JP2004096539A - Filter circuit - Google Patents

Abstract

Provided is a filter circuit capable of guaranteeing a low-loss and wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band even when an environmental temperature changes.
A resonance element (surface acoustic wave resonator 2) having anti-resonance characteristics is used as a series element, and a parallel element is formed using a series circuit including a capacitor 15 having a capacitance C and an inductor 14 having an inductance L. In the filter circuit described above, when a temperature difference from a certain reference temperature is ΔT, a change amount ΔC of the capacitance C of the capacitor 15 due to the temperature difference ΔT, and an inductance L of the inductor 14 according to the temperature difference ΔT. And the amount of change ΔL is the opposite sign.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【００１１】
なお、文献２には、インダクタ１４に抵抗成分Ｒ_１を考慮し、直列共振におけるＱ値（Ｑｕａｌｉｔｙ　Ｆａｃｔｏｒ）を考慮した等価回路が示されている。このような等価回路を考える場合、共振周波数ｆ_ｒにおける弾性表面波共振器の電気端子７と電気端子８との間のインピーダンスは、完全な短絡ではなく、最小値となる。
【００１２】
図２６は、図２２に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。（Ａ）は直列要素の弾性表面波共振器２のインピーダンス特性を示し、（Ｂ）は並列要素の弾性表面波共振器１のアドミタンス特性を示し、（Ｃ）は直列要素の弾性表面波共振器２と並列要素の弾性表面波共振器１とを図２２のように接続した場合のフィルタ特性を示している。
【００１３】
次に動作について説明する。図２６に示すように、直列要素の弾性表面波共振器２は、周波数ｆ_ｒ２で直列共振を示し、周波数ｆ_ａ２で並列共振を示す。すなわち、弾性表面波共振器２は、共振周波数がｆ_ｒ２であり、反共振周波数がｆ_ａ２である。（Ａ）の縦軸は、弾性表面波共振器２のインピーダンスの虚部を示している。弾性表面波共振器２は、弾性表面波が励振されない周波数範囲では、静電容量Ｃ_０を有するキャパシタとして動作する。このため、共振周波数ｆ_ｒ２よりも低周波数側や反共振周波数ｆ_ａ２よりも高周波数側では、虚部が負のインピーダンスを示す。
【００１４】
一方、並列要素の弾性表面波共振器１は、周波数ｆ_ｒ１で直列共振を示し、周波数ｆ_ａ１で並列共振を示す。即ち、弾性表面波共振器１は、共振周波数がｆ_ｒ１であり、反共振周波数がｆ_ａ１である。（Ｂ）の縦軸は、弾性表面波共振器１のインピーダンスの虚部を示している。弾性表面波共振器１は共振周波数ｆ_ｒ１よりも低周波数側や反共振周波数ｆ_ａ１よりも高周波数側では、虚部が正のアドミタンスを示す。
【００１５】
ここで、弾性表面波共振器２の共振周波数ｆ_ｒ２と弾性表面波共振器１の反共振周波数ｆ_ａ１とがほぼ等しくなるように設定する。このとき、弾性表面波共振器２は、共振周波数ｆ_ｒ２の近傍の周波数では、インピーダンスがほぼ０となるので、短絡の状態となる。また、弾性表面波共振器１は、反共振周波数ｆ_ａ１の近傍の周波数では、アドミタンスがほぼ０となるので、開放の状態になる。このため、入力端子３と出力端子５との間はほぼ短絡となり、入力端子３と入力側の接地端子４との間はほぼ開放となり、同様に、出力端子５と出力側の接地端子６との間はほぼ開放となる。したがって、入力側端子３と出力側端子５との間は、低損失な通過域を示すことになる。
【００１６】
一方、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆ_ｒ１付近の周波数では、弾性表面波共振器１はほぼ短絡となる。このとき、入力端子３と入力側の接地端子４とがほぼ短絡となり、かつ、出力端子５と出力側の接地端子６とがほぼ短絡となるため、入力側端子３から出力側端子５へ電気信号を伝達することができず、大きな減衰極を形成する。この減衰極は、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆ_ｒ１付近の周波数となるので、フィルタ回路の通過域となる弾性表面波共振器１の反共振周波数ｆ_ａ１よりも低い周波数に限定される。
【００１７】
さらに、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆ_ａ２付近の周波数では、弾性表面波共振器２はほぼ開放となる。したがって、入力端子３から出力端子５へ電気信号を伝達することができず、大きな減衰極を形成する。この減衰極は、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆ_ａ２付近の周波数となるので、フィルタ回路の通過域となる弾性表面波共振器２の共振周波数ｆ_ｒ２よりも高い周波数に限定される。
【００１８】
図２２に示すフィルタ回路の動作は、弾性表面波共振器以外の共振器でも同様の特性を示し、例えば、厚み縦振動や厚みすべり振動を利用したバルク波共振器を用いても同様である。
【００１９】
バルク波共振器の場合、例えば、文献：電気電子のための固体振動論の基礎、オーム社発行、尾上守夫監修、昭和５７年９月２０日第１版発行、ｐｐ．１７５〜１８８（以下、文献３という）に示されているように、共振周波数ｆ_ｒと反共振周波数ｆ_ａとバルク波共振器を構成している圧電体の電気機械結合係数Ｋ^２との間には、近似的に次式（３）の関係があることが知られている。
【００２０】
【数２】

