JP2004112151A

JP2004112151A - 歪み補償方法及び送信機

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Publication number: JP2004112151A
Application number: JP2002269724A
Authority: JP
Inventors: Nobuo Hirose; 廣瀬　伸郎; Fumito Tomaru; 都丸　史人; Nobuo Tsukamoto; 塚本　信夫; Takuya Takahashi; 高橋　卓也
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 2002-09-17
Filing date: 2002-09-17
Publication date: 2004-04-08

Abstract

【課題】従来のプリディストーション方式の電力増幅器の非線形補償での歪みを相殺する方法では、それぞれの次数の歪みを独立に作ることができない。
また、従来の８つの代表点について摂動法を用いて歪みを作るためには、演算するパラメータが１６ヶもあり、制御データの最適化に時間を要する。更に収束速度が遅いという欠点があった。
【解決手段】それぞれの次数の歪みを独立で制御可能な制御方式をとり、さらに、演算するパラメータを減らして収束速度を向上させる。
【選択図】　図３

Description

【０００１】
【発明に属する技術分野】
本発明は、送信機に関わり、特に送信機の高周波電力増幅器で生じる非線形歪みの補償方法に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
送信機の高周波電力増幅器で生じる非線形歪みを補償するための歪み補償技術の従来例を図１によって説明する。図１は、従来の送信機の構成を示すブロック図である（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３、非特許文献４参照。）。
送信信号は、分配器　１　に入力し、遅延素子　２　、位相調整器　３　、利得調整器　４　を通って電力増幅器（　ＰＡ　）　５　に入力する。ＰＡ　５　は、入力された送信信号を増幅し、方向性結合器　６　を介して送信機から出力する。
また一方、分配器　１　は、入力された送信信号の一部を分配して、検波器　７　に出力する。この分配された送信信号は、検波器　７　から出力された後、Ａ／Ｄ　変換器　８　を通り、デジタルデータに変換される。検波器　７　は、入力された信号を包絡線検波する。
【０００３】
また、シンセサイザ　１０　は所定の周波数の信号を生成し、ミキサ　９　に出力している。方向性結合器　６　は、入力された送信信号の一部を分配して、ミキサ　９　に出力する。このとき、ミキサ　９　は、方向性結合器　６　から入力された信号を、シンセサイザ　１０　から入力された信号の周波数で復調する。即ち、ミキサ　９　は、シンセサイザ　１０　からの周波数信号によって、方向性結合器　６　から分波された信号を中間周波数に周波数変換して、帯域制限フィルタ（　ＢＰＦ：Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ　）１１　に出力する。ＢＰＦ　１１　は、入力された信号から、所定の周波数の信号成分を抽出し、検波器　１２　に出力する。検波器　１２　は、ＰＡ　５　で発生した歪み成分の電力を検出し、検出された値の情報信号をＡ／Ｄ　変換器　１８　に出力する。Ａ／Ｄ　変換器　１８　は、入力された信号をデジタルデータに変換して演算器　１３　に出力する。
【０００４】
以下、歪み補償の制御方法を述べる。（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３、非特許文献４参照。）
位相調整器　３　は、遅延素子　２　から与えられる信号の位相を調整して利得調整器　４　に出力する。このときの位相の調整量は、　Ｄ／Ａ　変換器　６　によってアナログ信号に変換されたテーブル　１４　の出力データによって制御される。
次に、利得調整器　４　は、位相調整器　３　から与えられる信号の利得を調整してＰＡ　５　に出力する。このときの利得の調整量は、　Ｄ／Ａ　変換器　７　によってアナログ信号に変換されたテーブル　１５　の出力データによって制御される。
【０００５】
この位相調整器　３　及び利得調整器　４　は、テーブル　１４　，１５　の制御に応じて、　ＰＡ　５　で入力信号を増幅する際に発生する歪みと、同振幅で逆位相の歪みを入力信号に与え、電力増幅器で発生する歪みを相殺することによって、非線形補償を行うものである。
【０００６】
テーブル　１４　，１５　には、検波器　７　で検波され、Ａ／Ｄ　変換器　８　で取り込まれた包絡線信号のデータについて、信号レベルを複数の範囲に分割し、分割された範囲毎にアドレスが割り当てられ、そのアドレス毎にその信号レベルに応じた位相制御データ（テーブル　１４　）または振幅制御データ（テーブル　１５　）が記憶されている。
【０００７】
また、演算器　１３　にて摂動法を用いて学習し、検波器　１２　で検出される歪み成分の電力が小さくなるようにテーブル　１４　，１５　のデータを更新し、歪みが最小となる最適な値に順次書き替える。
テーブル　１４　，１５　のデータは、アドレス（信号レベル）全てについて摂動法で求めるのではなく、８ポイントの代表点にのみ摂動法を用いる。図２はその様子を説明する図である。横軸はアドレス、縦軸はテーブル値（制御データ）である。
