【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はバルントランスに関し、特に無線通信周波数で使われる平衡信号、不平衡信号の変換、インピーダンス変換、位相変換に利用される平面型バルントランスに関する。
【０００２】
【従来の技術】
「バルントランス」は、バランス−アンバランスから作られた造語であり、平衡信号と不平衡信号の相互変換を可能にする変換器である。平衡信号は振幅が等しく互いの位相が１８０度異なる一対の信号であり、通信システムにおいて一般的に用いられている。この伝送方式は、耐雑音性に優れ、低電圧動作化することによって省電力と高速化が可能である。これは例えばＩＣ内の差動増幅回路などに利用されている。一方、不平衡信号は、アース電位に対する電位の変化を伝送するもので、一本の伝送線路が用いられる。マイクロストリップラインやアンテナの入出力がこれに相当する。
【０００３】
従来の平衡信号、不平衡信号の変換を行うバルントランスは、フェライトコアにツィストペア線を巻き付けたトランスが利用されていた。しかしながら、フェライトは周波数が高くなると透磁率が低下するため高周波化が難しく、また小型化が困難であった。
【０００４】
これらの欠点を克服するため、平面型のバルントランスも考案されている。これは、不平衡信号側にλ／２の電気長を有する先端が開放された伝送線路を、平衡信号側に誘電体を介してλ／４の電気信号を有する先端がアース電位に短絡した伝送線路を、それぞれ有し、伝送線路相互の電磁結合を利用して、平衡信号、不平衡信号の変換を行う。平面型バルントランスは小型化が可能なため、ＩＣ上に形成することもできる。
【０００５】
フェライトコアを用いたバルントランスでは、その巻き数を調整することにより、平衡信号伝送線路および不平衡信号伝送線路のインピーダンス比を調整することができる。一方、平面型バルントランスでは、不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路の電磁結合比を変化させてインピーダンス比を調整する必要がある。しかし、ストリップラインやマイクロストリップラインを用いた場合、一般に、電磁結合比を大きくすることは困難である。伝送線路の幅を大きくすれば電磁結合比を大きくすることできるが、平衡信号伝送線路の周波数特性がばらつく原因となる。そこで、平面型バルントランスにおいて形成される、２組の電磁結合対の伝送線路幅や誘電体の厚みをそれぞれ変化させることにより、調整を行う手法が提案されている（特許文献１参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−３４４３６１号公報 （第１項、第２図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこの方法では、加工精度に起因して、平衡信号伝送線路および不平衡信号伝送線路の各端子においてインピーダンス不整合が発生し、正確なインピーダンス比が設定できない場合がある。さらに、平衡信号間の位相誤差が大きくなりやすい。これらの問題は今後、素子の微細化に伴い、製造プロセス上の制約が増すほど、深刻化していくと考えられる。
【０００８】
本発明は、こうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、平衡信号および不平衡信号の伝送線路が所望のインピーダンス比を有する平面型バルントランスを提供することにある。また、その際、加工技術をさして複雑化しないでもよい技術を提供することにある。本発明の別の目的は、製造工程を簡略化することのできる平面型バルントランスを提供することにある。本発明のさらに目的は、平衡信号間の位相誤差を抑制した平面型バルントランスを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、平衡信号および不平衡信号の伝送線路が所望のインピーダンス比を有するように、ストリップライン構造の伝送線路幅、伝送線路間隔、誘電体厚みを調整する。
【００１０】
本発明の平面型バルントランスは、アース電位層に挟まれた誘電体と、前記誘電体中にてアース電位層と実質的に平行に配置された、不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路からなる一対の伝送線路とを含み、この一対の伝送線路における同相励振時のインピーダンスＺｅｖｅｎと、不平衡信号側負荷Ｚｓおよび平衡信号側負荷Ｚｌと、前記誘電体の比誘電率εＳと、伝送線路の幅Ｗと、伝送線路間隔Ｓと、伝送線路厚みＴと、伝送線路とアース電位層の距離ｈの間に
【数２】
の関係をもたせたものである。
【００１１】
なお、本発明の表現を製造方法や設計方法などに変換したり、それらを任意に組合せたものもまた、本発明の態様として有効である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
