JP2004088250A

JP2004088250A - 光送信装置

Info

Publication number: JP2004088250A
Application number: JP2002243905A
Authority: JP
Inventors: Tamon Omura; 大村　多聞
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-08-23
Filing date: 2002-08-23
Publication date: 2004-03-18

Abstract

【課題】強度変調信号と位相変調信号との間の位相差の変化や、光位相変調信号の振幅の変化を算出して、位相差や振幅を安定化させ、伝送誤り率を安定させる。
【解決手段】位相変調信号とクロック信号とを直交検波して、互いに直交する第１，第２の積電圧Ｉ，Ｑを生成する直交検波器１２と、第１，第２の積電圧Ｉ，Ｑを演算して、位相変調信号と強度変調信号との間の位相差情報Θと、位相変調信号の振幅情報Ｒとを算出し、これら位相差情報Θおよび振幅情報Ｒに応じて、位相器１０による振幅調整および狭帯域増幅器１１による位相調整を制御するｒ−θ変換器１３とを備える。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、光通信システム、特に光増幅伝送技術を用いた長距離光増幅中継伝送システムにおいて、電気信号にしたがって光信号を変調して送信する光送信装置に係るものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は従来の光送信装置の構成を示すブロック図である。この従来の光送信装置は、例えば特開平１１−３３１０９１号公報に開示されたものである。
図５において、１０１は光信号を発生する光源、１０２は光源１０１で発生した光信号を強度変調信号に応じて強度変調する光強度変調器、１０３は光強度変調器１０２からの光信号を位相変調信号に応じて位相変調する光位相変調器、１０４は偏波スクランブルをかけるために偏波保持ファイバの軸を４５°傾けて複屈折媒体を含んでいるＨＩＢＩ、１０５は光信号を出力する光送信装置の出力端子である。
【０００３】
光位相変調器１０３は、光強度変調器１０２に従属接続されており、光強度変調器１０２で強度変調された光信号に対して位相変調をかける。次のＨＩＢＩ１０４は、光強度変調器１０２および光位相変調器１０３に従属接続されており、光強度変調器１０２で強度変調されて光位相変調器１０３で位相変調された光信号に対して偏波スクランブルをかける。
【０００４】
また、図５において、１０６はＮＲＺデータ信号（ＮＲＺ　ＤＡＴＡ）が入力されるデータ入力端子、１０７はデータ信号に同期したＶＣＯ、１０８はＲＺ変換器、１０９は広帯域増幅器である。ＲＺ変換器１０８は、データ入力端子１０６から入力されたＮＲＺデータ信号と、ＶＣＯ１０７から入力されたクロック信号（ＣＬＫ）とに基づいて、強度変調信号（ＲＺ　ＤＡＴＡ）を生成する。広帯域増幅器１０９は、ＲＺ変換器１０８から入力された強度変調信号を増幅して光強度変調器１０２に印加し、その駆動を行う。
【０００５】
さらに、図５において、１１０は位相器、１１１は狭帯域増幅器である。位相器１１０は、ＲＺ変換器１０８から入力されたクロック信号を、光位相変調器１０３を駆動するための位相変調信号に遅延を与える。狭帯域増幅器１１１は、位相器１１０から入力されたクロック信号を、光位相変調器１０３を駆動するための位相変調信号の振幅を変化させる。
【０００６】
次に動作について説明する。
