JP2004088218A

JP2004088218A - Planar antenna

Info

Publication number: JP2004088218A
Application number: JP2002243465A
Authority: JP
Inventors: Toshio Wakabayashi; 若林　敏雄; Yusuke Ukawa; 宇川　祐介; Naoki Yoshida; 吉田　直樹
Original assignee: Tokai University
Current assignee: Tokai University
Priority date: 2002-08-23
Filing date: 2002-08-23
Publication date: 2004-03-18

Abstract

【課題】本発明の平面アンテナは、簡単な構成で共振ができ、汎用性に優れ、低コストにできる２周波共用又は３周波共用とすること。
【解決手段】平板状の誘電体基板１に隣接して平板状のグランド導体２が接合され、該グランド導体２と前記誘電体基板１との境目に給電点３が設けられていること。該給電点３から前記誘電体基板１上に主エレメント４が配置されていること。該主エレメント４の中間位置から前記誘電体基板１上に副エレメント５が分岐配置されてなること。
【選択図】　　　図１A planar antenna according to the present invention is capable of resonating with a simple configuration, is excellent in versatility, and is low-cost dual-frequency or triple-frequency.
A flat ground conductor is joined adjacent to a flat dielectric substrate, and a feed point is provided at a boundary between the ground conductor and the dielectric substrate. The main element 4 is arranged on the dielectric substrate 1 from the feeding point 3. The sub-elements 5 are branched from the intermediate position of the main element 4 on the dielectric substrate 1.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、簡単な構成で共振ができ、汎用性に優れ、低コストにできる２周波共用又は３周波共用の平面アンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信システムは多様化し、それに伴って、使用される周波数帯域が広がっている。移動体無線や、無線基地局等で使われる従来の周波数帯は、８００〔ＭＨｚ〕帯、１．５〔ＧＨｚ〕帯等が主であるが、新しく注目されている周波数帯としてＩＭＴ２０００の規格である２〔ＧＨｚ〕帯があり、これを用いた無線通信システムが普及されつつある。今後は、より高い周波数を用いた無線通信システムが使われるものと予想される。そのため、携帯電話機や移動体無線機に必要とされるアンテナは、複数のシステムを共用できる帯域にあった共振周波数を持つ能力が要求されるものである。
【０００３】
その複数の周波数に共振させるアンテナとして、従来より種々のものが存在している。図９（Ａ）に示すアンテナは、線状アンテナ素子ａ，整合回路ｂ，共振回路ｃとから構成されている。このように共振回路ｃ，整合回路ｂを複数用いる構成にすることにより、多共振に対応したアンテナにできる。図９（Ｂ）に示す，２周波共用アンテナは、接地導体から垂直素子を立設し、線状アンテナ素子ｄ及びｅをそれぞれ配置して各々を共振させる構成である。また、図９（Ｃ）に示す平面アンテナは、２周波共用平面アンテナである。誘電体基板ｆの上に線状アンテナ素子ｇを配置し、周囲をグランド導体ｊで囲った構造である。このアンテナはアンテナ素子の誘電体基板を挟んで反対面にグランド導体が無いことから、軍や建物の窓に装荷するのに有効な構造である。第１周波数は線状アンテナ素子で決定し、長さＡを設計周波数のλ／４にする。第２周波数は周囲のグランド導体にも電流が流れるため、グランド導体の周囲の長さで決定するものである。
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、図９（Ａ）の場合、多共振化させるごとに共振回路を有するため複雑な回路構成となり、このアンテナを搭載する無線媒体自体が大きくなってしまう不都合があった。また、図９（Ｂ）記載のアンテナは、簡単に２周波を作り出すことができるが、接地導体を十分な大きさにしないと、外部の物質によって影響され、特性が著しく劣化してしまう欠点があるし、また、突起状のアンテナ素子で構成されたものであると、素子が折れてしまう等耐久性が劣る上、複数アンテナによって外観が悪い等の問題点があった。さらに、図９（Ｃ）に示す平面アンテナは、構造が波長に対して大きい上に、グランド導体が二つ目の共振周波数を作り出すことから、限られたスペースに設置する場合では、所望の周波数に励振させることができないため汎用性に乏しい欠点があった。
