【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式による地上波デジタル放送の車載用受信機として好適なダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２に示す従来のダイバーシティ受信装置はダイバーシティ合成後のＣ／Ｎを最大とする最大比合成方式の構成を示す。図２において、一方の受信系統はアンテナ２１と、それに接続された受信機２２と、受信機２２の出力側に接続された可変利得増幅器２３と、受信機２２で受信した信号のレベルを検出する検出器２４とからなる。検出器２４は可変利得増幅器２３の利得を制御する。他方の受信系統はアンテナ２５と、それに接続された受信機２６と、受信機２６の出力側に接続された可変利得増幅器２７と、受信機２６で受信した信号のレベルを検出する検出器２８とからなる。検出器２８は可変利得増幅器２７の利得を制御する。
【０００３】
一方の可変利得増幅器２３から出力される受信信号と他方の可変利得増幅器２７から出力される受信信号とは加算手段３０によって合成されるが、他方の可変利得増幅器２７と加算手段３０との間には移相器３１が設けられる。また、一方の可変利得増幅器２３から出力される受信信号と他方の可変利得増幅器２７から出力される受信信号との位相差は位相検波器３２によって検出され、この結果によって移相器３１が制御される。
【０００４】
以上の構成において、一方の可変利得増幅器２３は検出器２４で検出したレベルに比例した重み付けがなされた利得に設定され、同様に、他方の可変利得増幅器２７も検出器２８で検出したレベルに比例した重み付けがなされた利得に設定される。また、他方の可変利得増幅器２７から出力される受信信号は一方の可変利得増幅器２３から出力される受信信号と同位相となるように移相器３１によって位相制御される。よって、加算手段３０によって合成された信号のＣ／Ｎは最大となる（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００５】
【非特許文献１】
斎藤 洋一著「ディジタル無線通信の変複調」電子情報通信学会出版、平成８年２月１０日、Ｐ．１８９−１９１及び図５．１９
【０００６】
加算手段３０によって合成された受信信号は、図示しないＯＦＤＭ復調手段によってベースバンド信号に変換される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式では最大のＣ／Ｎ比が得られるという利点を有するが、各可変利得増幅器が各受信系統内でフィードフォワード制御されているので、周囲温度や電源電圧等の変動による各可変利得増幅器の利得の変化がそのまま出力側に現れ、加算手段に入力される各信号のレベルが可変利得増幅器の入力レベルに比例した重み付けがなされたレベルとはならず、合成後の信号のＣ／Ｎが最大にならないという問題がある。
【０００８】
本発明は、周囲条件の変動の影響を受けることなく、ダイバーシティ合成後における信号のＣ／Ｎを最大にすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明では、複数のアンテナと、前記各アンテナにそれぞれ接続された複数の受信回路と、前記各受信回路から出力される受信信号を加算する加算手段と、前記加算手段に入力される前記受信信号の位相を互いに同相にする移相手段とを備え、前記各受信回路から出力された受信信号間のレベルを比較するレベル比較手段と、前記各受信回路と前記加算手段との間にそれぞれ介挿されると共に、前記レベル比較手段によって制御されるレベル可変手段とを設け、最大レベルの受信信号以外の他の受信信号を前記レベル可変手段によって前記最大レベルの受信信号とのレベル差に比例して相対的に減衰して前記加算手段に入力した。
【００１０】
また、前記移相手段を前記各受信回路と前記加算手段との間に介挿した。
【００１１】
また、前記レベル制御手段を前記移相手段に直列に接続した。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明のダイバーシティ受信装置を図１に従って説明する。図１では二つの受信系統について説明する。
【００１３】
第一のアンテナ１には第一の受信回路２が接続される。第一の受信回路２は受信信号を増幅する第一の低雑音増幅器２ａと、増幅後の信号を周波数変換する第一の混合器２ｂと、第一の混合器２ｂに局部発振信号を供給する第一の発振器２ｃと、第一の発振器２ｃの発振周波数を制御する第一のＰＬＬ回路２ｄと、第一の混合器２ｂから出力される中間周波信号を増幅する第一の中間周波増幅器２ｆと第一の混合器２ｂと第一の中間周波増幅器２ｆとの間に介挿された第一のバンドパスフィルタ２ｅとを有する。
【００１４】
第二のアンテナ３には第二の受信回路４が接続される。第二の受信回路４は受信信号を増幅する第二の低雑音増幅器４ａと、増幅後の信号を周波数変換する第二の混合器４ｂと、第二の混合器４ｂに局部発振信号を供給する第二の発振器４ｃと、第二の発振器４ｃの発振周波数を制御する第二のＰＬＬ回路４ｄと、第二の混合器４ｂから出力される中間周波信号を増幅する第二の中間周波増幅器４ｆと第二の混合器４ｂと第二の中間周波増幅器４ｆとの間に介挿された第二のバンドパスフィルタ４ｅとを有する。
【００１５】
第一のＰＬＬ回路２ｄと第二のＰＬＬ回路４ｄとには基準発振器５から基準信号が供給される。
【００１６】
