JP2004112805A - Ｒａｋｅ受信機の混信除去方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

【課題】分散的チャンネルによる有色化混信を除去する。
【解決手段】ＲＡＫＥフィンガー間における適応白色化動作によって、分散的チャンネルによる有色化混信を除去する。チャンネル推定値と障害相関推定値の両方を利用して逆拡散を行い、関連する遅延時にのみ動作することにより省電力に役立つ逆拡散機構と併せて関連の遅延を選択する。
【選択図】図１

Description

（背景）
　商業用途に利用可能な無線スペクトルが増し、携帯電話が普及するに従って無線通信は驚異的な速度で拡大している。例えば、米国において無線電話サービスはセルラ（８００ＭＨｚ）とＰＣＳ（１９００ＭＨｚ）の両バンドで提供されている。

　さらに現在、アナログ通信からディジタル通信へ発展しつつある。通話は一連のビットによって表され、変調された後、基地局から電話へ送信される。電話機は受信波形を復調してビットを復元し、それらビットを通話に戻す。また、ディジタル通信を必要とする電子メールやインターネットアクセスなどのデータサービスに対する要求も増大している。

　デジタル通信システムには多くのタイプがある。異なるキャリア周波数に対応する複数の無線チャンネルにスペクトルを分割するために、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）が従来から使用されている。これらのキャリアはさらに、Ｄ−ＡＭＰＳ、ＰＤＣ、ＧＳＭ等のデジタルセルラ方式で行われる時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）では時間スロットに分割される。一方、無線チャンネルが十分広い場合には、拡散スペクトル技術と符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を用いることにより、複数のユーザが同じチャンネルを使用することができる。

　ＣＤＭＡシステムでは一般にダイレクトシーケンス（ＤＳ）拡散スペクトル変調が使用され、各情報シンボルは多数の「チップ」によって表される。１つのシンボルを複数のチップで表すと、一般に後者の送信には広い帯域幅を必要とするので、「拡散」が生じる。このチップシーケンスは拡散コードまたは署名シーケンスと呼ばれる。受信機側では、一般に拡散コードと共役関係（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）にある逆拡散コードを使用して受信信号を逆拡散する。ＤＳ　ＣＤＭＡ規格の例として、ＩＳ−９５とＪ−ＳＴＤ−００８がある。

　ＤＳ　ＣＤＭＡシステムの場合、一般にコヒーレントＲＡＫＥ受信が利用される。受信信号はチップシーケンスとの相関によって逆拡散され、チャンネル係数推定値の共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）によって逆拡散値が重み付けされて、チャンネルの位相回転が取り除かれ、ソフト値または信頼値（ｃｏｎｆｉｄｅｎｃｅ　ｖａｌｕｅ）を示すために振幅の重み付けが行われる。マルチパス伝播が存在するとき、振幅は著しく変化することがある。また、マルチパス伝播によって時間分散が生じることがあり、その結果として、受信する信号に複数のレゾルバブルエコー（ｒｅｓｏｌｖａｂｌｅ　ｅｃｈｏｅｓ）が生ずる。それぞれ異なるエコーに対して相関器が調整される。逆拡散値は重み付けの後、合算される。この重み付けと合算操作は一般にＲＡＫＥ合成と呼ばれる。

　典型的なディジタル通信システム１００が図１に示される。送信機１０１にデジタルシンボルが送られ、送信機は伝送媒体あるいはチャンネル（例えば、無線チャンネル）に適した表現にシンボルをマッピングし、アンテナ１０２を通して信号を伝送媒体に接続する。送信信号はチャンネル１０３を介して送られ、アンテナ１０４で受信される。受信信号は受信機１０５に送られる。受信機１０５は無線プロセッサ１０６、ベースバンド信号プロセッサ１１０、後処理ユニット１１２を含む。

　無線プロセッサは所望のバンドおよび所望のキャリア周波数に同調し、増幅、混合、フィルター処理によって信号をベースバンドまで落す。信号は、どこかの時点でサンプリングおよび量子化され、最終的に一連のベースバンド受信サンプルが得られる。元の無線信号には、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分が含まれるため、一般にベースバンドサンプルにもＩ成分およびＱ成分が含まれ、複素ベースバンドサンプルとなる。