【０００５】
そのため、本発明は、これの欠点等を解決し、汎用性が高く、サイズが設計周波数の波長よりも十分に小さく、複数の共振周波数を容易に作り出すことができる平面アンテナを提供することを目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
そこで、発明者は上記課題を解決すべく鋭意，研究を重ねた結果、本発明を、平板状の誘電体基板に隣接して平板状のグランド導体が接合され、該グランド導体と前記誘電体基板との境目に給電点が設けられ、該給電点から前記誘電体基板上に主エレメントが配置され、該主エレメントの中間位置から前記誘電体基板上に副エレメントが分岐配置されてなる平面アンテナとしたり、前述の構成において、前記主エレメントは前記誘電体基板上の長手方向にほぼ平行に配置され、前記副エレメントは前記主エレメントにほぼ直交して所定長さに形成され、前記副エレメントと前記誘電体基板とが適宜の間隔を有してなる平面アンテナとしたり、前述の構成において、前記副エレメントの基部側端より接地線状素子の一端が接続され、且つ該接地線状素子の他端は前記グランド導体に接続され、前記接地線状素子は前記誘電体基板上に配置されてなる平面アンテナとしたり、前述の構成において、前記誘電体基板上に面状導体素子が配置され、該面状導体素子の一部が前記グランド導体に接続され、且つ面状導体素子の他の一部が前記副エレメント先端に容量結合してなる平面アンテナとしたり、或いは、前述の構成において、前記誘電体基板上に面状アンテナ素子が配置され、該面状アンテナ素子が前記副エレメント先端に容量結合してなる平面アンテナとしたことにより、前記課題を解決したものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施形態について図１に基づいて説明すると、図１（Ａ）乃至（Ｃ）に示す平面アンテナは、２周波共用アンテナである。具体的には、ガラス，フェライト，アルミナ又はセラミックス等の材質でほぼ方形状板片なる誘電体基板１と、該誘電体基板１に接触しつつ隣接したほぼ同厚さの銅板，銀板又は金板製の方形状板片なるグランド導体２とから構成され、前記誘電体基板１と前記グランド導体２との境目に給電点３が設けられ、該給電点３から前記誘電体基板１上に主エレメント４が適宜の長さに配置され、該主エレメント４の中間位置に副エレメント５の一端が交わり、且つ他端が適宜の長さを有して前記誘電体基板１上に装荷されている。該副エレメント５は、前記グランド導体２の端片から間隔Ｌ３　なる距離を有して設けられている。主エレメント４及び副エレメント５はそれぞれ二つの共振周波数を作り出すことができる。これらのアンテナエレメントはグランド導体２を持ったモノポールアンテナの機能をもつものである。また、図１（Ｄ）に示すように、前記誘電体基板１と同一材料としたグランド導体基板（例えば、ガラス板）上に、銅箔材をプリントしてグランド導体２とすることもあり、この場合でも、同様の作用効果を得ることができる。
【０００８】
設計周波数を決定する方法は、一般的なマイクロストリップパッチアンテナ同様、真空の比誘電率と媒質の比誘電率を用いた近似式により実行比誘電率を計算し、そこから実質等価電気長（材質の種類や大きさで波長が変わる場合には電気長も変化する。この長さを実質等価電気長と呼ぶ）を求めるが、前記誘電体基板１の材質係数（比誘電率、導電率など）に加え、特に、第１実施形態のアンテナは、前記誘電体基板１側面にグランド導体２が存在することから、厚さが特に薄い場合、実行比誘電率が近似式による計算値よりも小さくなることを考慮して実質的等価電気長を決定する。基板が薄く、厚さを変えることができない条件での設計の場合は、近似式から計算される実質等価電気長の長さよりも、エレメント長を若干長くすればよい。
【０００９】
主エレメント４は低い周波数の方を励振させるもので長さＬ１　を有し、携帯通信端末などに使われる１／４波長や３／８波長の実質等価電気長をもつモノポールアンテナと同等の機能をする。整合方法としては、グランド導体２がチューニングスタフの機能を持ち、グランド導体２は給電点３を挟んで、主エレメント４と対称的な位置となっているため、前記グランド導体２の長さＷは低い周波数の約λ／４波長の長さにすることで良い特性を得られるものである。また、副エレメント５は高い周波数の方を励振させるもので、前記給電点３から副エレメント５の先端までの電流経路が曲がっているため、実質等価電気長をもつＬ型モノポールアンテナとして機能している。整合方法は、グランド導体２と副エレメント５の間隔Ｌ３　を変化させることで調節する。
【００１０】
次に、本発明の第２実施形態について、図２に基づいて説明する。図２（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、平面アンテナは、２周波共用アンテナである。前述の誘電体基板１，グランド導体２，給電点３，主エレメント４，副エレメント５は第１実施形態と同一であり、説明を省略する。特に、第２実施形態では、第１実施形態を基本構造とした上でさらに、副エレメント５に接地線状素子６を装荷した構造である。実施例１と同様、第１周波数は主エレメント４、第２周波数は副エレメント５によって励振する。第２実施形態では、副エレメント５に接地線状素子６を負荷することでその素子付近に大電流が流れることから、等価的に大きいインダクタンスが付加されることになり、主エレメント４と接地線状素子６の間隔Ｌ４　を、調節することで、より効果的に整合をとることができる。
【００１１】