第一の受信回路２から出力された信号（中間周波信号）は直列接続された第一のレベル可変手段６及び第一の移相手段７を経て加算手段８に入力される。また、第二の受信回路４から出力された信号は直列接続された第二のレベル可変手段９及び第二の移相手段１０を経て加算手段８に入力される。第一及び第二のレベル可変手段６、９は図示のように可変減衰器で構成しても良いが、可変利得増幅器で構成してもよい。また、第一及び第二の移相手段７、１０は必ずしも各受信回路２、４と加算手段８との間に介挿する必要は無く、例えば局部発振信号の位相を変えるために受信回路２、４内に設けてもよい。要は、加算手段８に入力される段階での各受信信号を同相にするものであればよい。
【００１７】
また、第一の受信回路２から出力される信号と第二の受信回路４から出力される信号とのレベルを比較すると共に、そのレベル差によって二つのレベル可変手段６、９を制御するレベル比較手段１１が設けられる。
【００１８】
レベル比較手段１１は第一の受信回路２から出力される信号のレベルを検出する第一の検波手段１１ａと、第二の受信回路４から出力される信号のレベルを検出する第二の検波手段１１ｂと、検出された二つのレベルを比較する第一及び第二の比較手段１１ｃ、１１ｄとを有する。
【００１９】
第一の比較手段１１ｃの非反転入力端（＋）には第一の検波手段１１ａから出力される検出信号が入力され、反転入力端（−）には第二の検波手段１１ｂから出力される検出信号が入力される。また、第二の比較手段１１ｄの非反転入力端（＋）には第二の検波手段１１ｂから出力される検出信号が入力され、反転入力端（−）には第一の検波手段１１ａから出力される検出信号が入力される。
【００２０】
よって、二つの比較手段１１ｃ、１１ｄは二つの検波手段１１ａ、１１ｂによって検出されたレベルの差に相当する電圧を出力する。そして、第一のレベル可変手段６が第一の比較手段１１ｃによって制御され、第二のれべる可変手段９が第二の比較手段１１ｄによって制御される。
【００２１】
また、第一及び第二の移相手段７、８は位相制御手段１２によって制御される。位相制御手段１２は加算手段８から出力される合成後の信号のレベルを監視してそれが最大レベルとなるように二つの移相手段７、１０のいずれか一方又は双方の移相量を制御する。従って、合成後の信号が最大となった場合には第一の移相手段７から加算手段８に入力される信号の位相と第二の移相手段１０から加算手段８に入力される信号の位相とが合致する。加算手段８の後段にはＯＦＤＭ復調手段（図示せず）が設けられ、合成後の信号が復調される。
【００２２】
以上の構成において、第一の受信回路２から出力される信号のレベルが第二の受信回路４から出力される信号のレベルよりも大であるときは、第一の比較手段１１ｃは第一のレベル可変手段６の減衰量を零とするように制御する。これに対して、第二の比較手段１１ｄはレベル差に比例する減衰量を第二のレベル可変手段９に与えるように制御する。もし、第一の受信回路２から出力される信号のレベルが第二の受信回路４から出力される信号のレベルよりも小であるときは、第一のレベル可変手段６の動作と第二のレベル可変手段９の動作とは逆となる。即ち、レベルの低い信号がレベルの高い信号とのレベル差に比例してレベル可変手段によって減衰される。
【００２３】
以上の構成によれば、二つの受信回路２、４から出力される信号のレベル差によってレベル可変手段６、９が制御されるが、二つの受信回路２、４は周囲条件の変動によっても利得等が同じように変化するのでそのレベル差は常に一定と見なせる。従って、レベル可変手段６、９によってレベルが制御された信号間のレベル差は各受信回路２、４から出力された信号のレベル差に比例したものとなり、合成後の信号が周囲条件等に依存することなく最大のＣ／Ｎとなる。
【００２４】
なお、図１では２系統のアンテナ及び受信回路を前提にして説明したが、これに限ることは無く３系統のアンテナ及び受信回路を備えていても同様に構成できる。要は、各系統の受信信号のレベル差に比例してレベルの低い信号をレベルの高い信号よりも減衰すればよい。
また、レベル比較手段１１はアナログ回路で構成する以外にもデジタル回路で構成し、レベル可変手段６、９に対してデジタル的に制御することも可能である。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、複数のアンテナと、各アンテナにそれぞれ接続された複数の受信回路と、各受信回路から出力される受信信号を加算する加算手段と、前記加算手段に入力される前記受信信号の位相を互いに同相にする移相手段とを備え、各受信回路から出力された受信信号間のレベルを比較するレベル比較手段と、各受信回路と加算手段との間にそれぞれ介挿されると共に、レベル比較手段によって制御されるレベル可変手段とを設け、最大レベルの受信信号以外の他の受信信号をレベル可変手段によって最大レベルの受信信号とのレベル差に比例して相対的に減衰して加算手段に入力したので、合成後の信号は温度や電源電圧等の周囲条件の変化に依存することなく最大のＣ／Ｎが得られる。
【００２６】
また、また、移相手段を各受信回路と加算手段との間に介挿したので、合成する直前で各信号の位相を正確に同位相とすることができる。
【００２７】
また、レベル制御手段を移相手段に直列に接続したので、加算手段に入力される段階での各信号のレベルを受信回路から出力される信号間のレベル差に正確に比例したものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のダイバーシティ受信装置の構成を示す回路図である。
【図２】従来のダイバーシティ受信装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 第一のアンテナ
２ 第一の受信回路
２ａ 第一の低雑音増幅器
２ｂ 第一の混合器
２ｃ 第一の発振器
