JP2004072432A

JP2004072432A - Antenna unit, antenna device and broadcast tower

Info

Publication number: JP2004072432A
Application number: JP2002229227A
Authority: JP
Inventors: Masaharu Muto; 武藤　正晴
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Priority date: 2002-08-06
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2004-03-04

Abstract

【課題】２Ｌアンテナ素子などの複数のループを有したアンテナユニット自体の広帯域性を維持しつつ、２Ｌアンテナ素子を１つ用いた２Ｌ型や３つ用いた６Ｌ型などの種々の大きさを有するアンテナユニットを簡易かつ柔軟に実現すること。
【解決手段】それぞれループを形成する複数のループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２を有したアンテナユニット１０において、複数のループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２間および同軸ケーブル４を接続する平行線路２ａ，２ｂを有し、平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄを変えて同軸ケーブル４との間のインピーダンス整合を行う平行線路部２を備える。
【選択図】　　　図１An antenna unit having a plurality of loops, such as a 2L antenna element, has various sizes such as a 2L type using one 2L antenna element and a 6L type using three pieces while maintaining a wide band. A simple and flexible implementation of the antenna unit.
An antenna unit (10) having a plurality of loop antenna elements (LP1, LP2) each forming a loop includes parallel lines (2a, 2b) connecting between the plurality of loop antenna elements (LP1, LP2) and connecting a coaxial cable (4). A parallel line section (2) for changing the distance (d) between the parallel lines (2a, 2b) and performing impedance matching with the coaxial cable (4) is provided.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、それぞれループを形成する複数のループアンテナ素子を有し、主に、ＵＨＦ帯で広帯域特性を呈するアンテナユニット、アンテナ装置および放送塔に関し、特に給電線に対するインピーダンス整合を簡易かつ柔軟に行うことができるアンテナユニット、アンテナ装置および放送塔に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近い将来、地上波ディジタル放送がＵＨＦ帯において開始される。現在のアナログ放送におけるＵＨＦ帯の送信アンテナは、双ループアンテナが多用され、各周波数に合わせて設計されている。ＵＨＦ帯のディジタル化は、アナログ放送と違い同じ時間軸上でネットワークの整備が進められていると考えられる。このため、サテライト局では、各社共同でアンテナシステムを建設する傾向がある。したがって、アンテナコストを下げるためには、複数のチャネルをカバーできる広帯域アンテナが有効である。一方、このディジタル放送開始前の過渡期におけるアナログ／アナログ変換を考えると、広帯域アンテナは必須のものと考える。
【０００３】
図２６は、従来の双ループアンテナの平面図であり、図２７は、従来の双ループアンテナの右側面図である。双ループアンテナ１００は、長手方向に沿う両縁部に略４５°に折り曲げて、主面を形成した平板状の反射器１０６上に、その周長が送信周波数の略波長λとなる円弧状のループアンテナ素子１０１，１０２およびループアンテナ素子１０３，１０４を有した双ループアンテナを、この主面に垂直な方向に、単一指向性を持たせて送信する。
【０００４】
ところで、双ループアンテナは、広帯域特性を有するが、双ループアンテナ素子１０１，１０２および双ループアンテナ素子１０３，１０４は、平行線路であり、給電線側は、特性インピーダンスが５０Ωあるいは７５Ωの同軸線路が用いられため、図２８（ａ）に示すように、双ループアンテナ素子１０１〜１０４と給電線との間にバラン（ｂａｌａｎｃｅ−ｕｎｂａｌａｎｃｅ変換回路：ｂａｌｕｎ）回路２０２が設けられる。なお、通常のアンテナ素子と給電線との間には、このバラン回路２０２が設けられないが、双ループアンテナ素子１０１，１０３と双ループアンテナ素子１０２，１０４とが略平行線路を形成するため、双ループアンテナは、同軸線路である給電線との間にバラン回路２０２を設けなければならないという特殊性を有する。
【０００５】
このバラン回路２０２は、図２８（ｂ）に示すように不平衡線路（同軸線路）と平衡線路（平行線路）とを変換接続する整合回路である。これは、双ループアンテナ素子１０１〜１０４によって形成される平衡線路と、給電線が形成する不平衡線路とをそのまま接続すると、接続点で必ず電流の不平衡分が生じるからである。
【０００６】
図２９は、図２６に示した双ループアンテナのＣ−Ｃ線断面図であり、給電線１０８の内部導体３０１は、接続部３０４を介して外部導体３０２に平行に配置された外部導体３０３に接続される。外部導体３０２，３０３は、接続部３０４で接続されるとともに、略１／４λのところで短絡部３０５によって短絡されている。この外部導体３０２，３０３、接続部３０４、および短絡部３０５がバラン回路である。なお、バラン回路には、種々の形態のものがあり、たとえばＵバランやシュペルトッフ（阻止套管）などがある。
【０００７】
しかし、このバラン回路２０２を設けることによって、給電部を含めた双ループアンテナのインピーダンスの周波数特性は、バラン回路２０２自体が有する周波数特性を含んだものとなり、結果として狭帯域となってしまうという問題点があった。
【０００８】
一方、双ループアンテナ素子１０１〜１０４と給電線１０８とのインピーダンス整合をとるために、図２８（ａ）に示すインピーダンス整合回路２０１を、双ループアンテナ素子１０１〜１０４と給電側との間に形成しなければならない。図２６および図２７に示した双ループアンテナでは、内部導体の径を変えることで、長さを１／４λに変換するインピーダンス整合を行っている。なお、インピーダンス整合回路２０１としては、その他トラップなどのスタブを挿入するものが多い。
【０００９】
しかし、このインピーダンス整合回路２０１では、中心周波数において完全に整合するが、他の周波数に対しては整合せず、リターンロスが大きくなるという問題点があった。
【００１０】
この場合、複数のインピーダンス整合回路２０１を、たとえば３個ぐらい多段に構成して徐々にインピーダンスを変換すれば、その周波数特性は小さくなり、広帯域化を図ることができるが、給電部がいきおい長くなるという問題点を生じることになる。なお、図３０は、双ループアンテナ自体のインピーダンス特性を示している。この双ループアンテナは、設定周波数が６００ＭＨｚであり、ループ間隔が０．５λであり、広帯域のアンテナが実現されている。なお、双ループアンテナ自体のインピーダンスは約１００Ωである。
【００１１】
したがって、従来の双ループアンテナでは、上述したバラン回路２０１およびインピーダンス整合回路２０２を双ループアンテナ素子１０１〜１０４の接続点に接続させることから、その周波数特性が劣化し、双ループアンテナ素子自体の広帯域性を十分に生かしきれていない。
【００１２】
一方、図３１に示すように、双ループアンテナである各２Ｌアンテナ素子４０１，４０２を給電する同軸ケーブル４０４を２分岐し、分岐された各給電線４０３ａ，４０３ｂの特性インピーダンスを、同軸ケーブル４０４の２倍である１００Ωにし、各２Ｌアンテナ素子４０１，４０２の特性インピーダンスとほぼ同じ値にして直接接続し、双ループアンテナの広帯域性を保持しようとするものがある。なお、２Ｌアンテナ素子の「Ｌ」は、ループを意味し、「２Ｌ」は２つのループをもつアンテナ素子であることを示している。
【００１３】
