JP2004273584A

JP2004273584A - Driving circuit and driving module for optical semiconductor element

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Publication number: JP2004273584A
Application number: JP2003059386A
Authority: JP
Inventors: Kouta Asaka; 航太浅香; Chikara Amano; 主税天野
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 2003-03-06
Filing date: 2003-03-06
Publication date: 2004-09-30

Abstract

【課題】インピーダンス整合性と、広帯域にわたり反射損失の少ない高周波特性とを有する光半導体素子用駆動回路及び該回路を用いた駆動モジュールを提供すること。
【解決手段】光半導体素子である面発光レーザ７と、５０Ωの電力供給側の特性インピーダンスを持つマイクロストリップライン２の電力供給用の信号線４とが、終端抵抗体である薄膜終端抵抗素子５及びボンディングワイヤ３を介して接続され、並列抵抗体であるインピーダンス整合用のチップ抵抗体８が面発光レーザ７と並列に、ボンディングワイヤ９及び接地導体（図示せず）によって接続されている構成を有する光半導体素子用駆動回路を構成する。
【選択図】図１Provided is a drive circuit for an optical semiconductor element having impedance matching and high-frequency characteristics with a low reflection loss over a wide band, and a drive module using the circuit.
A thin-film termination resistor element as a termination resistor includes a surface-emitting laser as an optical semiconductor element and a power supply signal line of a microstrip line having a characteristic impedance on a power supply side of 50Ω. And a chip resistor 8 for impedance matching, which is a parallel resistor, connected in parallel with the surface emitting laser 7 by a bonding wire 9 and a ground conductor (not shown). Having a driving circuit for an optical semiconductor element.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光半導体素子用駆動回路及び駆動モジュールに関し、特に、光情報通信等で用いられる光半導体素子用駆動回路及び該回路を用いた駆動モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
【非特許文献】「論文：Ｙ．Ｍａｔｕｉｅｔａｌ．，ＩＥＥＥＰｈｏｔｏｎｉｃｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＬｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．９，Ｎｏ．１，Ｊａｎ．１９９７，ｐｐ．２５−２７．」
現在の光ファイバ通信の基幹網において、高速光信号を生成する光コンポーネントとして、光源である半導体レーザとＬＮ変調器等の外部変調器を組み合わせたハイブリッド型光コンポーネントや、半導体レーザと電界吸収型光半導体変調器（ＥＡ変調器）を１つの半導体基板上に集積したモノリシック型光半導体デバイスが用いられている。これらの光変調コンポーネントは、光発振と変調を別々のデバイスで行っているため、周波数変動（チャープ）が少なく、かつ４０Ｇｂｉｔ／ｓまでの高品質な高速光信号を得ることができる。
【０００３】
一方、光ファイバ通信の普及に伴い、一般加入者用のアクセス系ネットワークヘも光変調コンポーネントの需要が高まっている。このようなアクセス系の光ネットワークの普及促進を図るには、光変調コンポーネントの低コスト化が必須である。そのため、光源である半導体レーザの駆動電流を高速変調することで、高速光信号を生成する直接変調と呼ばれる技術が有用であると考えられている。半導体レーザのみで高速光信号を生成する直接変調方式は、半導体レーザ等の光源の他にＬＮ変調器などの外部変調器を用いる外部変調方式に比べ格段に低コスト化を図ることが可能となる。その反面、１Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高速直接変調においては、キャリア寿命と光子寿命の相互作用によって誘発された緩和振動による波形歪みのためＳ／Ｎ（信号対雑音）比の劣化や、周波数変動が顕著に現れるという問題が生じる。そのため、例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓの高速変調を行うと伝送距離が２０ｋｍ前後に制限されるが、アクセス系以下の短距離伝送を行う分には十分である。このような利点から、１０Ｇｂｉｔ／ｓまでの直接変調方式は、アクセス系以下の用途において最適な変調方式であると考えられている。
【０００４】
次に、従来の直接変調方式の駆動回路について、図７、図８及び図９を用いて詳細に説明する。
【０００５】
図７は従来の直接変調方式の駆動回路の概略を示す図である。図において、端面発光型半導体レーザすなわちリッジレーザ１と、５０Ωの特性インピーダンスを持つマイクロストリップライン（ＭＳＬ）２の信号線４とが、薄膜終端抵抗素子５及びボンディングワイヤ３を介して接続されている。信号線４は、リッジレーザ１を発光させるための電力を供給する電力供給用の信号線でもある。マイクロストリップライン２の材質は一般的にアルミナ等のセラミックが用いられる。また、薄膜終端抵抗素子５の材質として、Ｔａ_２Ｎを用いるのが一般的である。さらに、図示はしないが、マイクロストリップライン２とリッジレーザ１は１つのヒートシンクあるいはサブキャリア上にマウントされ、接地されている。
【０００６】
このような高速駆動回路においては、電力供給側の特性インピーダンスＺ_０と、駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌが一致していないと、供給した高速電気信号の一部が電源側に反射してしまい、高周波特性が著しく劣化してしまう。そのため、一般的にリッジレーザ１の抵抗値Ｒ_Ｓが５Ω以下であるため、特性インピーダンスＺ_０が５０Ωの電源を用いて高速直接変調を行う場合、４５Ω以上の抵抗値Ｒ_Ｔを持つ終端抵抗体５をリッジレーザと直列に接続して、抵抗値の和が５０Ωになるようにしてインピーダンス整合を行う。リッジレーザ１の直接変調を行うための高周波電気信号は、図中黒矢印方向から同軸コネクタ（図示せず）などを介してマイクロストリップライン２に供給される。さらに、高周波電気信号はマイクロストリップライン２の信号線４上に形成された終端抵抗体５（抵抗値Ｒ_Ｔ）と寄生インダクタンスＬを有するボンディングワイヤ３を経由して、寄生容量値Ｃを有するリッジレーザ１の上部電極パッド６からレーザ内部に供給され、直接変調が実現する。