【０００８】
今、テーブル　１４　のアドレスを　１　〜　１０２４　と仮定し説明する。まず、アドレス　１　〜　１０２４　番地を８ポイントで代表する。図２では、８ポイントの代表点とそれぞれの代表点のアドレスのテーブル値を黒丸（●）で示している。それらの代表点のアドレスのテーブル値（●）を歪みの電力を見ながら値を大きくしたり（図２中の↑（上矢印））、小さくしたり（図２中の↓（下矢印））して、歪みが小さくなった方に更新する。以下、他の代表点についても同様な操作を繰り返しおこない、テーブル内の制御データを最適化していく。また、テーブル　１５　についても、同様であるので、説明を省略する。
【０００９】
なお、８ポイントの代表点以外のアドレスの制御データは、ＦＩＲ　フィルタを用いて補間した値が更新される。このような代表点の制御を位相調整器　３　に対応するテーブル　１４　、及び、利得調整器　４　に対応するテーブル　１５　に対して行い、計１６点のデータについて摂動法を用いて最適化する。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−２６８１５０号公報（第１９−２２頁）
【非特許文献１】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（Ｉ）」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９６
【非特許文献２】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（ＩＩ）」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９７
【非特許文献３】
佐々敦他著、「アダプティブプリディストーション線形補償方式の一検討」社団法人電子情報通信学会、２００年３月７日、Ｐ５９８
【非特許文献４】
瀬戸義隆他著、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器（ＩＩＩ）」社団法人電子情報通信学会、２００年９月７日、Ｐ４０６
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、歪みの電力を小さくするように、８ポイントの代表点にアドレスのデータを摂動法にて計算し、振幅成分と位相成分の非線形補償を行っていた。この方法では、歪み補償の制御を精度良く行うためには少なくとも８つの代表点のデータの最適化が必要である。このため、収束時間がかかり、かつ、演算速度が遅くなる欠点があった。
また、この代表点を動かしたことによりどういう歪みが生成されるかが分からないとい欠点があった。即ち、８ポイントの代表点のうち、どれか１つの代表点のデータの値を更新することにより、３次、５次、７次、‥‥‥、Ｎ　次（　Ｎ　は自然数）と高次にわたる歪みが生成される欠点があった。
本発明の目的は、上記のような欠点を除去し、高速化を達成するためにはポイント数の削減することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の歪み補償方法は、３次歪だけを補償したい場合には、位相調整器、利得調整器にて３次の歪みしか生成しないようにテーブルの制御データを摂動法で更新するというように、補償する高次歪みに応じて位相及び振幅の制御データテーブルの値を更新するものである。
【００１２】
即ち、本発明の歪み補償方法は、電力増幅器の非線形歪みを補償するためのプリディストーション歪み補償方法において、Ｎ　次の高調波歪み（　Ｎ　は、自然数）それぞれについて独立な係数を取得し、取得されたそれぞれの係数によってそれぞれの高調波歪み成分を生成し、生成された高調波歪み成分に基いて前記電力増幅器の非線形歪みを補償する特徴とする歪み補償方法。
また、本発明の歪み補償方法の係数は、Ｎ　次の高調波歪みそれぞれについて、位相と振幅をそれぞれ独立に取得することものである。
【００１３】
また、本発明の送信機は、入力信号を分配する第１の分配器と、第１の分配器と結合し分配された信号の１つの電力を検出する第１の検波器と、第１の分配器と結合し分配された信号の他の１つの位相と振幅を制御する調整部と、調整器と結合し位相と振幅を調整された信号を増幅して送信する電力増幅器と、電力増幅器の信号の一部を取り出す方向性結合器と、方向性結合器によって取り出された信号を復調する復調部と、復調部によって復調された信号から所定の周波数帯の信号を抽出する帯域制限フィルタと、抽出された信号の電力を検出する第２の検波器と、第２の検波器が検出した値に応じて　Ｋ　次までの高調波（　Ｋ　は、自然数）の歪み係数をそれぞれ生成する演算器と、演算器と第１の検波器と結合し第１の検波器の検出した値と　Ｋ　次までの高調波の歪み係数とによって　Ｋ　次までの高調波の歪み成分をそれぞれ生成する高調波独立演算部とを備え、調整部は高調波独立演算部に結合され、生成された歪み成分に基いて入力信号に電力増幅器が発生する歪み成分を相殺するための逆歪み成分を加えることによってプリディストーション歪み補償を行うものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を　ＯＦＤＭ　波で説明する。
キャリア帯　ＯＦＤＭ　信号は、式（１）　と表すことができる。
【数１】