　ベースバンドプロセッサ１１０は、送信されたデジタルシンボルを検出するのに使用される。ベースバンドプロセッサはまた、検出されたシンボル値の尤度に関する情報を表すソフト情報を生成することもできる。

　後処理ユニット１１２は特定の通信用途に大きく依存する機能をもつ。例えば、後処理ユニットはソフト検出値を用いてフォワード誤り訂正デコーディングまたは誤り検出デコーディングを行うことができる。また、後処理ユニットはスピーチデコーダを用いてデジタルシンボルをスピーチに変換することができる。

　同期検波では、送信機、チャンネル、無線プロセッサ等によるシンボルに対する変調方式を推定する必要がある。前述のように、マルチパス伝播の結果、伝送媒体は信号の位相および振幅変化をもたらす。また、信号が分散されることがあり、その場合、複数の信号エコーが現れ、各エコーは複素チャンネル係数で表される位相および振幅をもつ。また、各エコーは関連する遅延をもつ。同期復調には、これら遅延および係数の推定が必要である。通常、チャンネルは各チャンネル係数に異なる遅延を割当てた状態の離散的なビームとしてモデル化される。

　従来のベースバンドプロセッサ（２００）を図２に示す。これは典型的なコヒーレントＲＡＫＥ受信機における標準ベースバンドプロセッサである。ベースバンド信号が相関器２０２のバンクに供給されて、受信信号の異なる遅延と逆拡散コードとの相関が求められ、逆拡散値と呼ばれる相関が得られる。例えば、大きい逆拡散値を与える遅延を検知することで遅延を推定する既知の方法によって、チャンネル遅延推定器２０４が遅延を生成する。それぞれ異なる遅延に対応する各逆拡散値は、合成器２０６において重み付け和を用いて合成される。重み値は、チャンネル係数推定器２０８から得られるチャンネル係数推定値の共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅｓ）である。例えば、チャンネル係数を得るためにパイロット信号との相関を使用することができる。

　簡単な例として、１シンボル区間におけるチップスペースの受信ベースバンドサンプルをｒ（ｋ）で表す。これらサンプルは下記のようにモデル化される。

ただし、ｂは送信シンボル、ｃ₀とｃ₁はチャンネル係数、遅延は０と１チップ区間、ｓ（ｋ）はシンボル拡散用のチップシーケンス、ｗ（ｋ）は障害（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ）（雑音＋混信）サンプルのシーケンスである。

　相関器バンクからは２つの逆拡散値が生成され、２つのビームに対応してｘ₀とｘ₁で表される。これらは次のように表される。

　

ただし、上付き文字「＊」は複素共役、Ｌは逆拡散ファクタを表す。説明の目的でＬによる除算を示したが、実際には、除算省略の場合にまで結果を拡張する方法が知られている。

合成器は、情報シンボルに対応する検出統計値を生成するために、チャンネル係数の推定値

および

を使用して２つの逆拡散値を合成する。これは次のように表すことができる。

ｚに最も近いシンボル値から検出値

が得られる。ＢＰＳＫ変調では、ｂが＋１か−１のどちらかであるので、ｚの符号から検出値が得られる。

　標準のアプローチによって、チャンネル係数を個別に推定することができる。例えばｃ₀の最少２乗平均（ＬＭＳ）推定の場合、シンボル区間を指示するインデックスをｎとし、次の式を用いて時変推定値