【００２１】
式（３）は、バルク波共振器の共振周波数ｆ_ｒと反共振周波数ｆ_ａとの差が、使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ^２に反共振周波数ｆ_ａを乗じた値の半分にほぼ一致することを示している。この関係は、弾性表面波共振器の場合についてほぼ同様である。即ち、バルク波共振器や弾性表面波共振器等の弾性表面波共振器を用いてフィルタ回路を構成した場合、フィルタ回路の通過域の周波数と、大きな減衰を得られる減衰極の周波数との差は、弾性表面波共振器の共振周波数ｆ_ｒと反共振周波数ｆ_ａとの差に相当するため、これらの差は、フィルタ回路の通過域の周波数に使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ^２を乗じた値のほぼ半分の値に制限される。したがって、フィルタ回路の通過域の周波数と、大きな減衰を必要とする阻止域の周波数との差は、使用する圧電体の性能による制限を受ける。
【００２２】
例えば、弾性表面波共振器で使われる圧電体には、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）やタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）が広く知られているが、これらの電気機械結合係数Ｋ^２は大きくても数十％である。したがって、フィルタ回路の周波数と、大きな減衰を得られる減衰極の周波数との差は、フィルタ回路の通過域の周波数の５〜６％程度の値までしか得られない。
【００２３】
次に、図２７は、例えば特開平６−３５０３９０号公報（以下、文献４という）に示された従来のフィルタ回路を示す構成図である。このフィルタ回路は、第１の弾性表面波共振器２ａと第２の弾性表面波共振器２ｂとインダクタ１６を直列要素とし、インダクタ１４とキャパシタ１５の並列共振回路を並列要素とした構成でなる。
【００２４】
図２８は、図２７に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図２８中、（Ａ）は第１の弾性表面波共振器２ａのインピーダンス特性１７、第２の弾性表面波共振器２ｂのインピーダンス特性１８、インダクタ１６のインピーダンス特性１９を示している。第１の弾性表面波共振器２ａは共振周波数ｆ_ｒ１、反共振周波数ｆ_ａ１であり、第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数はｆ_ｒ２、反共振周波数はｆ_ａ２である。このとき、第１の弾性表面波共振器２ａの反共振周波数ｆ_ａ１は第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数ｆ_ｒ２よりも低周波数となっている。
【００２５】
（Ｂ）はインダクタ１４とキャパシタ１５の並列共振回路のアドミタンス特性２０を示している。周波数ｆ_ａｐは並列共振回路の反共振周波数であり、第１の弾性表面波共振器２ａの反共振周波数ｆ_ａ１と第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数ｆ_ｒ２との間になるように反共振周波数ｆ_ａｐが設定されている。（Ａ）、（Ｂ）ともに、縦軸は、虚部を示している。（Ｃ）は図２７に示すフィルタ回路を構成した場合の通過特性を示している。
【００２６】
インダクタ１４とキャパシタ１５とからなる並列共振回路の反共振周波数ｆ_ａｐは、フィルタ回路の通過域付近の周波数に設定されているので、並列共振回路はインピーダンスがほぼ開放となる。また、第１の弾性表面波共振器２ａは、反共振周波数ｆ_ａ１より高い周波数で動作しているので、容量性のインピーダンスを有する。さらに、第２の弾性表面波共振器２ｂは共振周波数ｆ_ｒ２より高い周波数で動作しているので、容量性のインピーダンスを有する。
【００２７】
このため、第１の弾性表面波共振器２ａと第２の弾性表面波共振器２ｂが有する容量性インピーダンスを打ち消すために、誘導性インピーダンスを有するインダクタ１６が必須である。一般に、ＧＨｚに達する周波数では、インダクタ損失が大きく、例えば誘電体基板上に形成されたインダクタではＱ値が数十程度であり、空芯コイルのような高Ｑタイプのものでも、１００程度が限界である。このため、図２７に示すようなフィルタ回路の直列要素にも並列要素にもインダクタを用いる構成では、実際のフィルタ回路を構成した場合に、通過域の損失が増大してしまう。
【００２８】
また、並列要素に用いた並列共振回路は、反共振周波数ｆ_ａｐよりも低周波数では、インダクタ１４のアドミタンスの方が小さいために支配的となり、並列共振回路は誘導性のアドミタンスを示す。一方、反共振周波数ｆ_ａｐよりも高周波数では、キャパシタ１５のアドミタンス方が小さいために支配的となり、並列共振回路は容量性のアドミタンスを示す。このため、フィルタ回路の通過域のインピーダンス特性は、反共振周波数ｆ_ａｐから離れると、純抵抗成分以外の成分が大きくなるため、広帯域にわたり低損失な特性を実現するのは困難である。
【００２９】
次に、図２９は、例えば特開平９−１１６３８０号公報（以下、文献５という）に示されている従来のフィルタ回路を示す構成図である。図２９において、２１はキャパシタ１３と直列共振回路（キャパシタ１５、インダクタ１４）とを並列接続した共振回路である。
【００３０】
共振回路２１は、図２５に示したものと同じであり、本質的に弾性表面波共振器となんら変わらない。さらに設計面でも、共振回路２１の共振周波数と、並列要素の弾性表面波共振器１の反共振周波数とをほぼ同じに設定する点で、図２２に示したフィルタ回路と同じである。
【００３１】
しかし、弾性表面波共振器が、使用する圧電体の電気機械結合係数に依存して共振周波数と反共振周波数との差が決まるのに対して、図２９に示した共振回路２１はその制限がない分だけ広帯域化できる余地があるが、実際には、インダクタのＱ値は、弾性表面波共振器２のＱ値よりもかなり小さく、共振回路２１により、弾性表面波共振器２よりも広帯域な特性を実現できても、低損失な通過特性を実現するのは難しい。
【００３２】
さらに、共振回路２１のＱ値が小さいために、直列要素により形成されるフィルタ回路の通過域よりも高周波数側の減衰特性を急峻とするのが難しく、かつ、共振回路２１が形成する減衰域も急峻な零点を形成するのが困難であり、通過域よりも高周波数側の減衰特性が劣化してしまう。
【００３３】
そこで、通過域の周波数と減衰域の周波数が離れていても、低損失で広帯域な通過特性を実現し、かつ広帯域にわたり大きな減衰量を実現することができるフィルタ回路を得るため、反共振特性を有する共振素子を用いて直列要素とし、インダクタとキャパシタの直列回路を並列要素とする構成とすることが考えられる。
【００３４】
図３０は、反共振特性を有する共振素子を用いて直列要素とし、インダクタとキャパシタの直列回路を並列要素とする構成としたフィルタ回路の例を示す構成図である。図３０において、２は直列要素を構成する反共振特性を有する弾性表面波共振器（共振素子）、３は入力端子、４は入力側の接地端子、５は出力端子、６は出力側の接地端子、１４はインダクタ、１５はキャパシタである。なお、インダクタ１４とキャパシタ１５の直列回路は並列要素を構成し、π形回路構成をしている。
【００３５】
図３１は、弾性表面波共振器２が弾性表面波を励振しない周波数範囲、すなわち、弾性表面波共振器２の共振周波数ｆ_ｒｓよりも低い周波数範囲や、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆ_ａｓよりも高い周波数範囲におけるフィルタ回路の等価回路を示す回路図である。弾性表面波共振器２は、弾性表面波を励振しない周波数範囲では、静電容量Ｃ_２のキャパシタ２２として動作する。
【００３６】
並列要素であるインダクタ１４とキャパシタ１５との直列共振回路は、周波数ｆ_ｎで直列共振、すなわち共振特性を示す。このとき、入力端子３と入力側の接地端子４との間は、ほぼ短絡の状態となり、入力端子３に入力電気信号のほとんどは反射する。同様にして、出力端子５と出力側接地端子６との間を、入力信号はほとんど伝搬できない。すなわち、フィルタ回路としては、減衰極を示し、大きな阻止特性を示す。
【００３７】
一方、共振周波数ｆ_ｎよりも高い周波数では、インダクタ１４のインピーダンスｊωＬ_１は増大し、キャパシタ１５のインピーダンス（１／ｊωＣ_１）は低下する。このため、直列共振回路は、インダクタ１４のインピーダンスが支配的となる。並列要素がインダクタ１４で、直列要素がコンデンサ２２となる回路は、周波数ｆ_ｃを遮断周波数とする高域通過形フィルタ特性を示す。
【００３８】
インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失が少ない場合の通過特性は、周波数ｆ_ｎ付近に極めて急峻な減衰極を有する阻止特性を示し、また、遮断周波数ｆ_ｃ以上の周波数域では、低損失な特性を示す。しかし、例えば、移動体通信で使われる８００ＭＨｚから２ＧＨｚ付近における周波数域では、インダクタ１４は、通常、１００ｎＨより小さいインダクタンスを使うことが多い。インダクタ１４のＱ値は、インダクタ１４に抵抗成分が直列接続されたものと考え、インダクタ１４のインピーダンスと抵抗成分の抵抗値との比がＱ値に相当する。インダクタンスが大きくなるほど、インダクタのＱ値は低下する。
【００３９】
一方、キャパシタ１５及びキャパシタ２２は、移動体通信で使われる周波数域では、１００ｐＦよりも小さい静電容量を使うことが多く、このような静電容量におけるキャパシタ１５のＱ値は数百程度である。キャパシタ１５のＱ値は、キャパシタ１５に抵抗成分が並列接続されたものとして考え、キャパシタ１５に抵抗成分が並列接続されたものとして考え、抵抗成分の抵抗値とキャパシタ１５のアドミタンスとの積の逆数がＱ値に相当する。したがって、直列共振回路では、インダクタ１４のＱ値がフィルタ特性に大きく影響する。
【００４０】
図３２は、図２９に示すフィルタ回路の回路動作を説明する説明図である。図３２において、ｆ_ｎは減衰極の周波数、ｆ_ｃは遮断周波数である。２３は図３１の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失がない場合の通過特性であり、２４はインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。
【００４１】
無損失の場合、すなわち、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の各Ｑ値が十分に大きい場合は、通過特性２３のように、共振周波数ｆ_ｎ付近に急峻な減衰特性を有する減衰極をつくることができる。しかし、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２のＱ値を実際の回路要素に則して考慮した場合には、通過特性２４のように、無損失の場合よりも大きく劣化する。すなわち、共振周波数ｆ_ｎ付近の減衰極は、減衰極の周波数位置が不明確なほど減衰特性が劣化し、減衰量も劣化する。さらに、遮断周波数ｆ_ｃより高い周波数における通過域でも、挿入損失が増大する。このため、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２等の回路素子を用いて図２９の回路を構成しても、実際に得られるのは、通過特性２４のような特性であり、フィルタ回路としては十分な性能を得ることができない。
【００４２】
上記の問題点を改善するために、直列要素に弾性表面波共振器２を用いる。図３３は、弾性表面波共振器２の具体的な構成を示す構成図であり、図３４は、弾性表面波共振器２の通過特性を説明する説明図である。
【００４３】
弾性表面波共振器２を直列要素として使うと、図３４に示すような通過特性２５を示す。すなわち、弾性表面波共振器２は、周波数ｆ_ｒｓにて直列共振特性を示し、周波数ｆ_ａｓにて並列共振特性を示す。周波数ｆ_ｒｓを共振周波数といい、周波数ｆ_ａｓを反共振周波数という。共振周波数ｆ_ｒｓでは、弾性表面波共振器２は、ほぼ短絡となるので、通過特性２５は低損失な特性を示す。
【００４４】
一方、反共振周波数ｆ_ａｓでは、弾性表面波共振器２は、ほぼ開放となるので、通過特性２５は減衰極を示す。このとき、弾性表面波共振器２の減衰極は、図３２に示したようなインダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列共振回路の場合よりも、急峻な減衰極を形成することができる。
【００４５】
図３４は、図３０に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図３４において、２６は図３０に示すフィルタ回路の通過特性であり、図３２に示した通過特性２４と、図３３に示した通過特性とが重畳したものとして考えることができる。
【００４６】
弾性表面波共振器２は、反共振周波数ｆ_ａｓ付近に急峻な減衰極を形成することができる。しかし、減衰極と弾性表面波共振器２の共振周波数ｆ_ｒｓとの周波数差は、使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ^２の制限を受け、所要の周波数差を自由に設けることができない。このため、減衰極がある所要の値以上の減衰量となる周波数幅には制限がある。一方、インダクタ１４キャパシタ１５の直列回路の共振周波数ｆ_ｎを、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆ_ａｓ付近になるように設定すると、通過特性２４のように、明確な減衰極は形成できなくても、緩やかな減衰特性が、弾性表面波共振器２の通過特性２５に重畳し、弾性表面波共振器２だけによる通過特性２５の場合よりも、減衰量を大きくすることが可能となる。
【００４７】
遮断周波数ｆ_ｃ及び遮断周波数ｆ_ｃよりも高い周波数では、弾性表面波共振器２は、反共振周波数ｆ_ａｓよりも高い周波数範囲であり、弾性表面波はほとんど励振せずに、単なる静電容量Ｃ_２を有するコンデンサ２２として動作する。このため、弾性表面波を励振する通常の弾性表面波フィルタや弾性表面波共振器では、大電力を入力すると、弾性表面波の励振にともなうストレスマイグレーションや、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションにより破壊が生じるに対して、図２９に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器２は、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションによる破壊だけが問題となる。さらに、弾性表面波共振器２の圧電体の電気機械結合係数Ｋ^２には依存せずに、減衰極の周波数ｆ_ａｓと遮断周波数ｆ_ｃを設定することができ、設計の自由度が極めて高い。
【００４８】
しかし、温度変化に対して、図３０に示すフィルタ回路のインダクタ１４のインダクタンスＬ_１、キャパシタ１５の静電容量Ｃ_１は変化し、並列要素のインダクタ１４とキャパシタ１５との直列共振回路の直列共振周波数ｆ_ｎが変動してしまう。通常、移動体通信機器等でフィルタ回路が使われる場合、その使用環境温度範囲が設定され、その温度範囲内で、電気性能を保証しなければならない。しかし、環境温度の変化に伴い、フィルタ回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５の素子値が変化し、共振周波数が変動してしまうため、減衰特性が劣化あるいは、通過域での損失が増大する等、使用温度範囲内で電気性能が保証できない問題があった。
【００４９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のフィルタ回路は以上のように構成されているので、環境温度が変化すると、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することが困難である課題があった。
【００５０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、環境温度が変化しても、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することができるフィルタ回路を得ることを目的とする。
【００５１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るフィルタ回路は、反共振特性を有する共振素子を直列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる直列回路を用いて並列要素を構成したフィルタ回路において、ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とするものである。
【００５２】
また、他の発明に係るフィルタ回路は、反共振特性を有する共振素子を並列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる並列回路を用いて直列要素を構成したフィルタ回路において、ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とするものである。
【００５３】
また、前記キャパシタの静電容量Ｃと、前記インダクタのインダクタンスＬとを、ΔＬ／ΔＣ＝−Ｌ／Ｃの関係を満たすようにしたものである。
【００５４】
また、前記キャパシタとして、インターディジタルキャパシタを用いたものである。
【００５５】
また、前記インダクタとして、空芯コイルを用いたものである。
【００５６】
また、前記インダクタとして、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを用いたものである。
【００５７】
さらに、前記キャパシタとして、水晶基板上に作成したインターディジタルキャパシタを用いたものである。
【００５８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるフィルタ回路を示す回路図である。図１に示すフィルタ回路は、反共振特性を示す弾性表面波共振器（共振素子）２を直列要素に、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる共振特性を示す直列回路を並列要素とするπ形回路を構成している。
【００５９】
図２は、弾性表面波共振器２が弾性表面波を励振しない周波数範囲におけるフィルタ回路の等価回路である。弾性表面波共振器２は、弾性表面波を励振しない周波数範囲では、静電容量Ｃ_２のコンデンサ２２として動作する。
【００６０】
図３は、図２のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。ある基準温度Ｔからの温度変化をΔＴとし、上記温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスＬの変化量をΔＬ、キャパシタ１５の静電容量Ｃの変化量をΔＣとする。図３中、２４ａは基準温度Ｔにおける図２の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。共振周波数はｆ_ｒＴである。
【００６１】
ある基準温度Ｔからの温度差をΔＴ_１とし、上記温度差ΔＴ_１に伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量をΔＬ_１とし、上記温度差ΔＴ_１に伴うキャパシタの変化量をΔＣ_１とすると、ΔＴ_１変化した温度Ｔ＋ΔＴ_１において、
【００６２】
【数３】