光源１０１から発生した光信号は、光強度変調器１０２，光位相変調器１０３によって光強度変調、光位相変調され、ＨＩＢＩ１０４で偏波スクランブルがかけられた後に、出力端子１０５から出力される。光強度変調器１０２を駆動する強度変調信号は、データ入力端子１０６から入力されたＮＲＺデータ信号と、ＶＣＯ１０７から入力されたクロック信号とに基づいて、ＲＺ変換器１０８で生成されている。一方、光位相変調器１０３を駆動する位相変調信号は、位相器１１０を介して、ＶＣＯ１０７の出力クロックを狭帯域増幅器１１１へ入力することで生成されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の光送信装置は以上のように構成されているので、強度変調信号と位相変調信号との位相関係が固定されているとは言えず、変化した強度変調信号と位相変調信号との位相関係と、変化した位相変調信号の振幅を元にもどせないという課題があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、強度変調信号と位相変調信号との位相差や、位相変調信号の振幅を監視できるとともに、この監視結果を強度変調信号と位相変調信号との位相差や、位相変調信号の振幅にフィードバックすることでできる光強度変調信号と光位相変調信号の位相差や位相変調信号の振幅を安定制御することで、伝送誤り率を安定化できる光送信装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る光送信装置は、位相変調信号とクロック信号とを直交検波して、互いに直交する２つの積電圧を生成する直交検波手段と、２つの積電圧を演算して、位相変調信号と強度変調信号との間の位相差情報と、位相変調信号の振幅情報とを算出し、これら位相差情報および振幅情報に応じて、変調信号生成手段の位相調整および振幅調整を制御する制御手段とを備えるようにしたものである。
【００１０】
この発明に係る光送信装置は、光信号に強度変調をかける光強度変調器と、光強度変調器で強度変調された光信号に位相変調をかけ、偏波スクランブル手段へ出力する光位相変調器とから光変調手段が構成されるようにしたものである。
【００１１】
この発明に係る光送信装置は、光信号に位相変調をかける光位相変調器と、光位相変調器で位相変調された光信号に強度変調をかけ、偏波スクランブル手段へ出力する光強度変調器とから光変調手段が構成されるようにしたものである。
【００１２】
この発明に係る光送信装置は、光変調手段の終端部から出力する位相変調信号を分岐して、変調信号生成手段と直交検波手段とへ与えるようにしたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による光送信装置の構成を示すブロック図である。
図１において、１は光信号を発生する光源（光変調手段）、２は光源１で発生した光信号を強度変調信号に応じて強度変調する光強度変調器（光変調手段）、３は光強度変調器２からの光信号を位相変調信号に応じて位相変調する光位相変調器（光変調手段）、４は偏波スクランブルをかけるために偏波保持ファイバの軸を４５°傾けて複屈折媒体を含んでいるＨＩＢＩ（偏波スクランブル手段）、５は光信号を出力する光送信装置の出力端子である。
【００１４】
光位相変調器３は、光強度変調器２に従属接続されており、光強度変調器２で強度変調された光信号に対して位相変調をかける。次のＨＩＢＩ４は、光強度変調器２および光位相変調器３に従属接続されており、光強度変調器２で強度変調されて光位相変調器３で位相変調された光信号に対して偏波スクランブルをかける。
【００１５】
また、図１において、６はＮＲＺデータ信号（ＮＲＺ　ＤＡＴＡ）が入力されるデータ入力端子、７はデータ信号に同期したＶＣＯ（変調信号生成手段）、８はＲＺ変換器（変調信号生成手段）、９は広帯域増幅器（変調信号生成手段）である。ＲＺ変換器８は、データ入力端子６から入力されたＮＲＺデータ信号と、ＶＣＯ７から入力されたクロック信号（ＣＬＫ）とに基づいて、強度変調信号を生成する。広帯域増幅器９は、ＲＺ変換器８から入力された強度変調信号を増幅して光強度変調器２に印加し、その駆動を行う。
【００１６】