さらに、本発明の第３実施形態について、図３に基づいて説明する。図３（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、平面アンテナは、２周波共用アンテナである。実施例２と同様、副エレメント５で第２共振周波数を励振させる構成である。具体的には、前述の第１実施形態を基本とし、面状導体素子７を前記グランド導体２に接触させつつ誘電体基板１上に装荷する。このとき、前記面状導体素子７と前記副エレメント５の先端とは僅かな間隔ｄ_１を有するように構成する。即ち、前記面状導体素子７に副エレメント５の先端を容量結合させることで、静電容量が入ったことに相当し、アンテナ基板が薄い場合、第１実施形態では近似式より算出された値より長くする必要があるが、間隔Ｌ３　を短くしても整合可能としている。しかも、グランド導体２と副エレメント５の間隔での寄生容量により、広帯域特性を示すものである。
【００１２】
また、本発明の第４実施形態について、図４に基づいて説明する。図４（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、平面アンテナは、３周波共用アンテナであって、前述の第１実施形態を基本とし、面状アンテナ素子８先端を前記副エレメント５先端とは僅かな間隔ｄ_２を有するように構成する。即ち、面状アンテナ素子８先端に前記副エレメント５先端を容量結合し、面状アンテナ素子８による励振を可能とした。面状アンテナ素子８は、長さＬ７　を実質的等価電気長による約１／２波長にすることで所望周波数の励振が可能である。また、副エレメント５による励振は、第３実施形態の技術と同様の原理であるため、ここの共振周波数は広帯域となる特性を示す。しかし、それぞれのアンテナ素子は、副エレメント５先端で容量結合しているため、副エレメント５の長さを変えたり、面状アンテナ素子８を主エレメント４に近づけることによって、互いのインピーダンスが変化するため、相互インピーダンスを考える必要がある。なお、副エレメント５を設けないで、面状アンテナ素子８のみを設けた場合には、該面状アンテナ素子８にエネルギーが供給されずアンテナとしての機能を有しない。
【００１３】
また、前述の第１実施形態乃至第４実施形態において、前記誘電体基板１上に主エレメント４が設けられているが、図１（Ａ），図２（Ａ），図３（Ａ），図４（Ａ）のように前記誘電体基板１の上辺に主エレメント４が設けられていたり、或いは、図１（Ｂ），図２（Ｂ），図３（Ｂ），図４（Ｂ）のように、前記誘電体基板１の上辺から僅かな間隔（約１ｍｍ乃至約５ｍｍ程度）を有して主エレメント４が設けられることもある。その間隔０から大きくなるにつれ実質等価比誘電率が高くなるが作用及び効果はほぼ同等となる
【００１４】
【実施例】
次に、前述の第１実施形態〜第４実施形態に基づく、各実施例について説明する。まず、実施例１は、第１実施形態（図１参照）に基づくものであって、グランド導体２の長さＷを６５ｍｍで、幅Ｗ_１を５０ｍｍとし、誘電体基板１の長さ及び主エレメント４の長さＬ１　を４９ｍｍとし、グランド導体２及び誘電体基板１の厚みｈを３ｍｍとした。図５に示すように、主エレメント４の長さＬ１　を実質的等価電気長を考慮した１／４波長の長さとし、間隔Ｌ３　を１５ｍｍに一定させ、副エレメント５の長さＬ２　を１０ｍｍ、１２ｍｍ、１４ｍｍに変化させたときのリターンロス特性である。アンテナ基板は厚さ３ｍｍとし、誘電体基板１は比誘電率εｒ　＝６．６８のガラスを用いた。また、グランド導体２は、銅板を使用した。前記主エレメント４による励振周波数（以下第１周波数）を１〔ＧＨｚ〕とし、副エレメント５による励振周波数を２〜２．６〔ＧＨｚ〕付近（以下第２周波数）として、共振周波数を変化させた。第１周波数の共振周波数は１．０８〔ＧＨｚ〕一定であり、副エレメント５の長さＬ２　を変化させても第１周波数に影響は無く、第２周波数のみが変化していることから、副エレメント５が独立して機能していることがわかる。
【００１５】
実施例２は、第２実施形態（図２参照）に基づくものであって、図６に示すように、実施例１の基板を基本構造とし、接地線状素子６の長さ又は間隔をＬ３　＝Ｌ４　＝１５ｍｍとし、副エレメント５の長さＬ２　を９ｍｍ、１２ｍｍ、１５ｍｍに変化させたときのリターンロス特性である。第２周波数の共振周波数は、実施例１と同様に長さＬ２　を変化させればよく、接地線状素子６による効果により、Ｑが高く良い特性を示している。また、実施例１は接地線状素子６によるインダクタンスが付加されることから、低い周波数の共振はグランド導体２の長さＷは実施例１より短くすることでより容量性にし、整合調整させている。
【００１６】
実施例３は、第３実施形態（図３参照）に基づくものであって、図７に示すように、実施例１の基板を基本構造とし、僅かな間隔ｄ_１を１ｍｍとし、間隔Ｌ３　を１０ｍｍに一定させ、副エレメント５の長さＬ２　を８ｍｍ、９ｍｍ、１０ｍｍに変化させ、高い周波数のみを変化させたときのリターンロス特性である。どの長さにおいても第２周波数の帯域がリターンロスが−１０［ｄＢ］（ｖｓｗｒ≒２）で１００〔ＭＨｚ〕以上あり、広帯域を示している
【００１７】