【００６３】
のいずれかの関係を満たす場合、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路の共振周波数ｆ_ｒΔＴ１は、温度Ｔにおける共振周波数ｆ_ｒＴより低周波数となり、共振特性は２４ｂとなる。
【００６４】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが増大する、または、キャパシタ１５の静電容量が増大すると、共振周波数ｆ_ｒＴは低周波側に移動する。
【００６５】
一方、基準温度ＴからΔＴ_２変化した温度Ｔ＋ΔＴ_２において、
【００６６】
【数４】

【００６７】
のいずれかの関係を満たす場合、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路の共振周波数ｆ_ｒΔＴ２、温度Ｔにおける共振周波数ｆ_ｒＴより高周波数となり、共振特性は２４ｃとなる。
【００６８】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタ１４のインダクタンスが減少する、または、キャパシタンス１５の静電容量が減少すると、共振周波数ｆ_ｒＴは高周波側に移動する。
【００６９】
したがって、温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすると、インダクタンスの変化による共振周波数の変動と静電容量の変化による共振周波数の変動は打ち消し合う。よって、温度変化に対して共振周波数が変動しない、あるいは共振周波数の変動が小さいインダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００７０】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２によるフィルタ回路を示す回路図である。図４に示すフィルタ回路は、反共振特性を示す弾性表面波共振器（共振素子）１を並列要素に、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる反共振特性を示す並列回路を直列要素に用いている。
【００７１】
図５は、図４に示すフィルタ回路の弾性表面波共振器１が弾性表面波を励振しない周波数範囲における等価回路である。弾性表面波共振器１は、電極容量と同じ静電容量Ｃ_２のコンデンサ２２として考える。
【００７２】
図６は、弾性表面波共振器１を並列要素とした場合の回路図であり、図７は、図６に示した弾性表面波共振器１の通過特性を示す説明図である。図７において、２７は弾性表面波共振器１の通過特性である。
【００７３】
弾性表面波共振器１を並列要素とした場合、共振周波数ｆ_ｒｐにて弾性表面波共振器１が短絡となるので、通過特性に大きな減衰極を形成する。また、反共振周波数ｆ_ａｐにて弾性表面波共振器１が開放となるので、通過特性は最小値を示す。
【００７４】
図８は、図４に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図８において、２８は、図４に示すフィルタ回路の通過特性である。
【００７５】
図４に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆ_ｒｐおよび直列要素の反共振周波数ｆ_ａを遮断周波数ｆ_ｃより高い周波数に設定する。このような条件にすると、通過域では、弾性表面波共振器１は、共振周波数ｆ_ｒｐよりも低い周波数となるので、弾性表面波を励振しない状態で動作させることができる。このため、通過域で弾性表面波を励振する通常の弾性表面波フィルタや弾性表面波共振器では、大電力を入力すると、弾性表面波の励振に伴うストレスマイグレーションや、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションにより破壊が生じるのに対して、図４に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器１は、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションによる破壊だけが問題となるので、従来のこの種の弾性表面波フィルタに比べ、より大電力動作に対して耐性が高くなる。
【００７６】
図９は、図５に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図９中、２９ａは基準温度Ｔにおける図５の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。反共振周波数はｆ_ａＴである。
【００７７】
ある基準温度Ｔからの温度差をΔＴ_１とし、上記温度差ΔＴ_１に伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量をΔＬ_１、上記温度差ΔＴ_１に伴うキャパシタの変化量をΔＣ_１とすると、ΔＴ_１変化した温度Ｔ＋ΔＴ_１において、
【００７８】
【数５】

【００７９】
のいずれかの関係を満たす場合、図５に示すフィルタ回路の反共振周波数ｆ_ａΔＴ１は、温度Ｔにおける反共振周波数ｆ_ａＴより低周波数となり、共振特性は２９ｂとなる。
【００８０】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが増大する、または、キャパシタ１５の静電容量が増大すると、反共振周波数ｆ_ａＴは低周波側に移動する。
【００８１】
一方、基準温度ＴからΔＴ_２変化した温度Ｔ＋ΔＴ_２において、
【００８２】
【数６】

【００８３】
のいずれかの関係を満たす場合、図５に示すフィルタ回路の反共振周波数ｆ_ａΔＴ２、温度Ｔにおける反共振周波数ｆ_ｒＴより高周波数となり、共振特性は２９ｃとなる。
【００８４】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが減少する、または、キャパシタ１５の静電容量が減少すると、反共振周波数ｆ_ａＴは高周波側に移動する。
【００８５】
したがって、温度変化ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすると、インダクタンスの変化による反共振周波数の変動と静電容量の変化による反共振周波数の変動は打ち消し合う。よって、温度変化に対して反共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００８６】
実施の形態３．
上述した図１及び図４に示す実施の形態１及び２において、インダクタ１４のインダクタンスをＬ、キャパシタ１５の静電容量をＣとしたとき、インダクタ１４、キャパシタ１５からなる共振回路の共振周波数ｆ_ｒは、次式で表すことができる。
【００８７】
【数７】

【００８８】
式（１２）をＣについて微分すると、式（１３）となる。
【００８９】
【数８】

【００９０】
ｄＬ→ΔＬ、ｄＣ→ΔＣと書き換えると、式（１４）となる。
【００９１】
【数９】

【００９２】
したがって、基準温度からの温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬ、キャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣ、インダクタ１４のインダクタンスＬ、そして、キャパシタ１５の静電容量Ｃとの間に、式（１４）の関係が成り立つと、インダクタ１４、キャパシタ１５からなる共振回路の共振周波数ｆ_ｒは変化しない。
【００９３】
したがって、式（１４）が成り立つように、実施の形態１または実施の形態２記載のフィルタ回路を構成すると、温度変化に対して共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００９４】
実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。図１０に示すフィルタ回路の構成は、図１に示す実施の形態１に係るフィルタ回路と同じであるが、異なる点は、コンデンサ１５を圧電基板上に形成したインターディジタルキャパシタとしている点である。
【００９５】
図１１は、インターディジタルキャパシタの構造図である。図１１に示したインターディジタルキャパシタは、図２４に示したＩＤＴ９と同じ構造である。ＩＤＴ９は、弾性表面波を励振しない周波数では、単なるキャパシタとして動作するので、弾性表面波共振器２の反共振周波数と大きく異なる周波数のＩＤＴ９を形成することにより、インターディジタルキャパシタを実現することができる。
【００９６】
この種のＩＤＴ９のパターンは、正確なパターン形成ができるので、通常のチップキャパシタ等を用いる場合より、高精度に静電容量を得ることができる。また、インターディジタルキャパシタはチップコンデンサより小さく形成できるため、フィルタ回路のサイズを小さくする効果も得られる。
【００９７】
以上では、図１１に示した回路構成で説明してきたが、図４に示す実施の形態２に係るフィルタ回路構成における直列要素のキャパシタをインターディジタルキャパシタとしても、同じ効果を得ることができる。
【００９８】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。図１２中、インダクタ１４は空芯コイルとしている。
【００９９】
キャパシタ１５を、圧電性基板としてよく用いられるＬｉＮｂＯ_３上に形成したインターディジタルキャパシタとした場合、温度変化ΔＴに伴う、静電容量の変化量ΔＣは、正の符号を有する。一方、温度変化ΔＴに伴う、空芯コイルのインダクタンスの変化量ΔＬは、−の符号を有する。したがって、ΔＬとΔＣが逆符号であるため、共振周波数の変動が小さくなり、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１００】
図１３は、チップインダクタと、ＬｉＮｂＯ_３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際にフィルタ回路を構成した場合の通過特性測定結果である。図１３中、３２ａはフィルタ回路を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ２５は並列要素の共振周波数である。３２ｂはフィルタ回路の温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ７５は並列要素の共振周波数である。
【０１０１】
図１４は、図１３の共振周波数近傍を拡大した図である。温度変化による共振周波数の変動｜ｆ_ｒ２５−ｆ_ｒ７５｜は約１５ＭＨｚであり、低周波数側に変動している。
【０１０２】
図１５は、この発明の実施の形態５に係るフィルタ回路を、空芯コイルと、ＬｉＮｂＯ_３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際に構成した場合の通過特性測定結果である。図１５中、３３ａはフィルタ回路を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ２５は並列要素の共振周波数である。３３ｂはフィルタ回路の温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ７５は並列要素の共振周波数である。
【０１０３】
図１６は、図１５の共振周波数近傍を拡大した図である。温度変化による共振周波数の変動｜ｆ_ｒ２５−ｆ_ｒ７５｜は約１０ＭＨｚであり、低周波数側に変動している。インダクタを空芯コイルにすることで、チップコイルを用いてフィルタ回路を構成した場合より共振周波数の変動を小さくすることができる。
【０１０４】
以上では、コイル、キャパシタからなる共振周波数が確認できるように、共振周波数を弾性表面波共振器２の反共振周波数周波数より低い周波数に設定しているが、反共振周波数付近に設定しても、同様の効果が得られるため、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１０５】
また、上述した説明は、図１２に示した回路構成で説明してきたが、並列要素の直列共振回路が２つ以上であっても、同じ効果を得ることができる。また、図４に示す回路構成における直列要素のインダクタを空芯コイルとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１０６】
実施の形態６．
図１７は、この発明の実施の形態６によるフィルタ回路を示す構成図である。図１７のフィルタ回路の構成は、インダクタ１４を線膨張係数が約３８０ｐｐｍ／℃のポリスチレンをコアとしたコイルとしている。図１８は、上記ポリスチレンをコア３０としたコイル３１を示している。
【０１０７】
ここで、インダクタのインダクタンスＬは、例えば、文献：電磁気学、共立出版発行、末松安晴著、昭和４８年１０月５日第１版発行、ｐｐ．２０６〜２０７（以下、文献６という）に示されているように、次式（１５）で表すことができる。
【０１０８】
【数１０】