まず、実施の形態の原理を概説する。平面型バルントランスは波長λの１／４の長さの分布結合線路を含む方向性結合器を２個連結した構造を有している。ここで方向性結合器とは、図１に示すようにλ／４の長さの分布結合線路を適当な負荷インピーダンスＺＯで終端することにより形成される。端子１から入力された信号は端子２、３に分配され、端子４には信号が出力されない。このときの伝送線路間の結合度Ｃは、直交モード、なわち同相励振時および、逆相励振時のインピーダンス、ＺｅｖｅｎおよびＺｏｄｄと、整合負荷インピーダンスＺＯによって以下のように表される。
【数３】
【数４】
【００１３】
次に図２に示すように、長さλ／４の分布結合線路を組合せたマーチャントバルン（Ｍａｒｃｈａｎｄ ｂａｌｕｎ）を考える。これはセラミック基板やＩＣ上に形成されるバルントランスに多く用いられる構造である。このとき、不平衡信号の入出力端子はインピーダンスＺＳで、平衡信号の各入出力端子はインピーダンスＺｌでそれぞれ終端する。この構造において、平衡信号、不平衡信号間の変換損失が３ｄＢになるとき、インピーダンスＺＳ、Ｚｌと結合度Ｃには、（４）式で表される関係がある（Ｋ． Ｓ． Ａｎｇ， Ｉ． Ｄ． Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ， Ｋ． Ｅｌｇａｉｄ ａｎｄ Ｉ． Ｇ． Ｔｈａｙｎｅ， “４０ ｔｏ ９０ＧＨｚ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｉｎｇ ＣＰＷ Ｍａｒｃｈａｎｄ Ｂａｌｕｎ，” ２０００ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ， ｐｐ．１１４１−１１４４， ２０００ 参照）
【数５】
【００１４】
従って、結合度Ｃとインピーダンスの比Ｚｌ／ＺＳとの相関は図３のように表される。例えば不平衡側の特性インピーダンスが５０Ω、平衡側の特性インピーダンスが２００Ωのバルントランスを形成するには、同図より、インピーダンス比Ｚｌ／Ｚｓが２となるときの結合度、すなわちＣ＝−７ｄＢにする必要がある。これにより、直交モードインピーダンスはそれぞれ、Ｚｅｖｅｎ＝８０．９Ω、Ｚｏｄｄ＝３０．９Ωとすればよいことがわかる。
【００１５】
図４は、上下をアース電位層に挟まれ、それらと平行に配された一対の伝送線路を有する結合線路の構造を模式的に示している。この構造を形成する各パラメータと特性との関係については、解析結果が示されている（Ｓ． Ｂ． Ｃｏｈｎ， “Ｔｈｉｃｋｎｅｓｓ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ Ｏｂｓｔａｃｌｅｓ ａｎｄ Ｓｔｒｉｐ Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ， “ＩＲＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， ｖｏｌ． ＭＴＴ−８， ｐｐ．６３８−６４４， Ｎｏｖ．， １９６０， Ｊ． Ｐａｕｌｅ Ｓｈｅｌｔｏｎ， Ｊｒ．， “Ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ ｏｆ Ｏｆｆｓｅｔ Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｓｔｒｉｐ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅｓ， “ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ． ＭＴＴ−１４， ｐｐ． ７−１５， Ｊａｎ．， １９６６ 参照）。一般には、式（５）に例示するように、直交モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、Ｚｏｄｄは、図４における伝送線路の幅Ｗ、伝送線路の厚さＴ、伝送線路間の距離Ｓ、誘電体の比誘電率εＳ、誘電体の厚さＢで一意的に決定される。
【数６】
【００１６】
ここで、ｈは伝送線路とアース電位層の距離を示しており、図４に示したパラメータを用いて式（６）で表される。
【数７】
【００１７】
図５は各パラメータを変化させたときのインピーダンス計算結果の例を示し、伝送線路の幅Ｗは７．５μｍ、伝送線路の厚さＴは０．８μｍ、誘電体はＳｉＯ２とした。図５（ａ）は伝送線路間の距離Ｓの変化に対する各インピーダンスの変化を示しており、このときの誘電体の厚さＢは２０μｍとしている。また、図５（ｂ）は誘電体の厚さＢの変化に対するインピーダンスの変化であり、ここでは伝送線路間の距離Ｓを４μｍとして計算した。これらの図より、例えばＺｏｄｄは線路間の距離Ｓが小さくなるほど、またＺｅｖｅｎは伝送線路とアース電位層との距離が小さくなるほど小さくなることがわかる。