【０００７】
図８にこの駆動回路の等価回路を、図９にこの等価回路の反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果を示す。計算には、Ｒ_Ｔ＝４５Ω、Ｌ＝０．３ｎＨ、Ｒ_Ｓ＝５Ω、Ｃ＝１ｐＦを用いた。図９の縦軸はＳ_１１をｄＢで表したものであり、横軸は周波数ｆをＧＨｚで表したものである。この計算結果より、寄生容量値Ｃにより回路全体が緩やかなローパス（低域透過）特性を持ち、高い周波数ほど反射が大きくなることが分かる。通常、Ｓ_１１＜−１０ｄＢである帯域まで良好な光信号を得られるため、この場合は、駆動回路が１８ＧＨｚ程度の帯域を有することになる。よって、２０Ｇｂｉｔ／ｓ程度までの高速光信号を生成することが可能である。また、リッジレーザ１の構造を最適化することにより、３０ＧＨｚ程度の広い帯域を実現したという報告もある（例えば、上記非特許文献参照）。以上が従来のリッジレーザを用いた高速直接変調方式の説明である。
【０００８】
一方、リッジレーザと同じ半導体レーザでありながら、発振光が半導体基板の垂直方向に出射する面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ：ＶｅｒｔｉｃａｌＣａｖｉｔｙＳｕｒｆａｃｅＥｍｉｔｔｉｎｇＬａｓｅｒ）と称される光半導体デバイスがある。ＶＣＳＥＬは、リッジレーザに比べ、（１）活性層体積が小さいため低閾値電流で発振可能であり、かつ変調帯域が広い、（２）発振光が真円に近いビーム形状であるため、光ファイバとの接続が容易である、（３）基板のまま性能試験を行うことができるため、劈開工程が不要である、という特徴を有するために、リッジレーザよりも低コストなデバイスとして認知され、既に商品化されている。
【０００９】
ＶＣＳＥＬは発振波長が０．８５〜０．９８μｍの短波系と１．３〜１．５５μｍの長波系とに分類される。ギガビットイーサネット（登録商標）ヘ実用化されているのは前者（発振波長０．８５μｍ）のＶＣＳＥＬであるが、光ファイバ通信で用いるには、光ファイバの伝搬損失の小さい後者であることが必須となる。ところが、長波系ＶＣＳＥＬは光発振に必要な共振器構造を構成するＤＢＲ（ＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＢｒａｇｇＲｅｆｌｅｃｔｏｒ）ミラーの抵抗値が高く、素子全体の抵抗値が数百Ωに達することもある。そのため、先述した従来の電力供給側の特性インピーダンスが５０Ωの駆動回路ではインピーダンス整合がとれず、変調帯域が制限されるという問題があった。
【００１０】
従来の駆動回路により電力供給側の特性インピーダンス以上の抵抗値を有するＶＣＳＥＬを高速直接変調した際の高周波特性を、図１０、図１１及び図１２を用いて説明する。図１０、図１１、図１２は、それぞれ、駆動回路の概略図、その駆動回路の等価回路、その等価回路における反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果を示している。図１０における各部の詳細は、図７におけるリッジレーザ１が面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ）７に変わったこと以外、図７と全く同様である。図１２に示した計算には、Ｒ_Ｔ＝４５Ω、Ｌ＝０．３ｎＨ、Ｒ_Ｓ＝３００Ω、Ｃ＝２ｐＦを用いた。この計算結果より、駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌ＝３４５Ω（周波数ｆ＝０のとき）と著しく電力供給側の特性インピーダンス（Ｚ_０＝５０Ω）に不整合となっているため、周波数ｆが１ＧＨｚのときのＳ_１１＝−５ｄＢと非常に反射が大きくなっていることが分かる。一方、周波数ｆが１０ＧＨｚのときはＳ_１１＜−１５ｄＢと良好な値であるが、実際の通信で用いられるデータ信号は０または１が長く続くビット列が現れることもあるため、その場合は実効的な変調速度は１０Ｇｂｉｔ／ｓを下回る。よって１０Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を得るためには、通常０〜１０ＧＨｚまでの全周波数域に渡りＳ_１１＜−１０ｄＢであることが求められる。
【００１１】
以上説明したように、従来の駆動回路を用いて電力供給側の特性インピーダンスＺ_０以上の抵抗値Ｒ_Ｓを有するＶＣＳＥＬから高速光信号を生成できないという重大な問題があった。また、図１０において、薄膜終端抵抗体が形成されていないＭＳＬを用いたとしても、電力供給側と駆動回路側でのインピーダンスは著しく不整合となっていることには変わりがないため、本質的な解決にはならない。
【００１２】
このような高抵抗のレーザのインピーダンス整合をとる方法としては、レーザに対し並列に抵抗体を組み込むことで、駆動回路全体のインピーダンスを電力供給側の特性インピーダンスに整合させる手法がある。この手法を図１３、図１４、図１５及び図１６に示す。図１３、図１４、図１５、図１６は、それぞれ、駆動回路の概略図、その駆動回路の等価回路、その等価回路における反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果、その等価回路における駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌの周波数依存性の計算結果を示している。なお、図１６においては、インピーダンスＺ_Ｌの実数部分Ｒｅ［Ｚ_Ｌ］（レジスタンス成分）のみを縦軸で示す。図１３における各部の詳細は、ＭＳＬ上の終端抵抗体（抵抗値Ｒ_Ｔ）がないことと、抵抗値Ｒ_ｔを有するインピーダンス整合用の並列抵抗体であるチップ抵抗体８が面発光レーザ７と並列にボンディングワイヤ９で接続されていること以外は図１０と全く同様である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図１５及び図１６に示した計算には、Ｒ_ｔ＝６０Ω、Ｌ_１＝０．３ｎＨ、Ｌ_２＝０．５ｎＨ、Ｒ_Ｓ＝３００Ω、Ｃ＝２ｐＦを用いた。この計算結果より、駆動回路側の特性インピーダンスが、低周波側で、５０Ω整合しているにもかかわらず、周波数の増加に依存して寄生的な並列容量値Ｃの影響が強く現れ、図１６に示したように、駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌが急峻に５０Ωから低下するため、回路全体が顕著なローパス特性（低い周波数帯域のみを透過する特性）を持つことが分かる。特に高周波域では特性インピーダンスが５Ω前後となり、著しい不整合となっている。そのため数ＧＨｚ以上の高周波が遮断され、数Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高速直接変調ができないという問題が生じ、重大な課題となっている。
【００１４】
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、インピーダンス整合性と、広帯域にわたり反射損失の少ない高周波特性とを有する光半導体素子用駆動回路及び該回路を用いた駆動モジュールを提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明においては、請求項１に記載したように、電力供給側の特性インピーダンスを超える抵抗値を持つ光半導体素子を駆動する光半導体素子用駆動回路において、電力供給用の信号線と該光半導体素子との間に介在する終端抵抗体と、該光半導体素子に並列に接続された並列抵抗体とを有することを特徴とする光半導体素子用駆動回路を構成する。
【００１６】