２ｄ 第一のＰＬＬ回路
２ｅ 第一のバンドパスフィルタ
２ｆ 第一の中間周波増幅器
３ 第二のアンテナ
４ 第二の受信回路
４ａ 第二の低雑音増幅器
４ｂ 第二の混合器
４ｃ 第二の発振器
４ｄ 第二のＰＬＬ回路
４ｅ 第二のバンドパスフィルタ
４ｆ 第二の中間周波増幅器
５ 基準発振器
６ 第一の可変減衰手段
７ 第一の移相手段
８ 加算手段
９ 第二の可変減衰手段
１０ 第二の移相手段
１１ レベル比較手段
１１ａ 第一の検波手段
１１ｂ 第二の検波手段
１１ｃ 第一の比較手段
１１ｄ 第二の比較手段
１２ 位相制御手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a diversity receiver suitable for use as an in-vehicle receiver for digital terrestrial broadcasting using the OFDM method.
[0002]
[Prior art]
The conventional diversity receiving apparatus shown in FIG. 2 shows a configuration of a maximum ratio combining scheme that maximizes C / N after diversity combining. In FIG. 2, one receiving system detects an antenna 21, a receiver 22 connected thereto, a variable gain amplifier 23 connected to an output side of the receiver 22, and a level of a signal received by the receiver 22. And a detector 24. The detector 24 controls the gain of the variable gain amplifier 23. The other receiving system includes an antenna 25, a receiver 26 connected thereto, a variable gain amplifier 27 connected to an output side of the receiver 26, and a detector 28 for detecting a level of a signal received by the receiver 26. Consists of The detector 28 controls the gain of the variable gain amplifier 27.
[0003]
The reception signal output from one of the variable gain amplifiers 23 and the reception signal output from the other variable gain amplifier 27 are combined by the adding means 30, but between the other variable gain amplifier 27 and the adding means 30. Is provided with a phase shifter 31. Further, the phase difference between the received signal output from one variable gain amplifier 23 and the received signal output from the other variable gain amplifier 27 is detected by a phase detector 32, and the phase shifter 31 is controlled by the result. You.
[0004]
In the above configuration, one of the variable gain amplifiers 23 is set to a gain weighted in proportion to the level detected by the detector 24, and the other variable gain amplifier 27 is similarly set in proportion to the level detected by the detector 28. Weighted gain is set. The phase of the reception signal output from the other variable gain amplifier 27 is controlled by the phase shifter 31 so that the reception signal output from the one variable gain amplifier 23 has the same phase. Therefore, the C / N of the signal synthesized by the adding means 30 is maximized (for example, see Non-Patent Document 1).