【０１０９】
ここで、γは長岡係数、μは透磁率、ａはコアの半径、Ｎはコイルの巻数、ｌはコアの長さである。
【０１１０】
線膨張係数が約３８０ｐｐｍ／℃のポリスチレンをコア３０としたコイル３１では、温度変化ΔＴに伴って、コア３０が膨張する。コア３０は、コイル３１によって拘束されており、半径方向にはほとんど膨張せず、長さ方向の膨張が支配的となるため、式（１５）より、インダクタンスＬは減少する。すなわち、インダクタンスの変化量ΔＬは負の符号を有することになる。通常、キャパシタ１５を圧電性基板としてよく用いられるＬｉＮｂＯ_３基板上に形成したインターディジタルキャパシタとした場合、例えば、文献２のｐｐ．５４４に示されているように、ＬｉＮｂＯ_３の誘電率の温度特性は正の温度係数を有するため、温度変化ΔＴに伴う、静電容量の変化量ΔＣは、正の符号を有する。したがって、ΔＬとΔＣが逆符号となり、インダクタ１４のインダクタンスの変化による共振周波数の変動とキャパシタ１５の静電容量の変化による共振周波数の変動が打ち消し合い、共振周波数の変動は小さくなる。
【０１１１】
図１９は、コア３０を上記ポリスチレンとしたコイル３１と、ＬｉＮｂＯ_３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際にフィルタ回路を構成した場合の通過特性測定結果である。図１９中、３４ａは測定温度を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ２５は並列要素の共振周波数である。また、図２０は、図１９の共振周波数近傍を拡大した図である。このとき、上記インターディジタルキャパシタの静電容量はＣ＝２．５２ｐＦであり、上記コア３０をポリスチレンとしたコイル３１のインダクタンスはＬ＝１７．６７ｎＨであり、共振周波数はｆ_ｒ２５＝７５４ＭＨｚである。３４ｂは測定温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆ_ｒ７５は並列要素の共振周波数である。このとき、温度変化に伴い、上記インターディジタルキャパシタの静電容量はＣ＝２．５５ｐＦ、上記コア３０をポリスチレンとしたコイル３１のインダクタンスはＬ＝１７．３４ｎＨと変化している。
【０１１２】
したがって、温度変化ΔＴに伴う静電容量の変化はΔＣ＝０．０２５ｐＦ、インダクタンスの変化はΔＬ＝−０．３３ｎＨであり、逆符号となるため、キャパシタによる共振周波数の変動と、インダクタによる共振周波数の変動は打ち消しあい、共振周波数の変動は約３．５ＭＨｚとなる。これは、インダクタをチップインダクタとした場合とインダクタを空芯コイルとした場合より小さくなっている。
【０１１３】
実施の形態６では、温度変化ΔＴ＝５０℃による共振周波数の変動｜ｆ_ｒ２５−ｆ_ｒ７５｜は約３．５ＭＨｚであり、高周波数側に変動している。したがって、共振周波数の変動を零とするには、約１４６ｐｐｍ／℃の材料をコアにしたコイルとするのが好ましい。また、共振周波数の変動を−３．５ＭＨｚまで許容するとするには、約７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアにすればよい。
【０１１４】
以上では、コイル、キャパシタからなる直列回路の共振周波数が確認できるように、共振周波数を弾性表面波共振器２の反共振周波数周波数より低い周波数に設定しているが、反共振周波数付近に設定しても効果は同じである。
【０１１５】
したがって、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを並列要素の直列回路に用いれば、温度変化に伴うインターディジタルキャパシタの静電容量の変化量ΔＣによる共振周波数の変動と、コアをポリスチレンとしたコイルのインダクタンスの変化量ΔＬによる共振周波数の変動が打ち消し合い、共振周波数の変動がチップインダクタを用いた場合より小さくすることができ、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１１６】
以上では、図１３に示した回路構成で説明してきたが、並列要素の直列共振回路が２つ以上であっても同じ効果を得ることができる。また、図４に示す回路構成における直列要素のインダクタを線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１１７】
実施の形態７．
図２１は、この発明の実施の形態７によるフィルタ回路を示す構成図である。図２１のフィルタ回路の構成は、図１に示したフィルタ回路と同じであるが、図２１では、コンデンサ１５を水晶基板に形成したインターディジタルキャパシタとしている。
【０１１８】
水晶基板は、文献２、ｐｐ１１１〜１１３に示されるように、広い温度範囲において、特性変化が少ない、いわゆる零温度特性を有する基板である。したがって、水晶基板上にインターディジタルキャパシタを形成することにより、インターディジタルキャパシタの静電容量は、温度によって変化せず、安定した特性を示す。したがって、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１１９】
以上では、図１に示した回路構成で説明してきたが、図４に示す実施の形態２に係るフィルタ回路の構成における直列要素のキャパシタを水晶基板上に形成したインターディジタルキャパシタとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１２０】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、温度差ΔＴに伴うインダクタのインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタの静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすることで、環境温度が変化しても、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することができるフィルタ回路を得ることができる。
【０１２１】
また、前記キャパシタの静電容量Ｃと、前記インダクタのインダクタンスＬとを、ΔＬ／ΔＣ＝−Ｌ／Ｃの関係を満たすようにすることで、温度変化に対して共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２２】
また、前記キャパシタとして、インターディジタルキャパシタを用いることで、通常のチップキャパシタ等を用いる場合より、高精度に静電容量を得ることができ、チップコンデンサより小さく形成できるため、フィルタ回路のサイズを小さくする効果も得られる。
【０１２３】
また、前記インダクタとして、空芯コイルを用いることで、共振周波数の変動が小さくなり、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２４】
また、前記インダクタとして、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを用いることで、共振周波数の変動がチップインダクタを用いた場合より小さくすることができ、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２５】
さらに、前記キャパシタとして、水晶基板上に作成したインターディジタルキャパシタを用いることで、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図２】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図１のフィルタ回路の等価回路を示す図である。
【図３】図２のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図５】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図４に示すフィルタ回路の等価回路を示す図である。
【図６】弾性表面波共振器を並列要素としたときの回路図である。
【図７】図６の弾性表面波共振器の動作を説明する説明図である。
【図８】図４に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図９】図５のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１１】インターディジタルキャパシタを示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１３】並列要素をインターディジタルキャパシタとチップインダクタにより構成したフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１４】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１５】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１６】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１７】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１８】線膨張係数が大きな材料をコアとしたコイルを示す構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図２０】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図２１】この発明の実施の形態７によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図２２】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図２３】弾性表面波共振器の具体例を示す構成図である。
【図２４】弾性表面波共振器の具体的な構造を示す構造図である。
【図２５】弾性表面波共振器の等価回路を示す構成図である。
【図２６】図２２に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図２７】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図２８】図２５のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図２９】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図３０】直列要素を弾性表面波共振器、並列要素をインダクタとキャパシタからなる直列共振回路で構成したフィルタ回路を示す構成図である。
【図３１】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図３０のフィルタ回路の等価回路を示す構成図である。
【図３２】図３１のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図３３】弾性表面波共振器を直列要素とした場合の回路図である。
【図３４】図３３の弾性表面波共振器の動作を説明する説明図である。
【図３５】図３０のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【符号の説明】
１、２　弾性表面波共振器、１３　静電容量、１４、１６　インダクタ、１５、２２　キャパシタ、２１　共振回路、３０　コア、３１　コイル。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a filter circuit for passing a signal within a specific frequency range and attenuating a signal outside the specific frequency range used in a communication device or the like.
[0002]
[Prior art]
FIG. 22 is a configuration diagram illustrating a conventional filter circuit described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-126212 (hereinafter referred to as Document 1). In FIG. 22, 1 is a surface acoustic wave resonator forming a parallel element, 2 is a surface acoustic wave resonator forming a series element, 3 is an input terminal, 4 is an input-side ground terminal, 5 is an output terminal, and 6 is an output terminal. Output side ground terminal.
[0003]
FIG. 23 is a configuration diagram illustrating a specific example of the surface acoustic wave resonator 1. For example, taking the case of the parallel element surface acoustic wave resonator 1 shown in FIG. 22 as an example, in FIG. 23, the upper electric terminal 7 has the same potential as the input terminal 3 and the lower electric terminal 8 has It has the same potential as the input side ground terminal 4.
[0004]
FIG. 24 is a configuration diagram showing a specific structure of the surface acoustic wave resonator 1. In FIG. 24, reference numeral 9 denotes an IDT (Inter Digital Transducer) having a thickness d. ₁ Electrode fingers 10 at intervals p ₁ Are arranged so as to cross each other over the width w. Usually, a metal thin film mainly composed of aluminum having a thickness h is used, but a metal other than aluminum may be used in some cases. Reference numeral 11 denotes a reflector having a thickness d similar to IDT9. ₂ Metal strip 12 is spaced p ₂ Are arranged in large numbers.
[0005]
FIG. 24 shows a case of a short-strip reflector in which all the metal strips 12 are connected to have the same potential. In some cases, an open strip that is not connected to the terminal is used. The distance between the IDT 9 and the reflector 11 is g ₁ , G ₂ And often g ₁ And g ₂ Use the same value.
[0006]
When an electric signal is applied between the electric terminal 7 and the electric terminal 8, an electric field is generated between the electrodes 10 which intersect each other, and the electric field excites a surface acoustic wave. At this time, the arrangement interval p of the electrode fingers 10 ₁ Is equal to half the wavelength λ of the surface acoustic wave, the surface acoustic wave is most efficiently excited. That is, the arrangement interval p of the electrode fingers 10 ₁ Determines the operating frequency of the surface acoustic wave resonator. When a normal surface acoustic wave piezoelectric substrate is used, the surface acoustic wave excited between the electrode fingers 10 propagates in two directions perpendicular to the electrode finger 10 and propagates from the IDT 9 to the two reflectors 11. .
[0007]
On the other hand, in the reflector 11, the surface acoustic wave is reflected on the end face of the metal strip 12 due to the difference between the mass load of the metal strip 12 and the electrical boundary condition. At this time, the arrangement interval p of the metal strips 12 is ₂ Is equal to the half wavelength λ / 2 of the surface acoustic wave, the reflected waves at the end faces of the metal strips 12 all have the same phase, so that strong reflection occurs.
[0008]
In this case, the surface acoustic waves excited by the IDT 9 are reflected by the reflectors 11 on both sides, confine the surface acoustic wave energy, and operate as a resonator. For the operation of the surface acoustic wave resonator, see Reference: Acoustic Wave Device Technology Handbook, edited by the 150th Committee of the Japan Society for the Promotion of Science, Acoustic Wave Device Technology, published on November 30, 1991, 1st edition, pp. 195-143. 217 to 227 (hereinafter referred to as reference 2). The surface acoustic wave resonator has a resonance frequency f _r , The input impedance is minimized and the anti-resonance frequency f _a The input admittance is minimized at. Also, the resonance frequency f _r Is the anti-resonance frequency f _a Less than.
[0009]
FIG. 25 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator. 25, reference numeral 13 denotes a capacitance C of the IDT 9 in FIG. ₀ , 14 are inductors L ₁ , 15 is the capacitor C ₁ It is. Resonant frequency f of surface acoustic wave resonator _r Is the frequency of the series resonance of the inductor 14 and the capacitor 15, and at this time, the impedance between the electric terminal 7 and the electric terminal 8 of the surface acoustic wave resonator is almost short-circuited. Also, the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator _a Is the frequency of the parallel resonance between the capacitance (electrode capacitance) 13 and the series circuit (the inductor 14 and the capacitor 15). At this time, the impedance between the electric terminals 7 and 8 of the surface acoustic wave resonator is Almost open. These relational expressions are given by the following expressions (1) and (2).
[0010]
(Equation 1)