また、本発明においては、請求項２に記載したように、
電力供給側の特性インピーダンスを超える抵抗値を持つ光半導体素子を駆動する光半導体素子用駆動回路において、電力供給用の信号線と該光半導体素子との間に介在する終端抵抗体と、該光半導体素子に容量素子を介して並列に接続された並列抵抗体とを有することを特徴とする光半導体素子用駆動回路を構成する。
【００１７】
また、本発明においては、請求項３に記載したように、
請求項１または請求項２に記載の光半導体素子用駆動回路において、上記電力供給側の特性インピーダンスをＺ_０とし、上記光半導体素子の抵抗値をＲ_Ｓとし、上記終端抵抗体の抵抗値をＲ_Ｔとするとき、Ｒ_ＴがＺ_０よりも小さく、上記並列抵抗体の抵抗値Ｒ_ｔが下記（１）式を満たすことを特徴とする光半導体素子用駆動回路を構成する。
【００１８】
Ｒ_ｔ＝Ｒ_Ｓ×（Ｚ_０−Ｒ_Ｔ）／［Ｒ_Ｓ−（Ｚ_０−Ｒ_Ｔ）］（１）
また、本発明においては、請求項４に記載したように、
請求項１、請求項２または請求項３に記載の光半導体素子用駆動回路と上記信号線と上記光半導体素子とが１つの基板上に配置されてなることを特徴とする駆動モジュールを構成する。
【００１９】
また、本発明においては、請求項５に記載したように、
請求項４に記載の駆動モジュールにおいて、上記終端抵抗体がマイクロ波伝送用基板の表面に形成された薄膜抵抗体であり、上記並列抵抗体がチップ抵抗体であることを特徴とする駆動モジュールを構成する。
【００２０】
また、本発明においては、請求項６に記載したように、
請求項４に記載の駆動モジュールにおいて、上記終端抵抗体がマイクロ波伝送用基板の表面に形成された薄膜抵抗体であり、上記並列抵抗体が該マイクロ波伝送用基板の表面に形成された薄膜抵抗体であり該マイクロ波伝送用基板の表面と裏面との間を導通する配線パターンによって接地されていることを特徴とする駆動モジュールを構成する。
【００２１】
また、本発明においては、請求項７に記載したように、
請求項４に記載の駆動モジュールにおいて、上記終端抵抗体がマイクロ波伝送用基板の表面に形成された薄膜抵抗体であり、上記並列抵抗体が該マイクロ波伝送用基板の表面に形成された薄膜抵抗体であり、上記容量素子は容量値が異なる２つの容量素子を並列に接続してなり、該２つの容量素子の一方はグランドポストによって接地されていることを特徴とする駆動モジュールを構成する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１３、図１５及び図１６に例示したように、従来技術において、並列抵抗体であるチップ抵抗体８のみでインピーダンス整合を図ると、周波数の増加に依存して急峻に駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌが低下し、回路全体としてローパス特性を有するため、高速変調動作が実現できない。
【００２３】
そこで、本発明においては、並列抵抗体（抵抗値Ｒ_ｔ）の他に、レーザの前段に終端抵抗体（抵抗値Ｒ_Ｔ）を設けることで、駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌの急激な低下を抑制し、広帯域に渡り反射損失の少ない良好な駆動回路を得ることを可能としている。
【００２４】
（実施形態１）
以下、図面に基づいて本発明の第１実施形態を詳細に説明する。
【００２５】
図１は本発明の第１実施形態における光半導体素子用駆動回路の概略を示す図である。図において、光半導体素子である面発光レーザ７（抵抗値Ｒ_Ｓ）と、５０Ωの電力供給側の特性インピーダンスを持つマイクロストリップライン２の信号線４とが、終端抵抗体である薄膜終端抵抗素子５（抵抗値Ｒ_Ｔ）及びボンディングワイヤ３を介して接続され、並列抵抗体であるインピーダンス整合用のチップ抵抗体８（抵抗値Ｒ_ｔ）が面発光レーザ７と並列に、ボンディングワイヤ９及び接地導体（図示せず）によって接続されている。信号線４は、面発光レーザ７を発光させるための電力を供給する電力供給用の信号線でもある。さらに、図示はしないが、マイクロストリップライン２と面発光レーザ７とチップ抵抗体８とは１つの支持基板である１つのヒートシンクあるいはサブキャリア上にマウントされ、接地されている。面発光レーザ７の直接変調を行うための高周波電気信号は、図中黒矢印方向から同軸コネクタ（図示せず）などを介してマイクロストリップライン２に供給される。この駆動回路が従来の駆動回路と大きく異なる点は、並列抵抗体であるチップ抵抗体８と共に、光半導体素子である面発光レーザ７の前段に終端抵抗体である薄膜終端抵抗素子５を備えている点にある。すなわち、本光半導体素子用駆動回路においては、信号線４と面発光レーザ７との間に終端抵抗体である薄膜終端抵抗素子５が介在し、並列抵抗体であるチップ抵抗体８が光半導体素子である面発光レーザ７に並列に接続されている。
【００２６】
図２は図１に示した駆動回路の等価回路を示す図であり、図３はその等価回路における反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果を示す図であり、図４はその等価回路における駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌの周波数依存性の計算結果を示す図である。図２において、Ｌ_１及びＬ_２は、それぞれ、ボンディングワイヤ３及び９の寄生インダクタンスであり、Ｃは面発光レーザ７の寄生容量である。図３の縦軸はＳ_１１をｄＢで表したものであり、横軸は周波数ｆを単位ＧＨｚで表したものであり、図４の縦軸はインピーダンスＺ_Ｌの実数部分Ｒｅ［Ｚ_Ｌ］（レジスタンス成分）を単位Ωで表したものであり、横軸は周波数ｆを単位ＧＨｚで表したものである。図３及び図４における計算には、Ｒ_Ｔ＝４０Ω、Ｌ_１＝０．３ｎＨ、Ｌ_２＝０．５ｎＨ、Ｒ_Ｓ＝３００Ω、Ｒ_ｔ＝１０．３Ω、Ｃ＝２ｐＦを用いた。なお、Ｒ_ｔの値としては上記（１）式を満たす値を用いている。
【００２７】
図３より、０〜２０ＧＨｚまでの広い周波数帯域に渡りＳ_１１＜−１０ｄＢと良好な高周波特性を示しており、図１５に見られた顕著なローパス特性はなく、明らかに特性改善が図られたことが分かる。これは、レーザの前段に、特性インピーダンスＺ_０（５０Ω）に近い抵抗値Ｒ_Ｔを有する薄膜終端抵抗素子５を配しているため、図４に示したように、駆動回路側の特性インピーダンスＺ_Ｌが周波数の増加に依存して顕著に変化せずに、高周波域においても４１Ωと比較的特性インピーダンスＺ_０に近い値を保つことができることに起因する。なお、低周波域での共振ピークは、寄生インダクタンスＬ_１、Ｌ_２と寄生容量値Ｃとによるものである。よって、ボンディングワイヤ３及び９の一方あるいは両方のワイヤ長を短くしてＬ及びＬ_２の一方あるいは両方を低減するか、または面発光レーザ７の電極パッド６の面積を小さくしてＣを低減することにより、該共振ピークの発生を抑制することが可能であるのはもちろんのことである。
【００２８】
なお、図１において、図示はしないが、マイクロストリップライン２と面発光レーザ７とチップ抵抗体８とは１つの支持基板である１つのヒートシンクあるいはサブキャリア上に配置され、接地されており、本発明に係る駆動モジュールの一実施形態を構成している。
【００２９】
（実施形態２）
しかしながら、図１に示した回路構成では、チップ抵抗体８を並列抵抗体として用い、ボンディングワイヤ９及び３によって面発光レーザ７と接続するため、実装工程が煩雑化してしまう。さらに、ワイヤボンディング数の増加は、寄生インダクタンスの増加をもたらし高周波特性の帯域を狭くすることがあるため、このようなチップ抵抗体をワイヤボンディングにより接続する際には、できるだけワイヤ長を短くする方法が望ましい。
【００３０】