【００１８】
所望とするバルントランスの平衡信号側、不平衡信号側の各インピーダンスに応じて、式（４）で求めた直交モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、Ｚｏｄｄを取得するためには、上述と同様の計算により各パラメータを決定すればよい。これらの手続きと同時に、製造工程における一般的な公差である１０％を見込んで、式（１）で表される関係を満たすことにより、所望のインピーダンス比を有するバルントランスが実現できる。その結果、平衡端子および不平衡端子でのインピーダンス不整合を抑制することができ、位相誤差の低減が実現される。
【００１９】
なお、一対の伝送線路は、アース電位層と平行をなす座標平面に対して、異なる位置座標に配置してもよい。すなわち図６に示すように伝送線路の配置にオフセットＷＯを設ける。これは、ＩＣ上にバルントランスを形成する時など、製造プロセスに起因して線路幅や誘電体厚などに制約が存在する場合に有効である。オフセットＷＯを調整することにより、結合度Ｃを変化させ、伝送線路対の線路幅や誘電体の厚みを変えることなく、所望のインピーダンス比を有するバルントランスを取得することができる。ただし、オフセットＷＯは、前記の座標平面に垂直な方向から見たとき、一対の伝送線路の一部は重複する条件のもとで決めてもよい。まったく重複がない場合、結合度Ｃが一般に非常に小さくなるためである。
【００２０】
以下、実施の形態を具体的に説明する。図７（ａ）は、実施の形態に係る平面型バルントランスの構造を示す斜視図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）のＡ−Ａ断面図である。この平面型バルントランスは例えばシリコンＩＣ上に形成され、誘電体としてシリコン酸化膜を使用する。シリコン基板１０上に形成された、それぞれ下と上に位置する第１アース電位層２０および第２アース層４０と、それらに挟まれた誘電体層３０を含む。誘電体層３０内部には不平衡信号を伝送する電気長λ／２のスパイラル状の第１伝送線路５０と、平衡信号を伝送する電子長λ／４の、同じくスパイラル状の第２伝送線路６０および第３伝送線路７０が配されている。
【００２１】
第１伝送線路５０と、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、第１および第２アース電位層２０、４０と平行に上下の関係に位置している。第１伝送線路５０の一端は、ビアホール９０を介して引き出し用伝送線路８０によって引き出され、不平衡信号の入出力端子を成す。第１伝送線路５０の他端は開放状態である。第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、その一端がビアホール１００、１１０をそれぞれ介して第１アース電位層２０に接続され、他端は平衡信号の入出力端子を形成している。ここでアース電位への接続は、第２アース電位層４０を選択してもよい。また、図８の断面図に示したように、引き出し用伝送線路８０を第２アース電位層４０と等しい高さに配し、第２アース電位層４０との間をスリット１２０で隔ててもよい。
【００２２】
また、誘電体層３０にはシリコン酸化膜の他、シリコン窒化膜を用いてもよく、第１伝送線路５０、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０はＡｌもしくはＣｕを主成分とする材料で形成する。さらに、第１伝送線路５０、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、スパイラル状の他、ミアンダ状、すなわち蛇行形状にしてもよく、これらの形状にすることによりトランスの小型化が可能となる。
【００２３】
図９は、実施の形態に係る平面型バルントランス中、上下に配された伝送線路を図１における上側から見た概略図である。ここでは簡単のために図１の不平衡信号第１伝送線路５０の片側および平衡信号第３伝送線路７０のみを示したが、不平衡信号第１伝送線路５０と平衡信号第２伝送線路６０の関係も同様である。同図に示すように本実施の形態では、アース電位層２０または４０と平行をなす座標平面において、不平衡信号および平衡信号の伝送線路がオフセットＷＯを有するように配置した。
【００２４】
本実施の形態に係る平面型バルントランスにおいて、例えば不平衡信号側の特性インピーダンスを５０Ω、平衡側の特性インピーダンスを６００Ωとしたい場合を考える。このとき比Ｚｌ／Ｚｓは６となり、図３より、必要となる伝送線路の結合度Ｃは−１１．１ｄＢである。従って、直交モードインピーダンスはそれぞれ、Ｚｅｖｅｎ＝６６．５Ω、Ｚｏｄｄ＝３７．６Ωとなる。その条件を満たすためには、例えば伝送線路の幅Ｗを７．５μｍ、伝送線路の厚さＴを１．２μｍ、伝送線路間の距離Ｓを４．２μｍ、誘電体の厚さＢを２３μｍ、伝送線路のオフセットＷｏを４．２μｍとして設計すればよい。ここで、誘電体はＳｉＯ２を用い、比誘電率εＳは４．０とした。