さらに、図１において、１０は位相器（変調信号生成手段）、１１は狭帯域増幅器（変調信号生成手段）、Ｐ１，Ｐ２は分岐部品である。位相器１０は、ＲＺ変換器８から入力されたクロック信号を狭帯域増幅器１１へ出力しており、光位相変調器３を駆動するための位相変調信号に遅延を与える働きをする。狭帯域増幅器１１は、位相器１０から入力されたクロック信号を光位相変調器３へ分岐部品Ｐ１を介して出力しており、光位相変調器３を駆動するための位相変調信号の振幅を変化させる。また、狭帯域増幅器１１から光位相変調器３へ出力されたクロック信号は、分岐部品Ｐ１，Ｐ２を介して狭帯域増幅器１１へフィードバックされている。
【００１７】
さらに、図１において、１２，１３は直交検波器（直交検波手段）、ｒ−θ変換器（制御手段）であり、それぞれこの実施の形態１を特徴付ける構成要素である。直交検波器１２は、強度変調信号と同期が取れているクロック信号と位相変調信号とをミキシングする。クロック信号は、分岐部品Ｐ１，Ｐ２を介して狭帯域増幅器１１から直交検波器１２へ出力されている。ｒ−θ変換器１３は、直交検波器１２で検出されたミキシング信号を位相差情報および振幅情報に変換する。
【００１８】
光信号を変調して出力する際の動作については、従来と同様であるため説明を省略し、強度変調信号と位相変調信号との間の位相差情報、位相変調信号に関する振幅情報の検出動作について説明する。
直交検波器１２は、２つの電圧出力を有している。第１の電圧出力は、直交検波器１２へ入力された２つのクロック（ＶＣＯ７からのクロックＣＬＫと、狭帯域増幅器１１から光位相変調器３へ与える位相変調信号ＣＬＫ）をミキシングして得られる２つのクロックの積電圧である。そして、第１の電圧出力と異なる第２の電圧出力は、直交検波器１２へ入力された一方のクロックを内部で９０°遅延させてから他方のクロックとミキシングして得られる２つのクロックの積電圧である。以下では、第１の電圧出力を積電圧Ｉとし、第２の電圧出力を積電圧Ｑとする。
【００１９】
観測できる情報はクロックの積電圧Ｉ，Ｑであり、これに対して、必要な情報はクロックの位相差情報、振幅情報である。積電圧Ｉ，Ｑの両者には、２つのクロックに関する位相差情報と振幅情報とが混在して含まれているので、以下に示すように、直交検波器１２で観測された積電圧Ｉ，Ｑをｒ−θ変換器１３で演算することにより、位相差情報と振幅情報とを分離することができる。
【００２０】
積電圧Ｉ，Ｑは、同一周波数のクロック積であり、直交検波器１２へ入力するクロックの振幅情報および位相差情報をそれぞれＲおよびΘとすると、以下の式（１ｉ），式（１ｑ）のようにそれぞれ表される。
【００２１】
Ｉ＝Ｒ・ｓｉｎ（Θ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１ｉ）
Ｑ＝Ｒ・ｓｉｎ（Θ＋９０°）＝Ｒ・ｃｏｓ（Θ）　　　　　　　（１ｑ）
【００２２】
式（１ｑ）に示したように、積電圧ＱはＱ＝Ｒ・ｃｏｓ（Θ）と変形できるので、積電圧Ｉの２乗と積電圧Ｑの２乗との和は振幅情報Ｒの２乗となり、この値の平方根をとると、振幅情報Ｒを求めることができる。すなわち、次の式（２）の演算によって、ｒ−θ変換器１３は振幅情報Ｒを算出する。
【００２３】
Ｒ＝√（Ｉ^２＋Ｑ^２）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
【００２４】
続いて、ｒ−θ変換器１３は、式（２）で得られた振幅情報Ｒによって積電圧Ｉを除算し、この除算結果の逆三角関数Ａｒｃｓｉｎから｜Θ｜を得る。つまり、ｒ−θ変換器１３は、次の式（３）の演算を行って、位相差情報Θの絶対値｜Θ｜を算出する。
【００２５】
｜Θ｜＝Ａｒｃｓｉｎ（Ｉ／Ｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
【００２６】