実施例４は、第４実施形態（図４参照）に基づくものであって、図８に示すように、実施例１の基板を基本構造とし、僅かな間隔ｄ_２を１ｍｍとし、主エレメント４と副エレメント５のエレメント長は各々の共振周波数１．０８（実施例１〜４のときと同じ長さＬ１　＝４８ｍｍ、２．６〔ＧＨｚ〕（給電点３から副エレメント５の先端までの経路長１８ｍｍ）を固定し、面状アンテナ素子８の形状を変化させたとき、即ち、該面状アンテナ素子８の幅Ｌ８　は３ｍｍで一定させ、該面状アンテナ素子８の長さＬ７　を２５ｍｍ、３０ｍｍ、３５ｍｍに変化させたときのリターンロス特性を示す。設計周波数は２〔ＧＨｚ〕付近で変化させている。面状アンテナ素子８の長さＬ７　を短くすると、共振周波数が高い周波数へとシフトするが、素子面積が減少するため、リアクタンスが誘導性へと変化してしまい、整合が悪くなる。そこで長さＬ７　を一定とし、副エレメント５をグランド導体２に近づけ間隔Ｌ３　を短くすることにより整合調整をしている。ゆえに、Ｌ７　＝３０、３５ｍｍでは副エレメント５とグランド導体２の間隔Ｌ３　を９ｍｍとしているが、Ｌ７　＝２５ｍｍの場合では、Ｌ３　＝８ｍｍ、Ｌ４　＝１０ｍｍとしていることで、高い周波数でも整合調整をした。
【００１８】
【発明の効果】
請求項１の発明では、コンパクトなサイズで、しかも耐久性に優れ、設置条件にとらわれない汎用性を有し、給電回路が一つでよく、簡単な構成で低コストにでき、特に、一つのアンテナでも副エレメント５の存在によって、第１周波数及び第２周波数を励振させ、これによって二つの共振周波数を作り出すことができる等の効果がある。このため、複数のシステムを共用できる帯域にあった共振周波数を持つ平面アンテナを提供できる。さらに、従来のバッチアンテナやマイクロストリップアンテナ等のアンテナは誘電体の下にグランド導体があるために単方向指向性であるが、本発明では誘電体基板１の同一面上に隣接してグランド導体が存在することから、双方向でも用いることが可能である利点もある。
【００１９】
また、請求項２の発明では、特に、簡易な構成により、ビル等のガラス面等に簡単に設置することで、所望の二つの共振周波数を作り出すことができる利点もある。また、請求項３の発明では、接地線状素子６を設けることで、所望の二つの共振周波数を容易に作り出すことができる利点がある。さらに、請求項４の発明では、面状導体素子７を設けることで、所望の二つの共振周波数をさらに容易に作り出すことができる利点がある。また、請求項５の発明では、面状アンテナ素子８を設けたことで、第３周波数を励振させ、これによって三つの共振周波数を作り出すことできる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】（Ａ）は本発明の第１実施形態の平面斜視図
（Ｂ）は（Ａ）の平面図
（Ｃ）は（Ａ）の断面図
（Ｄ）は第１実施形態の変形例の断面図
【図２】（Ａ）は本発明の第２実施形態の平面斜視図
（Ｂ）は（Ａ）の平面図
（Ｃ）は（Ａ）の断面図
（Ｄ）は第２実施形態の変形例の断面図
【図３】（Ａ）は本発明の第３実施形態の平面斜視図
（Ｂ）は（Ａ）の平面図
（Ｃ）は（Ａ）の断面図
（Ｄ）は第３実施形態の変形例の断面図
【図４】（Ａ）は本発明の第４実施形態の平面斜視図
（Ｂ）は（Ａ）の平面図
（Ｃ）は（Ａ）の断面図
（Ｄ）は第４実施形態の変形例の断面図
【図５】本発明の第１実施形態基づく実施例における副エレメントの長さ変化によるリターンロス特性のグラフ
【図６】本発明の第２実施形態基づく実施例における副エレメントの長さ変化によるリターンロス特性のグラフ
【図７】本発明の第３実施形態基づく実施例における副エレメントの長さ変化によるリターンロス特性のグラフ
【図８】本発明の第４実施形態基づく実施例における面状導体素子の長さ変化によるリターンロス特性のグラフ
【図９】（Ａ）は従来公知の多周波共用アンテナの概念図
（Ｂ）は従来公知の２周波共用アンテナの略示図
（Ｃ）は従来公知の２周波共用アンテナの平面斜視図
【符号の説明】
１…誘電体基板
２…グランド導体
３…給電点
４…主エレメント
５…副エレメント
６…接地線状素子
７…面状導体素子
８…面状アンテナ素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a dual- or triple-frequency planar antenna that can resonate with a simple configuration, is excellent in versatility, and can be manufactured at low cost.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, mobile communication systems have been diversified, and accordingly, frequency bands used have been widened. Conventional frequency bands used in mobile radio, radio base stations, etc. are mainly 800 [MHz] band, 1.5 [GHz] band, and the like. There is a certain 2 [GHz] band, and a wireless communication system using this band is becoming widespread. It is expected that a wireless communication system using a higher frequency will be used in the future. For this reason, an antenna required for a mobile phone or a mobile wireless device is required to have a capability of having a resonance frequency in a band that can be shared by a plurality of systems.