【００２５】
上述の設計に基づき、製造された平面型バルントランスは、加工ばらつきを考慮しても式（１）を満たす範囲内にあれば、高い信頼性を有することができる。また、式（１）を満たすのに加工上最も厳しい制約を受けるパラメータの条件を緩和し、同時に他のパラメータを調整して設計を行うことにより、許容される寸法ばらつき幅を広げることも可能となる。
【００２６】
なお、本実施の形態ではシリコンＩＣ上に平面型バルントランスを形成しているが、誘電体層３０にセラミック等の誘電体を用いた場合でも同様に実施可能である。
【００２７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素の組合せ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００２８】
たとえば、平面型バルントランスの設計方法として、誘電体がアース電位層に挟まれ、その誘電体中にアース電位層と平行に不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路からなる一対の伝送線路が配置されているとき、一対の伝送線路における同相励振時と逆相励振時のインピーダンス、ＺｅｖｅｎおよびＺｏｄｄと、不平衡信号側負荷Ｚｓおよび平衡信号側負荷Ｚｌとで以下の値を定義し、その中心値が１となるよう伝送線路その他要素の形状設計をする方法が考えられる。
【数８】
すなわち、設計時点では中心値として上述の値が１になるよう配慮しつつ、そこからのずれは、別途製造時点で吸収しようという思想である。
【００２９】
また、式（１）では、設計許容値として下限０．９と上限１．１を設定したが、必ずしもこれらの値に限定して考える必要はない。たとえば、設計公差の条件を緩和したい場合、下限０．８または０．８５と、上限１．１５または１．２などに設定してもよい。
【００３０】
さらに、これらの値を公差だけでなく、性能面から設定してもよい。たとえば、実験の結果許される性能から、たとえば、下限０．７または０．７５と、上限１．２５または１．３などに設定してもよいし、非常に高い性能が要求される場合は、下限０．９５で上限１．０５という設定も考えられる。すなわち、公差、製品要求、および場合によりこれらの組合せから設計許容値を定めればよい。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、平衡信号側および不平衡信号側のインピーダンス比を所望の値にした平面型バルントランスの設計が可能となる。また、加工技術を複雑化させることなく平衡信号側の周波数特性のばらつきや位相誤差を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】方向性結合器の等価回路を示す図である。
【図２】平面型バルントランスの等価回路を示す図である。
【図３】変換損失が−３ｄＢとなるときの、インピーダンスの比Ｚｌ／ＺＳと結合度Ｃの関係を示す図である。
【図４】平面型バルントランスの幾何形状と各パラメータの関係を示す説明図である。
【図５】図５（ａ）は伝送線路間の距離Ｓを変化させたときのインピーダンスの計算結果を示す図、図５（ｂ）は誘電体の厚さＢを変化させたときのインピーダンスの計算結果を示す図である。
【図６】伝送線路の配置にオフセットを設けた場合の、平面型バルントランスの幾何形状と各パラメータの関係を示す説明図である。
【図７】図７（ａ）は実施の形態に係る平面型バルントランスの斜視図、図７（ｂ）は断面図である。
【図８】実施の形態に係る平面型バルントランスの変形例の断面図である。
【図９】実施の形態の伝送線路配置を示す概略図である。
【符号の説明】
１０ シリコン基板、 ２０ 第１アース電位層、 ３０ 誘電体層、 ４０第２アース電位層、 ５０ 第１伝送線路、 ６０ 第２伝送線路、 ７０ 第３伝送線路、 ８０ 引き出し用伝送線路。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a balun transformer, and more particularly to a planar balun transformer used for conversion of a balanced signal and an unbalanced signal, impedance conversion, and phase conversion used in a radio communication frequency.