ここで、Ａ（ｔ）　は瞬時の振幅、θ（ｔ）　は瞬時の位相である。
【００１５】
振幅情報（瞬時の振幅）Ａ（ｔ）　の確率密度関数　ｆ_Ａ（　Ａ（ｔ）　）　はよく知られる　Ｒａｙｌｅｉｇｈ　分布を示し、次の式（２）　と表すことができる。
【数２】

ここで、σは、信号の分散値である。
【００１６】
また、位相の確率密度関数　ｆθ（　θ（ｔ）　）の分布は一様分布であり、式（３）　となる。
【数３】

【００１７】
今、簡単のため、信号の分散値σ＝１と仮定すると式（２）　より、次の式（４）
が得られる。
【数４】

【００１８】
式（１）　の原信号を３乗して得られる　Ａ^３（ｔ）　を振幅とする信号は、３次高調波と共に原信号成分も含む。その大きさを求めるため、その相関係数η_１を次の式（５）　により求める。
【数５】

このように、　Ａ^３（ｔ）　を振幅とする信号には大きさ“　２　”の原信号が含まれることが分かる。
【００１９】
これを差し引いたもの、即ち、式（６）　は、３次高調波のみを含む信号となる。
【数６】

【００２０】
式（６）　の分散は、√２であることが知られている。このことから、分散値σ＝１の３次高調波は式（７）　に示すようになる。
【数７】

【００２１】
同様に分散値σ＝１の５次高調波は、式（８）　に示すようになる。
【数８】

【００２２】
上記式（７）　は、３次の高調波の振幅を表し、式（８）　は、５次の高調波の振幅を表す。同様に、次の式（９）　は、３次の高調波の位相を表し、式（１０）　は、５次の高調波の位相を表す。
【００２３】
以上のことから、テーブルのデータの中身を上記式（７）　、式（８）　に基づいて更新すれば、所望の次数の歪みだけを生成することができ、各高調波毎に独立に位相と振幅の制御が可能となる。
【００２４】
本発明の具体的な実現方法の一実施例を図３によって説明する。図３は、本発明の送信機の一実施例の構成を示すブロック図である。
送信信号は、分配器　１　に入力し、遅延素子　２　、位相調整器　３　、利得調整器　４　を通って　ＰＡ　５　に入力する。ＰＡ　５　は、入力された送信信号を増幅し、方向性結合器　６　を介して送信機から出力する。
また一方、分配器　１　は、入力された送信信号の一部を分配して、検波器　７　に出力する。検波器　７　は、この分配された送信信号を包絡線検波し、Ａ／Ｄ　変換器　８　に出力する。Ａ／Ｄ　変換器　８　は、入力された信号をデジタルデータに変換して高調波独立演算部　３２　に出力する。
【００２５】
また、シンセサイザ　１０　は所定の周波数の信号を生成し、ミキサ　９　に出力している。方向性結合器　６　は、入力された送信信号の一部を分配して、ミキサ　９　に出力する。このとき、ミキサ　９　は、シンセサイザ　１０　からの周波数信号によって、方向性結合器　６　から分波された信号を中間周波数に周波数変換して、ＢＰＦ１１　に出力する。ＢＰＦ　１１　は、入力された信号から、所定の周波数の信号成分を抽出し、検波器　１２　に出力する。検波器　１２　は、ＰＡ　５　で発生した歪み成分の電力を検出し、検出された値の情報信号をＡ／Ｄ　変換器　１８　に出力する。Ａ／Ｄ　変換器１８　は、入力された信号をデジタルデータに変換して演算器　３３　に出力する。
演算器　３３　は、３次振幅歪み係数　ａ３　、５次振幅歪み係数　ａ５　、３次位相歪み係数　ｂ３　、及び、５次位相歪み係数　ｂ５　を算出し、高調波独立演算部　３２　にそれぞれ出力する。
【００２６】
ここで、３次振幅歪み係数　ａ３　は、式（７）　全体に掛かる係数であり、５次振幅歪み係数　ａ５　は、式（８）　全体に掛かる係数である。また、３次位相歪み係数　ｂ３　は、式（７）　全体に掛かる係数であり、５次位相歪み係数　ｂ５　は、式（８）　全体に掛かる係数である。
【００２７】
次に、３次歪み成分と５次歪み成分とを生成する過程を図３と図４を使って説明する。図４は、図３の高調波独立演算部　３２　の内部構成の一実施例である。
まず、３次歪み成分を作る過程を説明する。
Ａ／Ｄ　変換器　８　の出力データは、高調波独立演算部　３２　の入力端子　４１　を介して自乗器　４２　に与えられる。自乗器　４２　は、入力データの自乗値を出力し、加算器　４６　に与える。加算器　４６　は、入力されたデータに“　−２　”を加算し乗算器　４８　と乗算器　５１　とにそれぞれ出力する。