が得られる。

ただし、μはＬＭＳステップサイズである。また、

は検出シンボル値である。

　障害サンプル間に相関がない場合、従来のコヒーレントＲＡＫＥ受信機が最適であることを証明することができる。しかし、セルラ通信方式では、自身の基地局および他の基地局からの混信が障害サンプルに含まれる。送信機では通常、この混信はノイズ性のものである。しかし、受信機では、この混信は分散的チャンネルを通過し、相関性が生じる。したがって、Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙによる「Ｏｐｔｉｍｉｚｉｎｇ　ｔｈｅ　Ｒａｋｅ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ＣＤＭＡ　ｄｏｗｎｌｉｎｋ，」Ｐｒｏｃ．４３^rdＩＥＥＥ　Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．（ＶＴＣ’９３），Ｓｅｃａｕｃｕｓ，ＮＪ，Ｍａｙ１８−２０，１９９３に記述されているように、セルラ方式では、障害サンプルは相互に相関関係をもち、従来のＲＡＫＥ受信機はもはや最適とは言えない。

　Ｄｅｎｔ他に付与された米国特許Ｎｏ．５、５７２、５５２に、この問題を解決するアプローチが記載されている。重み付け形式の組み合わせに関する考察がある。まず、ＩＩＲフィルタリングアプローチでは、逆拡散値の重み付け組み合わせと他の検出統計値の重み付け組み合わせとを使用して検出統計値が形成される。次に、ＦＩＲアプローチが提案されている。ＩＩＲおよびＦＩＲの両アプローチとも、各基地局から受信機までのチャンネル応答の推定と、雑音および混信パワーレベルとの推定に依存する。これは多重の推定過程を必要とするので複雑さが増加する。最後のアプローチは純粋に適応型スキームであって、判定帰還を用いて重み付けの組み合わせを直接的にトラッキングする。しかし、これらアプローチは収束までに時間がかかり、変化に対するトラッキングが必ずしも十分ではない。したがって、改良された重み付け計算の組み合わせが必要である。

　次に、遅延推定あるいは相関器プレースメント（ｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を考察する。前述の特許では、チャンネル応答、雑音パワー、混信パワーの各推定値に依存するタッププレースメントのために、ＳＮＲ評価基準が用いられる。これもまた、様々な量を推定する必要があって、複雑さが増加する。したがって、相関器プレースメントの複雑さを軽減するようなアプローチが必要である。

（発明の概要）
　本発明では分散的チャンネルによる有色化混信を除去するために、ＲＡＫＥフィンガー間における適応白色化動作によって前述の問題を解決する。前述のアプローチと比較して、このアプローチは推定する量が少ないため、雑音および混信を１つの障害過程にまとめて、そのタップ位置間の相関を推定する。
　付図にしたがって以下に発明の特徴と利点を述べる。

（詳細説明）
　無線通信では、送信機はアンテナから電磁波を送信し、媒体は無線伝播環境であり、受信機は１個以上のアンテナを使って送信信号を復元する。本発明は無線通信に関する文脈で記述されるが、そのシステムに限定するものではない。本発明は有線通信や磁気記憶装置システムにも適用できる。そのような用途においては、無線プロセッサは、送信または記憶媒体からデータを抽出する装置として一般化される。

　本発明では、異なる相関器上の障害（雑音プラス混信）には一般に相関性があるという事実を受信機で利用する。この相関を推定して合成過程で利用する。その結果、冗長な混信成分が除去される。本質的に、白色化動作（冗長混信成分除去）が行われる。

　本発明によるベースバンドプロセッサ３００を図３に示す。全体的に同一要素には同一参照符号が使用される。ベースバンド信号は相関器２０２のバンクに供給され、受信信号のそれぞれ異なる遅延と拡散コードの相関が求められる。遅延は相関器プレースメント推定器３０４から供給される。それぞれ異なる遅延に対応する各逆拡散値は修正合成器３０６で合成される。修正合成器３０６は、チャンネル係数推定器２０８からのチャンネル係数推定値と障害相関推定器３１０からの障害相関推定値とを用いて逆拡散値を合成し、検出シンボル出力を生成する。

　障害相関推定器３１０は、それぞれ異なる相関器出力の障害間の相関を推定する。ここに引用として包含されるＢｏｔｔｏｍｌｅｙによる米国特許Ｎｏ．５、６８０、４１９で開示されているように、混信相殺のためにＭＬＳＥ受信では以前から、それぞれ異なるアンテナ信号間の障害相関が利用されている。本発明では、同じアンテナ信号からの異なる逆拡散値間の相関をＲＡＫＥ受信機で利用する。