これによれば、給電線４０３ａ，４０３ｂの内部４１１ａ，４１１ｂを２Ｌアンテナ素子４０１，４０２に直接接続してもインピーダンスの不整合は生じない。また、バラン回路も必要とせず、広帯域性を確保することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した給電線と２Ｌアンテナ素子とを直接接続する従来の双ループアンテナは、インピーダンスが約１００Ωで広帯域となる２Ｌアンテナ素子を２つ用いることによって４Ｌ型のアンテナユニットを実現しているが、放送塔などの配置される複数のアンテナユニットの構成要素として、この４つのループをもつ４Ｌ型以外のアンテナユニット、たとえば、２Ｌアンテナ素子を１つ用いた広帯域の２Ｌ型のアンテナユニットや、２Ｌアンテナ素子を３つ用いた広帯域の６Ｌ型のアンテナユニットを単位とする大きさのアンテナユニットを、高利得性や、運搬性、取付性、メンテナンス性などの観点から要望される場合があり、この場合、上述したように、特性インピーダンスが５０Ωの給電線によって給電される場合、トランスフォーマなどのインピーダンス整合手段を用いる必要がある。
【００１５】
ここで、上述したように、トランスフォーマを１段構成とすると、トランスフォーマ自体の周波数特性によって狭帯域となるが、トランスフォーマを多段構成とすることによって広帯域性を維持できる。しかしながら、このトランスフォーマを多段構成とすると、反射板から給電部が大きく飛び出す構成を余儀なくされ、このような構成は、アンテナユニット自体の構成を複雑化させるとともに、放送塔などへの取付時における困難性を招き、さらに、アンテナ指向性にも影響を及ぼすという問題点があった。
【００１６】
この発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、２Ｌアンテナ素子などの複数のループを有したアンテナユニット自体の広帯域性を維持しつつ、２Ｌアンテナ素子を１つ用いた２Ｌ型や３つ用いた６Ｌ型などの種々の大きさを有するアンテナユニットを簡易かつ柔軟に実現することができるアンテナユニット、アンテナ装置および放送塔を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１にかかるアンテナユニットは、それぞれループを形成する複数のループアンテナ素子を有したアンテナユニットにおいて、
前記複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路間の間隔を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行う平行線路部を備えたことを特徴とする。
【００１８】
この請求項１の発明によれば、平行線路部が、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路の間隔の増加によって給電線側に対するインピーダンスを増大させる等によって、該平行線路間の間隔を変えて給電線との間のインピーダンス整合を広帯域に行うようにしている。
【００１９】
また、請求項２にかかるアンテナユニットは、それぞれループを形成する複数のループアンテナ素子を有したアンテナユニットにおいて、前記複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路に沿って固定された平行平板を設け、該平行平板間の対向する面積を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行う平行線路部を備えたことを特徴とする。
【００２０】
この請求項２の発明によれば、平行線路部が、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路に沿って固定された平行平板を設け、該平行平板間の対向する面積の増加によって給電線に対するインピーダンスを減少させる等によって、該平行平板間の対向する面積を変えて給電線との間のインピーダンス整合を広帯域に行うようにしている。
【００２１】
また、請求項３にかかるアンテナユニットは、上記の発明において、前記平行線路部は、前記平行平板の対向する面積を変えるとともに前記平行線路間の間隔を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行うことを特徴とする。
【００２２】
また、請求項４にかかるアンテナユニットは、それぞれループを形成する複数のループアンテナ素子を有したアンテナユニットにおいて、前記複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路間に誘電体部材を設け、該誘電体部材の誘電率を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行う平行線路部を備えたことを特徴とする。
【００２３】
この請求項４の発明によれば、平行線路部が、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路間に誘電体部材を設け、該誘電体部材の誘電率を変えて給電線との間のインピーダンス整合を広帯域に行うようにしている。
【００２４】
また、請求項５にかかるアンテナユニットは、上記の発明において、前記平行線路部は、前記平行線路に沿って固定された平行平板を設け、該平行平板に対向する面積、前記誘電体部材の誘電率、あるいは前記平行線路間の間隔のいずれか一つ以上を変化させる組み合わせ設定によって給電線との間のインピーダンス整合を行うことを特徴とする。
【００２５】
また、請求項６にかかるアンテナユニットは、上記の発明において、反射板をさらに備え、前記複数のループアンテナ素子は、前記反射板上に所定の距離を置いて配置されることを特徴とする。
【００２６】
また、請求項７にかかるアンテナユニットは、請求項１〜６のいずれか一つに記載のアンテナユニットを円環状に均等に配列したことを特徴とする。
【００２７】
この請求項７の発明によれば、請求項１〜６のいずれか一つに記載のアンテナユニットを円環状に均等に配列することによって、水平面内のアンテナ指向性をほぼ均等にすることができるとともに、複数のループアンテナ素子のループ数に関係なく、簡易かつ柔軟に給電線に対するインピーダンス整合を広帯域に行うことができるので、アンテナユニットの配置を効率的に行うことができる。
【００２８】
また、請求項８にかかる放送塔は、請求項１〜７のいずれか一つに記載のアンテナユニットまたは請求項７に記載のアンテナ装置を、所定の地上高に設置したことを特徴とする。
【００２９】
この請求項８の発明によれば、請求項１〜６のいずれか一つに記載のアンテナユニットまたは請求項７に記載のアンテナ装置を、所定の地上高に設置して、広帯域性をもち、かつ広帯域性をもつことから、従来のアンテナ指向性を少なくとも維持した電波を放射することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかるアンテナユニット、アンテナ装置および放送塔の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図１において、このアンテナユニット１０は、２つのループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２からなる２Ｌアンテナ素子１を有している。各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２の周長は、送信周波数の波長λに設定される。
【００３２】
２Ｌアンテナ素子１の給電点には、特性インピーダンス５０Ωの同軸ケーブル４が接続される。ここで、図２６および図２７に示した従来のアンテナユニットでは、給電点の同軸ケーブル４側においてインピーダンス整合回路などを設けていたが、このアンテナユニット１０では、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２間に形成され、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２間を接続保持する平行線路２ａ，２ｂによって形成される平行線路部２によって、２Ｌアンテナ素子１全体のインピーダンス調整がなされ、２Ｌアンテナ素子１全体のインピーダンスＺ_０は約５０Ωに設定される。なお、同軸ケーブル４の内部導体１１ａは、平行線路２ａ，２ｂの一方に直接接続され、外部導体４ａは、平行線路２ａ，２ｂの他方に直接接続される。
【００３３】
つぎに、図２および図３を参照して、アンテナユニット１０の構成について説明する。図２は、アンテナユニット１０の構成を示す平面図であり、図３は、アンテナユニット１０の構成を示す右側面図である。図２および図３において、２Ｌアンテナ素子１は、長手方向に沿う両縁部に略４５°に折り曲げて、主面を形成した平板状の反射板５上に、略波長λとなる円弧状のループアンテナ素子を有した双ループアンテナである。２Ｌアンテナ素子１は、反射板５の面に対して高さＬ３の位置に平行に設置される。この高さＬ３は、約λ／４である。
【００３４】
同軸ケーブル４は、その内部導体１１ａが２Ｌアンテナ素子１の中央の一方に直接接続される。なお、上述したように、同軸ケーブル４は、特性インピーダンスが５０Ωに設定されている。また、同軸ケーブル４の外部導体４ａは、図２に示す反射板５を介して２Ｌアンテナ素子１のアンテナ端部に接続される。
【００３５】
ここで、平行線路部２は、同軸ケーブル４のインピーダンス５０Ωにインピーダンス整合するように、２Ｌアンテナ素子１のインピーダンスＺ_０が５０Ωとなるように調整される。平行線路２ａ，２ｂは、角柱によって形成され、平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄの調整によって、インピーダンス調整される。
【００３６】
