JP2004260707A - LINC system linear amplifier - Google Patents

Abstract

[PROBLEMS] To perform linear amplification using a plurality of nonlinear amplifiers operating at high power efficiency, and to close to a desired value by appropriate correction even when there is an amplitude difference or a phase difference between the plurality of nonlinear amplifiers. Provided is a LINC-type linear amplifier capable of outputting a value.
A signal separation unit separates an input signal into two systems of constant amplitude signals, and phase correction units rotate a separated phase signal by a designated phase amount to perform phase correction. The non-linear amplifiers 14 and 15 amplify each phase-corrected constant amplitude signal and output a signal of a constant amplitude, and the adder 16 combines the outputs of the non-linear amplifiers 14 and 15 and outputs an output signal. Then, the phase correction amount calculation unit 17 calculates the amount of phase to be corrected by the phase correction units 12 and 13 based on the ratio α of the output amplitude of the nonlinear amplifiers 14 and 15 and the phase difference Δφ.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

と表わされる。
【００１０】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００１１】
ｙ（ｎ）＝ｙ_１（ｎ）＋ｙ_２（ｎ）＝Ｇｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＋Ｇｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）＝Ｇｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ）・・・（Ａ９）
したがって、出力信号ｙ（ｎ）は、入力信号ｓ（ｎ）をＧ倍して、位相をφだけ変化させたものとなる。
【００１２】
上述のｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）のベクトルで表すと図８のようになる。
【００１３】
ＬＩＮＣ方式線形増幅器では、上述のように、２つの非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性が同一であれば、２系統の伝送特性が同一となり、正常に動作する。しかし、実際には、２つの非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性には、製造ばらつきがあるとともに、温度変化や経年変化によって変動するので、非線形増幅器５１および５２の振幅利得および位相特性を補正することによって、２系統の伝送特性を同一にする必要がある。
【００１４】
非特許文献１では、２台の増幅器の間の振幅利得差と位相差を推定して、この推定した値に基づいて、補正を行なうことによって、所望の値を出力する方法が記載されている。
【００１５】
図９は、非特許文献１に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、この従来方式線形増幅器８０は、信号分離部１１と、アンバランス推定部６３と、乗算器６４と、増幅器６１，６２と、加算器１６とを含む。なお、この従来方式線形増幅器８０は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【００１６】
信号分離部１１は、図７に示したものと同様である。したがって、式（Ａ１）〜（Ａ６）が成り立つ。
【００１７】
増幅器６１は、定振幅信号ｓ_１（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）を出力する。増幅器６１の振幅利得をＧ_１とし、位相変化をφ_１とする。第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）は、
ｙ_１（ｎ）＝Ｇ_１ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ａ１０）
と表わされる。
【００１８】
乗算器６４は、アンバランス推定部６３から出力される補正係数γと、定振幅信号ｓ_２（ｎ）とを乗算して、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を出力する。補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）は、
ｓ_２’（ｎ）＝γｓ_２（ｎ）・・・（Ａ１１）
と表わされる。
【００１９】
増幅器６２は、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）を出力する。増幅器６２の振幅利得をＧ_２とし、位相変化をφ_２とする。第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）は、
ｙ_２（ｎ）＝Ｇ_２ｓ_２’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ａ１２）
と表わされる。
【００２０】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００２１】

ここで、増幅器６１および増幅器６２の振幅利得Ｇ_１、Ｇ_２、および、位相変化φ_１、φ_２には、次の関係があるとする。
【００２２】
Ｇ_２＝Ｇ_１＋ΔＧ・・・（Ａ１４）
φ_２＝φ_１＋Δφ・・・（Ａ１５）
定振幅信号ｓ_２（ｎ）と補正係数γとの乗算によって、振幅利得差ΔＧおよび位相差Δφが正確に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、所望の値、たとえば、
ｙ（ｎ）＝Ｇ_１ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ａ１６）
と表わされる。
【００２３】
式（Ａ１３）〜（Ａ１６）より、最適な補正係数γは、
γ＝｛Ｇ_１ｅｘｐ（ｊφ_１）｝／｛Ｇ_２ｅｘｐ（ｊφ_２）｝＝｛Ｇ_１／（Ｇ_１＋ΔＧ）｝ｅｘｐ（−ｊΔφ）・・・（Ａ１７）
となる。
【００２４】
ｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、ｓ_２’（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表すと図１０のようになる。
【００２５】
アンバランス推定部６３は、ｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、補正係数γを算出する。この最小２乗法について説明する。
【００２６】
まず、式（Ａ１３）を次のように表わす。

ここで、
ａ_１＝Ｇ_１ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ａ１９）
ａ_２＝Ｇ_２ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ａ２０）
とする。最適な補正係数γは、式（Ａ１７）で与えられ、式（Ａ１７）を（Ａ１９）および（Ａ２０）を用いて、書換えると、
γ＝ａ_１／ａ_２・・・（Ａ２１）
となる。このとき出力信号ｙ（ｎ）は、式（Ａ１８）および（Ａ２１）より、

と表わされる。
【００２７】
γは、未知の値なので、最初は、γ＝１とする。γ＝１のとき、式（Ａ１８）を変形すると、
ｓ_１（ｎ）＋（ａ_２／ａ_１）ｓ_２（ｎ）−（１／ａ_１）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ａ２３）
となる。式（Ａ２３）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【００２８】
ｅ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）−ｗ_１ ^＊ｓ_２（ｎ）−ｗ_２ ^＊ｙ（ｎ）・・・（Ａ２４）
ここで、
ｗ_１ ^＊＝−（ａ_２／ａ_１）・・・（Ａ２５）
ｗ_２ ^＊＝（１／ａ_１）・・・（Ａ２６）
である。ここで、‘^＊’は、共役複素演算を表わす。
【００２９】
（Ａ２４）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）−Ｗ^ＨＸ（ｎ）・・・（Ａ２７）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ_１、ｗ_２］^Ｔ・・・（Ａ２８）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）］^Ｔ・・・（Ａ２９）
である。ここで、［…］^Ｔ は、［…］の転置を示し、［…］^Ｈは、［…］の共役転置を示す。
【００３０】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜^２・・・（Ａ３０）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ_１とｗ_２とを求めることである。
【００３１】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ^−１ｒ・・・（Ａ３１）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）Ｘ^Ｈ（ｎ）｝・・・（Ａ３２）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ_１ ^＊（ｎ）｝・・・（Ａ３３）
である。［…］^−１は、［…］の逆行列を示す。
【００３２】
式（Ａ３１）〜（Ａ３３）によって、Ｎ個のｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【００３３】
Ｗを計算した後、式（Ａ２８）からｗ_１が得られる。さらに、式（Ａ２５）より、ｗ_１の複素共役をとると、−（ａ_２／ａ_１）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ａ_２／ａ_１）が得られる。この得られた（ａ_２／ａ_１）は、式（Ａ２１）によると、補正係数γである。以上により、補正係数γが推定されたことになる。
【００３４】
ところで、非特許文献１に記載の増幅器６１および６２は、線形動作することを前提としている。つまり、式（Ａ１０）および（Ａ１２）に示すように、増幅器の振幅利得をＧ、位相変化をφとしたときに、増幅器の出力は、増幅器の入力をＧｅｘｐ（ｊφ）倍した値となる。
【００３５】
このような線形動作が可能な増幅器には、たとえばＡ級増幅器やＡＢ級増幅器がある。図１１は、Ａ級またはＡＢ級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。同図に示すように、これらの増幅器は、飽和特性を示す。すなわち、増幅器の入力信号がＰｉｎ以下のときには、入力信号に対して出力信号は線形性を示すが、増幅器の入力信号がＰｉｎを越えたときには、入力信号に対して出力信号は非線形を示す。
【００３６】
図１２（ａ）は、入力信号の時間変化を示す。同図に示すように、入力信号はは、Ｐｉｎを越える時間帯がある。図１２（ｂ）は、出力信号の時間変化を示す。同図に示すように、増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅は削られる（クリッピング）。
【００３７】
このような増幅器の飽和特性によって、出力信号の振幅が削られると、図１３に示すように、出力信号は、所望の信号帯域成分外に新たな周波数成分をもつことになる。このような所望の信号帯域外の周波数成分は、別の通信に影響を与えることになる。
【００３８】
したがって、このような信号帯域外の周波数成分の発生を防止するために、図１１に示すようなバックオフを設けることによって、線形領域内に動作点を設けることが必要となる。
【００３９】
【非特許文献１】
流田理一郎、府川和彦、鈴木博、「最小２乗法によるＬＩＮＣ用送信電力増幅器の振幅・位相バランス調整法」、電子情報通信学会技術報告、２００１、Ｖｏｌ．１０１、Ｎｏ．４３６、ｐ．７−１２
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ａ級増幅器およびＡＢ級増幅器では、一般に電力効率が低いところ、このようなバックオフを設けることによって、さらに電力効率が低下してしまう。
【００４１】
そこで、ＬＩＮＣ方式線形増幅器における増幅器として、Ｄ級増幅器、Ｅ級増幅器、またはＦ級増幅器のような電力効率の高い非線形増幅器を用いることが有効と考えられる。
【００４２】
たとえば、Ｄ級増幅器は、非線形の動作を行なう。すなわち、Ｄ級増幅器は、入力信号が０のときには、０を出力するが、入力信号が０以外のときには、入力の大きさに無関係に定振幅信号を出力する。
【００４３】
２台の非線形増幅器の出力振幅をそれぞれＶ_１、Ｖ_２とし、位相変化をそれぞれφ_１、φ_２とすると、Ｖ_１＝Ｖ_２、およびφ_１＝φ_２である場合には、これらの非線形増幅器を用いたＬＩＮＣ方式線形増幅器は正常に動作する。
【００４４】
一方、製造ばらつき、温度変化、または経年変化などによって、Ｖ_１≠Ｖ_２、またはφ_１≠φ_２である場合には、正常に動作しない。
【００４５】
図１４は、２台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号ｙ（ｎ）と、ばらつきがあるときの出力信号ｙ^＊（ｎ）とを示す。同図に示すように、２台の非線形増幅器の出力振幅と位相変化が、いずれもＶ_１およびφ_１であるときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_１（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_２（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ（ｎ）が得られる。出力信号ｙ（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）となる。
【００４６】
一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_１で位相変化がφ_１であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_２（≠Ｖ_１）で位相変化がφ_２（≠φ_１）のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_１ ^＊（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_２ ^＊（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ^＊（ｎ）が得られる。出力信号ｙ^＊（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【００４７】
したがって、Ｖ_１≠Ｖ_２、またはφ_１≠φ_２である場合には、非特許文献１のように補正が必要となる。非特許文献１の増幅器６２では、式（Ａ４）、（Ａ１１）および（Ａ１２）に示すように、出力振幅は、Ｇ_２｜γ｜Ｖとなり、補正係数γによる補正の効果が出力振幅に現れる。
【００４８】
ところが、非線形増幅器に対して、非特許文献１のような補正では、非線形増幅器の出力振幅は、補正係数γの大きさに無関係に一定であるため、補正係数γによる補正の効果は現れない。
【００４９】
それゆえ、本発明の目的は、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができるＬＩＮＣ方式の線形増幅器を提供することである。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、この発明に係わるＬＩＮＣ方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備える。
【００５１】
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、ｎを時刻、入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、各定振幅信号の振幅をＶ、第１系統の定振幅信号との入力信号との位相差をψ（ｎ）、第２系統の定振幅信号との入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、第１系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ_１、位相変化をφ_１、第２系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ_２、位相変化をφ_２とし、Ｖ_２＝αＶ_１、φ_２−φ_１＝Δφであって、加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ_１／Ｖ）ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）とするときに、位相補正量計算部は、第１系統の位相補正部で補正すべき位相量Δθ_１（ｎ）を、Δθ_１（ｎ）＝ｃｏｓ^−１［｛Ａ（ｎ）^２＋Ｖ^２−（αＶ）^２｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］−ψ（ｎ）に基づいて算出し、第２系統の位相補正部で補正すべき位相量Δθ_２（ｎ）を、Δθ_２（ｎ）＝ψ（ｎ）−ｃｏｓ^−１［｛Ａ（ｎ）^２＋（αＶ）^２−Ｖ^２｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］−Δφに基づいて算出する。
【００５２】
好ましくは、位相補正量計算部は、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）^２＋Ｖ^２−（αＶ）^２｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ^−１（ｘ）＝０として、Δθ_１（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ^−１（ｘ）＝πとして、Δθ_１（ｎ）を算出し、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）^２＋（αＶ）^２−Ｖ^２｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］としたときに、ｘ＞１のときに、ｃｏｓ^−１（ｘ）＝０として、Δθ_２（ｎ）を算出し、ｘ＜−１のときに、ｃｏｓ^−１（ｘ）＝πとして、Δθ_２（ｎ）を算出する。
【００５３】
好ましくは、ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、位相補正された第１系統の定振幅信号と、位相補正された第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。
【００５４】
また、この発明に係わるＬＩＮＣ方式線形増幅器は、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備える。
【００５５】
好ましくは、信号分離部は、入力信号を二系統の定振幅信号に分離し、ｎを時刻、入力信号ｓ（ｎ）の振幅をＡ（ｎ）、各定振幅信号の振幅をＶ、第１系統の定振幅信号と入力信号との位相差をψ（ｎ）、第２系統の定振幅信号と入力信号との位相差を−ψ（ｎ）、第１系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ_１、位相変化をφ_１、第２系統の非線形増幅器の出力振幅をＶ_２、位相変化をφ_２、第１系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ_１、第２系統の振幅減衰部による振幅減衰量をβ_２とし、Ｖ_２＝αＶ_１、φ_２−φ_１＝Δφであって、加算部で出力される出力信号ｙ（ｎ）を（Ｖ_１／Ｖ）β_１ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）とするときに、位相補正部は、第２系統の定振幅信号を−Δφだけ回転し、振幅減衰量計算部は、（β_１／β_２）＝αの関係を満たすように、β_１およびβ_２を算出する。
【００５６】
好ましくは、振幅減衰量計算部は、α＝１のときに、β_１＝１、かつβ_２＝１とし、α＜１のときに、β_１＝α、かつβ_２＝１とし、α＞１のときに、β_１＝１、かつβ_２＝１／αとする。
【００５７】
好ましくは、ＬＩＮＣ方式線形増幅器は、さらに、出力信号と、第１系統の定振幅信号と、第２系統の定振幅信号とに基づいて、最小２乗法によって、αおよびΔφを推定するアンバランス推定部を備える。
【００５８】
以上のように、この発明に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値を出力することができる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００６０】
＜第１の実施形態＞
本実施の形態は、２系統の定振幅信号の位相を補正するＬＩＮＣ方式線形増幅器に関する。
【００６１】
図１は、第１の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、このＬＩＮＣ方式線形増幅器１００は、信号分離部１１と、位相補正部１２，１３と、非線形増幅器１４，１５と、加算器１６と、位相補正量計算部１７と、アンバランス推定部１８とを含む。なお、このＬＩＮＣ方式線形増幅器１００は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【００６２】
信号分離部１１には、入力信号ｓ（ｎ）が入力される。入力信号ｓ（ｎ）は、複素信号であり、
ｓ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｂ１）
と表わせる。ここで、ｎは時刻、Ａ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の振幅、θ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の位相である。
【００６３】
信号分離部１１は、入力信号ｓ（ｎ）を、次のように二系統の定振幅信号ｓ_１（ｎ）とｓ_２（ｎ）とに分離する。
【００６４】
ｓ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）＋ｓ_２（ｎ）・・・（Ｂ２）
ｓ_１（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ））］・・・（Ｂ３）
ｓ_２（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ））］・・・（Ｂ４）
式（Ｂ１）、（Ｂ３）、および（Ｂ４）を式（Ｂ２）に代入することにより、