[0011]
Note that in Reference 2, the resistance component R ₁ Is shown, and an equivalent circuit in which a Q factor (Quality Factor) in series resonance is considered is shown. When considering such an equivalent circuit, the resonance frequency f _r The impedance between the electric terminal 7 and the electric terminal 8 of the surface acoustic wave resonator at is not a complete short circuit but a minimum value.
[0012]
FIG. 26 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG. (A) shows the impedance characteristics of the series element surface acoustic wave resonator 2, (B) shows the admittance characteristics of the parallel element surface acoustic wave resonator 1, and (C) shows the series element surface acoustic wave resonator. FIG. 23 shows filter characteristics in the case where 2 and a parallel element surface acoustic wave resonator 1 are connected as shown in FIG.
[0013]
Next, the operation will be described. As shown in FIG. 26, the surface acoustic wave resonator 2 as a series element has a frequency f _r2 Indicates a series resonance, and the frequency f _a2 Indicates parallel resonance. That is, the surface acoustic wave resonator 2 has a resonance frequency f _r2 And the anti-resonance frequency is f _a2 It is. The vertical axis of (A) indicates the imaginary part of the impedance of the surface acoustic wave resonator 2. The surface acoustic wave resonator 2 has a capacitance C in a frequency range where surface acoustic waves are not excited. ₀ It operates as a capacitor having Therefore, the resonance frequency f _r2 Lower frequency side and anti-resonance frequency f _a2 On the higher frequency side, the imaginary part shows a negative impedance.
[0014]
On the other hand, the surface acoustic wave resonator 1 of the parallel element has a frequency f _r1 Indicates a series resonance, and the frequency f _a1 Indicates parallel resonance. That is, the surface acoustic wave resonator 1 has a resonance frequency f _r1 And the anti-resonance frequency is f _a1 It is. The vertical axis of (B) indicates the imaginary part of the impedance of the surface acoustic wave resonator 1. The surface acoustic wave resonator 1 has a resonance frequency f _r1 Lower frequency side and anti-resonance frequency f _a1 On the higher frequency side, the imaginary part shows positive admittance.
[0015]
Here, the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2 _r2 And the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 1 _a1 Are set to be substantially equal to each other. At this time, the surface acoustic wave resonator 2 has a resonance frequency f _r2 , The impedance becomes almost 0, so that a short circuit occurs. The surface acoustic wave resonator 1 has an anti-resonance frequency f _a1 At frequencies near the above, the admittance is almost 0, and the circuit is open. Therefore, the input terminal 3 and the output terminal 5 are almost short-circuited, and the input terminal 3 and the input-side ground terminal 4 are almost open. It is almost open during the period. Accordingly, a low-loss passband is shown between the input terminal 3 and the output terminal 5.
[0016]
On the other hand, the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 1 _r1 At a frequency in the vicinity, the surface acoustic wave resonator 1 is almost short-circuited. At this time, the input terminal 3 and the input-side ground terminal 4 are almost short-circuited, and the output terminal 5 and the output-side ground terminal 6 are almost short-circuited. The signal cannot be transmitted, and a large attenuation pole is formed. This attenuation pole corresponds to the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 1. _r1 Since the frequency is near, the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 1 which is a pass band of the filter circuit _a1 Lower frequencies.
[0017]
Further, the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2 _a2 At a frequency in the vicinity, the surface acoustic wave resonator 2 is almost open. Therefore, an electric signal cannot be transmitted from the input terminal 3 to the output terminal 5, and a large attenuation pole is formed. This attenuation pole is equal to the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2. _a2 Since the frequency is near, the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2 serving as a pass band of the filter circuit is obtained. _r2 Higher frequencies.
[0018]
The operation of the filter circuit shown in FIG. 22 shows similar characteristics in a resonator other than the surface acoustic wave resonator. For example, the same applies when a bulk wave resonator using thickness longitudinal vibration or thickness shear vibration is used.
[0019]
In the case of a bulk wave resonator, see, for example, References: Basics of Solid-State Vibration Theory for Electricity and Electron, published by Ohmsha, supervised by Morio Onoe, first edition issued on September 20, 1982, pp. 195-163. As shown in 175 to 188 (hereinafter referred to as Reference 3), the resonance frequency f _r And anti-resonant frequency f _a And the electromechanical coupling coefficient K of the piezoelectric material constituting the bulk wave resonator ² It is known that there is a relationship between the following equation (3) approximately.
[0020]
(Equation 2)