図４〜図７は、平行線路２ａ，２ｂの間隔ｄを変化させた場合における２Ｌアンテナ素子１のインピーダンス特性を示す図である。図４〜図７では、それぞれ間隔ｄを、１８ｍｍ、２７ｍｍ、４０ｍｍ、６１ｍｍに変化させている。２つのループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２間の距離は３２７ｍｍであり、反射板５と各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２との距離Ｌ３は１５０ｍｍであり、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２の直径は２００ｍｍφである。なお、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２および平行線路２ａ，２ｂは、角柱であり、１０ｍｍ四方である。
【００３７】
図４〜図７に示したインピーダンス特性結果では、間隔ｄを大きくするにしたがって、抵抗分（ＲｅＺ）は増加し、リアクタンス成分（ＩｍＺ）はほとんど変化しないことがわかる。ここで、抵抗分は、約５０Ωから約１５０Ωに増加し、またリアクタンス分は、数十Ωで変化しない。すなわち、比較的広帯域（４５０〜７５０ＭＨｚ）において、間隔ｄを大きくすることによって、２Ｌアンテナ素子１のインピーダンスを大きくすることができる。この実施の形態１では、平行線路２ａ，２ｂのインピーダンスを変化させる場合、平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄを変化させることによって、平行線路２ａ，２ｂ間のキャパシタンスＣを変化させたことになる。キャパシタンスＣは、電界が集中してインピーダンスの値に大きく寄与する対向部分によって近似的に、Ｃ＝ε（Ｓ／ｄ）によって表され、高周波回路において抵抗成分とコンダクタンス成分とは無視できる程小さいため、特性インピーダンスＺ＝√（Ｌ／Ｃ）と表すことができる。ただし、εは誘電率であり、Ｓは、平行線路２ａ，２ｂの対向する面積であり、Ｌは、ここではインダクタンス成分を示す。すなわち、間隔ｄを大きくすると、キャパシタンスＣは小さくなり、キャパシタンスＣが小さくなると、特性インピーダンスＺは、大きくなる。したがって、間隔ｄを増加させると、インピーダンスは増加することになる。
【００３８】
この実施の形態１では、ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２を保持し接続する平行線路部２を有効活用し、給電線である５０Ωの同軸ケーブル４にインピーダンス整合すべく、約５０Ωのインピーダンスをもつ２Ｌアンテナ素子に調整されるので、簡易かつ柔軟な構成によって２Ｌアンテナ素子と給電系とのインピーダンス整合を行うことができる。
【００３９】
もちろん、反射板５と平行線路部２との間の接続部を用いた従来の方式によるインピーダンス整合を併せて行うようにしてもよい。たとえば、図８（ａ）に示すように、内部導体１１ａが、２Ｌアンテナ素子１の中央部分の平行線路間を通り、その先端と平行線路２ｂとの間は、導通部材１ｃによってＬ字型に橋渡され、導通され、一方、外部導体が、他方の平行線路２ａに接続される。ここで、内部導体１１ａには、リング部材１１ｃが環装され、２Ｌアンテナ素子１と同軸ケーブル４との間のインピーダンスの微調を行うようにする。そして、平行線路部２によってインピーダンスの粗調整を行うようにする。さらに、図８（ｂ）に示すように、バラン調整用の導体１１ｄを設けるようにしてもよい。
【００４０】
また、上述した２Ｌアンテナ素子１自体のインピーダンスは略５０Ωであるとしたが、たとえば、２Ｌアンテナ素子１自体のインピーダンスが略１００Ω、略１５０Ωあるいは略２００Ωである場合には、平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄをさらに広げることによってインピーダンス整合を行うことができる。また、同軸ケーブル４の特性インピーダンスが７５Ωである場合には、平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄを狭めるように調整し、これによって２Ｌアンテナ素子と給電系とのインピーダンス整合を行うことができる。
【００４１】
さらに、上述した実施の形態１では、平行線路２ａ，２ｂおよびループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２を角柱とし、その断面形状は矩形であったが、これに限らず、たとえば円柱であってもよい。断面が円形である場合、平行線路の特性インピーダンスＺ０は、
Ｚ０＝１２０・ｃｏｓｈ^−１（Ｄ／ｄ）
で求めることができる。したがって、図９に示すような一辺が長さｘである正方形の断面をもつ場合、この正方形の内接円の直径はｘとなり、破線で示す正方形と同じ面積をもつ円の直径Ｄは、
Ｄ＝（２／√（π））・ｘ
となる。したがって、この直径Ｄの値をもつ円柱を用いた場合に、一辺の長さがｘの正方形の断面をもつ角柱とほぼ同じインピーダンスを呈することになる。
【００４２】
なお、上述したアンテナユニット１０は、レドームを設け、風雨に対する強度を持たせるようにするのが好ましい。
【００４３】
（実施の形態２）
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、平行線路部２の平行線路２ａ，２ｂ間の間隔ｄを変化させることによって２Ｌアンテナ素子１自体のインピーダンスを変化させようとするものであったが、この実施の形態２では、平行線路部２の平行線路２ａ，２ｂに沿って平行平板２２ａ，２２ｂを設け、キャパシタンスＣの調整を積極的に行おうとするものである。
【００４４】
図１０は、この発明の実施の形態２であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図１０において、このアンテナユニット２０は、平行線路部２の平行線路２ａ，２ｂの内側に沿って平行平板２２ａ，２２ｂを設けている。その他の構成は実施の形態１と同じであり、同一部分には同一符号を付している。
【００４５】
図１１は、平行線路部２の縦断面図である。図１１（ａ）に示すように、平行平板２２ａ，２２ｂは、平行線路２ａ，２ｂの内側にそれぞれ固定され、平行線路２ａ，２ｂの上面から高さｈを有し、長手方向に延びる銅（Ｃｕ）平板である。上述したように、キャパシタンスＣは、電界が集中してインピーダンスの値に大きく寄与する対向部分によって近似的に、Ｃ＝ε（Ｓ／ｄ）によって表され、間隔ｄおよび誘電率は一定であるため、平行平板２２ａ，２２ｂが対向する面積Ｓを増加させることによって、キャパシタンスＣは、増大し、特性インピーダンスＺ＝√（Ｌ／Ｃ）は、減少することになる。なお、図１１（ｂ）に示した平行平板２２ｃ，２２ｄのように、平行線路２ａ，２ｂの下方にも延びるように平行平板を設置してもよい。
【００４６】
図１２〜図１５は、平行平板２２ａ，２２ｂの高さｈを変化させた場合における２Ｌアンテナ素子１のインピーダンス特性を示す図である。図１２〜図１５では、それぞれ高さｈを、０ｍｍ、５ｍｍ、１０ｍｍ、２０ｍｍに変化させているただし、平行線路２ａ，２ｂの一辺の長さは１０ｍｍであり、この分が実質的には高さ分に寄与する。なお、実施の形態１と同様に、２つのループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２間の距離は３２７ｍｍであり、反射板５と各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２との距離Ｌ３は１５０ｍｍであり、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２の直径は２００ｍｍφである。なお、上述したように、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２および平行線路２ａ，２ｂは、角柱であり、１０ｍｍ四方である。また、平行線路２ａ，２ｂの間隔ｄは、２７ｍｍである。
【００４７】
図１２〜図１５に示したインピーダンス特性結果では、高さｈを大きくするにしたがって、抵抗分（ＲｅＺ）は減少し、リアクタンス成分（ＩｍＺ）はほとんど変化しないことがわかる。ここで、抵抗分は、約７５Ωから約５０Ωに減少し、またリアクタンス分は、数十Ωでほとんど変化しない。すなわち、比較的広帯域（４５０〜７５０ＭＨｚ）において、高さｈを大きくすることによって、面積Ｓが大きくなり、２Ｌアンテナ素子１側のインピーダンスを小さくすることができる。この実施の形態１では、平行線路部２のインピーダンスを変化させる場合、平行線路２ａ，２ｂ間に設ける平行平板２２ａ，２２ｂの高さを変化させて面積Ｓを変化させ、これによって、平行線路２ａ，２ｂ間のキャパシタンスＣを変化させている。
【００４８】
この実施の形態２では、ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２を保持し接続する平行線路部２を有効活用し、取付自在な各種面積Ｓを有した平行平板２２ａ，２２ｂを設けることによって、２Ｌアンテナ素子１全体のインピーダンスが、給電線である同軸ケーブル４のインピーダンス（５０Ω）に整合するように調整しているので、簡易かつ柔軟な構成によって２Ｌアンテナ素子と給電系とのインピーダンス整合を行うことができる。
【００４９】