ここで、式（３）の演算だけでは位相差情報Θの大きさが確定されるだけで、正負の符号が判明しない。そこで最後に、ｒ−θ変換器１３は、積電圧Ｑの符号の正負からΘがどの象現に存在するのかを判定し、位相差情報Θを確定する。
【００２７】
つまり、例えば｜Θ｜＝Ａｒｃｓｉｎ（Ｉ／Ｒ）＝４５°と計算された場合、位相差情報Θは第１象現または第４象現のいずれかに存在する（Θ＝＋４５°またはΘ＝−４５°）。そこで、ｒ−θ変換器１３は、積電圧Ｑの符号が正であれば、位相差情報Θが第１象現（Θ＝＋４５°）に、積電圧Ｑの符号が負であれば、位相差情報Θが第４象現（Θ＝−４５°）に存在するものと判定する。
【００２８】
ｒ−θ変換器１３は、以上のようにして求めた位相差情報Θ，振幅情報Ｒを位相器１０，狭帯域増幅器１１へそれぞれフィードバックして、強度変調信号と位相変調信号との間の位相差や、位相変調信号の振幅が初期設定値を維持するように、位相器１０の位相調整、狭帯域増幅器１１の振幅調整を制御する。このようにすることで、経年変化や温度変化によって変動してしまう強度変調信号と位相変調信号との間の位相差や、位相変調信号の振幅を長期にわたって初期設定値に維持することができ、安定した動作を保証できる。
【００２９】
なお、図１の構成では、光源１として、半導体レーザダイオードを、光強度変調器２として、リチウムナイオベイト・マッハツェンダ型変調器や半導体光変調器などを用いることができる。また、光源１と光強度変調器２とを集積化した変調器集積型半導体レーザダイオードも使用できる。
【００３０】
さらに、光位相変調器３として、リチウムナイオベイト変調器が一般的に用いられ、位相器１０として、マイクロ波帯位相変調器、バラクタダイオードを用いたフェイズシフタ、もしくは電気長を可変とする構成の遅延器等を用いることができる。広帯域増幅器９および狭帯域増幅器１１は、高出力アンプを市場より調達できる。
【００３１】
さらに、ｒ−θ変換器１３による位相差情報Θの算出は式（３）に限定されるものではなく、位相差情報Θと振幅情報Ｒとが算出できれば他の演算によっても良い。例えば以下の式（４）または式（５）のような演算を採用することもできる。
【００３２】
｜Θ｜＝Ａｒｃｃｏｓ（Ｑ／Ｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
（Θの符号はＩの符号から判定）
【００３３】
Ｉ／Ｑ＝［Ｒ・ｓｉｎ（Θ）］／［Ｒ・ｃｏｓ（Θ）］＝ｔａｎ（Θ）（５ａ）
∴Θ＝Ａｒｃｔａｎ（Ｉ／Ｑ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５ｂ）
【００３４】
三角関数ｔａｎ（Θ）は発散するため、式（５ａ）の演算と式（５ｂ）の演算との間に例えば以下の＜判定文＞を挿入する（以下の＜判定文＞におけるεは、例えば０．０００１などのように、０に十分近い正の値を表す）。式（５ａ），式（５ｂ）の演算手法は、振幅情報Ｒの算出と並列に位相差情報Θを算出できるので、演算速度を向上することができる。
【００３５】
＜判定文＞
｜Ｑ｜＝Ｒ・｜ｃｏｓ（Θ）｜＞εならば、式（５ｂ）を演算する
｜Ｑ｜＝Ｒ・｜ｃｏｓ（Θ）｜≦εならば、
Ａｒｃｔａｎ（Ｉ／Ｑ）＝±９０°とする
【００３６】
以上のように、この実施の形態１によれば、位相変調信号とクロック信号とを直交検波して、互いに直交する第１，第２の積電圧Ｉ，Ｑを生成する直交検波器１２と、第１，第２の積電圧Ｉ，Ｑを演算して、位相変調信号と強度変調信号との間の位相差情報Θと、位相変調信号の振幅情報Ｒとを算出し、これら位相差情報Θおよび振幅情報Ｒに応じて、位相器１０による振幅調整および狭帯域増幅器１１による位相調整を制御するｒ−θ変換器１３とを備えるようにしたので、強度変調信号と位相変調信号との間の位相差の変化や、光位相変調信号の振幅の変化を算出して、位相器１０，狭帯域増幅器１１によって位相差や振幅を安定化させることができ、伝送誤り率を安定させることができるという効果が得られる。