となるので、Ｖ_ｍ＝２Ｖとすると、
ψ（ｎ）＝ｃｏｓ^−１（Ａ（ｎ）／Ｖ_ｍ）・・・（Ｂ６）
となる。なお、Ｖ_ｍは、ｓ（ｎ）の最大振幅であるｍａｘ［Ａ（ｎ）］以上に設定する必要がある。
【００６５】
位相補正部１２は、定振幅信号ｓ_１（ｎ）の位相を、位相補正量計算部１７から出力される位相補正量Δθ_１（ｎ）だけ回転して、補正された定振幅信号ｓ_１’（ｎ）を出力する。
【００６６】
ｓ_１’（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（Δθ_１（ｎ））・・・・（Ｂ７）
と表わされる。
【００６７】
位相補正部１３は、定振幅信号ｓ_２（ｎ）の位相を、位相補正量計算部１７から出力される位相補正量Δθ_２（ｎ）だけ回転して、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を出力する。
【００６８】
ｓ_２’（ｎ）＝ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（Δθ_２（ｎ））・・・・（Ｂ８）
と表わされる。
【００６９】
非線形増幅器１４は、補正された定振幅信号ｓ_１’（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）を出力する。非線形増幅器１４の振幅利得を（Ｖ_１／Ｖ）とし、位相変化をφ_１とする。第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）は、
ｙ_１（ｎ）＝Ｖ_１［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋Δθ_１（ｎ）＋φ_１）］・・・（Ｂ９）
と表わされる。
【００７０】
非線形増幅器１５は、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）を出力する。非線形増幅器１５の振幅利得を（Ｖ_２／Ｖ）とし、位相変化をφ_２とする。第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）は、
ｙ_２（ｎ）＝Ｖ_２［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）＋Δθ_２（ｎ）＋φ_２）］・・・（Ｂ１０）
と表わされる。
【００７１】
加算器１６は、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）と第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【００７２】
ｙ（ｎ）＝ｙ_１（ｎ）＋ｙ_２（ｎ）＝Ｖ_１［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋Δθ_１（ｎ）＋φ_１）］＋Ｖ_２［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）＋Δθ_２（ｎ）＋φ_２）］・・・（Ｂ１１）
ここで、非線形増幅器１４および非線形増幅器１５の出力振幅Ｖ_１、Ｖ_２、および、位相変化φ_１、φ_２には、次の関係があるとする。
【００７３】
Ｖ_２＝αＶ_１・・・（Ｂ１２）
φ_２＝φ_１＋Δφ・・・（Ｂ１３）
位相補正量計算部１７は、以下のようにして、アンバランス推定部１８で推定されたαとΔφに基づいて、位相補正量Δθ_１（ｎ）およびΔθ_２（ｎ）を算出する。なお、αとΔφが推定される前には、Δθ_１（ｎ）＝０、Δθ_２（ｎ）＝０としておく。
【００７４】
位相補正部１２および１３による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、所望の値、たとえば、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ_１／Ｖ）ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ｂ１４）
と表わされる。
【００７５】
式（Ｂ１）、（Ｂ１２）および（Ｂ１３）により、式（Ｂ１１）および（Ｂ１４）を整理すると、次式が成り立つ。
【００７６】
Ａ（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（ψ（ｎ）＋Δθ_１（ｎ）］＋αＶｅｘｐ［ｊ（−ψ（ｎ）＋Δθ_２（ｎ）＋Δφ］・・・（Ｂ１５）
式（Ｂ１５）の関係を図示すると、図３のようになる。図３に示す幾何的な関係に、三角関数の余弦定理を利用すると、Δθ_１（ｎ）およびΔθ_２（ｎ）は、次のように表わされる。
【００７７】
Δθ_１（ｎ）＝ｃｏｓ^−１［｛Ａ（ｎ）^２＋Ｖ^２−（αＶ）^２｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］−ψ（ｎ）・・・（Ｂ１６）
Δθ_２（ｎ）＝ψ（ｎ）−ｃｏｓ^−１［｛Ａ（ｎ）^２＋（αＶ）^２−Ｖ^２｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］−Δφ・・・（Ｂ１７）
ただし、式（Ｂ１６）における、ｃｏｓ^−１（ｘ）において、ｘ＞１のときには、強制的にｃｏｓ^−１（ｘ）＝０とし、ｘ＜−１のときには、強制的にｃｏｓ^−１（ｘ）＝πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。ここで、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）^２＋Ｖ^２−（αＶ）^２｝／｛２Ａ（ｎ）Ｖ｝］である。
【００７８】
また、式（Ｂ１７）における、ｃｏｓ^−１（ｘ）において、ｘ＞１のときには、強制的にｃｏｓ^−１（ｘ）＝０とし、ｘ＜−１のときには、強制的にｃｏｓ^−１（ｘ）＝πとすることによって、計算値が異常になるのを防止する。ここで、ｘ＝［｛Ａ（ｎ）^２＋（αＶ）^２−Ｖ^２｝／｛２αＡ（ｎ）Ｖ｝］である。
【００７９】
つまり、位相補正量計算部１７は、各時刻ｎごとに、式（Ｂ１６）および（Ｂ１７）によって、位相補正量Δθ_１（ｎ）およびΔθ_２（ｎ）を算出し、位相補正部１２および１３は、式（Ｂ７）および（Ｂ８）のように、それぞれの定振幅信号をこの算出された位相補正量Δθ_１（ｎ）またはΔθ_２（ｎ）だけ回転する。
【００８０】
図２は、ｙ_１ ^＊（ｎ）、ｙ_２ ^＊（ｎ）、およびｙ^＊（ｎ）と、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【００８１】
図１４に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_１で位相変化がφ_１であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_２で位相変化がφ_２のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_１ ^＊（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_２ ^＊（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ^＊（ｎ）が得られる。出力信号ｙ^＊（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【００８２】
位相補正部１２による位相補正によって、非線形増幅器１４の増幅信号ｙ_１（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ_１ ^＊（ｎ）をΔθ_１（ｎ）だけ回転したものとなる。位相補正部１３による補正によって、非線形増幅器１５の増幅信号ｙ_２（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ_２ ^＊（ｎ）をΔθ_２（ｎ）だけ回転したものとなる。この２つの非線形増幅器の増幅信号ｙ_１（ｎ）とｙ_２（ｎ）とが合成されて出力信号ｙ（ｎ）が得られる。
【００８３】
位相補正部１２および１３による位相補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。
【００８４】
つまり、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅（つまり、ベクトルの大きさ）は、増幅信号ｙ_１（ｎ）と増幅信号ｙ_２（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、位相補正部１２および１３による位相補正によって、増幅信号ｙ_１（ｎ）とｙ_２（ｎ）の位相差を調整することで、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅を所望の値に設定することができる。
【００８５】
また、出力信号ｙ（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）は、増幅信号ｙ_１（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）と増幅信号ｙ_２（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）とに依存する。したがって、位相補正部１２および１３による位相補正によって、増幅信号ｙ_１（ｎ）の位相とｙ_２（ｎ）の位相とを調整することで、出力信号ｙ（ｎ）の位相を所望の値に設定することができる。
【００８６】
以上のように位相補正部１２による位相補正量Δθ_１（ｎ）およびΔθ_２（ｎ）は、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相とを同時に補正するための補正量である。
【００８７】
ただし、位相補正が可能なのは、入力信号ｓ（ｎ）の振幅Ａ（ｎ）と、２つの非線形増幅器の出力振幅の差ΔＶ＝｜Ｖ_２−Ｖ_１｜との間に、Ａ（ｎ）≧ΔＶという条件が満たされているときに限られる。以下にこの理由について説明する。
【００８８】
たとえば、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０のときには、図４（ａ）に示すように、第１系統の定振幅信号ｓ_１（ｎ）と第２系統の定振幅信号ｓ_２（ｎ）の位相差はπである。また、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０なので、出力信号ｙ（ｎ）＝０とならなければならない。
【００８９】
一方、第１系統の非線形増幅器１４によって、増幅信号ｙ_１（ｎ）は、Ｖ_１となり、第２系統の非線形増幅器１５によって、増幅信号ｙ_２（ｎ）は、Ｖ_２となり、位相補正によって得られる出力信号ｙ（ｎ）の最小値は、図４（ｂ）に示すように、（Ｖ_２−Ｖ_１）である。したがって、この場合には、位相補正によっては、出力信号ｙ（ｎ）＝０にすることができない。
【００９０】
さらに、より一般的に説明すると次のようになる。出力信号ｙ（ｎ）が式（Ｂ１４）のように表されるときには、出力信号ｙ（ｎ）の振幅は（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）となる。
【００９１】
したがって、この出力信号ｙ（ｎ）の振幅（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）は、位相補正による出力信号の振幅の最小値であるΔＶ以上でなければならない。つまり、（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）≧ΔＶでなければならない。任意のＶ_１（＞Ｖ）について、これが成り立つためには、Ａ（ｎ）≧ΔＶでなければならない。
【００９２】
アンバランス推定部１８は、ｓ_１’（ｎ）、ｓ_２’（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。このαとΔφの算出は、温度変化や経年変化に対応するために、適当な時間間隔で行なうものとする。
【００９３】
以下に、この最小２乗法について説明する。
まず、式（Ｂ１１）を、式（Ｂ３）および（Ｂ４）により書換えると、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ_１／Ｖ）ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ_１（ｎ））ｅｘｐ（ｊφ_１）＋（Ｖ_２／Ｖ）ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ_２（ｎ））ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ｂ１８）
ここで、
ｓ_１’（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ_１（ｎ））・・・（Ｂ１９）
ｓ_２’（ｎ）＝ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊΔθ_２（ｎ））・・・（Ｂ２０）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ_１／Ｖ）ｓ_１’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）＋（Ｖ_２／Ｖ）ｓ_２’（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ｂ２１）
となる。さらに、
ｂ_１＝（Ｖ_１／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ｂ２２）
ｂ_２＝（Ｖ_２／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ｂ２３）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝ｂ_１ｓ_１’（ｎ）＋ｂ_２ｓ_２’（ｎ）・・・（Ｂ２４）
と表わされる。式（Ｂ２４）を変形すると、
ｓ_１’（ｎ）＋（ｂ_２／ｂ_１）ｓ_２’（ｎ）−（１／ｂ_１）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ｂ２５）
となる。式（Ｂ２５）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【００９４】
ｅ（ｎ）＝ｓ_１’（ｎ）−ｗ_１ ^＊ｓ_２’（ｎ）−ｗ_２ ^＊ｙ（ｎ）・・・（Ｂ２６）
ここで、
ｗ_１ ^＊＝−（ｂ_２／ｂ_１）・・・（Ｂ２７）
ｗ_２ ^＊＝（１／ｂ_１）・・・（Ｂ２８）
である。ここで、‘^＊’は、共役複素演算を表わす。
【００９５】
（Ｂ２６）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ_１’（ｎ）−Ｗ^ＨＸ（ｎ）・・・（Ｂ２９）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ_１、ｗ_２］^Ｔ・・・（Ｂ３０）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ_２’（ｎ）、ｙ（ｎ）］^Ｔ・・・（Ｂ３１）
である。ここで、［…］^Ｔ は、［…］の転置を示し、［…］^Ｈは、［…］の共役転置を示す。
【００９６】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜^２・・・（Ｂ３２）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ_１とｗ_２とを求めることである。
【００９７】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ^−１ｒ・・・（Ｂ３３）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）Ｘ^Ｈ（ｎ）｝・・・（Ｂ３４）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ_１’^＊（ｎ）｝・・・（Ｂ３５）
である。［…］^−１は、［…］の逆行列を示す。
【００９８】
式（Ｂ３３）〜（Ｂ３５）によって、Ｎ個のｓ_１’（ｎ）、ｓ_２’（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【００９９】
Ｗを計算した後、式（Ｂ３０）からｗ_１が得られる。さらに、式（Ｂ２７）より、ｗ_１の複素共役をとると、−（ｂ_２／ｂ_１）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ｂ_２／ｂ_１）が得られる。
【０１００】
（Ｂ１２）、（Ｂ１３）、（Ｂ２２）および（Ｂ２３）より、