　障害相関を推定するためのこのアプローチはＢｏｔｔｏｍｌｅｙの特許に記載されたアプローチと類似しているが、それぞれ異なるアンテナからの受信サンプルの代わりに同一アンテナからの逆拡散値を使用するところが異なる。例えば、それぞれ異なる相関器に対してエラー信号を使用することができる。２ビームの例を挙げると、これらのエラー信号は以下のようになる。

ただし、

は検出されたシンボル値である。パイロットシンボルが使用されている場合は、既知の値を使用することができる。パイロットチャンネルが使用されていれば、有効シンボル値が存在し、通常は＋１である。

　シンボル区間をｎとして誤り信号をベクトルｅ（ｎ）にまとめると、障害相関マトリクス推定値

は下記式を用いて更新することができる。

ただし、上付き文字「Ｈ」はエルミート転置を表す。なお、Ｒ（ｎ）はエルミート式、すなわち、

であって、対角線のみと、非対角線三角形の一方（上または下側）を推定、更新する必要がある。２ビームの例では、Ｒマトリクスは次のようになる。

ただし、ρ₀₀、ρ₁₁は実数（虚数部はゼロ）である。なお、合成時にはこの行列の逆行列が使用される。逆行列は周知の行列反転補題（ｍａｔｒｉｘ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｌｅｍｍａ）を用いて直接更新することができる。「障害相関」は、相関をだけでなく、他の関連量、例えば逆相関行列を指すときにも使用される。

　そして、検出統計値を生成する場合、修正合成器３０６がチャンネル係数と障害相関の両方を使用して逆拡散値を合成することになる。合成動作は次の式で表すことができる。

ただし、チャンネル係数はベクトルにまとめられている。この検出統計値をさらに処理することにより、検出シンボル値を得ることができる。また、これは新たな処理用のソフト値として使用することができる。

　合成は様々な方法で実行することができる。逆拡散値は、最初に障害相関行列で合成し、次にチャンネル係数で合成することができる。あるいは、チャンネル係数と障害相関をあらかじめ合成して、下記の重みを生成することもできる。

そうすれば、検出統計値を下記のように表すことができる。

また、障害相関行列推定値およびチャンネル係数推定値の結合を同時に実行することもできる。２ビームの例では、これを次のように表すことができる。

ただし、

とする。

　また、平方根因数分解（ｓｑｕａｒｅ−ｒｏｏｔ　ｆａｃｔｏｒｉｚａｔｉｏｎ）によって逆障害相関行列推定値を因数分解することも可能であって、２つの因数が得られる。

したがって、結合動作を次のように表すことができる。

　

ただし、

とする。逆拡散ベクトルとＱの乗算によって障害は白色化されるが、総合的なチャンネル応答は変化する。その結果、チャンネル係数の変更も必要になる。

　平方根行列Ｑは障害相関の別形式であって、その推定およびトラッキングは平方根カルマンフィルタリングに基づいて行うことができる。検出に使用される逆拡散値およびチャンネル係数推定に使用される逆拡散値を最初に白色化することができる。白色化された逆拡散値に適用された標準のチャンネル係数推定によってｇが得られる。別の方法として、上述のように、まずチャンネルをトラッキングして、次にチャンネル係数推定値の平方根を求めることもできる。

　相関器プレースメントユニット３０４の動作には、従来の遅延推定アプローチを使うことができる。例えば、１９９８年１月１２日付けでファイルされ、係属中の米国特許出願Ｎｏ．０９／００５、５８０「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｄｅｌａｙ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｄｉｒｅｃｔ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｓｐｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ｓｙｓｔｅｍｓ」で開示されたアプローチをユニット３０４に適用することができる。なお、上記出願は全体的に引用としてここに包含される。別の方法として、上記係属中出願におけるアプローチの修正、例えば障害相関行列の推定値を含むように測定基準（ｍｅｔｒｉｃｓ）を修正した別のアプローチを相関器プレースメントユニット３０４に適用することもできる。