[0002]
[Prior art]
"Balun transformer" is a coined word coined from balanced-unbalanced, and is a converter that enables mutual conversion between balanced and unbalanced signals. A balanced signal is a pair of signals having the same amplitude and different phases by 180 degrees, and is generally used in a communication system. This transmission method is excellent in noise resistance and can save power and increase speed by operating at a low voltage. This is used, for example, for a differential amplifier circuit in an IC. On the other hand, the unbalanced signal transmits a change in potential with respect to the ground potential, and one transmission line is used. The input / output of a microstrip line or an antenna corresponds to this.
[0003]
As a conventional balun transformer for converting a balanced signal or an unbalanced signal, a transformer in which a twisted pair wire is wound around a ferrite core has been used. However, since the magnetic permeability of ferrite decreases as the frequency increases, it is difficult to increase the frequency and reduce the size.
[0004]
To overcome these drawbacks, a planar balun transformer has been devised. This is because a transmission line having an open end with an electrical length of λ / 2 on the unbalanced signal side is connected to a transmission line with an end having an electrical signal of λ / 4 shorted to the ground potential via a dielectric on the balanced signal side. Each of the transmission lines has a transmission line, and a balanced signal and an unbalanced signal are converted using electromagnetic coupling between transmission lines. Since the planar balun transformer can be miniaturized, it can be formed on an IC.
[0005]
In a balun transformer using a ferrite core, the impedance ratio between a balanced signal transmission line and an unbalanced signal transmission line can be adjusted by adjusting the number of turns. On the other hand, in a planar balun transformer, it is necessary to adjust the impedance ratio by changing the electromagnetic coupling ratio between the unbalanced signal transmission line and the balanced signal transmission line. However, when a stripline or a microstripline is used, it is generally difficult to increase the electromagnetic coupling ratio. Increasing the width of the transmission line can increase the electromagnetic coupling ratio, but causes variations in the frequency characteristics of the balanced signal transmission line. Therefore, a method has been proposed in which adjustment is performed by changing the transmission line width and the dielectric thickness of two electromagnetic coupling pairs formed in a planar balun transformer (see Patent Document 1).
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-5-344361 (Section 1, FIG. 2)
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in this method, impedance mismatch occurs at each terminal of the balanced signal transmission line and the unbalanced signal transmission line due to processing accuracy, and an accurate impedance ratio may not be set. Further, the phase error between the balanced signals tends to increase. It is thought that these problems will become more serious in the future as the miniaturization of elements increases and the constraints on the manufacturing process increase.
[0008]
The present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to provide a planar balun transformer in which a transmission line of a balanced signal and an unbalanced signal has a desired impedance ratio. Another object of the present invention is to provide a technique that does not require complicated processing technology. Another object of the present invention is to provide a planar balun transformer that can simplify the manufacturing process. A further object of the present invention is to provide a planar balun transformer in which a phase error between balanced signals is suppressed.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, the transmission line width, the transmission line interval, and the dielectric thickness of the stripline structure are adjusted so that the transmission lines of the balanced signal and the unbalanced signal have a desired impedance ratio.
[0010]
The planar balun transformer according to the present invention comprises a dielectric sandwiched between ground potential layers, and an unbalanced signal transmission line and a balanced signal transmission line disposed substantially parallel to the ground potential layer in the dielectric. and a pair of transmission lines consisting, the impedance Z the even during phase excitation in this pair of transmission lines, and the unbalanced signal side load Z s and the balanced signal side load Z l, a dielectric constant epsilon S of the dielectric , The transmission line width W, the transmission line interval S, the transmission line thickness T, and the distance h between the transmission line and the ground potential layer.