なお、上述した平行平板２２ａ，２２ｂは、帯状の平行平板であったが、これに限らず、対向する面積を可変できる形状であれば、その形状は任意である。また、平行平板２２ａ，２２ｂの材質はＣｕによって形成するようにしているが、これに限らず、導電性があればよい。
【００５０】
（実施の形態３）
つぎに、この発明の実施の形態３について説明する。上述した実施の形態２では、平行線路部２の平行線路２ａ，２ｂに沿って平行平板２２ａ，２２ｂを設け、キャパシタンスＣの変化によってインピーダンスの調整を行うようにしていたが、この実施の形態３では、平行平板２２ａ，２２ｂ間に誘電体部材３２を設けるようにし、さらにキャパシタンスＣの変化を大きく変化できるようにしている。
【００５１】
図１６は、この発明の実施の形態３であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図１６において、このアンテナユニット３０は、平行線路部２の平行線路２ａ，２ｂの内側に沿って設けられた平行平板２２ａ，２２ｂ間にさらに誘電体部材３２を設けるようにしている。その他の構成は実施の形態２と同じであり、同一部分には同一符号を付している。
【００５２】
上述したように、キャパシタンスＣは、電界が集中してインピーダンスの値に大きく寄与する対向部分によって近似的に、Ｃ＝ε（Ｓ／ｄ）によって表され、間隔ｄおよび面積Ｓ（高さｈ）が一定である場合、誘電体部材３２の材質を変化させて、誘電率を増加させると、キャパシタンスＣは、増大し、特性インピーダンスＺ＝√（Ｌ／Ｃ）は、減少することになる。これによって、２Ｌアンテナ素子１全体のインピーダンス調整を行うことができる。
【００５３】
この実施の形態３では、ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２を保持し接続する平行線路部２を有効活用し、平行平板２２ａ，２２ｂ間に誘電体部材３２を設け、この誘電体部材３２の材質を変えることによって誘電率を変化させ、２Ｌアンテナ素子１のインピーダンスを、給電線である同軸ケーブル４のインピーダンスと同じ５０Ωに調整できるようにしているので、簡易かつ柔軟な構成によって２Ｌアンテナ素子と給電系とのインピーダンス整合を行うことができる。しかも、この実施の形態３では、誘電体部材３２が平行線路２ａ，２ｂ間を保持固定する機能をも併せ持っているため、一層、機械的強度の高いアンテナユニット３０を形成することができる。
【００５４】
なお、上述した実施の形態１〜３を適宜組み合わせることによって、一層、コンパクトな平行線路部２とすることができるとともに、一層大きなインピーダンス整合を行うことができる。
【００５５】
また、上述した実施の形態１〜３では、いずれもキャパシタンスＣを変化させるようにしていたが、平行線路２ａ，２ｂに対するインダクタンスＬを変化させるようにしてもよい。
【００５６】
（実施の形態４）
つぎに、この発明の実施の形態４について説明する。この実施の形態４では、上述した２Ｌアンテナ素子１を３つ組み合わせた６Ｌループアンテナを形成し、これら２Ｌアンテナ素子１を同時に並行給電している。
【００５７】
図１７は、この発明の実施の形態４であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図１７において、このアンテナユニット４０は、実施の形態１〜３に示した２Ｌアンテナ素子１に対応する３つの２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを有する。各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは、平行線路部２に対応した平行線路部４２Ａ〜４２Ｃを有し、平行線路２ａ，２ｂに対応した平行線路４２ａ，４２ｂを有している。ここで、各平行線路部４２Ａ〜４２Ｃは、実施の形態１〜３に示したように、間隔ｄ、平行平板２２ａ，２２ｂの高さｈ即ち対向面積Ｓ、誘電体部材３２の誘電率のいずれを変化させてもよいし、これらの変化を組み合わせるようにしてもよい。
【００５８】
図１７において、５０Ωの特性インピーダンスを有する同軸ケーブル４は、分岐点Ｄ１を介して３分岐し、同軸管３を介して各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃに給電する。すなわち、同軸管３ａ〜３ｃを介してそれぞれ２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃに給電される。ここで、同軸管３ａの長さはＬ１＋ΔＬであり、同軸管３ｂの長さはΔＬであり、同軸管３ｃの長さはＬ２＋ΔＬである。また、長さＬ１は長さＬ２に等しい。したがって、長さＬ１，Ｌ２を波長λの整数倍とすることによって、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃの各給電点における位相を同じにすることができる。
【００５９】
ここで、分岐点Ｄ１では、各同軸管３ａ〜３ｃの特性インピーダンスは１５０Ωになる。すなわち、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃ側をみたインピーダンスは１５０Ωになる。したがって、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃ自体は、これらを構成するループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２自体のインピーダンスにかかわらず、略１５０Ωに調整することによってインピーダンス整合がなされ、効率的な給電が行われることになる。このため、平行線路部４２Ａ〜４２Ｃのインピーダンス調整が行われ、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃ自体のインピーダンスＺ_１〜Ｚ_３が１５０Ωに設定される。なお、この場合、同軸管３ａ〜３ｃのインピーダンスは同一であるので、同軸ケーブル４から入力された電力Ｐは、等分配される。
【００６０】
この実施の形態４では、２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを３つ用いて６Ｌループアンテナを構成したが、この場合に、多段のトランスフォーマなどのインピーダンス整合手段を設けなくてもよいので、簡易な構成で６Ｌループアンテナを有したアンテナユニットを実現することができる。
【００６１】
（実施の形態５）
つぎに、この発明の実施の形態５について説明する。上述した実施の形態４では、６Ｌループアンテナを実現する場合に、長さＬ１，Ｌ２を波長λの整数倍にしていたが、この実施の形態は、長さＬ１，Ｌ２を波長λの整数倍にできない場合であっても、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃの給電点に対する位相が同じになるようにしている。
【００６２】
図１８は、この発明の実施の形態５であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図１８において、このアンテナユニット５０は、実施の形態１〜３に示した２Ｌアンテナ素子１に対応する３つの２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５１Ｂ，４１Ｃを有する。各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，４１Ｃは、実施の形態４に示した２Ｌアンテナ素子と同じであるが、２Ｌアンテナ素子５１Ｂは、平行線路部４２Ａ，４２Ｃとは異なる平行線路部５２Ｂを有する。すなわち、２Ｌアンテナ素子５１Ｂは、他の２Ｌアンテナ素子４１Ａ，４１Ｃのループ間距離ＬＡに比して長いループ間距離ＬＢに設定されており、このために、平行線路部５２Ｂの平行線路５２ａ，５２ｂの長さが、平行線路４２ａ，４２ｂと異なる。
【００６３】
一方、５０Ωの特性インピーダンスを有する同軸ケーブル４は、実施の形態４と同じように、分岐点Ｄ１において３分岐し、同軸管３を介して各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５３Ａ，４１Ｃに給電する。すなわち、同軸管３ａ，５３ｂ，３ｃを介してそれぞれ２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５３Ａ，４１Ｃに給電される。ここで、同軸管３ａの長さはＬ１１＋ΔＬであり、同軸管５３ｂの長さは、ΔＬであり、同軸管３ｃの長さはＬ１２＋ΔＬであり、長さＬ１１と長さＬ１２とは等しい。ここで、平行線路５２ａ，５２ｂ間に比誘電率εｒの誘電体部材５４を設け、電気長を実質的に長くしている。この電気長は、比誘電率が「１」の空気の場合に比して、√（εｒ）倍の電気長をもつことになる。すなわち、ループ間距離ＬＢを長くするとともに、平行線路５２ａ，５２ｂ間に誘電体を設けて実質的な電気長を長くし、これによって給電線の長さを稼ごうとするものである。その結果、分岐点Ｄ１から、各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５１Ｂ，４１Ｃを構成する各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２への電気長は同じに設定され、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２の給電位相は同一となる。なお、この場合、次式を満足することによって、分岐点Ｄ１から各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２への電気長は同じになる。