【００３７】
また、この実施の形態１によれば、直交検波器１２は、位相変調信号とクロック信号とをミキシングすることと、位相変調信号およびクロック信号のいずれか一方を９０°遅延させて他方とミキシングすることとにより、第１の積電圧Ｉ＝Ｒ・ｓｉｎ（Θ）および第２の積電圧Ｑ＝Ｒ・ｃｏｓ（Θ）を算出し、ｒ−θ変換器１３は、Ｒ＝√（Ｉ^２＋Ｑ^２）から振幅情報Ｒを求めるとともに、｜Θ｜＝Ａｒｃｓｉｎ（Ｉ／Ｒ）から｜Θ｜を得て、積電圧Ｑの符号の正負から位相差情報Θの符号を決定して位相差情報Θを確定するようにしたので、伝送誤り率を安定させることができるという効果が得られる。
【００３８】
さらに、この実施の形態１によれば、直交検波器１２は、位相変調信号とクロック信号とをミキシングすることと、位相変調信号およびクロック信号のいずれか一方を９０°遅延させて他方とミキシングすることにより、第１の積電圧Ｉ＝Ｒ・ｓｉｎ（Θ）および第２の積電圧Ｑ＝Ｒ・ｃｏｓ（Θ）を算出し、ｒ−θ変換器１３は、Ｒ＝√（Ｉ^２＋Ｑ^２）から振幅情報Ｒを求めるとともに、｜Θ｜＝Ａｒｃｃｏｓ（Ｑ／Ｒ）から｜Θ｜を得て、積電圧Ｉの符号の正負から位相差情報Θの符号を決定して位相差情報Θを確定するようにしたので、伝送誤り率を安定させることができるという効果が得られる。
【００３９】
さらに、この実施の形態１によれば、直交検波器１２は、位相変調信号とクロック信号とをミキシングすることと、位相変調信号およびクロック信号のいずれか一方を９０°遅延させて他方とミキシングすることとにより、第１の積電圧Ｉ＝Ｒ・ｓｉｎ（Θ）および第２の積電圧Ｑ＝Ｒ・ｃｏｓ（Θ）を算出し、ｒ−θ変換器１３は、Ｒ＝√（Ｉ^２＋Ｑ^２）から振幅情報Ｒを求めるとともに、Θ＝Ａｒｃｔａｎ（Ｉ／Ｑ）から位相差情報Θを確定するようにしたので、伝送誤り率を安定させることができるという効果が得られ、振幅情報Ｒの算出と並列に位相差情報Θを算出でき、演算速度を向上できるという効果が得られる。
【００４０】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による光送信装置の構成を示すブロック図である。図１と同一符号は同一または相当する構成を表している。
図２において、図１との構成の差異は、光源１，光位相変調器３，光強度変調器２がこの順序で従属接続されている点である。その他に関しては実施の形態１と同様の構成・動作であるため、説明を省略する。
【００４１】
一般に、光強度変調器２には、ＥＡ変調器（電界吸収型強度変調器）やマッハツェンダ型変調器などが用いられる。ＥＡ変調器へ入力可能な最大光パワーは、マッハツェンダ型変調器に入力できる最大光パワーと比べて、６ｄＢ以上低いことがよく知られており、また、ＥＡ変調器へ高い光パワーを入力すると、伝送誤り率が大きくなることがよく知られている。
【００４２】
＜図１でＬＮ変調器＞
これらのことを踏まえて、実施の形態１（図１）の構成で光強度変調器２として、例えばマッハツェンダ型のＬＮ変調器（リチウムナイオベイト変調器）を用いた場合をまず考察してみる。例えば、ＬＮ変調器への入力可能最大光パワーを０ｄＢ，光強度変調器（ＬＮ変調器）２の光損失を−３ｄＢ，光位相変調器３の光損失を−２ｄＢとする。このとき、光源１から光強度変調器２に対して０ｄＢの光パワー（入力可能最大光パワー）を与えられるので、光位相変調器３からＨＩＢＩ４への光パワーは０＋（−３）＋（−２）＝−５ｄＢとなる。このように、できるだけ大パワーの光信号が実現されるようにすることで、光のＳＮＲ（信号対雑音比）が向上し、伝送誤り率を改善できる。
【００４３】
＜図１でＥＡ変調器＞
次に、図１の構成において、光強度変調器２としてＥＡ変調器を用いた場合を考える。上記の例と同様の条件で光強度変調器（ＥＡ変調器）２の光損失−３ｄＢ，光位相変調器３の光損失−２ｄＢとすると、高く見積もったとしても、光源１から光強度変調器２への光パワーは−６ｄＢと低く抑える必要があり（ＬＮ変調器より６ｄＢ以上も低いため）、光位相変調器３からＨＩＢＩ４への光パワーは（−６）＋（−３）＋（−２）＝−１１ｄＢ（＜−５ｄＢ）となる。