This is the relationship.
[0011]
It is to be noted that a method in which the expression of the present invention is converted into a manufacturing method, a design method, or the like, or a combination thereof, is also effective as an embodiment of the present invention.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
First, the principle of the embodiment will be outlined. The planar balun transformer has a structure in which two directional couplers including a distributed coupling line having a length of ４ of the wavelength λ are connected. Here, the directional coupler is formed by terminating the distributed coupling line length of lambda / 4 at a suitable load impedance Z O As shown in FIG. The signal input from the terminal 1 is distributed to the terminals 2 and 3, and no signal is output to the terminal 4. Coupling C between the transmission line in this case is orthogonal mode, when ie phase excitation and impedance at the time of opposite phase excitation, and Z the even and Z odd, is expressed as follows by the matched load impedance Z O.
[Equation 3]
(Equation 4)
[0013]
Next, as shown in FIG. 2, consider a Marchand balun that combines distributed coupling lines having a length of λ / 4. This is a structure often used for a balun transformer formed on a ceramic substrate or an IC. At this time, input and output terminals of an unbalanced signal in the impedance Z S, the input and output terminals of the balanced signal is respectively terminated with impedance Z l. In this structure, when the conversion loss between the balanced signal and the unbalanced signal becomes 3 dB, the impedances Z S , Z 1 and the coupling degree C have a relationship represented by Expression (4) (KS Ang. , ID Robertson, K. Elgaid and I. G. Thane, "40 to 90 GHz Impedance-Transforming CPW March Balun," 2000 MTT-International Microscopy, 2000 MTT-S.
(Equation 5)
[0014]
Accordingly, the correlation between the coupling degree C and the impedance ratio Z 1 / Z S is represented as shown in FIG. For example, in order to form a balun transformer having a characteristic impedance of 50Ω on the unbalanced side and a characteristic impedance of 200Ω on the balanced side, it can be seen from the drawing that the coupling degree when the impedance ratio Z 1 / Z s is 2, that is, C = − It must be 7 dB. This indicates that the orthogonal mode impedances should be set to Z even = 80.9Ω and Z odd = 30.9Ω, respectively.
[0015]
FIG. 4 schematically shows the structure of a coupling line having a pair of transmission lines disposed in parallel between the upper and lower ground potential layers. The analysis results are shown for the relationship between each parameter forming this structure and the characteristic (SB Cohn, “Thickness Corrections for Capacitive Obstacles and Strip Conductors,“ IRE Trans.microelectronicsTroubleshooter, MTT-8, pp. 638-644, Nov., 1960, J. Paul Shelton, Jr., "Impedances of Offset Parallel-Coupled Strip Transmission Transmission Lines," IEEE RadioTrance Transmission Lines. Pp. 7-1 5, Jan., 1966). In general, as exemplified in Expression (5), the orthogonal mode impedances Z even and Z odd are the width W of the transmission line, the thickness T of the transmission line, the distance S between the transmission lines, and the ratio of the dielectric in FIG. It is uniquely determined by the dielectric constant ε s and the thickness B of the dielectric.
(Equation 6)
[0016]
Here, h indicates the distance between the transmission line and the ground potential layer, and is expressed by Expression (6) using the parameters shown in FIG.
(Equation 7)
[0017]
FIG. 5 shows an example of impedance calculation results when each parameter is changed. The width W of the transmission line is 7.5 μm, the thickness T of the transmission line is 0.8 μm, and the dielectric is SiO 2 . FIG. 5A shows a change in each impedance with respect to a change in the distance S between the transmission lines, and the thickness B of the dielectric at this time is set to 20 μm. FIG. 5B shows a change in impedance with respect to a change in the thickness B of the dielectric. Here, the calculation was performed on the assumption that the distance S between the transmission lines was 4 μm. From these figures, it can be seen that, for example, Z odd decreases as the distance S between the lines decreases, and Z even decreases as the distance between the transmission line and the ground potential layer decreases.