[0021]
Equation (3) gives the resonance frequency f of the bulk wave resonator. _r And anti-resonant frequency f _a Is the electromechanical coupling coefficient K of the piezoelectric body used. ² Anti-resonance frequency f _a , Approximately equal to half of the value multiplied by. This relationship is substantially the same in the case of a surface acoustic wave resonator. That is, when a filter circuit is configured using a surface acoustic wave resonator such as a bulk wave resonator or a surface acoustic wave resonator, the difference between the frequency of the pass band of the filter circuit and the frequency of the attenuation pole at which a large attenuation can be obtained. Is the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator _r And anti-resonant frequency f _a These differences correspond to the electromechanical coupling coefficient K of the piezoelectric material used for the frequency in the passband of the filter circuit. ² Is limited to almost half the value multiplied by. Therefore, the difference between the frequency in the pass band of the filter circuit and the frequency in the stop band requiring large attenuation is limited by the performance of the piezoelectric material used.
[0022]
For example, a piezoelectric material used in a surface acoustic wave resonator includes lithium niobate (LiNbO). ₃ ) And lithium tantalate (LiTaO) ₃ ) Are widely known, but their electromechanical coupling coefficients K ² Is at most tens of percent. Therefore, the difference between the frequency of the filter circuit and the frequency of the attenuation pole at which a large attenuation can be obtained can be obtained only up to about 5 to 6% of the frequency in the pass band of the filter circuit.
[0023]
Next, FIG. 27 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-350390 (hereinafter referred to as Document 4). This filter circuit has a configuration in which the first surface acoustic wave resonator 2a, the second surface acoustic wave resonator 2b, and the inductor 16 are connected in series, and the parallel resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 is connected in parallel.
[0024]
FIG. 28 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG. 28A shows an impedance characteristic 17 of the first surface acoustic wave resonator 2a, an impedance characteristic 18 of the second surface acoustic wave resonator 2b, and an impedance characteristic 19 of the inductor 16. FIG. The first surface acoustic wave resonator 2a has a resonance frequency f _r1 , Anti-resonance frequency f _a1 And the resonance frequency of the second surface acoustic wave resonator 2b is f _r2 , The anti-resonance frequency is f _a2 It is. At this time, the anti-resonance frequency f of the first surface acoustic wave resonator 2a _a1 Is the resonance frequency f of the second surface acoustic wave resonator 2b. _r2 The frequency is lower than that.
[0025]
(B) shows the admittance characteristic 20 of the parallel resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15. Frequency f _ap Is the anti-resonance frequency of the parallel resonance circuit, and the anti-resonance frequency f of the first surface acoustic wave resonator 2a is _a1 And the resonance frequency f of the second surface acoustic wave resonator 2b _r2 And the anti-resonance frequency f _ap Is set. In both (A) and (B), the vertical axis indicates the imaginary part. (C) shows the pass characteristic when the filter circuit shown in FIG. 27 is configured.
[0026]
The anti-resonance frequency f of the parallel resonance circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 _ap Is set to a frequency near the pass band of the filter circuit, so that the impedance of the parallel resonance circuit is substantially open. Further, the first surface acoustic wave resonator 2a has an anti-resonance frequency f _a1 Operating at higher frequencies, it has a capacitive impedance. Further, the second surface acoustic wave resonator 2b has a resonance frequency f _r2 Operating at higher frequencies, it has a capacitive impedance.
[0027]
Therefore, an inductor 16 having an inductive impedance is indispensable in order to cancel the capacitive impedance of the first surface acoustic wave resonator 2a and the second surface acoustic wave resonator 2b. In general, at frequencies reaching GHz, inductor loss is large. For example, an inductor formed on a dielectric substrate has a Q value of about several tens, and even a high Q type such as an air-core coil has a limit of about 100. It is. Therefore, in the configuration using inductors for both the series element and the parallel element of the filter circuit as shown in FIG. 27, the loss in the passband increases when an actual filter circuit is configured.
[0028]
The parallel resonance circuit used for the parallel element has an anti-resonance frequency f _ap At lower frequencies, the admittance of the inductor 14 is smaller and dominant, and the parallel resonant circuit exhibits inductive admittance. On the other hand, the anti-resonance frequency f _ap At a higher frequency, the admittance of the capacitor 15 is small and becomes dominant, and the parallel resonance circuit exhibits capacitive admittance. Therefore, the impedance characteristic of the pass band of the filter circuit is represented by the anti-resonance frequency f _ap When the distance is away from the range, components other than the pure resistance component increase, so that it is difficult to realize low-loss characteristics over a wide band.
[0029]
Next, FIG. 29 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 9-116380 (hereinafter referred to as Document 5). In FIG. 29, reference numeral 21 denotes a resonance circuit in which a capacitor 13 and a series resonance circuit (capacitor 15, inductor 14) are connected in parallel.
[0030]
The resonance circuit 21 is the same as that shown in FIG. 25 and is essentially no different from a surface acoustic wave resonator. Further, the design is also the same as the filter circuit shown in FIG. 22 in that the resonance frequency of the resonance circuit 21 and the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 1 as a parallel element are set to be substantially the same.
[0031]
However, while the surface acoustic wave resonator determines the difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency depending on the electromechanical coupling coefficient of the piezoelectric body used, the resonance circuit 21 shown in FIG. Although there is room for widening the bandwidth by an amount that does not exist, in practice, the Q value of the inductor is considerably smaller than the Q value of the surface acoustic wave resonator 2, and the resonance circuit 21 provides a wider band than the surface acoustic wave resonator 2. Even if the characteristics can be realized, it is difficult to realize low-pass characteristics.
[0032]
Further, since the Q value of the resonance circuit 21 is small, it is difficult to make the attenuation characteristic on the high frequency side steeper than the pass band of the filter circuit formed by the series elements, and the attenuation region formed by the resonance circuit 21 is difficult. However, it is difficult to form a steep zero point, and the attenuation characteristics on the higher frequency side than the passband deteriorate.
[0033]
Therefore, in order to obtain a filter circuit that achieves low-loss and wide-band pass characteristics and realizes a large amount of attenuation over a wide band even if the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation band are far apart, the anti-resonance characteristics must be reduced. It is conceivable to adopt a configuration in which a resonance element is used as a series element, and a series circuit of an inductor and a capacitor is used as a parallel element.
[0034]
FIG. 30 is a configuration diagram illustrating an example of a filter circuit in which a resonance element having anti-resonance characteristics is used as a series element and a series circuit of an inductor and a capacitor is used as a parallel element. In FIG. 30, reference numeral 2 denotes a surface acoustic wave resonator (resonance element) having an anti-resonance characteristic constituting a series element, 3 denotes an input terminal, 4 denotes an input-side ground terminal, 5 denotes an output terminal, and 6 denotes an output-side ground. Terminals, 14 are inductors, and 15 is a capacitor. Note that a series circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 forms a parallel element, and has a π-type circuit configuration.
[0035]
FIG. 31 shows a frequency range in which the surface acoustic wave resonator 2 does not excite a surface acoustic wave, that is, the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2. _rs Lower frequency range or the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2 _as FIG. 3 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a filter circuit in a higher frequency range. The surface acoustic wave resonator 2 has a capacitance C in a frequency range in which surface acoustic waves are not excited. ₂ Operate as the capacitor 22 of the first stage.
[0036]
The series resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 which are parallel elements has a frequency f _n Indicates series resonance, that is, resonance characteristics. At this time, the input terminal 3 and the ground terminal 4 on the input side are almost short-circuited, and most of the input electric signal is reflected on the input terminal 3. Similarly, almost no input signal can propagate between the output terminal 5 and the output-side ground terminal 6. That is, the filter circuit exhibits an attenuation pole and exhibits a large blocking characteristic.
[0037]
On the other hand, the resonance frequency f _n At higher frequencies, the impedance jωL of the inductor 14 ₁ Increases, and the impedance of the capacitor 15 (1 / jωC ₁ ) Drops. Therefore, in the series resonance circuit, the impedance of the inductor 14 is dominant. A circuit in which the parallel element is the inductor 14 and the series element is the capacitor 22 has a frequency f _c 9 shows the characteristics of a high-pass filter having a cut-off frequency.
[0038]
When the loss of the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 is small, the pass characteristic is the frequency f _n Shows a rejection characteristic with an extremely steep attenuation pole near the _c In the above-mentioned frequency range, a low loss characteristic is exhibited. However, for example, in a frequency range from 800 MHz to around 2 GHz used in mobile communication, the inductor 14 usually uses an inductance smaller than 100 nH. The Q value of the inductor 14 is considered to be obtained by connecting a resistance component to the inductor 14 in series, and the ratio of the impedance of the inductor 14 to the resistance value of the resistance component corresponds to the Q value. As the inductance increases, the Q value of the inductor decreases.
[0039]
On the other hand, the capacitor 15 and the capacitor 22 often use a capacitance smaller than 100 pF in a frequency range used in mobile communication, and the Q value of the capacitor 15 at such a capacitance is about several hundreds. . The Q value of the capacitor 15 is determined by assuming that a resistance component is connected in parallel to the capacitor 15, and that the resistance component is connected in parallel to the capacitor 15. Corresponds to the Q value. Therefore, in the series resonance circuit, the Q value of the inductor 14 greatly affects the filter characteristics.
[0040]
FIG. 32 is an explanatory diagram illustrating the circuit operation of the filter circuit illustrated in FIG. In FIG. 32, f _n Is the frequency of the attenuation pole, f _c Is the cutoff frequency. Reference numeral 23 denotes a pass characteristic when there is no loss in the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 constituting the circuit of FIG.
[0041]
When there is no loss, that is, when the Q values of the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 are sufficiently large, the resonance frequency f _n An attenuation pole having a steep attenuation characteristic can be formed in the vicinity. However, when the Q values of the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 are considered in accordance with actual circuit elements, the quality deteriorates more than the lossless case, as in the case of the pass characteristic 24. That is, the resonance frequency f _n In the vicinity of the attenuation pole, as the frequency position of the attenuation pole is unclear, the attenuation characteristic is deteriorated, and the attenuation is also deteriorated. Further, the cutoff frequency f _c Even in the passband at higher frequencies, the insertion loss increases. For this reason, even if the circuit in FIG. 29 is configured using circuit elements such as the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22, what is actually obtained is a characteristic such as the pass characteristic 24, which is sufficient for a filter circuit. Performance cannot be obtained.
[0042]
In order to improve the above problem, a surface acoustic wave resonator 2 is used as a series element. FIG. 33 is a configuration diagram illustrating a specific configuration of the surface acoustic wave resonator 2, and FIG. 34 is an explanatory diagram illustrating a transmission characteristic of the surface acoustic wave resonator 2.
[0043]
When the surface acoustic wave resonator 2 is used as a series element, the transmission characteristic 25 as shown in FIG. 34 is exhibited. That is, the surface acoustic wave resonator 2 has the frequency f _rs Shows a series resonance characteristic at the frequency f _as Shows the parallel resonance characteristics. Frequency f _rs Is called the resonance frequency, and the frequency f _as Is called an anti-resonance frequency. Resonance frequency f _rs Then, since the surface acoustic wave resonator 2 is almost short-circuited, the transmission characteristic 25 shows a low-loss characteristic.
[0044]
On the other hand, the anti-resonance frequency f _as Then, since the surface acoustic wave resonator 2 is almost open, the transmission characteristic 25 shows an attenuation pole. At this time, the attenuation pole of the surface acoustic wave resonator 2 can form a steeper attenuation pole than in the case of a series resonance circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 as shown in FIG.
[0045]
FIG. 34 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG. In FIG. 34, reference numeral 26 denotes a pass characteristic of the filter circuit shown in FIG. 30, which can be considered as a superposition of the pass characteristic 24 shown in FIG. 32 and the pass characteristic shown in FIG.
[0046]
The surface acoustic wave resonator 2 has an anti-resonance frequency f _as A steep attenuation pole can be formed in the vicinity. However, the attenuation frequency and the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2 _rs Is the frequency difference between the piezoelectric material and the electromechanical coupling coefficient K ² And the required frequency difference cannot be freely set. For this reason, there is a limit on the frequency width at which the attenuation pole has an attenuation equal to or greater than a predetermined value. On the other hand, the resonance frequency f of the series circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 _n Is the anti-resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 2. _as If it is set so as to be near, a gentle attenuation characteristic is superimposed on the transmission characteristic 25 of the surface acoustic wave resonator 2 even if a clear attenuation pole cannot be formed as in the case of the transmission characteristic 24, and the surface acoustic wave resonance It is possible to increase the amount of attenuation as compared with the case of the pass characteristic 25 using only the device 2.
[0047]
Cutoff frequency f _c And cutoff frequency f _c At higher frequencies, the surface acoustic wave resonator 2 has an anti-resonance frequency f _as Higher frequency range, and the surface acoustic wave hardly excites, but merely the capacitance C ₂ Operate as a capacitor 22 having For this reason, in a normal surface acoustic wave filter or surface acoustic wave resonator that excites surface acoustic waves, when large power is input, destruction is caused by stress migration accompanying excitation of surface acoustic waves or electromigration due to the inflow of large current. On the other hand, in the filter circuit shown in FIG. 29, the surface acoustic wave resonator 2 has only a problem of destruction due to electromigration due to inflow of a large current. Further, the electromechanical coupling coefficient K of the piezoelectric material of the surface acoustic wave resonator 2 ² Independent of the frequency of the attenuation pole f _as And cutoff frequency f _c Can be set, and the degree of freedom of design is extremely high.
[0048]
However, the inductance L of the inductor 14 of the filter circuit shown in FIG. ₁ , The capacitance C of the capacitor 15 ₁ Changes, and the series resonance frequency f of the series resonance circuit of the inductor 14 and the capacitor 15 of the parallel element _n Fluctuates. Normally, when a filter circuit is used in a mobile communication device or the like, its use environment temperature range is set, and electrical performance must be guaranteed within that temperature range. However, as the environmental temperature changes, the element values of the inductor 14 and the capacitor 15 forming the filter circuit change, and the resonance frequency fluctuates, so that the attenuation characteristics deteriorate or the loss in the pass band increases. In addition, there is a problem that electrical performance cannot be guaranteed within the operating temperature range.
[0049]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional filter circuit is configured as described above, there is a problem that it is difficult to guarantee low-loss and wide band pass characteristics and a large attenuation over a wide band when the environmental temperature changes.
[0050]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and to provide a filter circuit that can guarantee a low-loss, wide-band pass characteristic and a large attenuation over a wide band even when the environmental temperature changes. With the goal.
[0051]
[Means for Solving the Problems]
A filter circuit according to the present invention is a filter circuit in which a resonance element having anti-resonance characteristics is used as a series element, and a parallel element is formed using a series circuit including a capacitor having an electrostatic capacitance C and an inductor having an inductance L. When the temperature difference from the reference temperature is ΔT, the change amount ΔC of the capacitance C of the capacitor due to the temperature difference ΔT and the change amount ΔL of the inductance L of the inductor due to the temperature difference ΔT are inversed. It is a sign.
[0052]
Further, a filter circuit according to another invention is a filter circuit in which a resonance element having anti-resonance characteristics is used as a parallel element, and a series element is formed using a parallel circuit including a capacitor having an electrostatic capacitance C and an inductor having an inductance L. In the formula, when a temperature difference from a certain reference temperature is ΔT, a change amount ΔC of the capacitance C of the capacitor due to the temperature difference ΔT and a change amount ΔL of the inductance L of the inductor due to the temperature difference ΔT Is the reverse sign.
[0053]
Further, the capacitance C of the capacitor and the inductance L of the inductor satisfy the relationship of ΔL / ΔC = −L / C.
[0054]
Further, an interdigital capacitor is used as the capacitor.
[0055]
Further, an air core coil is used as the inductor.
[0056]
Further, as the inductor, a coil having a core made of a material having a linear expansion coefficient larger than 7 ppm / ° C. is used.
[0057]
Furthermore, an interdigital capacitor formed on a quartz substrate is used as the capacitor.
[0058]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a filter circuit according to Embodiment 1 of the present invention. The filter circuit shown in FIG. 1 is a π-type circuit in which a surface acoustic wave resonator (resonance element) 2 exhibiting anti-resonance characteristics is used as a series element, and a series circuit showing resonance characteristics including an inductor 14 and a capacitor 15 is used as a parallel element. Make up.
[0059]
FIG. 2 is an equivalent circuit of a filter circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator 2 does not excite surface acoustic waves. The surface acoustic wave resonator 2 has a capacitance C in a frequency range in which surface acoustic waves are not excited. ₂ Operate as the capacitor 22 of the first embodiment.
[0060]
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit of FIG. Let ΔT be the temperature change from a certain reference temperature T, let ΔL be the amount of change in the inductance L of the inductor 14 and ΔC be the amount of change in the capacitance C of the capacitor 15 due to the temperature difference ΔT. In FIG. 3, reference numeral 24a denotes a pass characteristic when the loss of the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 constituting the circuit of FIG. The resonance frequency is f _rT It is.
[0061]
The temperature difference from a certain reference temperature T is ΔT ₁ And the temperature difference ΔT ₁ ΔL is the amount of change in inductance of inductor 14 ₁ And the temperature difference ΔT ₁ ΔC ₁ Then ΔT ₁ Changed temperature T + ΔT ₁ At
[0062]
[Equation 3]

[0063]
Is satisfied, the resonance frequency f of the series circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 is satisfied. _rΔT1 Is the resonance frequency f at the temperature T _rT The frequency becomes lower, and the resonance characteristic becomes 24b.
[0064]
That is, when the inductance of the inductor 14 increases or the capacitance of the capacitor 15 increases with the temperature change, the resonance frequency f _rT Moves to the low frequency side.
[0065]
On the other hand, from the reference temperature T to ΔT ₂ Changed temperature T + ΔT ₂ At
[0066]
(Equation 4)