　そのようなアプローチの一例を図４に示す。スタートブロック４０２からプロセスが開始する。ステップ４０４では、それぞれ異なる遅延に対応する各逆拡散値を生成し記憶する。ステップ４０６では、仮設のタップ位置または遅延を生成する。ステップ４０８では、この遅延セットに対応する測定基準を計算する。ステップ４１０では、その測定基準と前測定基準を比較する。測定基準が良ければ、新しい最適測定基準として記憶し、それに対応する遅延組み合わせも記憶する。ステップ４１２では、すべての遅延組み合わせが終了したか否かを決定する。終了していなければ、ステップ４０６で次の組み合わせを調べる。終了していれば、その遅延推定値を最良測定基準に対応する組み合わせとして採用し、ステップ４１８でプロセスを終了する。

　主な相違は測定基準の計算方法にある。測定基準計算ステップ４０８は図５でさらに細分される。遅延組み合わせに関しては、ステップ５０２で標準のアプローチを使用して１セットのチャンネル係数を推定する。これらのチャンネル係数は送信、媒体、受信フィルタの各応答に対応する「複合」チャンネル係数であるべきである。Ｓｏｕｒｏｕｒ他による前記係属中の米国特許出願に記述されているように、送信応答や受信フィルタ応答に関する情報の形をとるサイド情報を用いて推定を改良することが可能である。ステップ５０４では、前述のアプローチを利用して障害相関を推定する。最後にステップ５０６では、チャンネル係数推定値と障害相関推定値の両方を用いて測定基準を計算する。好ましい測定基準は次のように表される。

これはＳＮＲ最小感度に相当する。

　また、１９９６年１２月２７日付けでファイルされたＢｏｔｔｏｍｌｅｙおよびＣｈｅｎｎａｋｅｓｈｕによる係属中の米国特許出願Ｎｏ．０８／７７３、５６０で開示されているように、それぞれ異なるアンテナ信号間の障害相関が同期に使われている。なお、上記出願は全体的に引用としてここに包含される。本発明によれば、同じアンテナ信号からのそれぞれ異なる逆拡散値の相関は、ＲＡＫＥ受信機における相関器プレースメントまたは「フィンガー」プレースメントを決定するために利用される。

　最初に従来の遅延推定を行って、次に従来の遅延推定値の近接範囲で遅延を考察すると好都合な場合がある。また、Ｍ個の最強ビーム遅延推定値を保持して、残りＰ個の遅延推定値の代替値だけを考察することが望ましい場合もある。

　図３に戻って、相関器２０２のバンクは様々な方法で実現することができる。これは一群の積分ダンプ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ−ａｎｄ−ｄｕｍｐ）相関器で構成することができる。また、単一のスライディング（ｓｌｉｄｉｎｇ）相関器を使用して構成することもできる。この場合、相関器バンクに関連する遅延は、スライディング相関器のどの出力を追加処理のために保存するかの選択に対応する。第３のアプローチでは、図６に示される選択的禁止型スライディング相関器を使用する。

　遅延素子６０４ａ〜６０４ｃを含む遅延線６０２にデータサンプルが供給される。この例では、サンプリングレートをチップ当り２サンプル、逆拡散コード部の長さを３と仮定する。当業者には明らかなように、本発明のこの特徴は任意のサンプリングレートおよび逆拡散長にまで拡張することができる。また、入力サンプルの生成形態に応じて遅延素子６０４ａを省略し得る場合もある。

　遅延サンプルは、チップ除去ユニット６０８ａ〜６０８ｃおよび加算器６１０を含む処理エンジン６０６に供給される。遅延サンプルは、チップ除去ユニット６０８ａ〜６０８ｃに供給され、そこでサンプルから逆拡散チップ値が取り除かれて、修正サンプルが生成される。例えば、受信サンプルと逆拡散チップ値の共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）との乗算が行われる。チップ値が＋１または−１であれば、チップ除去は単に受信サンプルの否定または非否定である。修正サンプルは加算器６１０で合計され、逆拡散値が得られる。

