, the circuit cost can be reduced.
[0040]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a DC power supply, a transformer including a primary winding, an auxiliary winding, and a secondary winding are connected between the primary winding and the DC power supply. A switching element for performing switching, a rectifying / smoothing unit for rectifying / smoothing an AC voltage generated in the secondary winding, and a control unit for controlling the switching element according to a DC output from the rectifying / smoothing unit. And a switching power supply device provided between the auxiliary winding and the auxiliary winding, wherein a negative voltage detection circuit for detecting a rise in a voltage of the opposite polarity generated in the auxiliary winding, and the control unit independently of the control unit. A constant voltage generation circuit that generates a constant voltage from the positive polarity voltage of the auxiliary winding; a voltage rise detection circuit that operates based on a potential difference between the negative voltage detection circuit and the constant voltage generation circuit; and stops oscillation of the switching element. Let When the voltage rise detection circuit operates, the oscillation stop circuit operates, and the oscillation of the switching element is stopped. Can detect an overvoltage, and can prevent destruction of a circuit element on the output side.
[0041]
When the load current is small, a constant voltage circuit can be realized with a cheaper configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a level for detecting an overvoltage in the switching power supply device of FIG. 1;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply according to another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional switching power supply device.
5 is a diagram showing operation waveforms of each part of the switching power supply device of FIG.
FIG. 6 is a diagram showing levels for detecting overvoltage in the switching power supply device of FIG. 4;
[Explanation of symbols]
23 Zener diode 29 Diode 30 NPN transistor 31 forming a constant voltage circuit 31 Resistor 32, 34 forming a constant voltage circuit Zener diode forming a constant voltage circuit

Claims

A DC power supply, a transformer having a primary winding, an auxiliary winding, and a secondary winding; a switching element connected between the primary winding and the DC power supply for performing switching; A rectifying / smoothing unit for rectifying / smoothing an AC voltage generated in the line, and a control unit for controlling the switching element according to a DC output from the rectifying / smoothing unit, the control unit being provided between the auxiliary winding. A switching power supply having
A negative voltage detection circuit that detects a rise in voltage of the opposite polarity generated in the auxiliary winding;
A constant voltage generation circuit that generates a constant voltage from a positive polarity voltage of the auxiliary winding independently of the control unit;
A voltage rise detection circuit that operates by a potential difference between the negative voltage detection circuit and the constant voltage generation circuit;
An oscillation stop circuit for stopping the oscillation of the switching element,
When the voltage rise detection circuit operates, the oscillation stop circuit operates, and the oscillation of the switching element stops.