よって、以下図面に基づいて実装工程とワイヤボンディング数を簡略化できる本発明の第２実施形態について説明する。図５は第２実施形態の光半導体素子用駆動回路の概略を示している。図５において、各部の詳細は、図１におけるチップ抵抗体８とボンディングワイヤ９とが無いことと、マイクロ波伝送用基板であるマイクロストリップライン２上に面発光レーザ７と並列になるように形成された並列抵抗素子である薄膜抵抗素子１０（抵抗値Ｒ_ｔ）と、薄膜抵抗素子１０とマイクロストリップライン２の裏面グランドとに接続する、マイクロストリップライン２の表面と裏面との間を導通する配線パターン１１とを有していること以外は、図１と全く同じである。また、薄膜抵抗素子１０の材質としては、薄膜終端抵抗素子５と同じ材料（例えばＴａ_２Ｎ）を用いることにより、薄膜抵抗素子１０と薄膜終端抵抗素子５とを一括形成することが低コスト化を図る点で望ましい。このような構成にした場合においても、ワイヤ接続箇所を一箇所減らすことで、寄生インダクタンスを減少する効果があるため、図１に示した第１実施形態と同等以上の作用効果が得られることは明らかである。
【００３１】
なお、図５において、図示はしないが、マイクロストリップライン２と面発光レーザ７とは１つの支持基板である１つのヒートシンクあるいはサブキャリア上に配置され、接地されており、本発明に係る駆動モジュールの一実施形態を構成している。
【００３２】
（実施形態３）
ところで、図１及び図５に示した回路構成では、面発光レーザ７の抵抗値Ｒ_Ｓに比べて、並列抵抗体であるチップ抵抗体８または薄膜抵抗素子１０の抵抗値Ｒ_ｔが十分に小さいため、印加電圧によって流れる電流の大半が薄膜抵抗素子１０に流れ込むため、並列抵抗体での発熱量が大きくなる。また、並列抵抗体が薄膜抵抗素子１０である場合には、薄膜抵抗素子１０が面発光レーザ７の近くに配置されるため、たとえ電子冷却装置（ペルチェ素子）を用いて吸熱を行っても、薄膜抵抗素子１０での発熱量が無視できなくなる可能性がある。
【００３３】
よって、以下図面に基づいて薄膜抵抗素子１０における発熱量を低減できる本発明の第３実施形態について説明する。図６は第３実施形態の光半導体素子用駆動回路の概略を示している。図６において、光半導体素子である面発光レーザ７に並列になるようにマイクロストリップライン２上に形成された薄膜抵抗素子１０と、薄膜抵抗素子１０に対し直列に、かつ面発光レーザ７に並列に接続され異なった容量値を有する容量素子１２（容量値Ｃ_ｔ１）と容量素子１３（容量値Ｃ_ｔ２）とが配線パターン１４を介して薄膜抵抗素子１０にボンディングワイヤ１６により接続されていることと、容量素子１３の接地のためにグランドポスト１５を配置していること以外は、図５と全く同じである。すなわち、この場合、並列抵抗体である薄膜抵抗素子１０が、容量素子１２と容量素子１３とを並列に接続してなる容量素子を介して、光半導体素子である面発光レーザ７に並列に接続されている。このような回路構成にした場合、薄膜抵抗素子１０の後段に容量素子１２及び１３が配置されているため、直流成分として供給されるバイアス電圧による直流電流は薄膜抵抗素子１０には流れない。よって、薄膜抵抗素子１０での発熱量の低減が可能となる。また、異なった容量値を有する容量素子１２及び１３を並列に配置しているのは、低周波域および高周波域に対応した遮断周波数が異なる容量素子を用いることで、広帯域な周波数特性を得るためである。Ｃ_ｔ１及びＣ_ｔ２の値としては、それぞれ１００ｐＦ、０．０１μＦ程度が望ましい。
【００３４】
なお、図６において、図示はしないが、マイクロストリップライン２と面発光レーザ７と容量素子１２及び１３とは１つの支持基板である１つのヒートシンクあるいはサブキャリア上に配置され、接地されており、本発明に係る駆動モジュールの一実施形態を構成している。
【００３５】
以上より、本発明の第３実施形態を用いれば、第１実施形態または第２実施形態と同等以上の作用効果が得られることは明らかである。
【００３６】
なお、本発明は面発光レーザに限らず、駆動回路側の特性インピーダンスよりも高い抵抗値を有する他の光半導体素子（受光素子、光変調素子、光増幅素子等）に適用できるものである。
【００３７】
以上述べたように、回路の特性インピーダンスを超える抵抗値を持つ半導体レーザを高速駆動する回路において、終端抵抗体と、該半導体レーザに並列に組み込まれた抵抗体を用いた回路構成にすることにより、インピーダンス整合性と広帯域にわたり反射損失の少ない高周波特性を同時に有する高性能な光半導体素子用駆動回路及び駆動モジュールを提供することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の実施により、インピーダンス整合性と、広帯域にわたり反射損失の少ない高周波特性とを有する光半導体素子用駆動回路及び該回路を用いた駆動モジュールを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る光半導体素子用駆動回路の一例を示す図である。
【図２】本発明に係る光半導体素子用駆動回路の等価回路一例を示す図である。
【図３】本発明に係る光半導体素子用駆動回路の反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果の一例を示す図である。
【図４】本発明に係る光半導体素子用駆動回路の特性インピーダンスＺ_Ｌの周波数依存性の計算結果の一例を示す図である。
【図５】本発明に係る光半導体素子用駆動回路の他の例を示す図である。
【図６】本発明に係る光半導体素子用駆動回路のさらに他の例を示す図である。
【図７】従来の光半導体素子用駆動回路の一例を示す図である。
【図８】従来の光半導体素子用駆動回路の等価回路の一例を示す図である。
【図９】従来の光半導体素子用駆動回路の反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果の一例を示す図である。
【図１０】従来の光半導体素子用駆動回路の他の例を示す図である。
【図１１】従来の光半導体素子用駆動回路の等価回路の他の例を示す図である。
【図１２】従来の光半導体素子用駆動回路の反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果の他の例を示す図である。
【図１３】従来の光半導体素子用駆動回路のさらに他の例を示す図である。
【図１４】従来の光半導体素子用駆動回路の等価回路のさらに他の例を示す図である。
【図１５】従来の光半導体素子用駆動回路の反射特性（Ｓ_１１）の周波数依存性の計算結果のさらに他の例を示す図である。
【図１６】従来の光半導体素子用駆動回路の特性インピーダンスＺ_Ｌの周波数依存性の計算結果の一例を示す図である。
【符号の説明】
１…リッジレーザ、２…マイクロストリップライン、３…ボンディングワイヤ、４…信号線、５…薄膜終端抵抗素子、６…上部電極パッド、７…面発光レーザ、８…チップ抵抗体、９…ボンディングワイヤ、１０…薄膜抵抗素子、１１…配線パターン、１２…容量素子（容量値Ｃ_ｔ１）、１３…容量素子（容量値Ｃ_ｔ２）、１４…配線パターン、１５…グランドポスト、１６…ボンディングワイヤ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving circuit and a driving module for an optical semiconductor element, and more particularly to a driving circuit for an optical semiconductor element used in optical information communication and the like and a driving module using the circuit.