　従来のスライディング相関器と比較して処理エンジン６０６が動作上異なる点は、処理エンジン６０６に含まれる要素の動作は選択的に禁止することが可能であり、逆拡散値を必要としない状況で電力の節約になることである。したがって、チップ除去ユニット６０８ａ〜６０８ｃと加算器６１０は、動作、非動作を決定する制御入力を備えている。

処理エンジン６０６は、利用される遅延に基づいて制御信号を生成する禁止ユニット６１２によって制御される。基本的に、禁止制御ユニット６１２は、関連の遅延に必要な場合のみ、逆拡散値を生成するように処理エンジン６０６に指令する。他のすべての遅延について、禁止制御ユニット６１２は、遅延サンプルを処理しないように処理エンジン６０６に指令する。

　遅延線６０２はサーキュラー（ｃｉｒｃｕｌａｒ）バッファとして効果的に実現することができる。これによって、データサンプルの反復シフトに要する電力消費が回避される。

　４個の積分ダンプ相関器からなるバンクで４つまでの遅延しか処理できないという問題は、このアプローチによって解決される。また、消費電力が大きいというスライディング相関器に伴う問題も、このアプローチによって解決される。また、禁止制御型スライディング相関器は、従来のＲＡＫＥ合成や初期同期捕捉、遅延トラッキングに使用することができる。

　図３に戻って、周知のアンテナアレイ処理アプローチに基づいて他の形式の相関合成も利用可能である。例えば障害相関推定値は逆拡散相関推定値で置換する
ことが可能であって、その場合、

行列を形成するときにエラー信号ｅはｘで置換される。このアプローチでも混信を除去することはできるが、後続処理において前述の好ましい実施例のように適切に「ソフト」検出統計値が機能しない。

　本発明では、あらゆるタイプのチャンネル係数トラッキングアルゴリズムを使用することができる。例えばＬＭＳ、ＫＬＭＳ（例えば、Ｊａｍａｌ他の「Ａｄａｐｔｉｖｅ　ＭＬＳＥ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｄ−ＡＭＰＳ　１９００　ｃｈａｎｎｅｌ」ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．４６，ｐｐ．６３４−６４１、Ａｕｇｕｓｔ．１９９７参照）、ＲＬＳ、カルマントラッキングアルゴリズムが適している。例としてチップスペースビームが使用されたが、分数スペース等、任意のスペースをもつビームを使用することができる。また、パイロットシンボル部の相互間における補間によってチャンネル係数推定を行うことができる。同様に、本発明では障害相関推定に様々なアプローチが可能である。パイロットシンボル部の相互間で障害相関のトラッキングあるいは補間を行うことができる。受信機量をトラッキングする場合、仮設シンボル値あたりのチャンネル係数推定値および障害相関推定値を維持することによってＰＳＰ（ｐｅｒ　ｓｕｒｖｉｖｏｒ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を実行して性能を向上させることができる。

　逆拡散値合成のための障害相関推定値を障害相関推定値と固定値の組み合わせとする変形アプローチが可能である。これにより、従来のアプローチ（固定値は恒等行列）と本発明を柔軟に切り換える方法が得られる。これはまた、適応推定値と既知の構造を切り換えるときにも使うことができる。例えば混信が非分散的であるとき、障害は受信フィルタによってのみ有色化される。したがって、固定行列をパルス形の自己相関値行列とし、雑音パワーの推定値でスケーリングすることができる。適応雑音パワー推定値でスケーリングされたパルス形の自己相関行列を用いて「固定行列」を適応型にすることもできる。

　本発明はマルチパスアプローチに適用することができる。データフレームに対応する逆拡散値を記憶することができる。後処理段階では、フォワード誤り訂正およびフォワード誤り検出デコーディングによって、誤り修正または検出することができる。その場合、再コード化によって第２パスの参照シンボルが得られ、パラメータ推定が改善される。ここに引用として包含されるＤｅｎｔの米国特許Ｎｏ．５，６７３，２９１にマルチパス復調に関する記述がある。