[0067]
Is satisfied, the resonance frequency f of the series circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 is satisfied. _rΔT2 , Resonance frequency f at temperature T _rT The frequency becomes higher and the resonance characteristic becomes 24c.
[0068]
That is, when the inductance of the inductor 14 decreases or the capacitance of the capacitance 15 decreases with temperature change, the resonance frequency f _rT Moves to the high frequency side.
[0069]
Therefore, if the amount of change ΔL of the inductance of the inductor 14 due to the temperature difference ΔT and the amount of change ΔC of the capacitance of the capacitor 15 are opposite signs, the change in the resonance frequency due to the change in the inductance and the change in the resonance frequency due to the change in the capacitance Fluctuations cancel each other out. Therefore, it is possible to obtain a series circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 in which the resonance frequency does not fluctuate with respect to the temperature change or the fluctuation of the resonance frequency is small, and realizes a low-loss, wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band. it can. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
[0070]
Embodiment 2 FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a filter circuit according to Embodiment 2 of the present invention. The filter circuit shown in FIG. 4 uses a surface acoustic wave resonator (resonance element) 1 exhibiting anti-resonance characteristics as a parallel element and a parallel circuit including an inductor 14 and a capacitor 15 exhibiting anti-resonance characteristics as a series element.
[0071]
FIG. 5 is an equivalent circuit in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator 1 of the filter circuit shown in FIG. 4 does not excite surface acoustic waves. The surface acoustic wave resonator 1 has the same capacitance C as the electrode capacitance. ₂ Of the capacitor 22.
[0072]
FIG. 6 is a circuit diagram in the case where the surface acoustic wave resonator 1 is a parallel element, and FIG. 7 is an explanatory diagram showing the pass characteristics of the surface acoustic wave resonator 1 shown in FIG. In FIG. 7, reference numeral 27 denotes a pass characteristic of the surface acoustic wave resonator 1.
[0073]
When the surface acoustic wave resonator 1 is a parallel element, the resonance frequency f _rp Causes the surface acoustic wave resonator 1 to be short-circuited, so that a large attenuation pole is formed in the transmission characteristic. Also, the anti-resonance frequency f _ap , The surface acoustic wave resonator 1 is opened, so that the transmission characteristic shows a minimum value.
[0074]
FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG. 8, reference numeral 28 denotes a pass characteristic of the filter circuit shown in FIG.
[0075]
In the filter circuit shown in FIG. 4, the resonance frequency f of the surface acoustic wave resonator 1 is _rp And the antiresonant frequency f of the series element _a Is the cut-off frequency f _c Set to a higher frequency. Under such conditions, in the pass band, the surface acoustic wave resonator 1 has the resonance frequency f _rp Since the frequency is lower than that, it is possible to operate the device without exciting the surface acoustic wave. For this reason, in a normal surface acoustic wave filter or surface acoustic wave resonator that excites surface acoustic waves in the pass band, when large power is input, stress migration accompanying excitation of surface acoustic waves or electromigration due to inflow of a large current occurs. 4, the surface acoustic wave resonator 1 in the filter circuit shown in FIG. 4 has only a problem of destruction due to electromigration due to the inflow of a large current. , The resistance to high power operation becomes higher.
[0076]
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG. In FIG. 9, reference numeral 29a denotes a pass characteristic at the reference temperature T when the loss of the inductor 14, the capacitor 15, and the capacitor 22 included in the circuit of FIG. The anti-resonance frequency is f _aT It is.
[0077]
The temperature difference from a certain reference temperature T is ΔT ₁ And the temperature difference ΔT ₁ ΔL is the amount of change in inductance of inductor 14 ₁ , The temperature difference ΔT ₁ ΔC ₁ Then ΔT ₁ Changed temperature T + ΔT ₁ At
[0078]
(Equation 5)

[0079]
Is satisfied, the anti-resonance frequency f of the filter circuit shown in FIG. _aΔT1 Is the anti-resonance frequency f at the temperature T _aT The frequency becomes lower and the resonance characteristic becomes 29b.
[0080]
That is, if the inductance of the inductor 14 increases or the capacitance of the capacitor 15 increases with the temperature change, the anti-resonance frequency f _aT Moves to the low frequency side.
[0081]
On the other hand, from the reference temperature T to ΔT ₂ Changed temperature T + ΔT ₂ At
[0082]
(Equation 6)

[0083]
Is satisfied, the anti-resonance frequency f of the filter circuit shown in FIG. _aΔT2 , Anti-resonance frequency f at temperature T _rT The frequency becomes higher and the resonance characteristic becomes 29c.
[0084]
That is, when the inductance of the inductor 14 decreases or the capacitance of the capacitor 15 decreases with the temperature change, the anti-resonance frequency f _aT Moves to the high frequency side.
[0085]
Therefore, if the amount of change ΔL of the inductance of the inductor 14 due to the temperature change ΔT and the amount of change ΔC of the capacitance of the capacitor 15 have opposite signs, the change in the anti-resonance frequency due to the change in the inductance and the change in the anti-resonance due to the change in the capacitance Frequency fluctuations cancel each other out. Therefore, it is possible to obtain a filter circuit in which the anti-resonance frequency does not fluctuate in response to a temperature change, and it is possible to realize a low-loss and wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
[0086]
Embodiment 3 FIG.
In the first and second embodiments shown in FIGS. 1 and 4 described above, when the inductance of the inductor 14 is L and the capacitance of the capacitor 15 is C, the resonance frequency f of the resonance circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 _r Can be expressed by the following equation.
[0087]
(Equation 7)

[0088]
Differentiating equation (12) with respect to C gives equation (13).
[0089]
(Equation 8)

[0090]
Rewriting dL → ΔL and dC → ΔC gives equation (14).
[0091]
(Equation 9)

[0092]
Therefore, the variation ΔL of the inductance of the inductor 14 due to the temperature difference ΔT from the reference temperature, the variation ΔC of the capacitance of the capacitor 15, the inductance L of the inductor 14, and the capacitance C of the capacitor 15 When the relationship of Expression (14) holds, the resonance frequency f of the resonance circuit including the inductor 14 and the capacitor 15 is obtained. _r Does not change.
[0093]
Therefore, when the filter circuit according to the first embodiment or the second embodiment is configured such that Expression (14) holds, it is possible to obtain a filter circuit whose resonance frequency does not fluctuate with temperature change, and has a low loss and a wide band. And a large amount of attenuation over a wide band. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
[0094]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 10 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 4 of the present invention. The configuration of the filter circuit shown in FIG. 10 is the same as that of the filter circuit according to the first embodiment shown in FIG. 1, but differs in that capacitor 15 is an interdigital capacitor formed on a piezoelectric substrate.
[0095]
FIG. 11 is a structural diagram of the interdigital capacitor. The interdigital capacitor shown in FIG. 11 has the same structure as the IDT 9 shown in FIG. Since the IDT 9 operates simply as a capacitor at a frequency that does not excite a surface acoustic wave, an interdigital capacitor can be realized by forming the IDT 9 having a frequency significantly different from the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2. .
[0096]
This type of IDT 9 pattern can form an accurate pattern, so that the capacitance can be obtained with higher precision than when a normal chip capacitor or the like is used. Further, since the interdigital capacitor can be formed smaller than the chip capacitor, the effect of reducing the size of the filter circuit can be obtained.
[0097]
Although the above description has been made with reference to the circuit configuration shown in FIG. 11, the same effect can be obtained by using an interdigital capacitor as a series element capacitor in the filter circuit configuration according to the second embodiment shown in FIG.
[0098]
Embodiment 5 FIG.
FIG. 12 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 12, the inductor 14 is an air-core coil.
[0099]
The capacitor 15 is made of LiNbO, which is often used as a piezoelectric substrate. ₃ When the interdigital capacitor formed above is used, the amount of change ΔC in capacitance due to temperature change ΔT has a positive sign. On the other hand, the amount of change ΔL in the inductance of the air core coil due to the temperature change ΔT has a negative sign. Therefore, since ΔL and ΔC have opposite signs, fluctuation of the resonance frequency is reduced, and low-loss and wide band pass characteristics and wide attenuation over a wide band can be realized regardless of temperature change. Therefore, electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
[0100]
FIG. 13 shows a chip inductor and LiNbO. ₃ It is a pass characteristic measurement result when an interdigital capacitor formed on a substrate is used to actually configure a filter circuit. In FIG. 13, reference numeral 32a denotes a pass characteristic measured while keeping the filter circuit at 25 ° C. _r25 Is the resonance frequency of the parallel element. 32b is a pass characteristic measured while maintaining the temperature of the filter circuit at 75 ° C. _r75 Is the resonance frequency of the parallel element.
[0101]
FIG. 14 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG. Fluctuation of resonance frequency due to temperature change | f _r25 −f _r75 | Is about 15 MHz, and fluctuates to the lower frequency side.
[0102]
FIG. 15 shows a filter circuit according to a fifth embodiment of the present invention, ₃ It is a transmission characteristic measurement result when an interdigital capacitor formed on a substrate is actually used. In FIG. 15, reference numeral 33a denotes a pass characteristic measured while keeping the filter circuit at 25 ° C. _r25 Is the resonance frequency of the parallel element. 33b is a pass characteristic measured while maintaining the temperature of the filter circuit at 75 ° C., and f _r75 Is the resonance frequency of the parallel element.
[0103]
FIG. 16 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG. Fluctuation of resonance frequency due to temperature change | f _r25 −f _r75 | Is about 10 MHz, and fluctuates to the lower frequency side. By using an air-core coil as the inductor, fluctuations in the resonance frequency can be made smaller than when a filter circuit is configured using a chip coil.
[0104]
In the above, the resonance frequency is set to be lower than the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2 so that the resonance frequency including the coil and the capacitor can be confirmed. Since similar effects can be obtained, low-loss and wide band pass characteristics and a large attenuation over a wide band can be realized irrespective of a temperature change, and electrical performance can be guaranteed irrespective of environmental temperature.
[0105]
Although the above description has been made with reference to the circuit configuration shown in FIG. 12, the same effect can be obtained even when there are two or more series resonant circuits of parallel elements. Further, the same effect can be obtained even when the inductor of the series element in the circuit configuration shown in FIG. 4 is an air-core coil.
[0106]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 17 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 6 of the present invention. In the configuration of the filter circuit in FIG. 17, the inductor 14 is a coil having a polystyrene core having a linear expansion coefficient of about 380 ppm / ° C. FIG. 18 shows a coil 31 having the polystyrene as the core 30.
[0107]
Here, the inductance L of the inductor is described in, for example, literature: Electromagnetism, published by Kyoritsu Shuppan, written by Yasuharu Suematsu, first edition issued on October 5, 1973, pp. As shown in References 206 to 207 (hereinafter referred to as Reference 6), it can be represented by the following equation (15).
[0108]
(Equation 10)