[0002]
[Prior art]
[Non-Patent Document] "Paper: Y. Matui et al., IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 9, No. 1, Jan. 1997, pp. 25-27."
In the current optical fiber communication backbone network, as an optical component for generating a high-speed optical signal, a hybrid optical component combining a semiconductor laser as a light source and an external modulator such as an LN modulator, or a semiconductor laser and an electroabsorption type optical component. A monolithic optical semiconductor device in which a semiconductor modulator (EA modulator) is integrated on one semiconductor substrate is used. Since these optical modulation components perform light oscillation and modulation by separate devices, a high-speed optical signal with high frequency up to 40 Gbit / s with little frequency fluctuation (chirp) can be obtained.
[0003]
On the other hand, with the spread of optical fiber communication, the demand for an optical modulation component is increasing also in an access network for general subscribers. In order to promote the spread of such an access optical network, it is essential to reduce the cost of the optical modulation component. Therefore, it is considered that a technique called direct modulation for generating a high-speed optical signal by high-speed modulation of a driving current of a semiconductor laser as a light source is useful. The direct modulation method in which a high-speed optical signal is generated only by a semiconductor laser can be significantly reduced in cost as compared with an external modulation method using an external modulator such as an LN modulator in addition to a light source such as a semiconductor laser. . On the other hand, in high-speed direct modulation of 1 Gbit / s or more, the S / N (signal-to-noise) ratio deteriorates and the frequency fluctuates significantly due to waveform distortion caused by relaxation oscillation induced by the interaction between carrier lifetime and photon lifetime. Problem that appears in Therefore, for example, when 10 Gbit / s high-speed modulation is performed, the transmission distance is limited to about 20 km, but it is sufficient for short-distance transmission below the access system. From such advantages, it is considered that the direct modulation method up to 10 Gbit / s is the most suitable modulation method in applications below the access system.
[0004]
Next, a conventional direct modulation type driving circuit will be described in detail with reference to FIGS. 7, 8 and 9. FIG.
[0005]
FIG. 7 is a diagram schematically showing a conventional direct modulation type driving circuit. In the figure, an edge emitting semiconductor laser, that is, a ridge laser 1 and a signal line 4 of a microstrip line (MSL) 2 having a characteristic impedance of 50Ω are connected via a thin-film terminating resistance element 5 and a bonding wire 3. . The signal line 4 is also a power supply signal line that supplies power for causing the ridge laser 1 to emit light. The material of the microstrip line 2 is generally a ceramic such as alumina. The material of the thin-film terminating resistance element 5 is Ta. ₂ It is common to use N. Further, although not shown, the microstrip line 2 and the ridge laser 1 are mounted on one heat sink or subcarrier and grounded.
[0006]
In such a high-speed drive circuit, the characteristic impedance Z on the power supply side ₀ And the characteristic impedance Z on the drive circuit side _L If they do not match, a part of the supplied high-speed electric signal is reflected to the power supply side, and the high-frequency characteristics are significantly deteriorated. Therefore, generally, the resistance value R of the ridge laser 1 is _S Is less than 5Ω, the characteristic impedance Z ₀ When performing high-speed direct modulation using a power supply of 50Ω, the resistance R of 45Ω or more is used. _T Is connected in series with the ridge laser to perform impedance matching such that the sum of the resistance values becomes 50Ω. A high-frequency electric signal for directly modulating the ridge laser 1 is supplied to the microstrip line 2 through a coaxial connector (not shown) from a direction indicated by a black arrow in the drawing. Further, the high-frequency electric signal is supplied to a terminating resistor 5 (resistance R _T ) And the bonding wire 3 having the parasitic inductance L, and is supplied from the upper electrode pad 6 of the ridge laser 1 having the parasitic capacitance value C to the inside of the laser, thereby realizing direct modulation.
[0007]
FIG. 8 shows an equivalent circuit of this driving circuit, and FIG. 9 shows the reflection characteristics (S ₁₁ 3) shows the calculation results of the frequency dependence of ()). The calculation uses R _T = 45Ω, L = 0.3nH, R _S = 5Ω and C = 1 pF. The vertical axis of FIG. ₁₁ Is expressed in dB, and the horizontal axis represents frequency f in GHz. From this calculation result, it is understood that the entire circuit has a gentle low-pass (low-pass transmission) characteristic due to the parasitic capacitance value C, and the reflection increases as the frequency increases. Usually S ₁₁ Since a good optical signal can be obtained up to a band of <−10 dB, in this case, the drive circuit has a band of about 18 GHz. Therefore, it is possible to generate a high-speed optical signal up to about 20 Gbit / s. There is also a report that a wide band of about 30 GHz has been realized by optimizing the structure of the ridge laser 1 (for example, see the above non-patent document). The above is the description of the conventional high-speed direct modulation method using the ridge laser.
[0008]
On the other hand, there is an optical semiconductor device called a VCSEL (Vertical Cavity Surface Emitting Laser) that emits oscillation light in a direction perpendicular to the semiconductor substrate, even though it is the same semiconductor laser as the ridge laser. VCSELs can (1) oscillate with a low threshold current because of a small active layer volume and have a wide modulation band compared to a ridge laser, and (2) have an optical fiber because the oscillation light has a beam shape close to a perfect circle. (3) It is recognized as a lower cost device than ridge lasers because it has the feature that (3) a cleavage test is not required because a performance test can be performed on a substrate. It has been commercialized.
[0009]
VCSELs are classified into a short-wave system having an oscillation wavelength of 0.85 to 0.98 μm and a long-wave system having an oscillation wavelength of 1.3 to 1.55 μm. The former (the oscillation wavelength of 0.85 μm) VCSEL has been put to practical use in Gigabit Ethernet (registered trademark), but the latter is indispensable for the optical fiber communication because the latter has a small optical fiber propagation loss. Become. However, in a long-wavelength VCSEL, the resistance of a DBR (Distributed Bragg Reflector) mirror constituting a resonator structure necessary for optical oscillation may be high, and the resistance of the entire device may reach several hundred Ω. Therefore, there is a problem that impedance matching cannot be achieved in the above-described conventional driving circuit having a characteristic impedance of 50Ω on the power supply side, and the modulation band is limited.