　また、本発明は多重受信アンテナと組み合わせて使用することができる。Ｊｏｎａｓ　ＫａｒｌｓｓｏｎとＳａｒａ　Ｍａｚｕｒによる係属中の米国特許出願Ｎｏ．０８／９９２、１７４「Ｃｏｄｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ　ｍｏｂｉｌｅ　ｓｔａｔｉｏｎ　ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ」によれば、アンテナ間障害推定値を用いて、特定の遅延に対応する多重アンテナ逆拡散値が合成される。本発明によれば、すべてのアンテナからの逆拡散値が１組の逆拡散値にまとめられ、本発明にしたがって合成される。このようにして、アンテナ間と遅延素子間の障害相関が推定され、合成に利用される。

　いくつかの逆拡散値グループを本発明にしたがって合成し、それらグループを単に加算するだけで検出統計値を形成するハイブリッドアプローチが可能である。Ｋａｒｌｓｓｏｎ他の前記出願と違って、アンテナが異なれば、グループは必ずしも同じ遅延に対応する必要はない。

　上記では、変調された単一トラフィックチャンネルの文脈で発明の記述を行った。しかし、本発明はパイロットシンボルまたはパイロットチャンネルを使うＩＳ−９５ダウンリンク等のシステムに適用することができる。パイロットシンボルを使う場合、シンボル値は既知であるから、検出値の代わりに既知のシンボル値を用いてチャンネル係数推定および障害推定を実行することができる。パイロットチャンネルの場合は、パイロットチャンネルを既知シンボル値（通常オール＋１）の連続シーケンスとみなすことができる。したがって、これらの既知シンボル値を使用することが可能である。

　当業者には明らかなように、本発明は説明の目的で記述された上記特定実施例に限定されない。発明の範囲は、以上の記述ではなく、特許請求の範囲によって規定され、請求項に含まれる同等物はすべて本発明に包含されるものとする。

一般的なディジタル通信システムである。 従来技術によるベースバンドプロセッサである。 本発明によるベースバンドプロセッサである。 本発明による相関器プレースメント推定過程である。 本発明による相関器プレースメント推定に使用される測定基準計算過程である。 本発明による禁止制御式スライディング相関器である。

Claims (7)

1. 　受信信号を逆拡散する方法であって、
   　複数のデータサンプルを記憶するステップと、
   　記憶したデータサンプルをチップ値と合成することによってデータサンプルを選択的に処理するステップと、
   　逆拡散値を生成するために結果をまとめるステップとを備えた方法。
2. 　前記選択的処理ステップが更に、
   　各サンプル期間中に前記格納されたデータサンプルとチップ値を選択的に組み合わせるステップを含む請求項１記載の方法。
3. 　前記選択的処理ステップが更に、
   　関連の遅延に必要な場合にのみ、前記格納されたデータサンプルを選択的に組み合わせるステップを含む請求項１記載の方法。
4. 　スライディング（ｓｌｉｄｉｎｇ）相関器であって、
   　入力されるデータサンプルストリームを遅延させるための複数の遅延素子を備えた遅延線と、
   　前記遅延データサンプルからチップを取り除くために設けられ、前記複数の遅延要素の各出力にそれぞれ関連付けられた複数のチップ除去ユニットと、
   　前記複数のチップ除去ユニットから出力を受けて前記出力を合計する加算器と、
   　前記複数のチップ除去ユニットの少なくとも１つと前記加算器とを選択的に動作可能イネーブルにする禁止ユニットとを備えたスライディング相関器。
5. 　前記遅延線をサーキュラーバッファとした請求項４記載のスライディング相関器。
6. 　関連の遅延に必要な場合のみ、前記複数のチップ除去ユニットの前記少なくとも１つと前記加算器とを動作可能にするように前記禁止ユニットを動作させる請求項４記載のスライディング相関器。
7. 　前記禁止ユニットによって前記複数のチップ除去ユニットと前記加算器とを選択的に動作可能および動作不能にする請求項４記載のスライディング相関器。