√（εｒ）・（ＬＢ／２）＝（ＬＡ／２）＋Ｌ１１
【００６４】
ここで、分岐点Ｄ１において５０Ωの同軸ケーブル４から３分岐された各同軸管３ａ，５３ｂ，３ｃの特性インピーダンスは１５０Ωになる。すなわち、各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５３Ａ，４１Ｃ側をみたインピーダンスは１５０Ωになる。したがって、各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５１Ｂ，４１Ｃ自体は、これらを構成するループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２自体のインピーダンスにかかわらず、略１５０Ωに調整することによってインピーダンス整合がなされ、効率的な給電が行われることになる。このため、平行線路部４２Ａ，５２Ｂ，４２Ｃのインピーダンス調整が行われ、各２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５１Ｂ，４１Ｃ自体のインピーダンスＺ_１〜Ｚ_３が１５０Ωに設定される。なお、この場合、同軸管３ａ，５３ｂ，３ｃのインピーダンスは同一であるので、同軸ケーブル４から入力された電力Ｐは、等分配される。
【００６５】
なお、各平行線路部４２Ａ、５２Ｂ、４２Ｃのインピーダンス調整は、実施の形態１から３に示したように間隔ｄ、平行平板の高さｈ（即ち対向面積Ｓ）、誘電体部材３２の誘電率のいずれを変化させてもよいし、これらの変化を組み合わせるようにしてもよい。
【００６６】
ここで、２Ｌアンテナ素子５１Ｂの平行線路５２ａ，５２ｂの長さを長くし、誘電体部材５４を設けてインピーダンス調整を行っているが、このインピーダンス調整とともに、電気長調整も行われているので、長さＬ１１，Ｌ１２を必ずしも波長λの整数倍にする必要がない。
【００６７】
この実施の形態５では、２Ｌアンテナ素子４１Ａ，５１Ｂ，４１Ｃを３つ用いて６Ｌループアンテナを構成したが、この場合に、多段のトランスフォーマなどのインピーダンス整合手段を設けなくてもよいので、簡易な構成で６Ｌループアンテナを有したアンテナユニットを実現することができる。
【００６８】
なお、上述した実施の形態５では、２Ｌアンテナ素子５１Ｂのループ間距離ＬＢを長くし、誘電体部材５４を設けることによって、各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２に対する給電位相を同じにしていたが、分岐点Ｄ１から２Ｌアンテナ素子１Ｂまでの給電線３ｂの外部導体と内部導体との間に比誘電率εｒの高い誘電体部材を設けることによって電気長を稼ぐようにしてもよい。
【００６９】
図１９は、この発明の実施の形態５であるアンテナユニットの変形例の構成を示す図である。図１９において、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは全て同一のループ間距離をもつ２Ｌアンテナ素子であり、図１７に示した２Ｌアンテナ素子と同一である。ただし、同軸管３ａ，３ｃの部分的な長さＬ３，Ｌ４（＝Ｌ３）は、波長の整数倍の長さでなくてもよい。そして、同軸管３ｂの外部導体と内部導体との間には比誘電率εｒの誘電体部材４３が充填される。この場合、次式
Ｌ３＋ΔＬ＝√（εｒ）・ΔＬ
を満足させる必要がある。なお、外径Ｄ、内径ｄを有する同軸管の特性インピーダンスＺＡは、
ＺＡ＝（６０／√（εｒ））・ｌｎ（Ｄ／ｄ）
で表され、同軸管の外径と内径との比と比誘電率εｒを適切に設定することによって、分岐点Ｄ１から各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃへの電気長を同じにすることができ、給電位相を同じにすることができる。
【００７０】
なお、上述した２Ｌアンテナ素子５１Ｂの構成と上述した変形例に示した同軸管の構成とを組み合わせて、電気長を同一にするようにしてもよい。
【００７１】
（実施の形態６）
つぎに、この発明の実施の形態６について説明する。上述した実施の形態４，５では、いずれも分岐点Ｄ１によって給電系を３分岐して３つの２Ｌアンテナ素子を並列給電しようとするものであったが、この実施の形態６では、木構造的な２分岐を多段階繰り返し行って３つの２Ｌアンテナ素子を並列給電するようにしている。
【００７２】
図２０は、この発明の実施の形態６であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。図２０において、このアンテナユニット６０は、実施の形態１〜３に示した２Ｌアンテナ素子１に対応する３つの２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを有する。各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは、平行線路部２に対応した平行線路部６２Ａ〜６２Ｃを有し、平行線路２ａ，２ｂに対応した平行線路６２ａ，６２ｂを有している。
【００７３】
図２０において、５０Ωの特性インピーダンスを有する同軸ケーブル４は、分岐点Ｄ１１を介して同軸管３ｃ，３ｄに２分岐される。同軸管３ｃは、２Ｌアンテナ素子１Ｃの給電点に接続される。同軸管３ｄは、さらに分岐点Ｄ１２を介して同軸管３ａ，３ｂに２分岐され、同軸管３ａは２Ｌアンテナ素子１Ａの給電点に接続され、同軸管３ｂは２Ｌアンテナ素子１Ｂの給電点に接続される。ここで、同軸管３ｃの長さは、２Ｌ＋ΔＬであり、同軸管３ｄの長さはＬであり、同軸管３ａ，３ｂの長さはそれぞれＬ＋ΔＬである。したがって、同軸ケーブル４が接続される分岐点Ｄ１１から各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃに至る長さは、すべて２Ｌ＋ΔＬとなる。このため、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃの各給電点における位相を同じにすることができる。
【００７４】
ここで、分岐点Ｄ１１では、５０Ωの同軸ケーブル４を、７５Ωの同軸管３ｄと１５０Ωの同軸管３ｃとに２分岐し、さらに分岐点Ｄ１２では、７５Ωの同軸管３ｄを、１５０Ωの同軸管３ａ，３ｂに２分岐する。この結果、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは、１５０Ωのインピーダンスに調整することになるが、このインピーダンス調整は、それぞれ平行線路部６２Ａ〜６２Ｃによって調整されることになる。これによって、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃからの放射電力は等しくなり、等電力分配が実現される。ここで、各平行線路部６２Ａ〜６２Ｃは、実施の形態１〜３に示したように、間隔ｄ、平行平板２２ａ，２２ｂの高さｈ、誘電体部材３２の誘電率のいずれを変化させてもよいし、これらの変化を組み合わせるようにしてもよい。
【００７５】
この実施の形態６では、２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを３つ用いて６Ｌループアンテナを構成したが、この場合に、多段のトランスフォーマなどのインピーダンス整合手段を設けなくてもよいので、簡易な構成で６Ｌループアンテナを有したアンテナユニットを実現することができる。また、この実施の形態６に示すように各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを構成する各ループアンテナ素子ＬＰ１，ＬＰ２が給電系に対して異なるインピーダンスを有する場合であっても、上述した実施の形態１〜３に示した平行線路部２を適用することによって、容易かつ柔軟にインピーダンス整合を行うことができ、汎用性のある２Ｌアンテナ素子の製造が可能になる。
【００７６】
なお、上述した実施の形態６では、各ループアンテナ素子１Ａ〜１Ｃの放射電力が等しくなるように設定したが、これに限らず、異なる電力分配も実現することができる。たとえば、図２１は、分岐点Ｄ１１において５０Ωの同軸ケーブル４を、１００Ωの同軸管３ｄと１００Ωの同軸管３ｃとに２分岐し、さらに分岐点Ｄ１２において同軸管３ｄを、２００Ωの同軸管３ａと２００Ωの同軸管３ｂとに２分岐している。この結果、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは、それぞれインピーダンス２００Ω、２００Ω、１００Ωに調整すればインピーダンス整合される。このため、平行線路部６２Ａ〜６２Ｃは、それぞれ各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃが２００Ω、２００Ω、１００Ωとなるようにインピーダンス調整する。これによって、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃは、順に１：１：２の放射電力で電波を輻射することができる。
【００７７】