が成り立つ。したがって、得られた（ｂ_２／ｂ_１）の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。以上により、αとΔφとが得られたことになる。
【０１０１】
以上のように、本実施の形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、位相補正部１２および１３によって、２系統の定振幅信号の位相を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。
【０１０２】
＜第２の実施形態＞
本実施の形態は、１系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、２系統の非線形増幅器の出力信号の振幅を減衰させるＬＩＮＣ方式線形増幅器に関する。
【０１０３】
図５は、第２の実施形態に係るＬＩＮＣ方式の線形増幅器の構成を示す。同図を参照して、このＬＩＮＣ方式線形増幅器２００は、信号分離部１１と、位相補正部２１と、非線形増幅器１４，１５と、振幅減衰部２４，２５と、加算器１６と、アンバランス推定部２２と、振幅減衰量計算部２３と、乗算器２６とを含む。なお、このＬＩＮＣ方式線形増幅器２００は、周波数変換部と、アナログ−デジタル変換部と、デジタル−アナログ変換部と、直交変調部なども含むが、これらの動作は、自明なものなので、ここでは、説明を省略する。
【０１０４】
信号分離部１１には、入力信号ｓ（ｎ）が入力される。入力信号ｓ（ｎ）は、複素信号であり、
ｓ（ｎ）＝Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｃ１）
と表わせる。ここで、ｎは時刻、Ａ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の振幅、θ（ｎ）は、ｓ（ｎ）の位相である。
【０１０５】
信号分離部１１は、入力信号ｓ（ｎ）を、次のように二系統の定振幅信号ｓ_１（ｎ）とｓ_２（ｎ）とに分離する。
【０１０６】
ｓ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）＋ｓ_２（ｎ）・・・（Ｃ２）
ｓ_１（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ））］・・・（Ｃ３）
ｓ_２（ｎ）＝Ｖｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ））］・・・（Ｃ４）
式（Ｃ１）、（Ｃ３）、および（Ｃ４）を式（Ｃ２）に代入することにより、Ａ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝Ｖｅｘｐ（ｊθ（ｎ））（ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））＝２Ｖｃｏｓ（ψ（ｎ））ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））・・・（Ｃ５）
となるので、Ｖ_ｍ＝２Ｖとすると、
ψ（ｎ）＝ｃｏｓ^−１（Ａ（ｎ）／Ｖ_ｍ）・・・（Ｃ６）
となる。なお、Ｖ_ｍは、ｓ（ｎ）の最大振幅であるｍａｘ［Ａ（ｎ）］以上に設定する必要がある。
【０１０７】
乗算器２６は、アンバランス推定部２２から出力される位相補正量Δφに−１を乗算して、−Δφを出力する。
【０１０８】
位相補正部２１は、定振幅信号ｓ_２（ｎ）の位相を、乗算器２６から出力される−Δφだけ回転して、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を出力する。補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）は、
ｓ_２’（ｎ）＝ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊ（−Δφ））・・・・（Ｃ７）
と表わされる。
【０１０９】
非線形増幅器１４は、定振幅信号ｓ_１（ｎ）を増幅して、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）を出力する。非線形増幅器１４の振幅利得を（Ｖ_１／Ｖ）とし、位相変化をφ_１とする。第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）は、
ｙ_１（ｎ）＝Ｖ_１［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋φ_１）］・・・（Ｃ８）
と表わされる。
【０１１０】
非線形増幅器１５は、補正された定振幅信号ｓ_２’（ｎ）を増幅して、第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）を出力する。非線形増幅器１５の振幅利得をＶ_２とし、位相変化をφ_２とすると、第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）は、
ｙ_２（ｎ）＝Ｖ_２［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）−Δφ＋φ_２）］・・・（Ｃ９）
と表わされる。
【０１１１】
振幅減衰部２４は、第１系統の増幅信号ｙ_１（ｎ）の振幅を減衰させる。振幅減衰部２４での振幅減衰量をβ_１（≦１）とすると、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）は、
ｙ_１’（ｎ）＝β_１ｙ_１（ｎ）・・・（Ｃ１０）
と表わされる。
【０１１２】
振幅減衰部２５は、第２系統の増幅信号ｙ_２（ｎ）の振幅を減衰させる。振幅減衰部２５での振幅減衰量をβ_２（≦１）とすると、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）は、
ｙ_２’（ｎ）＝β_２ｙ_２（ｎ）・・・（Ｃ１１）
と表わされる。
【０１１３】
加算器１６は、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１（ｎ）と第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２（ｎ）とを加算して、出力信号ｙ（ｎ）を出力する。出力信号ｙ（ｎ）は、次のように表わされる。
【０１１４】
ｙ（ｎ）＝ｙ_１’（ｎ）＋ｙ_２’（ｎ）・・・（Ｃ１２）
式（Ｃ８）〜（Ｃ１２）より、次式が成り立つ。
【０１１５】
ｙ（ｎ）＝Ｖ_１β_１ｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）＋ψ（ｎ）＋φ_１）］＋Ｖ_２β_２ｅｘｐ［ｊ（θ（ｎ）−ψ（ｎ）−Δφ＋φ_２）］・・・（Ｃ１３）
振幅減衰量計算部２１は、以下のようにして、αに基づいて、振幅減衰量β_１およびβ_２を算出する。
【０１１６】
ここで、非線形増幅器１４および非線形増幅器１５の出力振幅Ｖ_１、Ｖ_２、および、位相変化φ_１、φ_２には、次の関係があるとする。
【０１１７】
Ｖ_２＝αＶ_１・・・（Ｃ１４）
φ_２＝φ_１＋Δφ・・・（Ｃ１５）
位相補正部２１および振幅減衰部２４，２５による補正によって、適切に補正されている場合には、出力信号ｙ（ｎ）は、たとえば、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ_１／Ｖ）ｓ（ｎ）β_１ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ｃ１６）
と表わされる。
【０１１８】
式（Ｃ１）、（Ｃ６）、（Ｃ１４）、（Ｃ１５）を用いて、式（Ｃ１３）および（Ｃ１６）を整理すると、次式が成り立つ。
【０１１９】
２ｃｏｓ（ψ（ｎ））＝ｅｘｐ（ｊψ（ｎ））＋α（β_２／β_１）ｅｘｐ（−ｊψ（ｎ））・・・（Ｃ１７）
式（Ｃ１７）が常に成り立つためには、
α（β_２／β_１）＝１・・・（Ｃ１８）
でなければならない。（Ｃ１８）を変形すると、
β_１／β_２＝α・・・（Ｃ１９）
となる。振幅減衰量計算部２３は、式（Ｃ１９）を満たした上で、出力信号ｙ（ｎ）が大きくなるように、振幅減衰量β_１およびβ_２を次のようにして算出する。
【０１２０】
１）α＝１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β_１＝β_２となる。β_１≦１、かつβ_２≦１なので、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β_１＝１、かつβ_２＝１・・・（Ｃ２０）
とする。
【０１２１】
このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１は、Ｖ_１となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_２Ｖ_２は、Ｖ_２となる。α＝１より、Ｖ_２＝Ｖ_１なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_２とは、等しくなる。
【０１２２】
２）α＜１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β_１＜β_２となる。β_１≦１、かつβ_２≦１であり、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β_１＝α、かつβ_２＝１・・・（Ｃ２１）
とする。このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１は、αＶ_１となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_２Ｖ_２は、Ｖ_２となる。Ｖ_２＝αＶ_１なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_２とは、等しくなる。
【０１２３】
３）α＞１のとき、
このときには、（Ｃ１９）より、β_１＞β_２となる。β_１≦１、かつβ_２≦１であり、出力ｙ（ｎ）を大きくするために、
β_１＝１、かつβ_２＝１／α・・・（Ｃ２２）
とする。
【０１２４】
このときには、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１は、Ｖ_１となり、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_２Ｖ_２は、（１／α）Ｖ_２となる。Ｖ_２＝αＶ_１なので、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_１と、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅β_１Ｖ_２とは、等しくなる。
【０１２５】
図６は、ｙ_１ ^＊（ｎ）、ｙ_２ ^＊（ｎ）、およびｙ^＊（ｎ）と、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【０１２６】
図１４に示したように、一方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_１で位相変化がφ_１であり、他方の非線形増幅器の出力振幅がＶ_２で位相変化がφ_２のときには、一方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_１ ^＊（ｎ）と、他方の非線形増幅器の増幅信号ｙ_２ ^＊（ｎ）とが合成されて、出力信号ｙ^＊（ｎ）が得られる。出力信号ｙ^＊（ｎ）の大きさは、所望の値である（Ｖ_１／Ｖ）Ａ（ｎ）とならない。
【０１２７】
振幅減衰部２４による補正によって、第１系統の減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ_１ ^＊（ｎ）をβ_１（＝１）だけ減衰したものとなる。位相補正部２１および振幅減衰部２５による補正によって、第２系統の減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）は、補正なしの増幅信号ｙ_２ ^＊（ｎ）を−Δφだけ回転し、かつβ_２（＝１／α＜１）だけ減衰したものとなる。
【０１２８】
この２つの減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）とｙ_２’（ｎ）とが合成されて出力信号ｙ（ｎ）が得られる。
【０１２９】
振幅減衰部２４，２５および位相補正部２１による補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅と位相を所望の値に設定することができる。
【０１３０】
つまり、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅（つまり、ベクトル大きさ）は、減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、２つの減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）とｙ_２’（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、振幅減衰部２４および２５による振幅減衰と、位相補正部２１による位相補正とによって、出力信号ｙ（ｎ）の出力振幅を所望の値に設定することができる。
【０１３１】
また、出力信号ｙ（ｎ）の位相（つまり、ベクトルの方向）は、減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、減衰した増幅信号ｙ_２’（ｎ）の振幅（つまり、ベクトルの大きさ）と、２つの減衰した増幅信号ｙ_１’（ｎ）とｙ_２’（ｎ）との位相差（つまり、ベクトルのなす角度）に依存する。したがって、振幅減衰部２４および２５による振幅減衰と、位相補正部２１による位相補正によって、出力信号ｙ（ｎ）の位相を所望の値に設定することができる。
【０１３２】
アンバランス推定部２２は、ｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）より、最小２乗法を利用して、α、およびΔφを算出する。この最小２乗法について説明する。
【０１３３】
まず、式（Ｃ１３）を、式（Ｃ３）および（Ｃ４）により書換えると、
ｙ（ｎ）＝（Ｖ_１／Ｖ）β_１ｓ_１（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_１）＋（Ｖ_２／Ｖ）β_２ｓ_２（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ_２）ｅｘｐ（−ｊΔφ）・・・（Ｃ２３）
と表わされる。
【０１３４】
最初は、Δφ＝０、β_１＝１、およびβ_２＝１とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、