【００２８】
入力端子　５３　は、演算器　３３　から出力される３次振幅歪み係数　ａ３　を入力し、乗算器　４８　に与える。入力端子　５４　は、演算器　３３　から出力される５次振幅歪み係数　ａ５　を入力し、乗算器　４７　に与える。また、入力端子　５５　は、演算器　３３　から出力される３次位相歪み係数　ｂ３　を入力し、乗算器　５１　に与える。入力端子　５６　は、演算器　３３　から出力される５次位相歪み係数　ｂ５　を入力し、乗算器　５０　に与える。
乗算器　４８　は、加算器　４６　の出力データに演算器　３３　が計算した３次振幅歪み係数　ａ３　を掛けた値を３次歪み振幅成分として、加算器　４９　に出力する。加算器５１　は、加算器　４６　の出力データに演算器　３３　が計算した３次位相歪み係数　ｂ３　を乗算した値を３次歪み位相成分として、加算器　５２　に出力する。
【００２９】
次に、５次歪み成分を作る過程を説明する。
Ａ／Ｄ　変換器　８　の出力データは、３次歪み成分を作る過程で説明したように、高調波独立演算部　３２　の入力端子　４１　を介して自乗器　４２　に与えられる。自乗器４２　は、入力データの自乗値を出力し、乗算器　４３　と自乗器　４４　にもそれぞれ与える（３次歪み成分を作る過程では、加算器　４６　に与えている。）。
【００３０】
また、乗算器　４３　は、入力されたデータに“　−６　”を加算し、加算器　４５　に出力する。また、自乗器　４４　も、入力されたデータを自乗して、加算器　４５　に出力する。
加算器　４５　は、乗算器　４３　の出力データ、乗算器　４４　の出力データ、及び“　＋６　”を加算し、乗算器　４７　と乗算器　５０　とにそれぞれ出力する。
乗算器　４７　は、加算器　４５　の出力データに演算器　３３　が計算した５次振幅歪み係数　ａ５　を掛けた値を５次歪み振幅成分として、加算器　４９　に出力する。加算器５０　は、加算器　４５　の出力データに演算器　３３　が計算した５次位相歪み係数　ｂ５　を乗算した値を５次歪み位相成分として、加算器　５２　に出力する。
【００３１】
加算器　４９　は、３次歪み振幅成分（加算器　４８　の出力）と５次歪み振幅成分（加算器　４７　の出力）とを加算して、加算された振幅歪み成分を出力端子　５７　を介してメモリ　３５　に出力する。また、加算器　５２　は、３次歪み位相成分（加算器　５１　の出力）と５次歪み位相成分（加算器　５０　の出力）とを加算して、加算された位相歪み成分を出力端子　５８　を介してメモリ　３４　に出力する。
【００３２】
メモリ　３４　は、加算器　５２　から入力された位相歪み成分によってデータを更新し、更新されたデータを　Ｄ／Ａ　変換器　１６　に出力する。この更新されたデータは、例えば、ＰＡ　５　から生じる位相歪み成分と逆位相の歪み量である。
Ｄ／Ａ　変換器　１６　は、入力されたデジタルデータをアナログ値に変換して位相調整器　３　の位相制御データとして、位相調整器　３　に出力し、位相調整器　３　は、遅延素子　２　から入力される信号の位相を調整して利得調整器　４　に出力する。
【００３３】
また同様に、メモリ　３５　は、加算器　４７　から入力された振幅歪み成分によってデータを更新し、更新されたデータを　Ｄ／Ａ　変換器　１７　に出力する。この更新されたデータは、例えば、ＰＡ　５　から生じる振幅歪み成分と逆特性の歪み量である。
Ｄ／Ａ　変換器　１７　は、入力されたデジタルデータをアナログ値に変換して利得調整器　４　の利得制御信号として、利得調整器　４　に出力し、利得調整器　４　は、位相調整器　３　から入力される信号の振幅を調整して　ＰＡ　５　に出力する。
【００３４】
ここで、電力増幅器で発生する振幅歪みと位相ひずみは互いに直交していると考えられるので、利得調整器と位相調整器の制御電圧を同様な制御で可能としている。また、本発明の実施例では、演算器で摂動法により計算する部分は、３次振幅歪み係数　ａ３　、５次振幅歪み係数　ａ５　、３次位相歪み係数　ｂ３　、及び、５次位相歪み係数　ｂ５　の４つであり、これらは歪みの電力が最小の値となるように計算される。
【００３５】