[0005]
[Non-patent document 1]
Yoichi Saito, "Modulation and Bitone of Digital Wireless Communication," IEICE Press, February 10, 1996, p. 189-191 and Figure 5.19
[0006]
The received signal synthesized by the adding means 30 is converted to a baseband signal by an OFDM demodulating means (not shown).
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The above method has an advantage that a maximum C / N ratio can be obtained. However, since each variable gain amplifier is feed-forward controlled in each receiving system, each variable gain amplifier is affected by fluctuations in ambient temperature, power supply voltage, and the like. The change of the gain appears as it is on the output side, and the level of each signal input to the adding means does not become a level weighted in proportion to the input level of the variable gain amplifier, and the C / N of the signal after the synthesis is reduced. There is a problem that it does not reach the maximum.
[0008]
An object of the present invention is to maximize the C / N of a signal after diversity combining without being affected by fluctuations in ambient conditions.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, in the present invention, a plurality of antennas, a plurality of receiving circuits respectively connected to each of the antennas, an adding means for adding a received signal output from each of the receiving circuits, Phase shifting means for making the phases of the received signals input to the means the same as each other, level comparing means for comparing the level between the received signals output from the respective receiving circuits, and the respective receiving circuits and the addition And a variable level means controlled by the level comparing means is provided between the receiving means and the received signal of the maximum level by the level varying means. And attenuated relatively in proportion to the level difference of the input to the adding means.
[0010]
Further, the phase shifting means is interposed between each of the receiving circuits and the adding means.
[0011]
Further, the level control means is connected in series to the phase shift means.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 illustrates two reception systems.
[0013]
The first receiving circuit 2 is connected to the first antenna 1. The first receiving circuit 2 supplies a first low-noise amplifier 2a for amplifying the received signal, a first mixer 2b for converting the frequency of the amplified signal, and a local oscillation signal to the first mixer 2b. A first oscillator 2c, a first PLL circuit 2d for controlling the oscillation frequency of the first oscillator 2c, and a first intermediate frequency amplifier 2f for amplifying the intermediate frequency signal output from the first mixer 2b. It has a first band pass filter 2e interposed between the first mixer 2b and the first intermediate frequency amplifier 2f.
[0014]
The second receiving circuit 4 is connected to the second antenna 3. The second receiving circuit 4 supplies a second low noise amplifier 4a for amplifying the received signal, a second mixer 4b for converting the frequency of the amplified signal, and a local oscillation signal to the second mixer 4b. A second oscillator 4c, a second PLL circuit 4d for controlling the oscillation frequency of the second oscillator 4c, and a second intermediate frequency amplifier 4f for amplifying the intermediate frequency signal output from the second mixer 4b. It has a second bandpass filter 4e interposed between the second mixer 4b and the second intermediate frequency amplifier 4f.
[0015]
A reference signal is supplied from a reference oscillator 5 to the first PLL circuit 2d and the second PLL circuit 4d.
[0016]
The signal (intermediate frequency signal) output from the first receiving circuit 2 is input to the adding means 8 via the first level varying means 6 and the first phase shifting means 7 connected in series. The signal output from the second receiving circuit 4 is input to the adding means 8 via the second level varying means 9 and the second phase shifting means 10 connected in series. The first and second level varying means 6 and 9 may be constituted by variable attenuators as shown in the figure, but may be constituted by variable gain amplifiers. Also, the first and second phase shifting means 7 and 10 do not necessarily need to be interposed between the respective receiving circuits 2 and 4 and the adding means 8, and for example, to change the phase of the local oscillation signal, , 4 may be provided. In short, it is only necessary that the received signals at the stage of being input to the adding means 8 have the same phase.
[0017]
In addition, the level of the signal output from the first receiving circuit 2 and the level of the signal output from the second receiving circuit 4 are compared, and a level comparison that controls the two level varying means 6 and 9 based on the level difference is performed. Means 11 are provided.
[0018]
The level comparing means 11 includes a first detecting means 11a for detecting the level of the signal output from the first receiving circuit 2, and a second detecting means for detecting the level of the signal output from the second receiving circuit 4. 11b and first and second comparing means 11c and 11d for comparing the two detected levels.
[0019]
The non-inverting input terminal (+) of the first comparing unit 11c receives the detection signal output from the first detecting unit 11a, and the inverting input terminal (-) outputs the detection signal from the second detecting unit 11b. A detection signal is input. The detection signal output from the second detector 11b is input to the non-inverting input terminal (+) of the second comparator 11d, and the output signal from the first detector 11a is input to the inverting input terminal (-). Is input.