[0018]
In order to obtain the desired quadrature mode impedances Z even and Z odd obtained by the equation (4) according to the desired impedances on the balanced signal side and the unbalanced signal side of the balun transformer, the same calculation as described above is performed. The parameters may be determined. Simultaneously with these procedures, a balun transformer having a desired impedance ratio can be realized by satisfying the relationship represented by the expression (1) in anticipation of 10%, which is a general tolerance in the manufacturing process. As a result, the impedance mismatch at the balanced terminal and the unbalanced terminal can be suppressed, and the phase error can be reduced.
[0019]
Note that the pair of transmission lines may be arranged at different position coordinates with respect to a coordinate plane parallel to the ground potential layer. That provided offset W O on the arrangement of the transmission line as shown in FIG. This is effective when there are restrictions on the line width, dielectric thickness, etc. due to the manufacturing process, such as when forming a balun transformer on an IC. By adjusting the offset W O, by changing the degree of coupling C, without changing the thickness of the line width and the dielectric of the transmission line pair, it is possible to obtain a balun transformer with a desired impedance ratio. However, the offset W O may be determined under the condition that a part of the pair of transmission lines overlaps when viewed from a direction perpendicular to the coordinate plane. If there is no overlap at all, the coupling degree C is generally very small.
[0020]
Hereinafter, embodiments will be specifically described. FIG. 7A is a perspective view showing the structure of the planar balun transformer according to the embodiment, and FIG. 7B is a cross-sectional view taken along line AA of FIG. 7A. This planar balun transformer is formed on, for example, a silicon IC, and uses a silicon oxide film as a dielectric. The semiconductor device includes a first ground potential layer 20 and a second ground layer 40 formed on the silicon substrate 10 and located below and above, respectively, and a dielectric layer 30 sandwiched therebetween. Inside the dielectric layer 30, a first spiral transmission line 50 having an electrical length of λ / 2 for transmitting an unbalanced signal and a second spiral transmission line 60 having an electronic length of λ / 4 for transmitting a balanced signal are also provided. And a third transmission line 70.
[0021]
The first transmission line 50, the second transmission line 60, and the third transmission line 70 are positioned in a vertical relationship in parallel with the first and second ground potential layers 20, 40. One end of the first transmission line 50 is led out by the lead-out transmission line 80 via the via hole 90, and forms an input / output terminal for an unbalanced signal. The other end of the first transmission line 50 is open. One end of each of the second transmission line 60 and the third transmission line 70 is connected to the first ground potential layer 20 via via holes 100 and 110, respectively, and the other end forms an input / output terminal for a balanced signal. Here, the connection to the ground potential may select the second ground potential layer 40. As shown in the cross-sectional view of FIG. 8, the lead-out transmission line 80 may be arranged at the same height as the second ground potential layer 40, and may be separated from the second ground potential layer 40 by the slit 120. .
[0022]
In addition, a silicon nitride film may be used for the dielectric layer 30 in addition to the silicon oxide film. The first transmission line 50, the second transmission line 60, and the third transmission line 70 are made of a material mainly containing Al or Cu. Formed. Further, the first transmission line 50, the second transmission line 60, and the third transmission line 70 may have a meandering shape, that is, a meandering shape, in addition to the spiral shape. It becomes.
[0023]
FIG. 9 is a schematic view of transmission lines arranged above and below in the planar balun transformer according to the embodiment as viewed from above in FIG. Here, for simplicity, only one side of the unbalanced signal first transmission line 50 and the balanced signal third transmission line 70 are shown, but the unbalanced signal first transmission line 50 and the balanced signal second transmission line 60 are not shown. The relationship is the same. In this embodiment, as shown in the figure, in a coordinate plane which extends parallel with the ground potential layer 20 or 40, the transmission lines of an unbalanced signal and a balanced signal is arranged to have an offset W O.