上述のように、従来の歪み補償方法のデータ数１６ヶに比して、本発明で扱うデータ数は１／４に減り、収束時間の向上につながる。また、３次振幅歪み係数はあくまでも３次振幅歪み成分にのみ影響しており、５次振幅歪みには影響しない（独立している）。同様に、３次位相歪み係数と５次位相歪み係数も互いに独立している。
【００３６】
図３では５次歪みまでの構成を示したが、Ｎ　次の高調波歪みそれぞれを考慮した場合でも同様にして　Ｎ　次の高調波毎に独立した制御が可能である。
また、図３では、位相調整器と利得調整器と別々に備えているが、位相調整器と利得調整器の両方の機能を備えるベクトル調整器のような調整部を使用しても良い。
【００３７】
上記式（７）　と式（８）　を用いてシミュレーションした結果を図５〜図８に示す。図５〜図８は、本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
図５〜図８は、図３の　ＰＡ　５　に入力される信号をシミュレーションした図で、横軸が中心周波数からのずれ量（単位：ＭＨｚ　、０　ＭＨｚ　が中心周波数）、縦軸が信号レベル量（単位：ｄＢ　）である。
図５は、３次歪み成分のみ（　ＩＭ３　＝　−３０　ｄＢ（　ａ３≒０．０３　）、ＩＭ５　＝　−９０　ｄＢ（　ａ５≒０．００　））を生成した場合のシミュレーション図、図６は、５次歪み成分のみ（　ＩＭ３　＝　−９０　ｄＢ（　ａ３≒０．００　）、ＩＭ５　＝　−３０　ｄＢ（　ａ５≒０．０３　））を生成した場合のシミュレーション図である。また、図７と図８は、３次歪み成分と５次歪み成分を実際に近い状態の場合のシミュレーション図である。図７は、ＩＭ３　＝　−３０　ｄＢ（　ａ３≒０．０３　）、ＩＭ５　＝　−４０　ｄＢ（　ａ５≒０．０１　）、図８は、ＩＭ３　＝　−３０ｄＢ（　ａ３≒０．０３　）、ＩＭ５　＝　−３０　ｄＢ（　ａ５≒０．０３　）の図である。
このことから実際の値にほぼ近い歪み成分が生成されて、その逆補償が可能であることが分かる。
【００３８】
上記実施例のでは、先に位相を調整してから振幅を調整した信号を　ＰＡ　に出力しているが、振幅を先に調整してから位相を調整した信号を　ＰＡ　に出力しても良い。
また、図４において、Ａ／Ｄ　変換器　８　から高調波独立演算部　３２　に入力されたデータは、先ず自乗器　４２　で自乗されているが、図３において、検波器　７　が包絡線検波ではなく、振幅自乗検波を行なうのであれば、自乗器　４２　を省略することができる。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、演算するパラメータ数が１６ポイントから４ポイントに削減され、収束時間が短縮する。また、３次歪み、５次歪み、‥‥‥、Ｎ　次歪みをそれぞれ独立に制御することが可能であり、最適値を求め易く補償精度が向上し、かつ、収束時間が短縮する。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の送信機の構成を示すブロック図。
【図２】従来の摂動法を用いて補償テーブルの更新方法を説明する図。
【図３】本発明の送信機の一実施例の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の高調波独立演算部の一実施例の構成を示すブロック図。
【図５】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図６】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図７】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【図８】本発明の歪み成分生成のシミュレーションの一例を示す図。
【符号の説明】
１：分配器、　２：遅延素子、　３：位相調整器、　４：利得調整器、　５：ＰＡ、６：方向性結合器、　７：検波器、　８：Ａ／Ｄ　変換器、　９：ミキサ、　１０：シンセサイザ、　１１：ＢＰＦ、　１２：検波器、　１３：演算器、　１４，１５：テーブル、　１６，１７：Ｄ／Ａ　変換器、　３２：高調波独立演算部、　３３：演算器、　３４，３５：メモリ、　４１：入力端子、　４２：自乗器、　４３，４４：乗算器、　４５，４６：加算器、　４７，４８：乗算器、　４９：加算器、　５０，５１：乗算器、　５２：加算器、　５３，５４，５５，５６：入力端子、　５７，５８：出力端子。