[0010]
High-frequency characteristics when a VCSEL having a resistance value equal to or more than the characteristic impedance on the power supply side is directly modulated at high speed by a conventional drive circuit will be described with reference to FIGS. 10, 11 and 12. FIG. FIGS. 10, 11, and 12 are schematic diagrams of a driving circuit, an equivalent circuit of the driving circuit, and a reflection characteristic (S ₁₁ 2) shows the calculation results of the frequency dependence of FIG. The details of each unit in FIG. 10 are exactly the same as those in FIG. 7 except that the ridge laser 1 in FIG. 7 is replaced with a surface emitting laser (VCSEL) 7. The calculation shown in FIG. _T = 45Ω, L = 0.3nH, R _S = 300Ω and C = 2 pF. From this calculation result, the characteristic impedance Z on the drive circuit side is obtained. _L = 345Ω (when the frequency f = 0) and the characteristic impedance (Z ₀ = 50Ω), and S when the frequency f is 1 GHz ₁₁ = −5 dB, indicating that the reflection is very large. On the other hand, when the frequency f is 10 GHz, S ₁₁ Although it is a good value of <−15 dB, the data signal used in actual communication may appear as a bit string in which 0 or 1 continues for a long time. In that case, the effective modulation speed is lower than 10 Gbit / s. Therefore, in order to obtain an optical signal of 10 Gbit / s, the S signal is normally transmitted over the entire frequency range from 0 to 10 GHz. ₁₁ <−10 dB is required.
[0011]
As described above, the characteristic impedance Z on the power supply side using the conventional drive circuit is used. ₀ The above resistance value R _S There is a serious problem that a high speed optical signal cannot be generated from a VCSEL having Further, in FIG. 10, even if an MSL having no thin film terminating resistor is used, the impedance on the power supply side and the impedance on the drive circuit side are still significantly mismatched. There is no solution.
[0012]
As a method of matching the impedance of such a high-resistance laser, there is a method of matching the impedance of the entire drive circuit to the characteristic impedance of the power supply side by incorporating a resistor in parallel with the laser. This method is shown in FIGS. 13, 14, 15 and 16. FIGS. 13, 14, 15, and 16 are schematic diagrams of a driving circuit, an equivalent circuit of the driving circuit, and a reflection characteristic (S ₁₁ ), The characteristic impedance Z on the drive circuit side in the equivalent circuit is calculated. _L Shows the calculation results of the frequency dependence of. In FIG. 16, the impedance Z _L The real part Re [Z _L ] (Resistance component) alone is shown on the vertical axis. Details of each part in FIG. 13 are described in the terminating resistor (resistance R _T ) And the resistance R _t 10 is exactly the same as FIG. 10 except that a chip resistor 8 which is a parallel resistor for impedance matching and has a bonding wire 9 connected in parallel with the surface emitting laser 7.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
The calculations shown in FIG. 15 and FIG. _t = 60Ω, L ₁ = 0.3nH, L ₂ = 0.5 nH, R _S = 300Ω and C = 2 pF. From this calculation result, despite the fact that the characteristic impedance on the drive circuit side is matched at 50Ω on the low frequency side, the influence of the parasitic parallel capacitance C is strongly dependent on the increase in frequency, and FIG. , The characteristic impedance Z on the drive circuit side _L Sharply drops from 50Ω, it can be seen that the entire circuit has a remarkable low-pass characteristic (a characteristic that transmits only a low frequency band). In particular, in a high frequency range, the characteristic impedance is about 5Ω, which is a significant mismatch. For this reason, a high frequency of several GHz or more is cut off, and high-speed direct modulation of several Gbit / s or more cannot be performed. This is a serious problem.
[0014]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a driving circuit for an optical semiconductor element having impedance matching and high-frequency characteristics with a low reflection loss over a wide band, and a driving module using the circuit. Is to provide.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, according to the present invention, in an optical semiconductor element driving circuit for driving an optical semiconductor element having a resistance value exceeding a characteristic impedance on a power supply side, A driving circuit for an optical semiconductor device, comprising: a terminating resistor interposed between the signal line for use and the optical semiconductor device; and a parallel resistor connected in parallel to the optical semiconductor device. .
[0016]
In the present invention, as described in claim 2,
In an optical semiconductor device driving circuit for driving an optical semiconductor device having a resistance value exceeding a characteristic impedance on a power supply side, a terminating resistor interposed between a power supply signal line and the optical semiconductor device; A driving circuit for an optical semiconductor element, comprising: a semiconductor element; and a parallel resistor connected in parallel via a capacitance element.
[0017]
In the present invention, as described in claim 3,
3. The optical semiconductor device drive circuit according to claim 1, wherein the characteristic impedance on the power supply side is Z. ₀ And the resistance value of the optical semiconductor element is R _S And the resistance value of the terminating resistor is R _T And R _T Is Z ₀ Smaller than the resistance R of the parallel resistor. _t Satisfies the following equation (1).
[0018]
R _t = R _S × (Z ₀ -R _T ) / [R _S − (Z ₀ -R _T )] (1)
In the present invention, as described in claim 4,
A drive module, wherein the optical semiconductor element drive circuit according to claim 1, 2, 3 or 4, and the signal line and the optical semiconductor element are arranged on one substrate. .
[0019]
In the present invention, as described in claim 5,
5. The driving module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin film resistor formed on a surface of a microwave transmission substrate, and the parallel resistor is a chip resistor. Constitute.
[0020]
In the present invention, as described in claim 6,
5. The drive module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin-film resistor formed on a surface of the microwave transmission substrate, and the parallel resistor is formed on a surface of the microwave transmission substrate. A drive module is characterized in that it is a resistor and is grounded by a wiring pattern that conducts between the front surface and the back surface of the microwave transmission substrate.
[0021]
In the present invention, as described in claim 7,
5. The drive module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin-film resistor formed on a surface of the microwave transmission substrate, and the parallel resistor is formed on a surface of the microwave transmission substrate. A driving module is a resistor, wherein the capacitor is formed by connecting two capacitors having different capacitance values in parallel, and one of the two capacitors is grounded by a ground post. .
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
As illustrated in FIGS. 13, 15 and 16, in the related art, when impedance matching is performed only with the chip resistor 8 which is a parallel resistor, the characteristic impedance on the drive circuit side sharply depends on an increase in frequency. Z _L And the circuit as a whole has low-pass characteristics, so that high-speed modulation operation cannot be realized.