【００４４】
以上から、図１の構成は、光強度変調器２としてＬＮ変調器などのマッハツェンダ型変調器を用いた場合に適しており、図１の光強度変調器２としてＥＡ変調器を用いると、相対的に低光パワーになって伝送誤り率が劣化してしまうことが分かる。
【００４５】
＜図２でＥＡ変調器＞
光強度変調器２としてＥＡ変調器を使いたい場合には、この実施の形態２（図２）の構成が有効である。つまり、上記の例と同様に、光位相変調器３の光損失を−２ｄＢ，光強度変調器（ＥＡ変調器）２の光損失を−３ｄＢとすると、光源１，光位相変調器３，光強度変調器２の順番で従属接続することで、光位相変調器３が光アッテネータの役割を兼用することになり、光源１から光位相変調器３へ−４ｄＢの光パワーを出力できる。したがって、光位相変調器３から光強度変調器２への光パワーは（−４）＋（−２）＝−６ｄＢ（入力可能最大光パワーの制約上の問題なし）、光強度変調器２からＨＩＢＩ４への光パワーは（−４）＋（−２）＋（−２）＝−８ｄＢ（＞−１１ｄＢ）となり、＜図１でＥＡ変調器＞の場合よりも光パワーを大きくすることができ、光のＳＮＲが良くなって、伝送誤り率を改善できる。
【００４６】
このように、光強度変調器２がＬＮ変調器などのマッハツェンダ型変調器であれば図１の構成が有効に、光強度変調器２がＥＡ変調器ならば図２の構成が有効になる。
【００４７】
以上のように、この実施の形態２によれば、光信号に強度変調をかける光強度変調器２と、光強度変調器２で強度変調された光信号に位相変調をかけ、ＨＩＢＩ４へ出力する光位相変調器３とをこの順序で従属接続するようにしたので、ＬＮ変調器などのマッハツェンダ型変調器を光強度変調器２として用いた場合に、光のＳＮＲが良くなって、伝送誤り率を改善できるという効果が得られる。
【００４８】
また、この実施の形態２によれば、光信号に位相変調をかける光位相変調器３と、光位相変調器３で位相変調された光信号に強度変調をかけ、ＨＩＢＩ４へ出力する光強度変調器２とをこの順序で従属接続するようにしたので、ＥＡ変調器を光強度変調器２として用いた場合に、光のＳＮＲが良くなって、伝送誤り率を改善できるという効果が得られる。
【００４９】
実施の形態３．
図３はこの発明の実施の形態３による光送信装置の構成を示すブロック図である。図１と同一符号は同一または相当する構成を表している。
図３において、Ｘは光位相変調器３の終端部であり、終端部Ｘから出力されたクロック信号は、分岐部品Ｐ１によって、狭帯域増幅器１１と直交検波器１２とへ分岐されている。図１との構成の差異は、終端部Ｘからのクロック信号を分岐部品Ｐ１だけを使って狭帯域増幅器１１，直交検波器１２へ与えているので、分岐部品Ｐ２が不要になっている点である。
【００５０】
位相変調信号は一般に高いパワーのＲＦクロックであり、その分岐部品はスルーポートで十分な低損失性が要求されるため、高価な分岐部品を使用しなければならない。実施の形態３の構成を採用することで、実施の形態１と比較して、位相変調信号の分岐が分岐部品Ｐ１だけで済むようになり、構成を簡略化でき、コストを軽減できる。
【００５１】
以上のように、この実施の形態３によれば、光位相変調器３の終端部ｘから出力する位相変調信号を分岐部品Ｐ１で分岐して、狭帯域増幅器１１と直交検波器１２とへ与えるようにしたので、構成を簡略化でき、コストを軽減できるという効果が得られる。
【００５２】
実施の形態４．
図４はこの発明の実施の形態４による光送信装置の構成を示すブロック図である。図１と同一符号は同一または相当する構成を表している。
図４では、実施の形態２と同様に、光源１，光位相変調器３と，光強度変調器２をこの順序で従属接続しており、同時に、実施の形態３と同様に、光位相変調器３の終端部Ｘのクロック信号を分岐部品Ｐ１によって狭帯域増幅器１１と直交検波器１２とに分岐している。