[0003]
There are various antennas that resonate at the plurality of frequencies. The antenna shown in FIG. 9A includes a linear antenna element a, a matching circuit b, and a resonance circuit c. By using a configuration using a plurality of the resonance circuits c and the matching circuits b in this manner, an antenna compatible with multiple resonances can be obtained. The dual-frequency antenna shown in FIG. 9B has a configuration in which a vertical element is erected from a ground conductor, and linear antenna elements d and e are arranged to resonate each other. The planar antenna illustrated in FIG. 9C is a dual-frequency planar antenna. In this structure, a linear antenna element g is arranged on a dielectric substrate f, and the periphery is surrounded by a ground conductor j. Since this antenna does not have a ground conductor on the opposite surface across the dielectric substrate of the antenna element, it has an effective structure for loading on a military or building window. The first frequency is determined by the linear antenna element, and the length A is set to λ / 4 of the design frequency. The second frequency is determined by the perimeter of the ground conductor because current also flows through the surrounding ground conductor.
[Problems to be solved by the invention]
[0004]
However, in the case of FIG. 9A, since a resonance circuit is provided for each multi-resonance, a complicated circuit configuration is required, and there is a disadvantage that the wireless medium itself on which the antenna is mounted becomes large. Further, the antenna shown in FIG. 9B can easily generate two frequencies, but if the ground conductor is not made large enough, it is affected by an external substance and has a disadvantage that the characteristics are significantly deteriorated. In addition, when the antenna is formed of a protruding antenna element, there are problems in that the element is broken, the durability is poor, and the appearance is poor due to a plurality of antennas. Further, the planar antenna shown in FIG. 9C has a large structure with respect to the wavelength, and the ground conductor creates a second resonance frequency. However, there was a drawback that the versatility was poor because it could not be excited.