と表わされる。
【０１３５】
ここで、
ｃ_１＝（Ｖ_１／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ_１）・・・（Ｃ２５）
ｃ_２＝（Ｖ_２／Ｖ）ｅｘｐ（ｊφ_２）・・・（Ｃ２６）
とすると、出力信号ｙ（ｎ）は、
ｙ（ｎ）＝ｃ_１ｓ_１（ｎ）＋ｃ_２ｓ_２（ｎ）・・・（Ｃ２７）
となる。式（Ｃ２７）を変形すると、
ｓ_１（ｎ）＋（ｃ_２／ｃ_１）ｓ_２（ｎ）−（１／ｃ_１）ｙ（ｎ）＝０・・・（Ｃ２８）
となる。式（Ｃ２８）を用いて、誤差信号ｅ（ｎ）を次のように定義する。
【０１３６】
ｅ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）−ｗ_１ ^＊ｓ_２（ｎ）−ｗ_２ ^＊ｙ（ｎ）・・・（Ｃ２９）
ここで、
ｗ_１ ^＊＝−（ｃ_２／ｃ_１）・・・（Ｃ３０）
ｗ_２ ^＊＝（１／ｃ_１）・・・（Ｃ３１）
である。ここで、‘^＊’は、共役複素演算を表わす。
【０１３７】
（Ｃ２９）をベクトルで表わすと、
ｅ（ｎ）＝ｓ_１（ｎ）−Ｗ^ＨＸ（ｎ）・・・（Ｃ３２）
となる。ここで、
Ｗ＝［ｗ_１、ｗ_２］^Ｔ・・・（Ｃ３３）
Ｘ（ｎ）＝［ｓ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）］^Ｔ・・・（Ｃ３４）
である。ここで、［…］^Ｔ は、［…］の転置を示し、［…］^Ｈは、［…］の共役転置を示す。
【０１３８】
評価関数Ｊを
Ｊ＝Σ｜ｅ（ｎ）｜^２・・・（Ｃ３５）
とする。ここで、Σは、総和を示す。最小２乗法とは、結局のところ、この評価関数Ｊを最小とするｗ_１とｗ_２とを求めることである。
【０１３９】
最適な解は、
Ｗ＝Ｒ^−１ｒ・・・（Ｃ３６）
として与えられる。ここで、
Ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）Ｘ^Ｈ（ｎ）｝・・・（Ｃ３７）
ｒ＝Σ｛Ｘ（ｎ）ｓ_１ ^＊（ｎ）｝・・・（Ｃ３８）
である。［…］^−１は、［…］の逆行列を示す。
【０１４０】
式（Ｃ３６）〜（Ｃ３８）によって、Ｎ個のｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）からＷを計算する。
【０１４１】
Ｗを計算した後、式（Ｃ３３）からｗ_１が得られる。さらに、式（Ｃ３０）より、ｗ_１の複素共役をとると、−（ｃ_２／ｃ_１）が得られる。さらに、これに、（−１）を乗算して、（ｃ_２／ｃ_１）が得られる。
【０１４２】
（Ｃ１４）、（Ｃ１５）、（Ｃ２５）および（Ｃ２６）より、

が成り立つ。したがって、得られた（ｃ_２／ｃ_１）の絶対値がαであり、位相がΔφとなる。以上により、αとΔφとが得られたことになる。
【０１４３】
以上のように、本実施の形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、位相補正部２１、および振幅減衰部２４，２５によって、１系統の定振幅信号の位相を補正するとともに、２系統の増幅信号の振幅を補正することによって、補正を行なわない場合と比べて、出力信号の波形歪み、すなわち、実際の出力信号と所望の出力信号との差を小さくすることができ、その結果、出力信号の帯域外成分を小さくすることができる。
【０１４４】
また、振幅減衰量計算部２３は、α＝１のときに、β_１＝１、かつβ_２＝１とし、α＜１のときに、β_１＝α、かつβ_２＝１とし、α＞１のときに、β_１＝１、かつβ_２＝１／αとするので、出力信号の出力振幅を大きくすることができる。
【０１４５】
また、位相補正部２１における位相補正量Δφ、振幅減衰部２４，２５における振幅減衰量β_１およびβ_２は、各時刻ごとに計算する必要がないので、補正のための処理負担を軽くすることできる。
【０１４６】
＜変形例＞
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、以下の変形例も当然ながら包含する。
【０１４７】
（アンバランス推定部）
第１および第２の実施形態では、アンバランス推定部１８，２２によって、αおよびΔφの値を推定するものとしたが、αおよびΔφの値が既知の場合には、アンバランス推定部１８，２２によるこれらの値の推定は不要である。また、アンバランス推定部１８，２２によってαおよびΔφの値を一度推定し、それ以降これらの値が変動しない場合には、それ以降のこれらの値の推定は不要である。
【０１４８】
アンバランス推定部１８が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、これらを位相補正量計算部１７に与えるものとすることができる。
【０１４９】
また、アンバランス推定部２２が不要のときには、図示しない指定部が、αおよびΔφを保持し、αを振幅減算量計算部２３に与え、Δφを位相補正部２１に与えるものとすることができる。
【０１５０】
（３以上の複数系統への分離）
本発明の実施形態では、入力信号を２系統の定振幅信号に分離して、各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定したが、これに限定されるものではない。たとえば、入力信号を３系統以上の定振幅信号に分離して、そのうちの２系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。
【０１５１】
あるいは、入力信号を３系統以上の定振幅信号に分離して、分離した各系統の定振幅信号に対して、位相の補正、または振幅の補正を行なうことによって、出力信号の振幅と位相を所望の値に設定するものとしてもよい。
【０１５２】
第１の実施形態では、各系統の位相補正部が、分離された各系統の定振幅信号の位相の補正、つまり、図２のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。この位相補正量（回転量）は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号ｙ（ｎ）を示すベクトルと一致するように位相補正量計算部が計算すればよい。
【０１５３】
第２の実施形態では、位相補正部が、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号の位相の補正、つまり、図６のベクトル平面において各系統の定振幅信号を示すベクトルを回転する補正を行なう。この位相補正量（回転量）は、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差とする。そして、非線形増幅器で増幅された各系統の増幅信号の振幅を減衰させる補正、つまり、図６のベクトル平面において、各系統の増幅信号を示すベクトルの大きさを縮小する補正を行なう。この縮小率（振幅減衰量）は、補正後のベクトルを合成したベクトルが所望の出力信号ｙ（ｎ）を示すベクトルと一致するように振幅減衰量計算部が計算すればよい。
【０１５４】
そして、これら３系統以上の定振幅信号に分離するときには、アンバランス推定部は各系統のαおよびΔφを推定し、指定部は各系統のαおよびΔφを保持する。アンバランス推定部および指定部は、これらのαまたはΔφの値を、位相補正量計算部、振幅減算量計算部、または位相補正部に与えるものとすることができる。
【０１５５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１５６】
【発明の効果】
この発明に係わるにＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力を合成して出力信号として出力する加算部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅および位相の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各系統の前記位相補正部で補正すべき位相量を算出する位相補正量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができる。
【０１５７】
また、この発明に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器によれば、入力信号を複数の定振幅信号に分離する信号分離部と、第１系統を除く各系統の分離された定振幅信号を指定された位相量だけ回転して位相補正を行なう位相補正部と、各系統の定振幅信号または位相補正された定振幅信号を増幅して、一定振幅の信号を出力する非線形増幅器と、各系統の非線形増幅器の出力の振幅を指定された減衰量だけ減衰させる振幅減衰部と、各系統の振幅減衰部の出力を合成して、出力信号として出力する加算部と、第１系統の非線形増幅器の位相変化と、各系統の非線形増幅器の位相変化との差を、位相補正部で補正すべき位相量として位相補正部に与える指定部と、各系統の非線形増幅器の出力振幅の相違を示す相違量に基づいて、出力信号が所望の値となるように、各振幅減衰部で減衰すべき減衰量を算出する振幅減衰量計算部とを備えるので、高い電力効率で動作する複数台の非線形増幅器を用いて線形増幅を行ない、複数台の非線形増幅器の間に振幅差または位相差がある場合においても、適切な補正によって所望の値に近い値を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図２】ｙ_１ ^＊（ｎ）、ｙ_２ ^＊（ｎ）、およびｙ^＊（ｎ）と、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【図３】式（Ｂ１５）の関係を表す図である。
【図４】（ａ）は、入力信号の振幅Ａ（ｎ）＝０のときの、２系統の定振幅信号の状態を示す図であり、（ｂ）は、位相補正による出力信号が最小となるときの、２系統の増幅信号の状態を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係るＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図６】ｙ_１ ^＊（ｎ）、ｙ_２ ^＊（ｎ）、およびｙ^＊（ｎ）と、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、およびｙ（ｎ）の相違を示す図である。
【図７】従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図８】図７に示す従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器におけるｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表した図である。
【図９】非特許文献１に記載の従来方式線形増幅器の構成を示す図である。
【図１０】図９に示す従来方式線形増幅器におけるｓ_１（ｎ）、ｓ_２（ｎ）、ｓ_２’（ｎ）、ｓ（ｎ）、ｙ_１（ｎ）、ｙ_２（ｎ）、ｙ（ｎ）をベクトルで表した図である。
【図１１】Ａ級またはＡＢ級増幅器の入出力信号の関係を示す図である。
【図１２】（ａ）は、入力信号の時間変化を示し、（ｂ）は、出力信号の時間変化を示す波形図である。
【図１３】出力信号の周波数を示す図である。
【図１４】２台の非線形増幅器の出力振幅および位相特性にばらつきがないときの出力信号ｙ（ｎ）と、ばらつきがあるときの出力信号ｙ^＊（ｎ）とを示す図である。
【符号の説明】
１１ 信号分離部、１２，１３ 位相補正部、１４，１５、５１，５２ 非線形増幅器、１６ 加算器、１７ 位相補正量計算部、１８，２２，６３ アンバランス推定部、２３ 振幅減衰量計算部、２４，２５ 振幅減衰部、２６ 乗算器、６１，６２，６４ 増幅器、７０ 従来のＬＩＮＣ方式線形増幅器、８０ 従来方式線形増幅器、１００，２００ ＬＩＮＣ方式線形増幅器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a linear amplifier, and more particularly, to a linear amplifier using a nonlinear element.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In a wireless communication system, an amplifier having high power efficiency and excellent linearity is required to realize low power consumption and miniaturization of a base station and a mobile station. One of the linear amplifiers that have attracted attention in recent years is a linear amplification (LINC: Linear amplification using Nonlinear Components) system using a nonlinear element.
[0003]
In LINC, a modulated signal is decomposed into two constant-amplitude signals, each of which is amplified by a non-linear element having high power efficiency, and the combined output is output.
[0004]
FIG. 7 shows a configuration of a conventional LINC type linear amplifier. Referring to FIG. 1, this conventional LINC linear amplifier 70 includes a signal separating unit 11, nonlinear amplifiers 51 and 52, and an adder 16. The LINC linear amplifier 70 also includes a frequency conversion unit, an analog-digital conversion unit, a digital-analog conversion unit, a quadrature modulation unit, and the like. Description is omitted.
[0005]
The input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (A1)
Can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), j is the imaginary unit, and θ (n) is the phase of s (n).
[0006]
The signal separating unit 11 converts the input signal s (n) into two systems of constant amplitude signals s as follows.₁(N) and s₂(N).
[0007]
s (n) = s₁(N) + s₂(N) ... (A2)
s₁(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (A3)
s₂(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (A4)
Here, V is a constant amplitude.
[0008]
By substituting equations (A1), (A3), and (A4) into equation (A2), A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n) ) + Exp (−jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) (A5)
So V_m= 2V,
ψ (n) = cos^-1(A (n) / V_m) ... (A6)
Becomes Note that V_mMust be set equal to or greater than max [A (n)], which is the maximum amplitude of s (n).
[0009]
The nonlinear amplifier 51 has a constant amplitude signal s₁(N) to amplify the first-system amplified signal y₁(N) is output. The non-linear amplifier 52 has a constant amplitude signal s₂(N) to amplify the second system amplified signal y₂(N) is output. Assuming that the amplitude gain of the nonlinear amplifiers 51 and 52 is G and the phase change is φ, the amplified signal y of the first system₁(N) and the amplified signal y of the second system₂(N)

Is represented by
[0010]
The adder 16 outputs the amplified signal y of the first system.₁(N) and the amplified signal y of the second system₂(N) and outputs an output signal y (n). The output signal y (n) is represented as follows.
[0011]
y (n) = y₁(N) + y₂(N) = Gs₁(N) exp (jφ) + Gs₂(N) exp (jφ) = Gs (n) exp (jφ) (A9)
Therefore, the output signal y (n) is obtained by multiplying the input signal s (n) by G and changing the phase by φ.
[0012]
The above s₁(N), s₂(N), s (n), y₁(N), y₂FIG. 8 shows a vector of (n) and y (n).
[0013]
In the LINC system linear amplifier, as described above, if the two nonlinear amplifiers 51 and 52 have the same amplitude gain and phase characteristics, the two systems have the same transmission characteristics and operate normally. However, in practice, the amplitude gain and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers 51 and 52 have manufacturing variations and fluctuate due to temperature change and aging. It is necessary to make the transmission characteristics of the two systems the same by correcting.
[0014]
Non-Patent Document 1 describes a method of estimating an amplitude gain difference and a phase difference between two amplifiers and performing correction based on the estimated values to output a desired value. .
[0015]
FIG. 9 shows a configuration of a conventional linear amplifier described in Non-Patent Document 1. Referring to FIG. 1, the conventional linear amplifier 80 includes a signal separating unit 11, an unbalance estimating unit 63, multipliers 64, amplifiers 61 and 62, and an adder 16. The conventional linear amplifier 80 also includes a frequency converter, an analog-digital converter, a digital-analog converter, a quadrature modulator, and the like. These operations are self-evident, so that Description is omitted.
[0016]
The signal separating unit 11 is the same as that shown in FIG. Therefore, equations (A1) to (A6) hold.
[0017]
The amplifier 61 has a constant amplitude signal s₁(N) to amplify the first-system amplified signal y₁(N) is output. The amplitude gain of the amplifier 61 is G₁And the phase change is φ₁And Amplified signal y of the first system₁(N)
y₁(N) = G₁s₁(N) exp (jφ₁) ... (A10)
Is represented by
[0018]
The multiplier 64 includes a correction coefficient γ output from the unbalance estimator 63 and a constant amplitude signal s₂(N) and the corrected constant amplitude signal s₂'(N) is output. Corrected constant amplitude signal s₂’(N)
s₂’(N) = γs₂(N) ... (A11)
Is represented by
[0019]
The amplifier 62 outputs the corrected constant amplitude signal s₂′ (N) to obtain a second-system amplified signal y₂(N) is output. The amplitude gain of the amplifier 62 is G₂And the phase change is φ₂And Second system amplified signal y₂(N)
y₂(N) = G₂s₂’(N) exp (jφ₂) ... (A12)
Is represented by
[0020]
The adder 16 outputs the amplified signal y of the first system.₁(N) and the amplified signal y of the second system₂(N) and outputs an output signal y (n). The output signal y (n) is represented as follows.
[0021]