[0024]
In the planar balun transformer according to the present embodiment, for example, it is assumed that the characteristic impedance on the unbalanced signal side is 50Ω and the characteristic impedance on the balanced side is 600Ω. At this time, the ratio Z 1 / Z s is 6, and from FIG. 3, the required degree of coupling C of the transmission line is −11.1 dB. Accordingly, the orthogonal mode impedances are Z even = 66.5Ω and Z odd = 37.6Ω, respectively. In order to satisfy the conditions, for example, the width W of the transmission line is 7.5 μm, the thickness T of the transmission line is 1.2 μm, the distance S between the transmission lines is 4.2 μm, and the thickness B of the dielectric is 23 μm. The transmission line offset Wo may be designed to be 4.2 μm. Here, SiO 2 was used as the dielectric, and the relative dielectric constant ε S was 4.0.
[0025]
The planar balun transformer manufactured based on the above-described design can have high reliability as long as the balun transformer is within a range satisfying Expression (1) even when processing variations are considered. In addition, it is possible to widen the allowable dimensional variation width by relaxing the conditions of the parameters that are most severely restricted in processing to satisfy the expression (1) and at the same time adjusting the other parameters to perform the design. Become.
[0026]
In the present embodiment, the planar balun transformer is formed on the silicon IC. However, the present invention can be similarly implemented when a dielectric such as ceramic is used for the dielectric layer 30.
[0027]
The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective components, and that such modifications are also within the scope of the present invention.
[0028]
For example, as a design method of a planar balun transformer, a dielectric is sandwiched between ground potential layers, and a pair of transmission lines including an unbalanced signal transmission line and a balanced signal transmission line are arranged in the dielectric in parallel with the ground potential layer. when it is, define the following values in the impedance at the time of phase excitation time and the negative-phase excitation of the pair of transmission lines, and Z the even and Z odd, the unbalanced signal side load Z s and the balanced signal side load Z l A method of designing the shape of the transmission line and other elements so that the center value thereof becomes 1 is considered.
(Equation 8)
In other words, it is a concept that the above-mentioned value is set as 1 as a center value at the time of design, and a deviation from the value is separately absorbed at the time of manufacture.
[0029]
Further, in Expression (1), the lower limit of 0.9 and the upper limit of 1.1 are set as design allowable values, but it is not always necessary to consider these values. For example, when it is desired to relax the condition of the design tolerance, the lower limit may be set to 0.8 or 0.85 and the upper limit may be set to 1.15 or 1.2.
[0030]
Further, these values may be set not only in terms of tolerance but also in terms of performance. For example, from the permissible performance as a result of the experiment, for example, the lower limit may be set to 0.7 or 0.75 and the upper limit to 1.25 or 1.3. When extremely high performance is required, A setting of a lower limit of 0.95 and an upper limit of 1.05 is also conceivable. That is, the design allowance may be determined from the tolerance, the product requirement, and possibly a combination thereof.
[0031]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to design a planar balun transformer in which the impedance ratio between the balanced signal side and the unbalanced signal side is set to a desired value. Further, it is possible to reduce the variation in the frequency characteristics and the phase error on the balanced signal side without complicating the processing technique.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an equivalent circuit of a directional coupler.
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of a planar balun transformer.
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the impedance ratio Z 1 / Z S and the coupling degree C when the conversion loss is −3 dB.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between the geometric shape of a planar balun transformer and each parameter.
5A is a diagram showing a calculation result of an impedance when a distance S between transmission lines is changed, and FIG. 5B is a diagram showing an impedance when a thickness B of a dielectric material is changed; It is a figure showing a calculation result.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing the relationship between the geometric shape of a planar balun transformer and each parameter when an offset is provided in the arrangement of transmission lines.
FIG. 7A is a perspective view of a planar balun transformer according to the embodiment, and FIG. 7B is a cross-sectional view.
FIG. 8 is a sectional view of a modification of the planar balun transformer according to the embodiment;
FIG. 9 is a schematic diagram showing a transmission line arrangement according to the embodiment.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 10 silicon substrate, 20 first ground potential layer, 30 dielectric layer, 40 second ground potential layer, 50 first transmission line, 60 second transmission line, 70 third transmission line, 80 extraction transmission line.