Claims

電力増幅器の非線形歪みを補償するためのプリディストーション歪み補償方法において、　Ｎ　次の高調波歪み（　Ｎ　は、自然数）それぞれについて独立な係数を取得し、取得されたそれぞれの係数によってそれぞれの高調波歪み成分を生成し、該生成された高調波歪み成分に基いて前記電力増幅器の非線形歪みを補償する特徴とする歪み補償方法。
請求項１記載の歪み補償方法において、前記係数は、前記　Ｎ次の高調波歪みそれぞれについて、位相と振幅をそれぞれ独立に取得することを特徴とする歪み補償方法。
入力信号を分配する第１の分配器と、該第１の分配器と結合し分配された信号の１つの電力を検出する第１の検波器と、該第１の分配器と結合し分配された信号の他の１つの位相と振幅を制御する調整部と、該調整器と結合し位相と振幅を調整された信号を増幅して送信する電力増幅器と、該電力増幅器の信号の一部を取り出す方向性結合器と、該方向性結合器によって取り出された信号を復調する復調部と、該復調部によって復調された信号から所定の周波数帯の信号を抽出する帯域制限フィルタと、該抽出された信号の電力を検出する第２の検波器と、該第２の検波器が検出した値に応じて　Ｋ　次までの高調波（　Ｋ　は、自然数）の歪み係数をそれぞれ生成する演算器と、該演算器と前記第１の検波器と結合し前記第１の検波器の検出した値と該　Ｋ　次までの高調波の歪み係数とによって該　Ｋ　次までの高調波の歪み成分をそれぞれ生成する高調波独立演算部とを備え、前記調整部は該高調波独立演算部に結合され、前記生成された歪み成分に基いて前記入力信号に前記電力増幅器が発生する歪み成分を相殺するための逆歪み成分を加えプリディストーション歪み補償を行うことを特徴とする送信機。