Here, the amplitude gain G of the amplifier 61 and the amplifier 62₁, G₂, And phase change φ₁, Φ₂Has the following relationship:
[0022]
G₂= G₁+ ΔG (A14)
φ₂= Φ₁+ Δφ ... (A15)
Constant amplitude signal s₂When the amplitude gain difference ΔG and the phase difference Δφ are correctly corrected by multiplication of (n) and the correction coefficient γ, the output signal y (n) has a desired value, for example,
y (n) = G₁s (n) exp (jφ₁) ... (A16)
Is represented by
[0023]
From equations (A13) to (A16), the optimal correction coefficient γ is
γ = ｛G₁exp (jφ₁)｝ / ｛G₂exp (jφ₂)｝ = ｛G₁/ (G₁+ ΔG)｝ exp (−jΔφ) (A17)
Becomes
[0024]
s₁(N), s₂(N), s₂’(N), s (n), y₁(N), y₂When (n) and y (n) are represented by vectors, they are as shown in FIG.
[0025]
The unbalance estimation unit 63 calculates₁(N), s₂From (n) and y (n), a correction coefficient γ is calculated using the least squares method. The least squares method will be described.
[0026]
First, equation (A13) is expressed as follows.

here,
a₁= G₁s₁(N) exp (jφ₁) ... (A19)
a₂= G₂s₂(N) exp (jφ₂) ... (A20)
And The optimum correction coefficient γ is given by equation (A17). When equation (A17) is rewritten using (A19) and (A20),
γ = a₁/ A₂... (A21)
Becomes At this time, the output signal y (n) is obtained from the equations (A18) and (A21).

Is represented by
[0027]
Since γ is an unknown value, γ = 1 is initially set. When γ = 1, when equation (A18) is transformed,
s₁(N) + (a₂/ A₁) S₂(N)-(1 / a₁) Y (n) = 0 (A23)
Becomes Using equation (A23), the error signal e (n) is defined as follows.
[0028]
e (n) = s₁(N) -w₁ ^*s₂(N) -w₂ ^*y (n) (A24)
here,
w₁ ^*=-(A₂/ A₁) ... (A25)
w₂ ^*= (1 / a₁) ... (A26)
It is. here,'^*'Denotes a conjugate complex operation.
[0029]
When (A24) is represented by a vector,
e (n) = s₁(N) -W^HX (n) (A27)
Becomes here,
W = [w₁, W₂]^T... (A28)
X (n) = [s₂(N), y (n)]^T... (A29)
It is. here,[…]^T  Indicates transposition of […], and […]^HIndicates the conjugate transposition of [...].
[0030]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |²... (A30)
And Here, Σ indicates the sum. The least square method is, after all, w that minimizes the evaluation function J.₁And w₂Is to seek.
[0031]
The optimal solution is
W = R^-1r ... (A31)
Given as here,
R = Σ ｛X (n) X^H(N)｝ ... (A32)
r = Σ ｛X (n) s₁ ^*(N)｝ (A33)
It is. […]^-1Indicates the inverse matrix of [...].
[0032]
According to equations (A31) to (A33), N s₁(N), s₂Calculate W from (n) and y (n).
[0033]
After calculating W, from equation (A28), w₁Is obtained. Further, from equation (A25), w₁Taking the complex conjugate of-₂/ A₁) Is obtained. Further, this is multiplied by (−1) to obtain (a₂/ A₁) Is obtained. This obtained (a₂/ A₁) Is the correction coefficient γ according to equation (A21). Thus, the correction coefficient γ has been estimated.
[0034]
By the way, the amplifiers 61 and 62 described in Non-Patent Document 1 are assumed to operate linearly. That is, as shown in equations (A10) and (A12), when the amplitude gain of the amplifier is G and the phase change is φ, the output of the amplifier is a value obtained by multiplying the input of the amplifier by Gexp (jφ).
[0035]
Amplifiers capable of such a linear operation include, for example, a class A amplifier and a class AB amplifier. FIG. 11 is a diagram showing the relationship between input and output signals of a class A or class AB amplifier. As shown in the figure, these amplifiers exhibit saturation characteristics. That is, when the input signal of the amplifier is less than Pin, the output signal shows linearity with respect to the input signal, but when the input signal of the amplifier exceeds Pin, the output signal shows nonlinearity with respect to the input signal.
[0036]
FIG. 12A shows a time change of the input signal. As shown in the figure, the input signal has a time zone exceeding Pin. FIG. 12B shows a time change of the output signal. As shown in the figure, the amplitude of the output signal is reduced (clipping) due to the saturation characteristic of the amplifier.
[0037]
When the amplitude of the output signal is reduced due to such saturation characteristics of the amplifier, the output signal has a new frequency component outside the desired signal band component as shown in FIG. Such frequency components outside the desired signal band will affect other communications.
[0038]
Therefore, in order to prevent the occurrence of such frequency components outside the signal band, it is necessary to provide an operating point in a linear region by providing a back-off as shown in FIG.
[0039]
[Non-patent document 1]
Riichiro Nagata, Kazuhiko Fukawa, Hiroshi Suzuki, "A method of adjusting the amplitude and phase balance of a transmission power amplifier for LINC by the method of least squares", IEICE Technical Report, 2001, Vol. 101, No. 436, p. 7-12
[0040]
[Problems to be solved by the invention]
However, class A amplifiers and class AB amplifiers generally have low power efficiency, but providing such a back-off further reduces power efficiency.
[0041]
Therefore, it is considered effective to use a non-linear amplifier having high power efficiency such as a class D amplifier, a class E amplifier, or a class F amplifier as an amplifier in the LINC system linear amplifier.
[0042]
For example, a class D amplifier performs a non-linear operation. That is, the class D amplifier outputs 0 when the input signal is 0, but outputs a constant amplitude signal irrespective of the magnitude of the input when the input signal is other than 0.
[0043]
The output amplitude of each of the two nonlinear amplifiers is V₁, V₂And the phase change is φ₁, Φ₂Then V₁= V₂, And φ₁= Φ₂In this case, the LINC linear amplifier using these nonlinear amplifiers operates normally.
[0044]
On the other hand, due to manufacturing variations, temperature changes, or aging, V₁≠ V₂Or φ₁≠ φ₂If it is, it does not work properly.
[0045]
FIG. 14 shows an output signal y (n) when there is no variation in the output amplitude and phase characteristics of the two nonlinear amplifiers and an output signal y when there is variation.^*(N). As shown in the figure, the output amplitude and the phase change of the two nonlinear amplifiers are both V₁And φ₁, The amplified signal y of one nonlinear amplifier₁(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier₂And (n) are combined to obtain an output signal y (n). The magnitude of the output signal y (n) is a desired value (V₁/ V) A (n).
[0046]
If the output amplitude of one nonlinear amplifier is V₁And the phase change is φ₁And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V₂(≠ V₁) And the phase change is φ₂(≠ φ₁), The amplified signal y of one non-linear amplifier₁ ^*(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier₂ ^*(N) and the output signal y^*(N) is obtained. Output signal y^*The magnitude of (n) is a desired value (V₁/ V) A (n) is not obtained.
[0047]
Therefore, V₁≠ V₂Or φ₁≠ φ₂In this case, correction is required as in Non-Patent Document 1. In the amplifier 62 of Non-Patent Document 1, the output amplitude is G, as shown in equations (A4), (A11), and (A12).₂| Γ | V, and the effect of the correction by the correction coefficient γ appears on the output amplitude.
[0048]
However, in the correction as described in Non-patent Document 1, the output amplitude of the nonlinear amplifier is constant regardless of the magnitude of the correction coefficient γ, so that the effect of the correction by the correction coefficient γ does not appear.
[0049]
Therefore, an object of the present invention is to perform linear amplification using a plurality of nonlinear amplifiers operating at high power efficiency, and to perform appropriate amplification even when there is an amplitude difference or a phase difference between the plurality of nonlinear amplifiers. Is to provide a LINC-type linear amplifier that can output a value close to a desired value.
[0050]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, a LINC linear amplifier according to the present invention includes a signal separation unit that separates an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and separates the separated constant amplitude signals of each system by a designated phase amount. A phase corrector that rotates and performs phase correction, a non-linear amplifier that amplifies the phase-corrected constant-amplitude signal of each system and outputs a signal of a constant amplitude, and combines and outputs the outputs of the non-linear amplifiers of each system The phase correction unit of each system should correct the output signal based on the difference indicating the difference between the output amplitude and the phase of the nonlinear amplifier of each system so that the output signal becomes a desired value. A phase correction amount calculation unit that calculates a phase amount.
[0051]
Preferably, the signal separating section separates the input signal into two systems of constant amplitude signals, where n is the time, the amplitude of the input signal s (n) is A (n), the amplitude of each constant amplitude signal is V, the first The phase difference between the system constant amplitude signal and the input signal is ψ (n), the phase difference between the system constant amplitude signal and the input signal is −ψ (n), the output amplitude of the first system nonlinear amplifier To V₁, Phase change φ₁, The output amplitude of the second system nonlinear amplifier is V₂, Phase change φ₂And V₂= ΑV₁, Φ₂−φ₁= Δφ, and the output signal y (n) output from the adder is (V₁/ V) s (n) exp (jφ₁)), The phase correction amount calculation unit calculates the phase amount Δθ to be corrected by the phase correction unit of the first system.₁(N) by Δθ₁(N) = cos^-1[｛A (n)²+ V²− (ΑV)²｝ / {2A (n) V}] − ψ (n), and the phase amount Δθ to be corrected by the phase correction unit of the second system₂(N) by Δθ₂(N) = ψ (n) -cos^-1[｛A (n)²+ (ΑV)²-V²{/ {2αA (n) V}] − Δφ.
[0052]
Preferably, the phase correction amount calculation unit calculates x = [｛A (n)²+ V²− (ΑV)²{/ {2A (n) V}], x> 1 and cos^-1(X) = 0, Δθ₁(N) is calculated, and when x <-1, cos^-1(X) = π, Δθ₁(N) is calculated, and x = [｛A (n)²+ (ΑV)²-V²{/ {2αA (n) V}], cos when x> 1^-1(X) = 0, Δθ₂(N) is calculated, and when x <-1, cos^-1(X) = π, Δθ₂(N) is calculated.
[0053]
Preferably, the LINC linear amplifier further includes a method of calculating a value of α by a least square method based on the output signal, the phase-corrected first system constant amplitude signal, and the phase-corrected second system constant amplitude signal. And an unbalance estimator for estimating Δφ.
[0054]
Further, the LINC linear amplifier according to the present invention comprises a signal separating unit for separating an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and a rotation of the separated constant amplitude signals of each system except the first system by a designated phase amount. A phase correction unit that performs phase correction by performing phase correction, a non-linear amplifier that amplifies a constant amplitude signal of each system or a phase-corrected constant amplitude signal and outputs a signal of a constant amplitude, and an output amplitude of the non-linear amplifier of each system. Attenuator that attenuates the signal by a designated amount of attenuation, an adder that combines the outputs of the amplitude attenuators of the respective systems and outputs an output signal, a phase change of the nonlinear amplifier of the first system, The output signal is determined based on the difference between the phase change of the nonlinear amplifier and the designation unit that gives the difference to the phase correction unit as the amount of phase to be corrected by the phase correction unit, and the difference indicating the difference in the output amplitude of the nonlinear amplifier of each system. Desired value As such, and a amplitude attenuation amount calculation unit for calculating an attenuation amount to be attenuated in the amplitude reduction unit.
[0055]
Preferably, the signal separating section separates the input signal into two systems of constant amplitude signals, where n is the time, the amplitude of the input signal s (n) is A (n), the amplitude of each constant amplitude signal is V, the first The phase difference between the constant amplitude signal of the system and the input signal is ψ (n), the phase difference between the constant amplitude signal of the second system and the input signal is −ψ (n), and the output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V₁, Phase change φ₁, The output amplitude of the second system nonlinear amplifier is V₂, Phase change φ₂, The amplitude attenuation by the amplitude attenuation unit of the first system is β₁, The amplitude attenuation by the amplitude attenuation unit of the second system is β₂And V₂= ΑV₁, Φ₂−φ₁= Δφ, and the output signal y (n) output from the adder is (V₁/ V) β₁s (n) exp (jφ₁), The phase corrector rotates the constant amplitude signal of the second system by −Δφ, and the amplitude attenuation calculator calculates (β₁/ Β₂) = Α so that β₁And β₂Is calculated.
[0056]
Preferably, when α = 1, the amplitude attenuation calculating section calculates β₁= 1 and β₂= 1, and when α <1, β₁= Α and β₂= 1, and when α> 1, β₁= 1 and β₂= 1 / α.
[0057]
Preferably, the LINC linear amplifier further includes an unbalance estimation for estimating α and Δφ by a least squares method based on the output signal, the first system constant amplitude signal, and the second system constant amplitude signal. It has a part.
[0058]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present invention, linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating at high power efficiency, and an amplitude difference or a phase difference is generated between the plurality of nonlinear amplifiers. In some cases, a desired value can be output by appropriate correction.
[0059]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0060]
<First embodiment>
The present embodiment relates to a LINC linear amplifier that corrects the phases of two systems of constant amplitude signals.
[0061]
FIG. 1 shows a configuration of a LINC linear amplifier according to the first embodiment. Referring to FIG. 1, this LINC linear amplifier 100 includes a signal separation unit 11, phase correction units 12 and 13, non-linear amplifiers 14 and 15, an adder 16, a phase correction amount calculation unit 17, and an amplifier. A balance estimating unit 18. The LINC linear amplifier 100 also includes a frequency converter, an analog-digital converter, a digital-analog converter, a quadrature modulator, and the like. These operations are self-evident, so Description is omitted.
[0062]
The input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (B1)
Can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), and θ (n) is the phase of s (n).
[0063]
The signal separating unit 11 converts the input signal s (n) into two systems of constant amplitude signals s as follows.₁(N) and s₂(N).
[0064]
s (n) = s₁(N) + s₂(N) ... (B2)
s₁(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (B3)
s₂(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (B4)
By substituting equations (B1), (B3), and (B4) into equation (B2),