[0023]
Therefore, in the present invention, the parallel resistor (resistance value R _t ), A terminating resistor (resistance R _T ), The characteristic impedance Z on the drive circuit side _L Is suppressed, and it is possible to obtain a good drive circuit with a small reflection loss over a wide band.
[0024]
(Embodiment 1)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0025]
FIG. 1 is a diagram schematically showing a driving circuit for an optical semiconductor device according to a first embodiment of the present invention. In the figure, a surface emitting laser 7 (resistance R _S ) And the signal line 4 of the microstrip line 2 having a characteristic impedance of 50Ω on the power supply side are connected to a thin-film termination resistor element 5 (resistance value R _T ) And a bonding resistor 3, and a chip resistor 8 (resistance value R) for impedance matching, which is a parallel resistor. _t ) Are connected in parallel with the surface emitting laser 7 by a bonding wire 9 and a ground conductor (not shown). The signal line 4 is also a power supply signal line for supplying power for causing the surface emitting laser 7 to emit light. Further, although not shown, the microstrip line 2, the surface emitting laser 7, and the chip resistor 8 are mounted on one heat sink or subcarrier as one support substrate, and are grounded. A high-frequency electric signal for directly modulating the surface emitting laser 7 is supplied to the microstrip line 2 from a direction indicated by a black arrow in the drawing via a coaxial connector (not shown). This drive circuit is largely different from the conventional drive circuit in that a chip resistor 8 as a parallel resistor and a thin-film terminating resistor 5 as a terminating resistor are provided in front of a surface emitting laser 7 as an optical semiconductor device. It is in the point. That is, in the optical semiconductor device driving circuit, the thin film terminating resistor 5 as a terminating resistor is interposed between the signal line 4 and the surface emitting laser 7, and the chip resistor 8 as a parallel resistor is connected to the optical semiconductor. It is connected in parallel to a surface emitting laser 7 as an element.
[0026]
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the drive circuit shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a diagram showing a reflection characteristic (S ₁₁ FIG. 4 is a diagram showing a calculation result of the frequency dependency of FIG. _L FIG. 9 is a diagram showing a calculation result of frequency dependence of the. In FIG. 2, L ₁ And L ₂ Is the parasitic inductance of the bonding wires 3 and 9, respectively, and C is the parasitic capacitance of the surface emitting laser 7. The vertical axis of FIG. ₁₁ Is expressed in dB, the horizontal axis represents frequency f in units of GHz, and the vertical axis in FIG. _L The real part Re [Z _L ] (Resistance component) in units of Ω, and the horizontal axis represents frequency f in units of GHz. In the calculations in FIGS. 3 and 4, R _T = 40Ω, L ₁ = 0.3nH, L ₂ = 0.5 nH, R _S = 300Ω, R _t = 10.3Ω and C = 2 pF. Note that R _t The value satisfying the above expression (1) is used as the value of.
[0027]
FIG. 3 shows that S over a wide frequency band from 0 to 20 GHz. ₁₁ It shows good high-frequency characteristics of <−10 dB, and does not have the remarkable low-pass characteristics shown in FIG. 15, indicating that the characteristics were clearly improved. This is because the characteristic impedance Z ₀ Resistance value R close to (50Ω) _T As shown in FIG. 4, the thin-film terminating resistance element 5 having the characteristic impedance Z on the drive circuit side is provided. _L Does not significantly change depending on the increase in frequency, and has a relatively characteristic impedance Z of 41Ω even in a high frequency range. ₀ Due to the fact that a value close to It should be noted that the resonance peak in the low frequency region is the parasitic inductance L ₁ , L ₂ And the parasitic capacitance value C. Therefore, the length of one or both of the bonding wires 3 and 9 is shortened to make L and L ₂ Of course, it is possible to suppress the occurrence of the resonance peak by reducing one or both of them, or reducing the area of the electrode pad 6 of the surface emitting laser 7 to reduce C. is there.
[0028]
Although not shown in FIG. 1, the microstrip line 2, the surface emitting laser 7, and the chip resistor 8 are arranged on one heat sink or subcarrier as one support substrate, and are grounded. One embodiment of a drive module according to the present invention is configured.
[0029]
(Embodiment 2)
However, in the circuit configuration shown in FIG. 1, since the chip resistor 8 is used as a parallel resistor and is connected to the surface emitting laser 7 by the bonding wires 9 and 3, the mounting process becomes complicated. Furthermore, since an increase in the number of wire bonds may increase the parasitic inductance and narrow the band of high frequency characteristics, when connecting such a chip resistor by wire bonding, a method of shortening the wire length as much as possible. Is desirable.
[0030]
Therefore, a second embodiment of the present invention that can simplify the mounting process and the number of wire bonding will be described below with reference to the drawings. FIG. 5 schematically shows a drive circuit for an optical semiconductor device according to the second embodiment. In FIG. 5, the details of each part are as follows. The chip resistor 8 and the bonding wire 9 in FIG. Thin-film resistance element 10 (resistance R _t 1) and a wiring pattern 11 that connects between the front surface and the back surface of the microstrip line 2 and is connected to the thin-film resistance element 10 and the ground of the back surface of the microstrip line 2. Exactly the same. The material of the thin-film resistance element 10 is the same as that of the thin-film termination resistance element 5 (for example, Ta). ₂ By using N), it is desirable to form the thin film resistance element 10 and the thin film termination resistance element 5 at a time from the viewpoint of cost reduction. Even in the case of such a configuration, the effect of reducing the parasitic inductance by reducing the number of wire connection points by one is effective. Therefore, it is possible to obtain the same or more effect than the first embodiment shown in FIG. it is obvious.
[0031]
In FIG. 5, although not shown, the microstrip line 2 and the surface emitting laser 7 are arranged on one heat sink or subcarrier as one support substrate, and are grounded. One embodiment is constituted.
[0032]
(Embodiment 3)
By the way, in the circuit configurations shown in FIGS. 1 and 5, the resistance R _S , The resistance R of the chip resistor 8 or the thin-film resistor 10 as a parallel resistor _t Is sufficiently small, most of the current flowing by the applied voltage flows into the thin-film resistance element 10, so that the amount of heat generated by the parallel resistor increases. Further, when the parallel resistor is the thin-film resistance element 10, the thin-film resistance element 10 is disposed near the surface emitting laser 7, so that even if heat is absorbed using an electronic cooling device (Peltier element), There is a possibility that the amount of heat generated in the thin-film resistance element 10 cannot be ignored.