また、上述した実施の形態１〜６では、２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃを構成要素として説明したが、これに限らず、たとえば、図２２に示すように、４つのループアンテナ素子ＬＰ７１〜ＬＰ７４を有した４Ｌアンテナ素子に対して適用することができ、平行線路部２に対応した平行線路部７２をループアンテナ素子ＬＰ７２，ＬＰ７３間に設ければよい。また、図２２に示した４Ｌアンテナ素子を実施の形態４〜６に示す態様とすることによって、１２個のループアンテナ素子を有したアンテナユニットを実現することができる。
【００７８】
また、実施の形態４〜６において、各２Ｌアンテナ素子１Ａ〜１Ｃの接続態様を、図２３に示すように、各２Ｌアンテナ素子８１Ａ〜８１Ｃを並列に配置してもよい。これよって、アンテナユニットから放射される電波の偏波面を柔軟に設定することができる。なお、図２３に示す電波の偏波方向は、図上、左右方向となる。
【００７９】
（実施の形態７）
つぎに、この発明の実施の形態７について説明する。この実施の形態７では、上述した実施の形態１〜６に示したアンテナユニットを用いたアンテナ装置および放送塔を実現している。
【００８０】
図２４は、この発明の実施の形態５であるアンテナ装置を含む放送塔の概要構成を示す図である。図２４において、放送塔は、鉄骨材を組み上げたタワー状の骨格フレーム体９１と、その上端に垂直に設けたポール部９２とを有する。ポール部９２、および骨格フレーム体９１の比較的断面の小さい円筒部９５に、たとえば上述したアンテナユニット４０に対応するアンテナユニット９３，９４が取り付けられる。
【００８１】
このアンテナユニット９３，９４の取付は、ポール部９２あるいは円筒部９５の周囲に水平かつ均等に配置することによって実現される。ただし、アンテナユニット９３，９４の取付数は、ポール部９２あるいは円筒部９５の断面の大きさ、すなわち円周の長さによって決定され、水平方向に送信利得の落ち込みのある部分を形成しないように密に配置する。したがって、ポール部９２には、少ないアンテナユニット９３の数で済み、円筒部９５には、比較的多くの個数のアンテナユニット９４が必要となる。
【００８２】
ここで、図２５を参照して、放送塔に設置されるアンテナ装置の一例について説明する。図２５は、ポール部９２に設置されるアンテナ装置の構成を示す図であり、図２５（ａ）は、アンテナ装置の正面図であり、図２５（ｂ）は、Ｂ−Ｂ線断面図である。図２５において、４つのアンテナユニット９３−１〜９３−４は、ポール部９２の周縁であって同一周上に設けられ、各アンテナユニット９３−１〜９３−４は、９０°ずつ、均等に配置される。なお、各アンテナユニット９３−１〜９３−４は、図１７に示したアンテナユニットである。
【００８３】
なお、各アンテナユニット９３−１〜９３−４は、ポール部９２の内縁部に配置された給電装置９６によって一括して給電される。なお、ポール部９２の設置されるその他のアンテナ装置および円筒部９５に配置されるアンテナ装置も、給電装置９６によって、一括して給電するようにしてもよい。
【００８４】
また、上述したアンテナ装置は、図２４に示した親局の放送塔に限らず、中継機能をもった子局の放送塔にも適用することができる。この放送塔では、図２４に示した親局の放送塔あるいは上位の子局である放送塔からの電波を受信する受信アンテナ装置と、上述したアンテナ装置である送信アンテナ装置とが設置され、放送塔の下部に受信アンテナ装置が設けられ、放送塔の上部に送信アンテナ装置が設けられ、互いに干渉しないようにしている。
【００８５】
なお、各アンテナユニットは、レドームを設け、風雨に対する強度を持たせるようにするのが好ましい。
【００８６】
この実施の形態７によれば、実施の形態１〜６に示したアンテナユニットを用いるようにしているので、アンテナ装置あるいは放送塔の組立を容易に行うことができる。また、６Ｌ型のアンテナユニットを用いることができるので、アンテナユニットの配置組み合わせを柔軟かつ効率的に行うことができる。
【００８７】
なお、上述した実施の形態１〜７に示した同軸管などは、同軸ケーブル４などのようなフレキシブルなケーブルであってもよい。フレキシブルケーブルに置き換えることによって、アンテナユニットにおける給電線の配置を柔軟に行うことができる。
【００８８】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路の間隔を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行うようにしているので、多段のトランスフォーマなどを給電線の接続部に特別に設ける必要がないため、簡易かつ柔軟なインピーダンス整合を広帯域に行うことができるとともに、アンテナユニットの取付性が向上するという効果を奏する。
【００８９】
また、この発明によれば、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路に沿って固定された平行平板を設け、該平行平板間の対向する面積を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行うようにしているので、多段のトランスフォーマなどを給電線の接続部に特別に設ける必要がないため、簡易かつ柔軟なインピーダンス整合を広帯域に行うことができるとともに、アンテナユニットの取付性が向上するという効果を奏する。
【００９０】
また、この発明によれば、複数のループアンテナ素子間および給電線を接続する平行線路を有し、該平行線路間に誘電体部材を設け、該誘電体部材の誘電率を変えて給電線との間のインピーダンス整合を行うようにしているので、多段のトランスフォーマなどを給電線の接続部に特別に設ける必要がないため、簡易かつ柔軟なインピーダンス整合を広帯域に行うことができるとともに、アンテナユニットの取付性が向上するという効果を奏する。
【００９１】
特に、複数のループアンテナ素子に対して複数の給電点を有する場合には、個々の給電点におけるインピーダンス不整合が異なる場合があるが、このような場合であっても、平行線路部の上述した調整によって各別に、容易かつ柔軟にインピーダンス整合を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図２】図１に示したアンテナユニットの平面図である。
【図３】図１に示したアンテナユニットの右側面図である。
【図４】平行線路間の間隔を１８ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図５】平行線路間の間隔を２７ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図６】平行線路間の間隔を４０ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図７】平行線路間の間隔を６１ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図８】図２に示したアンテナユニットのＡ−Ａ線断面図である。
【図９】等価なインピーダンスをもつ角柱と円筒の断面を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図１１】図１０に示した平行線路部の断面構造を示す図である。
【図１２】平行平板の高さを０ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図１３】平行平板の高さを５ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図１４】平行平板の高さを１０ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図１５】平行平板の高さを２０ｍｍに設定した場合のインピーダンス特性を示す図である。
【図１６】この発明の実施の形態３であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図１７】この発明の実施の形態４であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図１８】この発明の実施の形態５であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図１９】この発明の実施の形態５であるアンテナユニットの変形例の概要構成を示す模式図である。
【図２０】この発明の実施の形態６であるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【図２１】この発明の実施の形態６であるアンテナユニットの変形例の概要構成を示す模式図である。
【図２２】この発明の実施の形態１〜６であるアンテナユニットの変形例の概要構成を示す模式図である。
【図２３】この発明の実施の形態４〜６であるアンテナユニットの変形例の概要構成を示す模式図である。
【図２４】この発明の実施の形態７であるアンテナ装置を含む放送塔の概要構成を示す図である。
【図２５】図２４に示したアンテナ装置の一例を示す図である。
【図２６】従来のアンテナユニットの構成を示す正面図である。
【図２７】図２６に示したアンテナユニットの構成を示す右側面図である。
【図２８】図２６に示したアンテナユニットの概要回路構成を示す図である。
【図２９】図２６に示したアンテナユニットの給電接続点近傍を示すＣ−Ｃ線断面図である。
【図３０】図２６に示したアンテナユニットの２Ｌアンテナ素子自体のインピーダンス特性を示す図である。