So V_m= 2V,
ψ (n) = cos^-1(A (n) / V_m) ... (B6)
Becomes Note that V_mMust be set equal to or greater than max [A (n)], which is the maximum amplitude of s (n).
[0065]
The phase correction unit 12 outputs the constant amplitude signal₁The phase of (n) is changed to the phase correction amount Δθ output from the phase correction amount calculation unit 17.₁(N), the corrected constant amplitude signal s₁'(N) is output.
[0066]
s₁’(N) = s₁(N) exp (j (Δθ₁(N)) · · · (B7)
Is represented by
[0067]
The phase correction unit 13 outputs the constant amplitude signal₂The phase of (n) is changed to the phase correction amount Δθ output from the phase correction amount calculation unit 17.₂(N), the corrected constant amplitude signal s₂'(N) is output.
[0068]
s₂’(N) = s₂(N) exp (j (Δθ₂(N)) · · · (B8)
Is represented by
[0069]
The nonlinear amplifier 14 outputs the corrected constant amplitude signal s₁'(N) to amplify the first-system amplified signal y₁(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 is set to (V₁/ V) and the phase change is φ₁And Amplified signal y of the first system₁(N)
y₁(N) = V₁[J (θ (n) + ψ (n) + Δθ₁(N) + φ₁)] (B9)
Is represented by
[0070]
The nonlinear amplifier 15 outputs the corrected constant amplitude signal s₂′ (N) to obtain a second-system amplified signal y₂(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 15 is set to (V₂/ V) and the phase change is φ₂And Second system amplified signal y₂(N)
y₂(N) = V₂[J (θ (n) -ψ (n) + Δθ₂(N) + φ₂)] (B10)
Is represented by
[0071]
The adder 16 outputs the amplified signal y of the first system.₁(N) and the amplified signal y of the second system₂(N) and outputs an output signal y (n). The output signal y (n) is represented as follows.
[0072]
y (n) = y₁(N) + y₂(N) = V₁[J (θ (n) + ψ (n) + Δθ₁(N) + φ₁)] + V₂[J (θ (n) -ψ (n) + Δθ₂(N) + φ₂)] (B11)
Here, the output amplitude V of the nonlinear amplifier 14 and the nonlinear amplifier 15₁, V₂, And phase change φ₁, Φ₂Has the following relationship:
[0073]
V₂= ΑV₁... (B12)
φ₂= Φ₁+ Δφ ... (B13)
The phase correction amount calculation unit 17 calculates the phase correction amount Δθ based on α and Δφ estimated by the unbalance estimation unit 18 as follows.₁(N) and Δθ₂(N) is calculated. Before estimating α and Δφ, Δθ₁(N) = 0, Δθ₂(N) = 0.
[0074]
When the output signal y (n) is appropriately corrected by the correction by the phase correction units 12 and 13, the output signal y (n) has a desired value, for example,
y (n) = (V₁/ V) s (n) exp (jφ₁) ... (B14)
Is represented by
[0075]
By rearranging equations (B11) and (B14) according to equations (B1), (B12) and (B13), the following equation holds.
[0076]
A (n) = Vexp [j (ψ (n) + Δθ)₁(N)] + αVexp [j (−ψ (n) + Δθ)₂(N) + Δφ] (B15)
FIG. 3 illustrates the relationship of equation (B15). Using the cosine theorem of the trigonometric function in the geometric relationship shown in FIG.₁(N) and Δθ₂(N) is expressed as follows.
[0077]
Δθ₁(N) = cos^-1[｛A (n)²+ V²− (ΑV)²｝ / {2A (n) V}]-ψ (n) (B16)
Δθ₂(N) = ψ (n) -cos^-1[｛A (n)²+ (ΑV)²-V²{/ {2αA (n) V}] − Δφ (B17)
However, cos in equation (B16)^-1In (x), when x> 1, forcibly cos^-1(X) = 0, and when x <-1, forcibly cos^-1By setting (x) = π, the calculated value is prevented from becoming abnormal. Here, x = [｛A (n)²+ V²− (ΑV)²{/ {2A (n) V}].
[0078]
In addition, cos in equation (B17)^-1In (x), when x> 1, forcibly cos^-1(X) = 0, and when x <-1, forcibly cos^-1By setting (x) = π, the calculated value is prevented from becoming abnormal. Here, x = [｛A (n)²+ (ΑV)²-V²{/ {2αA (n) V}].
[0079]
That is, the phase correction amount calculation unit 17 calculates the phase correction amount Δθ at each time n by using equations (B16) and (B17).₁(N) and Δθ₂(N) is calculated, and the phase correction units 12 and 13 convert the respective constant amplitude signals into the calculated phase correction amount Δθ as shown in equations (B7) and (B8).₁(N) or Δθ₂Rotate by (n).
[0080]
FIG.₁ ^*(N), y₂ ^*(N), and y^*(N) and y₁(N), y₂It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
[0081]
As shown in FIG. 14, the output amplitude of one nonlinear amplifier is V₁And the phase change is φ₁And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V₂And the phase change is φ₂, The amplified signal y of one nonlinear amplifier₁ ^*(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier₂ ^*(N) and the output signal y^*(N) is obtained. Output signal y^*The magnitude of (n) is a desired value (V₁/ V) A (n) is not obtained.
[0082]
By the phase correction by the phase correction unit 12, the amplified signal y of the nonlinear amplifier 14 is obtained.₁(N) is the amplified signal y without correction₁ ^*(N) is Δθ₁(N). The amplified signal y of the nonlinear amplifier 15 is corrected by the correction by the phase corrector 13.₂(N) is the amplified signal y without correction₂ ^*(N) is Δθ₂(N). The amplified signals y of these two nonlinear amplifiers₁(N) and y₂And (n) are combined to obtain an output signal y (n).
[0083]
By the phase correction by the phase correction units 12 and 13, the output amplitude and the phase of the output signal y (n) can be set to desired values.
[0084]
That is, the output amplitude of the output signal y (n) (that is, the magnitude of the vector) is₁(N) and amplified signal y₂It depends on the phase difference with (n) (that is, the angle between the vectors). Therefore, by the phase correction by the phase correction units 12 and 13, the amplified signal y₁(N) and y₂By adjusting the phase difference of (n), the output amplitude of the output signal y (n) can be set to a desired value.
[0085]
Also, the phase of the output signal y (n) (that is, the direction of the vector) is₁(N) phase (ie, vector direction) and amplified signal y₂(N) (ie, the direction of the vector). Therefore, by the phase correction by the phase correction units 12 and 13, the amplified signal y₁(N) phase and y₂By adjusting the phase of (n), the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value.
[0086]
As described above, the phase correction amount Δθ by the phase correction unit 12₁(N) and Δθ₂(N) is a correction amount for simultaneously correcting the output amplitude and phase of the output signal y (n).
[0087]
However, the phase can be corrected because of the difference ΔV = | V between the amplitude A (n) of the input signal s (n) and the output amplitude of the two nonlinear amplifiers.₂-V₁| Only when the condition A (n) ≧ ΔV is satisfied. The reason will be described below.
[0088]
For example, when the amplitude A (n) of the input signal is 0, as shown in FIG.₁(N) and the constant amplitude signal s of the second system₂The phase difference of (n) is π. Since the amplitude A (n) of the input signal is zero, the output signal y (n) must be zero.
[0089]
On the other hand, the amplified signal y₁(N) is V₁And the amplified signal y is amplified by the nonlinear amplifier 15 of the second system.₂(N) is V₂As shown in FIG. 4B, the minimum value of the output signal y (n) obtained by the phase correction is (V₂-V₁). Therefore, in this case, the output signal y (n) cannot be set to 0 by the phase correction.
[0090]
A more general description is as follows. When the output signal y (n) is represented by the equation (B14), the amplitude of the output signal y (n) is (V₁/ V) A (n).
[0091]
Therefore, the amplitude (V) of this output signal y (n)₁/ V) A (n) must be equal to or greater than ΔV which is the minimum value of the amplitude of the output signal due to the phase correction. That is, (V₁/ V) A (n) ≧ ΔV. Any V₁For (> V), for this to hold, A (n) ≧ ΔV must be satisfied.
[0092]
The unbalance estimating unit 18 calculates s₁’(N), s₂From α ′ (n) and y (n), α and Δφ are calculated using the least squares method. The calculation of α and Δφ is performed at appropriate time intervals to cope with temperature changes and aging.
[0093]
Hereinafter, the least squares method will be described.
First, equation (B11) is rewritten by equations (B3) and (B4).
y (n) = (V₁/ V) s₁(N) exp (jΔθ₁(N)) exp (jφ₁) + (V₂/ V) s₂(N) exp (jΔθ₂(N)) exp (jφ₂) ... (B18)
here,
s₁’(N) = s₁(N) exp (jΔθ₁(N)) (B19)
s₂’(N) = s₂(N) exp (jΔθ₂(N)) (B20)
Then, the output signal y (n) becomes
y (n) = (V₁/ V) s₁’(N) exp (jφ₁) + (V₂/ V) s₂’(N) exp (jφ₂) ... (B21)
Becomes further,
b₁= (V₁/ V) exp (jφ₁) ... (B22)
b₂= (V₂/ V) exp (jφ₂) ... (B23)
Then, the output signal y (n) becomes
y (n) = b₁s₁’(N) + b₂s₂'(N) ... (B24)
Is represented by By transforming equation (B24),
s₁’(N) + (b₂/ B₁) S₂’(N) − (1 / b₁) Y (n) = 0 (B25)
Becomes Using equation (B25), the error signal e (n) is defined as follows.
[0094]
e (n) = s₁’(N) -w₁ ^*s₂’(N) -w₂ ^*y (n) ... (B26)
here,
w₁ ^*=-(B₂/ B₁) ... (B27)
w₂ ^*= (1 / b₁) ... (B28)
It is. here,'^*'Denotes a conjugate complex operation.
[0095]
When (B26) is represented by a vector,
e (n) = s₁’(N) -W^HX (n) ... (B29)
Becomes here,
W = [w₁, W₂]^T... (B30)
X (n) = [s₂’(N), y (n)]^T... (B31)
It is. here,[…]^T  Indicates transposition of […], and […]^HIndicates the conjugate transposition of [...].
[0096]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |²... (B32)
And Here, Σ indicates the sum. The least square method is, after all, w that minimizes the evaluation function J.₁And w₂Is to seek.
[0097]
The optimal solution is
W = R^-1r ... (B33)
Given as here,
R = Σ ｛X (n) X^H(N)｝ ... (B34)
r = Σ ｛X (n) s₁’^*(N)｝ ... (B35)
It is. […]^-1Indicates the inverse matrix of [...].
[0098]
According to equations (B33) to (B35), N s₁’(N), s₂'(N) and y (n) to calculate W.
[0099]
After calculating W, from equation (B30), w₁Is obtained. Further, from equation (B27), w₁Taking the complex conjugate of₂/ B₁) Is obtained. Further, this is multiplied by (−1) to obtain (b)₂/ B₁) Is obtained.
[0100]
From (B12), (B13), (B22) and (B23),