[0033]
Therefore, a third embodiment of the present invention that can reduce the amount of heat generated in the thin-film resistance element 10 will be described below with reference to the drawings. FIG. 6 schematically shows a drive circuit for an optical semiconductor device according to the third embodiment. In FIG. 6, a thin-film resistance element 10 formed on a microstrip line 2 so as to be in parallel with a surface-emitting laser 7 which is an optical semiconductor element, and in series with the thin-film resistance element 10 and in parallel with the surface-emitting laser 7 Element 12 having a different capacitance value (capacitance value C _t1 ) And the capacitive element 13 (capacitance C _t2 5) is connected to the thin-film resistance element 10 via the wiring pattern 14 by the bonding wire 16 and the ground post 15 is provided for grounding the capacitive element 13. It is. That is, in this case, the thin-film resistance element 10 as a parallel resistor is connected in parallel to the surface emitting laser 7 as an optical semiconductor element via a capacitance element formed by connecting a capacitance element 12 and a capacitance element 13 in parallel. Have been. In such a circuit configuration, since the capacitors 12 and 13 are arranged at the subsequent stage of the thin-film resistance element 10, a DC current due to a bias voltage supplied as a DC component does not flow through the thin-film resistance element 10. Therefore, the amount of heat generated in the thin-film resistance element 10 can be reduced. Also, the reason why the capacitance elements 12 and 13 having different capacitance values are arranged in parallel is to use a capacitance element having a different cutoff frequency corresponding to a low frequency range and a high frequency range to obtain a wide frequency characteristic. It is. C _t1 And C _t2 Are desirably about 100 pF and 0.01 μF, respectively.
[0034]
In FIG. 6, although not shown, the microstrip line 2, the surface emitting laser 7, and the capacitors 12 and 13 are arranged on one heat sink or subcarrier as one support substrate, and are grounded. 1 illustrates an embodiment of a drive module according to the present invention.
[0035]
From the above, it is apparent that the use of the third embodiment of the present invention can provide the same or more advantageous effects as those of the first embodiment or the second embodiment.
[0036]
The present invention is not limited to the surface emitting laser, but can be applied to other optical semiconductor elements (light receiving elements, light modulation elements, optical amplification elements, etc.) having a resistance value higher than the characteristic impedance of the drive circuit.
[0037]
As described above, in a circuit for driving a semiconductor laser having a resistance value exceeding the characteristic impedance of a circuit at a high speed, a circuit configuration using a terminating resistor and a resistor incorporated in parallel with the semiconductor laser is provided. In addition, it is possible to provide a high-performance optical semiconductor device drive circuit and a drive module having both impedance matching and high-frequency characteristics with low reflection loss over a wide band.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, by implementing the present invention, it is possible to provide a driving circuit for an optical semiconductor element having impedance matching and high-frequency characteristics with low reflection loss over a wide band and a driving module using the circuit. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an example of an optical semiconductor element drive circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of the optical semiconductor element driving circuit according to the present invention.
FIG. 3 shows a reflection characteristic (S) of the optical semiconductor element driving circuit according to the present invention. ₁₁ FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a calculation result of the frequency dependence of FIG.
FIG. 4 shows a characteristic impedance Z of the optical semiconductor device drive circuit according to the present invention. _L FIG. 9 is a diagram showing an example of a calculation result of frequency dependence of the above.
FIG. 5 is a diagram showing another example of the optical semiconductor device drive circuit according to the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing still another example of the optical semiconductor element drive circuit according to the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an example of a conventional optical semiconductor element drive circuit.
FIG. 8 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of a conventional optical semiconductor element drive circuit.
FIG. 9 shows a reflection characteristic (S) of a conventional optical semiconductor element driving circuit. ₁₁ FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a calculation result of the frequency dependence of FIG.
FIG. 10 is a diagram showing another example of a conventional optical semiconductor element drive circuit.
FIG. 11 is a diagram showing another example of an equivalent circuit of a conventional optical semiconductor element drive circuit.
FIG. 12 shows a reflection characteristic (S) of a conventional optical semiconductor element driving circuit. ₁₁ FIG. 14 is a diagram illustrating another example of the calculation result of the frequency dependence of FIG.
FIG. 13 is a diagram showing still another example of a conventional optical semiconductor element driving circuit.
FIG. 14 is a diagram showing still another example of an equivalent circuit of a conventional optical semiconductor element drive circuit.
FIG. 15 shows a reflection characteristic (S) of a conventional optical semiconductor element driving circuit. ₁₁ FIG. 13 is a diagram showing still another example of the calculation result of the frequency dependence of FIG.
FIG. 16 shows a characteristic impedance Z of a conventional optical semiconductor device drive circuit. _L FIG. 9 is a diagram showing an example of a calculation result of frequency dependence of the above.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Ridge laser, 2 ... Microstrip line, 3 ... Bonding wire, 4 ... Signal line, 5 ... Thin film terminal resistance element, 6 ... Upper electrode pad, 7 ... Surface emitting laser, 8 ... Chip resistor, 9 ... Bonding wire , 10 ... thin film resistance element, 11 ... wiring pattern, 12 ... capacitance element (capacitance C _t1 ), 13 ... capacitive element (capacitance C _t2 ), 14: wiring pattern, 15: ground post, 16: bonding wire.

Claims

In an optical semiconductor device driving circuit for driving an optical semiconductor device having a resistance value exceeding a characteristic impedance on a power supply side, a terminating resistor interposed between a power supply signal line and the optical semiconductor device; A drive circuit for an optical semiconductor device, comprising: a parallel resistor connected in parallel to the semiconductor device.

In an optical semiconductor device driving circuit for driving an optical semiconductor device having a resistance value exceeding a characteristic impedance on a power supply side, a terminating resistor interposed between a power supply signal line and the optical semiconductor device; A drive circuit for an optical semiconductor device, comprising: a semiconductor device; and a parallel resistor connected in parallel via a capacitor.

3. The optical semiconductor element drive circuit according to claim 1, wherein the characteristic impedance on the power supply side is Z ₀ , the resistance value of the optical semiconductor element is R _S, and the resistance value of the terminating resistor is when the R _T, R _T is smaller than Z _0, the optical semiconductor element driving circuit in which the resistance value R _t of the parallel resistor and satisfies the following formula (1).
_{_{_{R t = R S × (Z}}} 0 -R T) / [R S - (Z 0 -R T)] (1)

4. A drive module, comprising: the optical semiconductor element drive circuit according to claim 1, 2, or 3, and the signal line and the optical semiconductor element are arranged on one substrate.

5. The drive module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin-film resistor formed on a surface of a microwave transmission substrate, and the parallel resistor is a chip resistor.

5. The drive module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin-film resistor formed on a surface of the microwave transmission substrate, and the parallel resistor is formed on a surface of the microwave transmission substrate. A drive module, which is a resistor and is grounded by a wiring pattern that conducts between a front surface and a back surface of the microwave transmission substrate.

5. The drive module according to claim 4, wherein the terminating resistor is a thin-film resistor formed on a surface of the microwave transmission substrate, and the parallel resistor is formed on a surface of the microwave transmission substrate. A drive module comprising a resistor, wherein the capacitive element is formed by connecting two capacitive elements having different capacitance values in parallel, and one of the two capacitive elements is grounded by a ground post.