[0005]
Therefore, an object of the present invention is to solve the drawbacks and the like of the present invention, and to provide a planar antenna having high versatility, a size sufficiently smaller than a wavelength of a design frequency, and capable of easily creating a plurality of resonance frequencies. It is assumed that.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The inventor of the present invention has conducted intensive studies to solve the above-mentioned problems. As a result, the present invention has found that a flat ground conductor is bonded adjacent to a flat dielectric substrate, and the ground conductor and the dielectric substrate are connected to each other. A feed point is provided at the boundary between the two, and a main element is arranged on the dielectric substrate from the feed point, and a sub-element is branched and arranged on the dielectric substrate from an intermediate position of the main element to form a planar antenna. In the configuration described above, the main element is disposed substantially parallel to the longitudinal direction on the dielectric substrate, and the sub-element is formed to have a predetermined length substantially orthogonal to the main element. The planar antenna may have an appropriate distance from the dielectric substrate. In the above-described configuration, one end of the ground linear element may be connected to the base side end of the sub-element, and The other end of the planar element is connected to the ground conductor, and the ground linear element is a planar antenna disposed on the dielectric substrate. In the above-described configuration, the planar conductor element is formed on the dielectric substrate. A planar antenna which is disposed, a part of the planar conductor element is connected to the ground conductor, and another part of the planar conductor element is capacitively coupled to the tip of the sub-element; Wherein the planar antenna element is disposed on the dielectric substrate, and the planar antenna element is capacitively coupled to a tip of the sub-element to form a planar antenna.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1. The planar antennas shown in FIGS. 1A to 1C are dual-frequency antennas. Specifically, a dielectric substrate 1 made of a material such as glass, ferrite, alumina, or ceramics and having a substantially rectangular plate shape, and a copper plate, a silver plate, or a metal plate having almost the same thickness adjacent to the dielectric substrate 1 while being in contact with the dielectric substrate 1 A grounding conductor 2 which is a rectangular plate-shaped piece made of a plate is provided. A feeding point 3 is provided at a boundary between the dielectric substrate 1 and the grounding conductor 2. The element 4 is disposed at an appropriate length, and one end of the sub-element 5 crosses an intermediate position of the main element 4 and the other end has an appropriate length and is loaded on the dielectric substrate 1. . The sub-element 5 is provided at a distance of L3 from the end piece of the ground conductor 2. The main element 4 and the sub-element 5 can each create two resonance frequencies. These antenna elements have a function of a monopole antenna having the ground conductor 2. As shown in FIG. 1D, a ground conductor 2 may be formed by printing a copper foil material on a ground conductor substrate (for example, a glass plate) made of the same material as the dielectric substrate 1. Also in this case, the same operation and effect can be obtained.
[0008]
To determine the design frequency, as in a general microstrip patch antenna, the effective relative permittivity is calculated by an approximate expression using the relative permittivity of vacuum and the relative permittivity of the medium, and the effective equivalent electrical length (material When the wavelength changes depending on the type and size of the substrate, the electrical length also changes. This length is called the substantially equivalent electrical length), and the material coefficient (dielectric constant, conductivity, etc.) of the dielectric substrate 1 is obtained. In addition, in particular, in the antenna of the first embodiment, since the ground conductor 2 exists on the side surface of the dielectric substrate 1, when the thickness is particularly small, the effective relative permittivity is smaller than the value calculated by the approximate expression. In consideration of this, the substantial equivalent electric length is determined. In the case of designing under the condition that the substrate is thin and the thickness cannot be changed, the element length may be slightly longer than the substantial equivalent electrical length calculated from the approximate expression.
[0009]
The main element 4 excites a lower frequency, has a length L1, and has the same function as a monopole antenna having a substantially equivalent electric length of 1/4 wavelength or 3/8 wavelength used in portable communication terminals and the like. do. As a matching method, the ground conductor 2 has a function of tuning stuff, and the ground conductor 2 is located symmetrically with respect to the main element 4 with the feed point 3 interposed therebetween. Good characteristics can be obtained by setting the length of the low frequency to about λ / 4 wavelength. The sub-element 5 excites a higher frequency, and the current path from the feeding point 3 to the tip of the sub-element 5 is bent, so that it functions as an L-type monopole antenna having a substantially equivalent electric length. ing. The matching method is adjusted by changing the distance L3 between the ground conductor 2 and the sub-element 5.
[0010]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIGS. 2A to 2D, the planar antenna is a dual-frequency antenna. The above-described dielectric substrate 1, ground conductor 2, feed point 3, main element 4, and sub-element 5 are the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. In particular, the second embodiment has a structure in which the ground structure is loaded on the sub-element 5 in addition to the basic structure of the first embodiment. As in the first embodiment, the first frequency is excited by the main element 4 and the second frequency is excited by the sub-element 5. In the second embodiment, since a large current flows near the sub-element 5 by loading the sub-element 5 with the ground linear element 6, an equivalently large inductance is added, and the main element 4 and the ground line are connected. By adjusting the distance L4 between the elements 6, it is possible to achieve more effective matching.
[0011]
Further, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIGS. 3A to 3D, the planar antenna is a dual-frequency antenna. As in the second embodiment, the second resonance frequency is excited by the sub-element 5. Specifically, based on the first embodiment described above, the planar conductor element 7 is loaded on the dielectric substrate 1 while being in contact with the ground conductor 2. In this case, the said planar conductive element 7 with the tip of the secondary element 5 configured to have a small distance d _1. That is, when the tip of the sub-element 5 is capacitively coupled to the planar conductor element 7, this corresponds to an electrostatic capacitance. When the antenna substrate is thin, the value calculated from the approximate expression in the first embodiment is used. Although it is necessary to make the distance longer, matching is possible even if the distance L3 is shortened. In addition, due to the parasitic capacitance at the interval between the ground conductor 2 and the sub-element 5, a wide band characteristic is exhibited.