【００５３】
この実施の形態４は、実施の形態２と実施の形態３とを組み合わせた構成である。このため実施の形態２，実施の形態３の効果を両方満たしており、光強度変調器２としてＥＡ変調器を採用した場合にも、伝送誤り率の劣化を防ぐことができるとともに、位相変調信号の分岐部品を１つ削減できる。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、位相変調信号とクロック信号とを直交検波して、互いに直交する２つの積電圧を生成する直交検波手段と、２つの積電圧を演算して、位相変調信号と強度変調信号との間の位相差情報と、位相変調信号の振幅情報とを算出し、これら位相差情報および振幅情報に応じて、変調信号生成手段の位相調整および振幅調整を制御する制御手段とを備えるようにしたので、強度変調信号と位相変調信号との間の位相差の変化や、光位相変調信号の振幅の変化を算出して、位相器、狭帯域増幅器によって位相差や振幅を安定化させることができ、伝送誤り率を安定させることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態２による光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態３による光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態４による光送信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】従来の光送信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１　光源、２　光強度変調器（光変調手段）、３　光位相変調器（光変調手段）、４　ＨＩＢＩ（偏波スクランブル手段）、５　出力端子、６　データ入力端子、７　ＶＣＯ（変調信号生成手段）、８　ＲＺ変換器（変調信号生成手段）、９　広帯域増幅器（変調信号生成手段）、１０　位相器（変調信号生成手段）、１１　狭帯域増幅器（変調信号生成手段）、１２　直交検波器（直交検波手段）、１３　ｒ−θ変換器（制御手段）、Ｐ１，Ｐ２　分岐部品、Ｘ　終端部。

Claims

光信号を発生する光源と、強度変調信号および位相変調信号に基づいて、上記光信号に強度変調および位相変調をかけて出力する光変調手段と、上記光変調手段からの上記光信号に偏波スクランブルをかけて出力する偏波スクランブル手段と、データ信号およびクロック信号に基づいて上記強度変調信号および上記位相変調信号を生成し、上記強度変調信号を上記光変調手段へ与えるとともに、上記位相変調信号に位相調整および振幅調整をかけて上記光変調手段へ与える変調信号生成手段とを備えた光送信装置において、
上記位相変調信号と上記クロック信号とを直交検波して、互いに直交する２つの積電圧を生成する直交検波手段と、
上記２つの積電圧を演算して、上記位相変調信号と上記強度変調信号との間の位相差情報と、上記位相変調信号の振幅情報とを算出し、これら位相差情報および振幅情報に応じて、上記変調信号生成手段の位相調整および振幅調整を制御する制御手段とを備えることを特徴とする光送信装置。
光変調手段は、
光信号に強度変調をかける光強度変調器と、
上記光強度変調器で強度変調された光信号に位相変調をかけ、偏波スクランブル手段へ出力する光位相変調器とから構成されることを特徴とする請求項１記載の光送信装置。
光変調手段は、
光信号に位相変調をかける光位相変調器と、
上記光位相変調器で位相変調された光信号に強度変調をかけ、偏波スクランブル手段へ出力する光強度変調器とから構成されることを特徴とする請求項１記載の光送信装置。
光変調手段は、
その終端部から出力する位相変調信号を分岐して、変調信号生成手段と直交検波手段とへ与えることを特徴とする請求項１記載の光送信装置。