【図３１】２分岐された給電線に２つの２Ｌアンテナ素子を直接接続した４Ｌループアンテナであるアンテナユニットの概要構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１，１Ａ〜１Ｃ，５１Ｂ，８１Ａ〜８１Ｃ　２Ｌアンテナ素子
２，４２Ａ〜４２Ｃ，５２Ｂ，６２Ａ〜６２Ｃ，７２，８２Ａ〜８２Ｃ　平行線路部
２ａ，２ｂ，４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂ，６２ａ，６２ｂ，７２ａ，７２ｂ，８２ａ，８２ｂ　平行線路
３，３ａ〜３ｄ　同軸管
４　同軸ケーブル
５　反射板
１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０，８０，９３，９３−１〜９３−４，９４　アンテナユニット
１１ａ〜１１ｃ　内部導体
２２ａ，２２ｂ　平行平板
３２　誘電体部材
７１　４Ｌアンテナ素子
９１　骨格フレーム体
９２　ポール部
９５　円筒部
９６　給電装置
ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ７１〜ＬＰ７４　ループアンテナ素子
Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２　分岐点[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna unit, an antenna device, and a broadcasting tower each having a plurality of loop antenna elements each forming a loop and exhibiting wideband characteristics in the UHF band, and particularly easily and flexibly performs impedance matching with a feeder line. The present invention relates to an antenna unit, an antenna device, and a broadcast tower that can be used.
[0002]
[Prior art]
In the near future, terrestrial digital broadcasting will be started in the UHF band. As a transmission antenna in the UHF band in the current analog broadcasting, a dual loop antenna is frequently used and is designed for each frequency. It is considered that the digitalization of the UHF band is proceeding with network development on the same time axis as analog broadcasting. For this reason, satellite stations tend to construct an antenna system jointly by each company. Therefore, in order to reduce antenna cost, a wideband antenna that can cover a plurality of channels is effective. On the other hand, considering the analog / analog conversion in the transition period before the start of digital broadcasting, a wideband antenna is considered to be essential.
[0003]
FIG. 26 is a plan view of a conventional twin-loop antenna, and FIG. 27 is a right side view of the conventional twin-loop antenna. The double-loop antenna 100 is bent at approximately 45 ° at both edges along the longitudinal direction, and is formed on a flat-plate reflector 106 having a main surface on an arc-shaped reflector whose circumference is substantially equal to the wavelength λ of the transmission frequency. A bi-loop antenna having loop antenna elements 101 and 102 and loop antenna elements 103 and 104 is transmitted with a single directivity in a direction perpendicular to the main surface.
[0004]
By the way, the twin-loop antenna has a wide band characteristic, but the twin-loop antenna elements 101 and 102 and the double-loop antenna elements 103 and 104 are parallel lines, and a coaxial line having a characteristic impedance of 50Ω or 75Ω is provided on the feeder line side. As shown in FIG. 28A, a balun (balun-unbalance conversion circuit: balun) circuit 202 is provided between the dual loop antenna elements 101 to 104 and the feeder line. Although the balun circuit 202 is not provided between the normal antenna element and the feed line, the twin loop antenna elements 101 and 103 and the double loop antenna elements 102 and 104 form substantially parallel lines. The dual loop antenna has a special characteristic that a balun circuit 202 must be provided between the antenna and a feed line that is a coaxial line.
[0005]
The balun circuit 202 is a matching circuit that converts and connects an unbalanced line (coaxial line) and a balanced line (parallel line) as shown in FIG. This is because if the balanced line formed by the dual loop antenna elements 101 to 104 and the unbalanced line formed by the feed line are directly connected, an unbalanced current will always occur at the connection point.
[0006]
FIG. 29 is a cross-sectional view taken along the line CC of the dual loop antenna shown in FIG. 26, in which the inner conductor 301 of the feeder 108 is Connected. The external conductors 302 and 303 are connected at the connection portion 304 and are short-circuited at approximately ４λ by the short-circuit portion 305. The outer conductors 302 and 303, the connection part 304, and the short-circuit part 305 form a balun circuit. There are various types of balun circuits, for example, a U-balun and a super-top (blocking tube).