[0012]
Further, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIGS. 4 (A) to 4 (D), the planar antenna is a three-frequency shared antenna, based on the first embodiment described above. configured to have a small distance d _2. That is, the tip of the sub-element 5 is capacitively coupled to the tip of the planar antenna element 8 to enable excitation by the planar antenna element 8. The planar antenna element 8 can be excited at a desired frequency by setting the length L7 to approximately 1/2 wavelength based on the substantially equivalent electrical length. In addition, since the excitation by the sub-element 5 is based on the same principle as that of the technique of the third embodiment, the resonance frequency here exhibits a characteristic of being in a wide band. However, since each antenna element is capacitively coupled at the tip of the sub-element 5, the impedance of each element changes by changing the length of the sub-element 5 or bringing the planar antenna element 8 closer to the main element 4. Therefore, it is necessary to consider mutual impedance. When only the planar antenna element 8 is provided without providing the sub-element 5, no energy is supplied to the planar antenna element 8 and the antenna does not have a function.
[0013]
Further, in the first to fourth embodiments described above, the main element 4 is provided on the dielectric substrate 1, but FIG. 1 (A), FIG. 2 (A), FIG. A main element 4 is provided on the upper side of the dielectric substrate 1 as shown in FIG. 4A, or FIGS. 1B, 2B, 3B, and 4B. As described above, the main element 4 may be provided at a small distance (about 1 mm to about 5 mm) from the upper side of the dielectric substrate 1. As the spacing becomes larger from 0, the substantial equivalent dielectric constant becomes higher, but the operation and effect become substantially equal.
【Example】
Next, examples based on the above-described first to fourth embodiments will be described. First, Example 1, the first embodiment be based on (see FIG. 1), the ground conductor 2 a length W in 65 mm, a width W ₁ and 50 mm, the dielectric substrate 1 length and the main The length L1 of the element 4 was 49 mm, and the thickness h of the ground conductor 2 and the dielectric substrate 1 was 3 mm. As shown in FIG. 5, the length L1 of the main element 4 is set to a quarter wavelength in consideration of the substantially equivalent electrical length, the interval L3 is fixed at 15 mm, and the length L2 of the sub-element 5 is set to 10 mm and 12 mm. , 14 mm. The antenna substrate had a thickness of 3 mm, and the dielectric substrate 1 was made of glass having a relative dielectric constant of εr = 6.68. In addition, a copper plate was used for the ground conductor 2. The resonance frequency was changed by setting the excitation frequency of the main element 4 (hereinafter referred to as first frequency) to 1 [GHz] and the excitation frequency of the sub-element 5 to around 2 to 2.6 [GHz] (hereinafter referred to as second frequency). . Since the resonance frequency of the first frequency is constant at 1.08 [GHz], the first frequency is not affected even if the length L2 of the sub-element 5 is changed, and only the second frequency is changed. It can be seen that the element 5 functions independently.
[0015]
Example 2 is based on the second embodiment (see FIG. 2). As shown in FIG. 6, the substrate of Example 1 has a basic structure, and the length or interval of the ground linear element 6 is L3. = L4 = 15 mm and return loss characteristics when the length L2 of the sub-element 5 is changed to 9 mm, 12 mm, and 15 mm. The resonance frequency of the second frequency may be changed in the length L2 in the same manner as in the first embodiment. Due to the effect of the ground wire element 6, the Q is high and good characteristics are shown. In the first embodiment, since the inductance of the ground linear element 6 is added, the resonance at a low frequency is made more capacitive by making the length W of the ground conductor 2 shorter than in the first embodiment, and the matching is adjusted. I have.
[0016]
Example 3 is based on the third embodiment (see FIG. 3). As shown in FIG. 7, the substrate of Example 1 has a basic structure, a slight interval d1 is ₁ mm, and an interval L3 is This is a return loss characteristic when the length L2 of the sub-element 5 is changed to 8 mm, 9 mm, and 10 mm, and only the high frequency is changed while the length L2 is set to 10 mm. Regardless of the length, the second frequency band has a return loss of −10 [dB] (vswrｗ2) and 100 MHz or more, indicating a wide band.
Example 4 is a based on the fourth embodiment (see FIG. 4), as shown in FIG. 8, the substrate of Example 1 as a basic structure, a small distance d ₂ and 1 mm, the main element 4 And the element length of the sub-element 5 is the resonance frequency of 1.08 (the same length L1 = 48 mm, 2.6 [GHz] as in Examples 1 to 4) (the path from the feeding point 3 to the tip of the sub-element 5). Length 18 mm) is fixed and the shape of the planar antenna element 8 is changed, that is, the width L8 of the planar antenna element 8 is fixed at 3 mm, the length L7 of the planar antenna element 8 is 25 mm, The graph shows return loss characteristics when the length is changed to 30 mm and 35 mm.The design frequency is changed near 2 GHz.When the length L7 of the planar antenna element 8 is shortened, the resonance frequency shifts to a higher frequency. But the element Since the product decreases, the reactance changes to inductive and the matching becomes poor, so that the matching is adjusted by keeping the length L7 constant, bringing the sub-element 5 closer to the ground conductor 2 and shortening the interval L3. Therefore, when L7 = 30 and 35 mm, the distance L3 between the sub-element 5 and the ground conductor 2 is set to 9 mm. Adjusted.