Holds. Therefore, the obtained (b₂/ B₁) Is α, and the phase is Δφ. Thus, α and Δφ are obtained.
[0101]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present embodiment, phase correction sections 12 and 13 correct the phases of two systems of constant-amplitude signals as compared with the case where no correction is performed. The waveform distortion of the output signal, that is, the difference between the actual output signal and the desired output signal can be reduced, and as a result, the out-of-band component of the output signal can be reduced.
[0102]
<Second embodiment>
The present embodiment relates to a LINC linear amplifier that corrects the phase of one system of constant-amplitude signals and attenuates the amplitude of output signals of two systems of nonlinear amplifiers.
[0103]
FIG. 5 shows a configuration of a LINC-type linear amplifier according to the second embodiment. Referring to FIG. 1, this LINC linear amplifier 200 includes a signal separating unit 11, a phase correcting unit 21, non-linear amplifiers 14 and 15, amplitude attenuating units 24 and 25, an adder 16, an unbalance estimating unit. A unit 22, an amplitude attenuation amount calculating unit 23, and a multiplier 26 are included. The LINC linear amplifier 200 also includes a frequency converter, an analog-digital converter, a digital-analog converter, a quadrature modulator, and the like. These operations are self-evident, so that Description is omitted.
[0104]
The input signal s (n) is input to the signal separation unit 11. The input signal s (n) is a complex signal,
s (n) = A (n) exp (jθ (n)) (C1)
Can be expressed as Here, n is time, A (n) is the amplitude of s (n), and θ (n) is the phase of s (n).
[0105]
The signal separating unit 11 converts the input signal s (n) into two systems of constant amplitude signals s as follows.₁(N) and s₂(N).
[0106]
s (n) = s₁(N) + s₂(N) ... (C2)
s₁(N) = Vexp [j (θ (n) + ψ (n))] (C3)
s₂(N) = Vexp [j (θ (n) −ψ (n))] (C4)
By substituting equations (C1), (C3) and (C4) into equation (C2), A (n) exp (jθ (n)) = Vexp (jθ (n)) (exp (jψ (n) ) + Exp (−jψ (n)) = 2Vcos (ψ (n)) exp (jθ (n)) (C5)
So V_m= 2V,
ψ (n) = cos^-1(A (n) / V_m) ... (C6)
Becomes Note that V_mMust be set equal to or greater than max [A (n)], which is the maximum amplitude of s (n).
[0107]
The multiplier 26 multiplies the phase correction amount Δφ output from the unbalance estimating unit 22 by −1 and outputs −Δφ.
[0108]
The phase correction unit 21 outputs the constant amplitude signal s₂The phase of (n) is rotated by −Δφ output from the multiplier 26 to obtain the corrected constant amplitude signal s.₂'(N) is output. Corrected constant amplitude signal s₂’(N)
s₂’(N) = s₂(N) exp (j (−Δφ)) (C7)
Is represented by
[0109]
The non-linear amplifier 14 has a constant amplitude signal s₁(N) to amplify the first-system amplified signal y₁(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 14 is set to (V₁/ V) and the phase change is φ₁And Amplified signal y of the first system₁(N)
y₁(N) = V₁[J (θ (n) + ψ (n) + φ₁)] ... (C8)
Is represented by
[0110]
The nonlinear amplifier 15 outputs the corrected constant amplitude signal s₂′ (N) to obtain a second-system amplified signal y₂(N) is output. The amplitude gain of the nonlinear amplifier 15 is V₂And the phase change is φ₂Then, the amplified signal y of the second system₂(N)
y₂(N) = V₂[J (θ (n) -ψ (n) -Δφ + φ₂)] ... (C9)
Is represented by
[0111]
The amplitude attenuator 24 is a first-system amplified signal y₁The amplitude of (n) is attenuated. The amount of amplitude attenuation in the amplitude attenuation unit 24 is β₁(≦ 1), the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N)
y₁’(N) = β₁y₁(N) ... (C10)
Is represented by
[0112]
The amplitude attenuator 25 is configured to output the amplified signal y of the second system.₂The amplitude of (n) is attenuated. The amplitude attenuation amount in the amplitude attenuation unit 25 is β₂(≦ 1), the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N)
y₂’(N) = β₂y₂(N) ... (C11)
Is represented by
[0113]
The adder 16 outputs the first system attenuated amplified signal y.₁(N) and the attenuated amplified signal y of the second system₂(N) and outputs an output signal y (n). The output signal y (n) is represented as follows.
[0114]
y (n) = y₁’(N) + y₂'(N) ... (C12)
From the expressions (C8) to (C12), the following expression holds.
[0115]
y (n) = V₁β₁exp [j (θ (n) + ψ (n) + φ₁)] + V₂β₂exp [j (θ (n) -ψ (n) -Δφ + φ₂)] ... (C13)
The amplitude attenuation calculator 21 calculates the amplitude attenuation β based on α in the following manner.₁And β₂Is calculated.
[0116]
Here, the output amplitude V of the nonlinear amplifier 14 and the nonlinear amplifier 15₁, V₂, And phase change φ₁, Φ₂Has the following relationship:
[0117]
V₂= ΑV₁... (C14)
φ₂= Φ₁+ Δφ ... (C15)
When the output signal y (n) is appropriately corrected by the correction by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation units 24 and 25, for example,
y (n) = (V₁/ V) s (n) β₁exp (jφ₁) ... (C16)
Is represented by
[0118]
By rearranging the expressions (C13) and (C16) using the expressions (C1), (C6), (C14), and (C15), the following expression is established.
[0119]
2 cos (ψ (n)) = exp (jψ (n)) + α (β₂/ Β₁) Exp (−jψ (n)) (C17)
In order for equation (C17) to always hold,
α (β₂/ Β₁) = 1 (C18)
Must. By transforming (C18),
β₁/ Β₂= Α (C19)
Becomes The amplitude attenuation amount calculation unit 23 satisfies the expression (C19) and increases the amplitude attenuation amount β such that the output signal y (n) increases.₁And β₂Is calculated as follows.
[0120]
1) When α = 1,
At this time, from (C19), β₁= Β₂Becomes β₁≦ 1, and β₂Since ≦ 1, in order to increase the output y (n),
β₁= 1 and β₂= 1 ... (C20)
And
[0121]
At this time, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁Is V₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₂V₂Is V₂Becomes From α = 1, V₂= V₁Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₁V₂Is equal to
[0122]
2) When α <1,
At this time, from (C19), β₁<Β₂Becomes β₁≦ 1, and β₂≦ 1 and to increase the output y (n),
β₁= Α and β₂= 1 ... (C21)
And At this time, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁Is αV₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₂V₂Is V₂Becomes V₂= ΑV₁Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₁V₂Is equal to
[0123]
3) When α> 1,
At this time, from (C19), β₁> Β₂Becomes β₁≦ 1, and β₂≦ 1 and to increase the output y (n),
β₁= 1 and β₂= 1 / α (C22)
And
[0124]
At this time, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁Is V₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₂V₂Is (1 / α) V₂Becomes V₂= ΑV₁Therefore, the attenuated amplified signal y of the first system₁’(N) amplitude β₁V₁And the attenuated amplified signal y of the second system₂’(N) amplitude β₁V₂Is equal to
[0125]
FIG.₁ ^*(N), y₂ ^*(N), and y^*(N) and y₁(N), y₂It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
[0126]
As shown in FIG. 14, the output amplitude of one nonlinear amplifier is V₁And the phase change is φ₁And the output amplitude of the other nonlinear amplifier is V₂And the phase change is φ₂, The amplified signal y of one nonlinear amplifier₁ ^*(N) and the amplified signal y of the other nonlinear amplifier₂ ^*(N) and the output signal y^*(N) is obtained. Output signal y^*The magnitude of (n) is a desired value (V₁/ V) A (n) is not obtained.
[0127]
By the correction by the amplitude attenuator 24, the amplified signal y of the first system attenuated₁'(N) is the amplified signal y without correction₁ ^*(N) is β₁(= 1). By the correction by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuating unit 25, the attenuated amplified signal y of the second system₂'(N) is the amplified signal y without correction₂ ^*(N) is rotated by -Δφ, and β₂(= 1 / α <1).
[0128]
These two attenuated amplified signals y₁’(N) and y₂'(N) are combined with each other to obtain an output signal y (n).
[0129]
By the correction by the amplitude attenuators 24 and 25 and the phase corrector 21, the output amplitude and phase of the output signal y (n) can be set to desired values.
[0130]
That is, the output amplitude (ie, vector magnitude) of the output signal y (n) is equal to the attenuated amplified signal y.₁'(N) and the magnitude of the attenuated amplified signal y₂′ (N) (ie, the magnitude of the vector) and the two attenuated amplified signals y₁’(N) and y₂′ (N) (that is, the angle formed by the vectors). Therefore, the output amplitude of the output signal y (n) can be set to a desired value by the amplitude attenuation by the amplitude attenuators 24 and 25 and the phase correction by the phase corrector 21.
[0131]
Also, the phase of the output signal y (n) (ie, the direction of the vector) is₁'(N) and the magnitude of the attenuated amplified signal y₂′ (N) (ie, the magnitude of the vector) and the two attenuated amplified signals y₁’(N) and y₂′ (N) (that is, the angle formed by the vectors). Therefore, the phase of the output signal y (n) can be set to a desired value by the amplitude attenuation by the amplitude attenuators 24 and 25 and the phase correction by the phase corrector 21.
[0132]
The unbalance estimator 22 calculates s₁(N), s₂Α and Δφ are calculated from (n) and y (n) using the least squares method. The least squares method will be described.
[0133]
First, equation (C13) is rewritten by equations (C3) and (C4).
y (n) = (V₁/ V) β₁s₁(N) exp (jφ₁) + (V₂/ V) β₂s₂(N) exp (jφ₂) Exp (−jΔφ) (C23)
Is represented by
[0134]
At first, Δφ = 0, β₁= 1 and β₂= 1, the output signal y (n) is

Is represented by
[0135]
here,
c₁= (V₁/ V) exp (jφ₁) ... (C25)
c₂= (V₂/ V) exp (jφ₂) ... (C26)
Then, the output signal y (n) becomes
y (n) = c₁s₁(N) + c₂s₂(N) ... (C27)
Becomes By transforming equation (C27),
s₁(N) + (c₂/ C₁) S₂(N)-(1 / c₁) Y (n) = 0 (C28)
Becomes Using the equation (C28), the error signal e (n) is defined as follows.
[0136]
e (n) = s₁(N) -w₁ ^*s₂(N) -w₂ ^*y (n) ... (C29)
here,
w₁ ^*=-(C₂/ C₁) ... (C30)
w₂ ^*= (1 / c₁) ... (C31)
It is. here,'^*'Denotes a conjugate complex operation.
[0137]
When (C29) is represented by a vector,
e (n) = s₁(N) -W^HX (n) ... (C32)
Becomes here,
W = [w₁, W₂]^T... (C33)
X (n) = [s₂(N), y (n)]^T... (C34)
It is. here,[…]^T  Indicates transposition of […], and […]^HIndicates the conjugate transposition of [...].
[0138]
Evaluation function J
J = Σ | e (n) |²... (C35)
And Here, Σ indicates the sum. The least square method is, after all, w that minimizes the evaluation function J.₁And w₂Is to seek.
[0139]
The optimal solution is
W = R^-1r ... (C36)
Given as here,
R = Σ ｛X (n) X^H(N)｝ ... (C37)
r = Σ ｛X (n) s₁ ^*(N)｝ ... (C38)
It is. […]^-1Indicates the inverse matrix of [...].
[0140]
According to equations (C36) to (C38), N s₁(N), s₂Calculate W from (n) and y (n).
[0141]
After calculating W, w is calculated from equation (C33).₁Is obtained. Further, from equation (C30), w₁Taking the complex conjugate of₂/ C₁) Is obtained. Further, this is multiplied by (−1) to obtain (c)₂/ C₁) Is obtained.
[0142]
From (C14), (C15), (C25) and (C26),