[0020]
Therefore, the two comparing means 11c and 11d output a voltage corresponding to the difference between the levels detected by the two detecting means 11a and 11b. Then, the first level varying means 6 is controlled by the first comparing means 11c, and the second level varying means 9 is controlled by the second comparing means 11d.
[0021]
The first and second phase shifting means 7 and 8 are controlled by the phase control means 12. The phase control means 12 monitors the level of the combined signal output from the adding means 8 and controls the phase shift amount of one or both of the two phase shifting means 7 and 10 so that the level becomes the maximum level. I do. Therefore, when the combined signal becomes the maximum, the phase of the signal input to the adding means 8 from the first phase shifting means 7 and the phase of the signal input to the adding means 8 from the second phase shifting means 10 are determined. The phase matches. An OFDM demodulation means (not shown) is provided at a stage subsequent to the addition means 8, and the combined signal is demodulated.
[0022]
In the above configuration, when the level of the signal output from the first receiving circuit 2 is higher than the level of the signal output from the second receiving circuit 4, the first comparing unit 11c outputs the first signal. Control is performed so that the amount of attenuation of the level varying means 6 becomes zero. On the other hand, the second comparing means 11d controls the second level varying means 9 to give an attenuation amount proportional to the level difference to the second level varying means 9. If the level of the signal output from the first receiving circuit 2 is lower than the level of the signal output from the second receiving circuit 4, the operation of the first level varying means 6 and the second The operation is reverse to the operation of the level varying means 9. That is, the low-level signal is attenuated by the level varying means in proportion to the level difference from the high-level signal.
[0023]
According to the above configuration, the level varying means 6 and 9 are controlled by the level difference between the signals output from the two receiving circuits 2 and 4. However, the two receiving circuits 2 and 4 have gain even when the ambient conditions fluctuate. And so on change in the same manner, so that the level difference can always be regarded as constant. Therefore, the level difference between the signals whose levels are controlled by the level varying means 6 and 9 is proportional to the level difference between the signals output from the receiving circuits 2 and 4, and the combined signal depends on the ambient conditions and the like. It becomes the maximum C / N without performing.
[0024]
Although FIG. 1 has been described on the premise that two systems of antennas and receiving circuits are used, the present invention is not limited to this, and the same configuration can be adopted even if three systems of antennas and receiving circuits are provided. In short, it is only necessary to attenuate low-level signals more than high-level signals in proportion to the level difference between the received signals of the respective systems.
Further, the level comparing means 11 may be constituted by a digital circuit other than the analog circuit, and the level varying means 6 and 9 may be digitally controlled.
[0025]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a plurality of antennas, a plurality of receiving circuits respectively connected to the respective antennas, an adding unit for adding a reception signal output from each of the receiving circuits, and a signal input to the adding unit. Phase shift means for making the phases of the received signals in phase with each other, a level comparing means for comparing the levels between the received signals output from the respective receiving circuits, and an intervening means between each receiving circuit and the adding means. And a variable level means controlled by the level comparing means. The received signal other than the maximum level received signal is relatively changed by the level variable means in proportion to the level difference from the maximum level received signal. Since the signal is attenuated and input to the adding means, the maximum C / N of the combined signal is obtained without depending on changes in ambient conditions such as temperature and power supply voltage.
[0026]
Further, since the phase shifting means is interposed between each receiving circuit and the adding means, the phases of the respective signals can be made exactly the same just before combining.
[0027]
Also, since the level control means is connected in series to the phase shift means, the level of each signal at the stage of input to the addition means should be exactly proportional to the level difference between the signals output from the receiving circuit. Can be.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a diversity receiver according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional diversity receiver.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 1st antenna 2 1st receiving circuit 2a 1st low noise amplifier 2b 1st mixer 2c 1st oscillator 2d 1st PLL circuit 2e 1st band pass filter 2f 1st intermediate frequency amplifier 3 Second antenna 4 Second receiving circuit 4a Second low noise amplifier 4b Second mixer 4c Second oscillator 4d Second PLL circuit 4e Second bandpass filter 4f Second intermediate frequency amplifier 5 Reference Oscillator 6 First variable attenuation means 7 First phase shift means 8 Addition means 9 Second variable attenuation means 10 Second phase shift means 11 Level comparison means 11a First detection means 11b Second detection means 11c One comparing means 11d Second comparing means 12 Phase control means