[0018]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, a compact size, excellent durability, versatility regardless of installation conditions, a single power supply circuit, a simple configuration, low cost, The antenna also has the effect that the first frequency and the second frequency are excited by the presence of the sub-element 5, whereby two resonance frequencies can be created. For this reason, it is possible to provide a planar antenna having a resonance frequency suitable for a band in which a plurality of systems can be shared. Further, antennas such as conventional batch antennas and microstrip antennas have unidirectional directivity due to the presence of a ground conductor under a dielectric, but in the present invention, the ground conductor is adjacent to the same surface of the dielectric substrate 1. There is also an advantage that it can be used in both directions because of the existence of.
[0019]
In addition, the second aspect of the present invention has an advantage that two desired resonance frequencies can be created particularly by simply installing it on a glass surface of a building or the like with a simple configuration. According to the third aspect of the present invention, by providing the ground linear element 6, there is an advantage that two desired resonance frequencies can be easily created. Further, according to the fourth aspect of the present invention, the provision of the planar conductor element 7 has an advantage that two desired resonance frequencies can be more easily created. According to the fifth aspect of the present invention, the provision of the planar antenna element 8 excites the third frequency, thereby producing an effect that three resonance frequencies can be created.
[Brief description of the drawings]
1A is a plan perspective view of a first embodiment of the present invention, FIG. 1B is a plan view of FIG. 1A, FIG. 1C is a cross-sectional view of FIG. 2A is a plan perspective view of a second embodiment of the present invention, FIG. 2B is a plan view of FIG. 2A, FIG. 2C is a cross-sectional view of FIG. 3A is a plan perspective view of a third embodiment of the present invention, FIG. 3B is a plan view of FIG. 3A, FIG. 3C is a cross-sectional view of FIG. FIG. 4A is a plan perspective view of a fourth embodiment of the present invention, FIG. 4B is a plan view of FIG. 4A, FIG. 4C is a cross-sectional view of FIG. ) Is a cross-sectional view of a modification of the fourth embodiment. FIG. 5 is a graph of a return loss characteristic according to a change in the length of a sub-element in an example according to the first embodiment of the present invention. FIG. 6 is a second embodiment of the present invention. Sub-element in an embodiment based on FIG. 7 is a graph of a return loss characteristic according to a change in the length of a component. FIG. 7 is a graph of a return loss characteristic according to a change in the length of a sub-element in an example according to the third embodiment of the present invention. FIG. 9A is a conceptual diagram of a conventionally known multi-frequency shared antenna, and FIG. 9B is a schematic diagram of a conventionally known dual-frequency shared antenna. (C) is a plan perspective view of a conventionally known dual-frequency antenna.
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Dielectric board 2 ... Ground conductor 3 ... Feeding point 4 ... Main element 5 ... Sub-element 6 ... Ground linear element 7 ... Planar conductor element 8 ... Planar antenna element

Claims

A flat ground conductor is bonded adjacent to the flat dielectric substrate, a feed point is provided at a boundary between the ground conductor and the dielectric substrate, and a main element is provided on the dielectric substrate from the feed point. A planar antenna, wherein sub-elements are arranged and branched on the dielectric substrate from an intermediate position of the main element.

2. The device according to claim 1, wherein the main element is disposed substantially parallel to a longitudinal direction on the dielectric substrate, and the sub-element is formed to have a predetermined length substantially orthogonal to the main element. A planar antenna having an appropriate distance from a substrate.

3. The ground linear element according to claim 1, wherein one end of a ground linear element is connected to a base end of the sub-element, and the other end of the ground linear element is connected to the ground conductor. A planar antenna characterized by being disposed on a body substrate.

3. The planar conductor element according to claim 1, wherein a planar conductor element is arranged on the dielectric substrate, a part of the planar conductor element is connected to the ground conductor, and another part of the planar conductor element is the sub conductor. A planar antenna characterized by being capacitively coupled to the tip of an element.

3. The planar antenna according to claim 1, wherein a planar antenna element is disposed on the dielectric substrate, and the planar antenna element is capacitively coupled to a tip of the sub-element.