Holds. Therefore, the obtained (c₂/ C₁) Is α, and the phase is Δφ. Thus, α and Δφ are obtained.
[0143]
As described above, according to the LINC linear amplifier according to the present embodiment, the phase of the one-system constant-amplitude signal is corrected by the phase correction unit 21 and the amplitude attenuators 24 and 25, and the two-system amplification is performed. By correcting the signal amplitude, it is possible to reduce the waveform distortion of the output signal, that is, the difference between the actual output signal and the desired output signal, as compared with a case where the correction is not performed. Out-of-band component can be reduced.
[0144]
Further, when α = 1, the amplitude attenuation amount calculating section 23 calculates β₁= 1 and β₂= 1, and when α <1, β₁= Α and β₂= 1, and when α> 1, β₁= 1 and β₂Since = 1 / α, the output amplitude of the output signal can be increased.
[0145]
Further, the phase correction amount Δφ in the phase correction unit 21 and the amplitude attenuation amount β in the amplitude attenuation units 24 and 25₁And β₂Does not need to be calculated at each time, so that the processing load for correction can be reduced.
[0146]
<Modification>
The present invention is not limited to the above embodiment, and naturally includes the following modifications.
[0147]
(Unbalance estimation unit)
In the first and second embodiments, the values of α and Δφ are estimated by the unbalance estimating units 18 and 22. However, when the values of α and Δφ are known, the unbalance estimating units 18 and 22 Estimation of these values by 22 is not necessary. In addition, when the values of α and Δφ are estimated once by the unbalance estimating units 18 and 22, and if these values do not change thereafter, it is unnecessary to estimate these values thereafter.
[0148]
When the unbalance estimating unit 18 is unnecessary, a designation unit (not shown) may hold α and Δφ, and provide these to the phase correction amount calculating unit 17.
[0149]
When the unbalance estimating unit 22 is unnecessary, a designation unit (not shown) can hold α and Δφ, give α to the amplitude subtraction amount calculation unit 23, and give Δφ to the phase correction unit 21. .
[0150]
(Separation into three or more systems)
In the embodiment of the present invention, the input signal is separated into two systems of constant amplitude signals, and the phase or amplitude is corrected for the constant amplitude signals of each system, thereby obtaining the amplitude and phase of the output signal. Was set to a desired value, but is not limited to this. For example, the input signal is separated into three or more systems of constant amplitude signals, and the phase and amplitude of the two systems of the constant amplitude signals are corrected so that the amplitude and phase of the output signal can be adjusted to the desired values. May be set.
[0151]
Alternatively, the input signal is separated into three or more systems of constant-amplitude signals, and the phase or amplitude of the separated constant-amplitude signals of each system is corrected, so that the amplitude and phase of the output signal can be adjusted. May be set.
[0152]
In the first embodiment, the phase correction unit of each system corrects the phase of the separated constant amplitude signal of each system, that is, the correction that rotates the vector indicating the constant amplitude signal of each system on the vector plane of FIG. Perform The phase correction amount (rotation amount) may be calculated by the phase correction amount calculation unit so that the vector obtained by combining the corrected vectors matches the vector indicating the desired output signal y (n).
[0153]
In the second embodiment, the phase correction unit corrects the phase of the separated constant amplitude signal of each system except the first system, that is, rotates the vector indicating the constant amplitude signal of each system on the vector plane in FIG. Correction is performed. This phase correction amount (rotation amount) is the difference between the phase change of the first system nonlinear amplifier and the phase change of each system nonlinear amplifier. Then, correction for attenuating the amplitude of the amplified signal of each system amplified by the nonlinear amplifier, that is, correction for reducing the magnitude of the vector indicating the amplified signal of each system on the vector plane of FIG. 6 is performed. The reduction rate (amplitude attenuation) may be calculated by the amplitude attenuation calculator so that the vector obtained by combining the corrected vectors matches the vector indicating the desired output signal y (n).
[0154]
Then, when separating into three or more constant-amplitude signals, the unbalance estimating unit estimates α and Δφ of each system, and the specifying unit holds α and Δφ of each system. The unbalance estimating unit and the specifying unit may supply these values of α or Δφ to the phase correction amount calculation unit, the amplitude subtraction amount calculation unit, or the phase correction unit.
[0155]
The embodiments disclosed this time are to be considered in all respects as illustrative and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0156]
【The invention's effect】
According to the LINC linear amplifier according to the present invention, a signal separation unit for separating an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and a phase correction by rotating the separated constant amplitude signals of each system by a designated phase amount , A non-linear amplifier that amplifies the phase-corrected constant-amplitude signal of each system and outputs a signal of a constant amplitude, and an addition that combines the outputs of the non-linear amplifiers of each system and outputs it as an output signal And calculating a phase amount to be corrected by the phase correction unit of each system based on the difference amount indicating the difference between the output amplitude and the phase of the nonlinear amplifier of each system so that the output signal becomes a desired value. Since a phase correction amount calculation unit is provided, linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and even when there is an amplitude difference or a phase difference between the plurality of nonlinear amplifiers, an appropriate Supplement Makes it possible to output a value close to the desired value.
[0157]
Further, according to the LINC linear amplifier according to the present invention, a signal separating section for separating an input signal into a plurality of constant amplitude signals, and a phase amount having a specified phase amount separated from each system other than the first system. A phase correction unit that performs phase correction by rotating only, a non-linear amplifier that amplifies a constant amplitude signal or a phase-corrected constant amplitude signal of each system and outputs a signal of a constant amplitude, and an output of a non-linear amplifier of each system Attenuating unit that attenuates the amplitude of the system by a designated attenuation amount, an adding unit that combines the outputs of the amplitude attenuating units of the respective systems and outputs an output signal, a phase change of the nonlinear amplifier of the first system, A designation unit that gives a difference between the phase change of the nonlinear amplifier of the system to the phase correction unit as a phase amount to be corrected by the phase correction unit, and an output based on the difference amount indicating the difference in the output amplitude of the nonlinear amplifier of each system. Signal is the desired value And an amplitude attenuation calculator for calculating the amount of attenuation to be attenuated in each amplitude attenuator, so that linear amplification is performed using a plurality of nonlinear amplifiers operating with high power efficiency, and a plurality of nonlinear amplifiers are used. Even when there is an amplitude difference or a phase difference between the amplifiers, a value close to a desired value can be output by appropriate correction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a LINC linear amplifier according to a first embodiment.
FIG. 2 y₁ ^*(N), y₂ ^*(N), and y^*(N) and y₁(N), y₂It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship of Expression (B15).
4A is a diagram illustrating a state of two systems of constant amplitude signals when the amplitude A (n) of the input signal is 0, and FIG. 4B is a diagram illustrating that the output signal by phase correction is minimum. FIG. 9 is a diagram illustrating the state of the amplified signals of two systems when the following is true.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a LINC linear amplifier according to a second embodiment;
FIG. 6₁ ^*(N), y₂ ^*(N), and y^*(N) and y₁(N), y₂It is a figure which shows the difference of (n) and y (n).
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a conventional LINC type linear amplifier.
FIG. 8 is a graph showing the relationship between s in the conventional LINC linear amplifier shown in FIG. 7;₁(N), s₂(N), s (n), y₁(N), y₂It is the figure which represented (n) and y (n) by the vector.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a conventional linear amplifier described in Non-Patent Document 1.
FIG. 10 is a graph showing s in the conventional linear amplifier shown in FIG. 9;₁(N), s₂(N), s₂’(N), s (n), y₁(N), y₂It is the figure which represented (n) and y (n) by the vector.
FIG. 11 is a diagram showing a relationship between input and output signals of a class A or class AB amplifier.
12A is a waveform diagram illustrating a time change of an input signal, and FIG. 12B is a waveform diagram illustrating a time change of an output signal.
FIG. 13 is a diagram illustrating a frequency of an output signal.
FIG. 14 shows an output signal y (n) when there is no variation in the output amplitude and phase characteristics of two nonlinear amplifiers, and an output signal y when there is a variation.^*It is a figure which shows (n).
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 11 signal separation unit, 12, 13 phase correction unit, 14, 15, 51, 52 nonlinear amplifier, 16 adder, 17 phase correction amount calculation unit, 18, 22, 63 unbalance estimation unit, 23 amplitude attenuation calculation unit, 24, 25 amplitude attenuator, 26 multiplier, 61, 62, 64 amplifier, 70 conventional LINC linear amplifier, 80 conventional linear amplifier, 100, 200 LINC linear amplifier.

Claims (8)

A signal separation unit that separates an input signal into a plurality of constant amplitude signals,
A phase correction unit for performing phase correction by rotating the separated constant amplitude signal of each system by a designated phase amount;
A non-linear amplifier that amplifies the phase-corrected constant amplitude signal of each system and outputs a signal of a constant amplitude;
An adder that combines the outputs of the nonlinear amplifiers of the respective systems and outputs the combined output as an output signal;
A phase for calculating a phase amount to be corrected by the phase correction unit of each system based on a difference amount indicating a difference between the output amplitude and the phase of the nonlinear amplifier of each system so that the output signal has a desired value. A LINC type linear amplifier comprising a correction amount calculation unit. The signal separation unit separates the input signal into two systems of constant amplitude signals,
n is the time,
The amplitude of the input signal s (n) is A (n),
The amplitude of each constant amplitude signal is V,
The phase difference between the constant amplitude signal of the first system and the input signal is ψ (n),
The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the second system is -ψ (n),
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V ₁ , the phase change is φ ₁ ,
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the second system is V ₂ , the phase change is φ ₂ ,
V ₂ = αV ₁ ,
φ ₂ −φ ₁ = Δφ, and
When the output signal y (n) output from the adder is (V ₁ / V) s (n) exp (jφ ₁ ),
The phase correction amount calculation unit calculates a phase amount Δθ ₁ (n) to be corrected by the phase correction unit of the first system as Δθ ₁ (n) = cos ⁻¹ [｛A (n) ² + V ² − (αV ) ² ｝ / {2A (n) V}] − ψ (n),
The phase amount Δθ ₂ (n) to be corrected by the phase correction unit of the second system is represented by Δθ ₂ (n) = ψ (n) −cos ⁻¹ [｛A (n) ² + (αV) ² −V ² The LINC-type linear amplifier according to claim 1, wherein the calculation is performed based on {/ {2αA (n) V}]-Δφ. When x = [{A (n) ² + V ² − (αV) ² } / {2A (n) V}], and x> 1, cos ⁻¹ ( x) = 0, and Δθ ₁ (n) is calculated. When x <-1, cos ⁻¹ (x) = π and Δθ ₁ (n) is calculated,
When x = [{A (n) ² + (αV) ² −V ² } / {2αA (n) V}], when x> 1, cos ⁻¹ (x) = 0 and Δθ _3. The LINC linear amplifier according to claim 2, wherein ₂ (n) is calculated, and when x <-1, cos ^-1 (x) = π and Δθ ₂ (n) is calculated. The LINC linear amplifier further comprises:
An unbalance for estimating the α and Δφ by a least square method based on the output signal, the phase-corrected first system constant amplitude signal, and the phase-corrected second system constant amplitude signal. 4. The LINC linear amplifier according to claim 3, further comprising an estimating unit. A signal separation unit that separates an input signal into a plurality of constant amplitude signals,
A phase correction unit that performs phase correction by rotating the separated constant amplitude signals of the respective systems except the first system by a designated phase amount;
A non-linear amplifier that amplifies the constant amplitude signal of each system or the phase-corrected constant amplitude signal and outputs a signal of a constant amplitude,
An amplitude attenuating unit that attenuates the amplitude of the output of the nonlinear amplifier of each system by a designated attenuation amount,
An adding unit that combines the outputs of the amplitude attenuating units of the respective systems and outputs an output signal.
A designation unit that gives a difference between a phase change of the nonlinear amplifier of the first system and a phase change of the nonlinear amplifier of each system to the phase correction unit as a phase amount to be corrected by the phase correction unit;
An amplitude attenuation calculator that calculates an attenuation to be attenuated in each of the amplitude attenuators so that the output signal has a desired value based on the difference indicating the difference between the output amplitudes of the nonlinear amplifiers of the respective systems. And a LINC linear amplifier comprising: The signal separation unit separates the input signal into two systems of constant amplitude signals,
n is the time,
The amplitude of the input signal s (n) is A (n),
The amplitude of each constant amplitude signal is V,
The phase difference between the constant amplitude signal of the first system and the input signal is ψ (n),
The phase difference between the constant amplitude signal and the input signal of the second system is -ψ (n),
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the first system is V ₁ , the phase change is φ ₁ ,
The output amplitude of the nonlinear amplifier of the second system is V ₂ , the phase change is φ ₂ ,
The amount of amplitude attenuation by the amplitude attenuation unit of the first system is β ₁ ,
The amplitude attenuation by the amplitude attenuation unit of the second system is β ₂ ,
V ₂ = αV ₁ ,
φ ₂ −φ ₁ = Δφ, and
When the output signal y (n) output from the adding unit is (V ₁ / V) β ₁ s (n) exp (jφ ₁ ),
The phase correction unit rotates the constant amplitude signal of the second system by -Δφ,
The amplitude attenuation amount calculation _{unit, (β 1 / β 2)} = so as to satisfy the relationship of alpha, calculates the beta ₁ and beta _2, LINC system linear amplifier according to claim 5, wherein. When α = 1, the amplitude attenuation calculating section sets β ₁ = 1 and β ₂ = 1, and when α <1, sets β ₁ = α and β ₂ = 1, and α> 1 7. The LINC-type linear amplifier according to claim 6, wherein β ₁ = 1 and β ₂ = 1 / α. The LINC linear amplifier further comprises:
8. An unbalance estimator for estimating α and Δφ by a least squares method based on the output signal, the first system constant amplitude signal, and the second system constant amplitude signal. A LINC linear amplifier as described.

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