[0109]
Here, γ is the Nagaoka coefficient, μ is the magnetic permeability, a is the radius of the core, N is the number of turns of the coil, and l is the length of the core.
[0110]
In the coil 31 having the core 30 of polystyrene having a linear expansion coefficient of about 380 ppm / ° C., the core 30 expands with the temperature change ΔT. Since the core 30 is constrained by the coil 31 and hardly expands in the radial direction and expands in the length direction dominantly, the inductance L is reduced from the equation (15). That is, the inductance change amount ΔL has a negative sign. Normally, the capacitor 15 is made of LiNbO ₃ In the case of an interdigital capacitor formed on a substrate, for example, the pp. As shown at 544, LiNbO ₃ Since the temperature characteristic of the dielectric constant has a positive temperature coefficient, the amount of change ΔC in capacitance due to temperature change ΔT has a positive sign. Therefore, ΔL and ΔC have opposite signs, and the change in the resonance frequency due to the change in the inductance of the inductor 14 and the change in the resonance frequency due to the change in the capacitance of the capacitor 15 cancel each other, and the change in the resonance frequency is reduced.
[0111]
FIG. 19 shows a coil 31 in which the core 30 is made of the above-mentioned polystyrene and LiNbO. ₃ It is a pass characteristic measurement result when an interdigital capacitor formed on a substrate is used to actually configure a filter circuit. In FIG. 19, reference numeral 34a denotes a transmission characteristic measured while maintaining the measurement temperature at 25 ° C. _r25 Is the resonance frequency of the parallel element. FIG. 20 is an enlarged view of the vicinity of the resonance frequency in FIG. At this time, the capacitance of the interdigital capacitor is C = 2.52 pF, the inductance of the coil 31 using the core 30 as polystyrene is L = 17.67 nH, and the resonance frequency is f _r25 = 754 MHz. Reference numeral 34b denotes a transmission characteristic measured while maintaining the measurement temperature at 75 ° C. _r75 Is the resonance frequency of the parallel element. At this time, the capacitance of the interdigital capacitor changes to C = 2.55 pF, and the inductance of the coil 31 using the core 30 as polystyrene changes to L = 17.34 nH according to the temperature change.
[0112]
Therefore, the change in capacitance due to temperature change ΔT is ΔC = 0.025 pF, and the change in inductance is ΔL = −0.33 nH, which is the opposite sign. Are canceled out, and the fluctuation of the resonance frequency is about 3.5 MHz. This is smaller than when the inductor is a chip inductor and when the inductor is an air-core coil.
[0113]
In the sixth embodiment, variation of resonance frequency | f due to temperature change ΔT = 50 ° C. _r25 −f _r75 | Is about 3.5 MHz, and fluctuates toward higher frequencies. Therefore, in order to make the fluctuation of the resonance frequency zero, it is preferable to use a coil having a material of about 146 ppm / ° C. as a core. Further, in order to allow the fluctuation of the resonance frequency up to -3.5 MHz, a material larger than about 7 ppm / ° C. may be used for the core.
[0114]
In the above description, the resonance frequency is set to be lower than the anti-resonance frequency of the surface acoustic wave resonator 2 so that the resonance frequency of the series circuit including the coil and the capacitor can be confirmed. The effect is the same.
[0115]
Therefore, if a coil having a core having a linear expansion coefficient of greater than 7 ppm / ° C. as a core is used in a series circuit of parallel elements, the resonance frequency changes due to the change ΔC in the capacitance of the interdigital capacitor due to the temperature change, The variation of the resonance frequency due to the variation ΔL of the inductance of the coil made of polystyrene cancels out, and the variation of the resonance frequency can be made smaller than when a chip inductor is used. Characteristics and a large amount of attenuation over a wide band can be realized, and electrical performance can be guaranteed regardless of the environmental temperature.
[0116]
In the above description, the circuit configuration shown in FIG. 13 has been described. However, the same effect can be obtained even if there are two or more series resonant circuits of parallel elements. The same effect can be obtained even if the inductor of the series element in the circuit configuration shown in FIG. 4 is a coil having a core made of a material having a linear expansion coefficient of greater than 7 ppm / ° C.
[0117]
Embodiment 7 FIG.
FIG. 21 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 7 of the present invention. The configuration of the filter circuit of FIG. 21 is the same as that of the filter circuit shown in FIG. 1, but in FIG. 21, the capacitor 15 is an interdigital capacitor formed on a quartz substrate.
[0118]
The quartz substrate is a substrate having a so-called zero temperature characteristic in which a characteristic change is small in a wide temperature range, as shown in Document 2, pp111 to 113. Therefore, by forming an interdigital capacitor on a quartz substrate, the capacitance of the interdigital capacitor does not change with temperature and exhibits stable characteristics. Therefore, a wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band can be realized with low loss, and electrical performance can be guaranteed without being affected by the environmental temperature.
[0119]
The above description has been made with reference to the circuit configuration shown in FIG. 1. However, the same effect can be obtained even if the capacitor of the series element in the configuration of the filter circuit according to the second embodiment shown in FIG. Can be obtained.
[0120]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the amount of change ΔL in the inductance of the inductor and the amount of change ΔC in the capacitance of the capacitor due to the temperature difference ΔT are set to the opposite signs, so that even if the environmental temperature changes, It is possible to obtain a filter circuit that can guarantee a wide band pass characteristic with a loss and a large attenuation over a wide band.
[0121]
Further, by setting the capacitance C of the capacitor and the inductance L of the inductor so as to satisfy a relationship of ΔL / ΔC = −L / C, a filter circuit whose resonance frequency does not fluctuate with a temperature change is provided. As a result, a wide band pass characteristic with a low loss and a large attenuation over a wide band can be realized, and electrical performance can be guaranteed irrespective of the environmental temperature.
[0122]
Further, by using an interdigital capacitor as the capacitor, the capacitance can be obtained with higher precision than when a normal chip capacitor or the like is used, and the capacitor can be formed smaller than the chip capacitor. The effect is also obtained.
[0123]
In addition, by using an air-core coil as the inductor, the fluctuation of the resonance frequency is reduced, and a low-loss, wide-band pass characteristic and a large attenuation over a wide band can be realized irrespective of a temperature change, and is affected by environmental temperature. Electrical performance can be guaranteed.
[0124]
Further, by using a coil having a core having a linear expansion coefficient of greater than 7 ppm / ° C. as the inductor, the resonance frequency can be made smaller than when a chip inductor is used. A wide band pass characteristic and a large attenuation over a wide band can be realized with low loss, and electrical performance can be guaranteed irrespective of environmental temperature.
[0125]
Further, by using an interdigital capacitor formed on a quartz substrate as the capacitor, it is possible to realize a wide band pass characteristic with a low loss and a large attenuation over a wide band, and it is possible to guarantee electric performance without being affected by environmental temperature.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit of FIG. 1 in a frequency range in which a surface acoustic wave resonator does not excite surface acoustic waves.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating an operation of the filter circuit of FIG. 2;
FIG. 4 is a configuration diagram showing a filter circuit according to a second embodiment of the present invention.
5 is a diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit shown in FIG. 4 in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator does not excite a surface acoustic wave.
FIG. 6 is a circuit diagram when a surface acoustic wave resonator is used as a parallel element.
FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating the operation of the surface acoustic wave resonator of FIG.
8 is an explanatory diagram illustrating an operation of the filter circuit illustrated in FIG.
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating an operation of the filter circuit of FIG. 5;
FIG. 10 is a configuration diagram showing a filter circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram showing an interdigital capacitor.
FIG. 12 is a configuration diagram showing a filter circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 shows a measurement result of a pass characteristic of a filter circuit in which a parallel element is configured by an interdigital capacitor and a chip inductor.
FIG. 14 shows a measurement result of a pass characteristic of the filter circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 15 shows a measurement result of a pass characteristic of the filter circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 16 shows a measurement result of a pass characteristic of the filter circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a configuration diagram showing a filter circuit according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 18 is a configuration diagram showing a coil having a core made of a material having a large linear expansion coefficient.
FIG. 19 shows a measurement result of a pass characteristic of the filter circuit according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 20 shows a measurement result of a pass characteristic of the filter circuit according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a configuration diagram showing a filter circuit according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
FIG. 23 is a configuration diagram showing a specific example of a surface acoustic wave resonator.
FIG. 24 is a structural diagram showing a specific structure of a surface acoustic wave resonator.
FIG. 25 is a configuration diagram showing an equivalent circuit of a surface acoustic wave resonator.
26 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit illustrated in FIG.
FIG. 27 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
FIG. 28 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit in FIG. 25;
FIG. 29 is a configuration diagram showing a conventional filter circuit.
FIG. 30 is a configuration diagram showing a filter circuit in which a series element is constituted by a surface acoustic wave resonator and a parallel element is constituted by a series resonance circuit composed of an inductor and a capacitor.
31 is a configuration diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit of FIG. 30 in a frequency range in which the surface acoustic wave resonator does not excite surface acoustic waves.
FIG. 32 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit of FIG. 31;
FIG. 33 is a circuit diagram in the case where a surface acoustic wave resonator is used as a series element.
FIG. 34 is an explanatory diagram illustrating the operation of the surface acoustic wave resonator of FIG. 33.
FIG. 35 is an explanatory diagram illustrating the operation of the filter circuit of FIG. 30;
[Explanation of symbols]
1, 2 surface acoustic wave resonator, 13 capacitance, 14, 16 inductor, 15, 22 capacitor, 21 resonance circuit, 30 core, 31 coil.

Claims (7)

In a filter circuit in which a resonance element having anti-resonance characteristics is used as a series element, and a parallel element is formed using a series circuit including a capacitor having capacitance C and an inductor having inductance L,
When a temperature difference from a certain reference temperature is ΔT, a change amount ΔC of the capacitance C of the capacitor due to the temperature difference ΔT and a change amount ΔL of the inductance L of the inductor due to the temperature difference ΔT are represented by: A filter circuit having an opposite sign. In a filter circuit in which a resonance element having anti-resonance characteristics is used as a parallel element, and a series element is formed using a parallel circuit including a capacitor having capacitance C and an inductor having inductance L,
When a temperature difference from a certain reference temperature is ΔT, a change amount ΔC of the capacitance C of the capacitor due to the temperature difference ΔT and a change amount ΔL of the inductance L of the inductor due to the temperature difference ΔT are represented by: A filter circuit having an opposite sign. The filter circuit according to claim 1, wherein
A filter circuit, wherein a capacitance C of the capacitor and an inductance L of the inductor satisfy a relationship of ΔL / ΔC = −L / C. The filter circuit according to claim 1, wherein
A filter circuit using an interdigital capacitor as the capacitor. The filter circuit according to claim 1, wherein
A filter circuit, wherein an air core coil is used as the inductor. The filter circuit according to claim 1, wherein
A filter circuit, wherein a coil having a core made of a material having a linear expansion coefficient larger than 7 ppm / ° C. is used as the inductor. The filter circuit according to claim 1, wherein
A filter circuit, wherein an interdigital capacitor formed on a quartz substrate is used as the capacitor.

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