[0007]
However, the provision of the balun circuit 202 causes a problem that the frequency characteristics of the impedance of the double loop antenna including the feed unit include the frequency characteristics of the balun circuit 202 itself, resulting in a narrow band. There was a point.
[0008]
On the other hand, an impedance matching circuit 201 shown in FIG. 28A is formed between the dual loop antenna elements 101 to 104 and the power supply side in order to achieve impedance matching between the dual loop antenna elements 101 to 104 and the power supply line 108. Must. In the dual loop antenna shown in FIGS. 26 and 27, impedance matching for converting the length to ４λ is performed by changing the diameter of the inner conductor. In many cases, a stub such as a trap is inserted as the impedance matching circuit 201.
[0009]
However, in the impedance matching circuit 201, there is a problem that although the impedance is perfectly matched at the center frequency, the impedance matching circuit 201 is not matched at other frequencies and the return loss is increased.
[0010]
In this case, if a plurality of impedance matching circuits 201 are configured in multiple stages of, for example, about three, and the impedance is gradually converted, the frequency characteristics are reduced and a wider band can be achieved, but the power supply unit becomes significantly longer. This causes a problem. FIG. 30 shows the impedance characteristics of the dual loop antenna itself. This dual-loop antenna has a set frequency of 600 MHz, a loop interval of 0.5λ, and a wideband antenna is realized. Note that the impedance of the double loop antenna itself is about 100Ω.
[0011]
Therefore, in the conventional twin-loop antenna, since the above-described balun circuit 201 and impedance matching circuit 202 are connected to the connection points of the twin-loop antenna elements 101 to 104, the frequency characteristics are deteriorated, and the wideband of the twin-loop antenna element itself is deteriorated. Sex is not fully utilized.
[0012]
On the other hand, as shown in FIG. 31, the coaxial cable 404 that feeds each of the 2L antenna elements 401 and 402, which is a dual loop antenna, is branched into two, and the characteristic impedance of each of the branched feeder lines 403a and 403b is changed to the characteristic impedance of the coaxial cable 404. There is a case where the impedance is doubled to 100Ω and the impedance is substantially the same as the characteristic impedance of each of the 2L antenna elements 401 and 402 and directly connected to maintain the broadband property of the dual loop antenna. Note that “L” of the 2L antenna element means a loop, and “2L” indicates that the antenna element has two loops.
[0013]
According to this, even if the insides 411a and 411b of the feed lines 403a and 403b are directly connected to the 2L antenna elements 401 and 402, impedance mismatch does not occur. In addition, a balun circuit is not required, and broadband characteristics can be ensured.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional twin-loop antenna that directly connects the above-described feeder line and the 2L antenna element realizes a 4L antenna unit by using two 2L antenna elements having an impedance of about 100Ω and a wide band. As a component of a plurality of antenna units arranged such as a broadcasting tower and the like, an antenna unit other than the 4L type having these four loops, for example, a wideband 2L type antenna unit using one 2L antenna element, or 2L An antenna unit having a size in units of a wideband 6L-type antenna unit using three antenna elements may be demanded from the viewpoints of high gain, transportability, mountability, maintainability, and the like. In this case, as described above, when the power is supplied by the feeder having the characteristic impedance of 50Ω, the transformer It is necessary to use impedance matching means such as a former.
[0015]
Here, as described above, if the transformer has a single-stage configuration, the bandwidth becomes narrow due to the frequency characteristics of the transformer itself. However, the wide-band characteristics can be maintained by using the transformer in a multi-stage configuration. However, if this transformer is configured in a multi-stage configuration, it is inevitable that the power supply section will protrude greatly from the reflector, and such a configuration complicates the configuration of the antenna unit itself and makes it difficult to mount the antenna unit on a broadcast tower. In addition, there is a problem that the antenna directivity is affected.
[0016]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and maintains a wide band of an antenna unit itself having a plurality of loops, such as a 2L antenna element, while using a 2L type or three antennas using one 2L antenna element. It is an object of the present invention to provide an antenna unit, an antenna device, and a broadcast tower that can easily and flexibly realize antenna units having various sizes such as a 6L type.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the antenna unit according to claim 1 is an antenna unit having a plurality of loop antenna elements each forming a loop,
A parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and the feed line is provided, and a parallel line portion is provided for changing the interval between the parallel lines and performing impedance matching with the feed line.
[0018]
According to the first aspect of the present invention, the parallel line portion has a parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and the feed line, and increasing the interval between the parallel lines to increase the impedance on the feed line side. Thus, the impedance between the parallel lines is changed over a wide band by changing the interval between the parallel lines.
[0019]
The antenna unit according to claim 2 includes an antenna unit having a plurality of loop antenna elements each forming a loop, the antenna unit having a parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and connecting a feeder line. And a parallel line section for changing the area of the parallel plates facing each other and performing impedance matching with the feeder line.
[0020]
According to the second aspect of the present invention, the parallel line portion has a parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and a feeder line, and a parallel flat plate fixed along the parallel line is provided. For example, the impedance of the feeder line is reduced by increasing the opposing area between the parallel plates, so that the opposing area between the parallel plates is changed to perform impedance matching with the feeder line in a wide band.
[0021]
Further, in the antenna unit according to claim 3, in the above invention, the parallel line portion changes an area of the parallel plate facing each other and changes an interval between the parallel lines to achieve impedance matching with a feeder line. It is characterized by performing.
[0022]
An antenna unit according to claim 4, wherein the antenna unit includes a plurality of loop antenna elements each forming a loop, the antenna unit having a parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and a feeder line. A dielectric member is provided therebetween, and a parallel line portion for changing the dielectric constant of the dielectric member to perform impedance matching with a feeder line is provided.
[0023]
According to the fourth aspect of the present invention, the parallel line portion has a parallel line connecting a plurality of loop antenna elements and a feed line, and a dielectric member is provided between the parallel lines, and the dielectric member has a dielectric member. The impedance matching with the power supply line is performed in a wide band by changing the rate.
[0024]
Further, in the antenna unit according to claim 5, in the above invention, the parallel line portion includes a parallel plate fixed along the parallel line, an area facing the parallel plate, and a dielectric member of the dielectric member. The impedance matching with the power supply line is performed by a combination setting that changes at least one of the ratio and the interval between the parallel lines.
[0025]
An antenna unit according to a sixth aspect of the present invention is the above-mentioned invention, further comprising a reflector, wherein the plurality of loop antenna elements are arranged on the reflector at a predetermined distance.
[0026]
An antenna unit according to a seventh aspect is characterized in that the antenna units according to any one of the first to sixth aspects are uniformly arranged in a ring shape.
[0027]
According to the seventh aspect of the present invention, by arranging the antenna units according to any one of the first to sixth aspects evenly in a ring shape, the antenna directivity in a horizontal plane can be made substantially equal. In addition, impedance matching with respect to the feed line can be easily and flexibly performed over a wide band regardless of the number of loops of the plurality of loop antenna elements, so that the antenna units can be efficiently arranged.
[0028]
The broadcast tower according to claim 8 is characterized in that the antenna unit according to any one of claims 1 to 7 or the antenna device according to claim 7 is installed at a predetermined ground height.
[0029]
According to the invention of claim 8, the antenna unit according to any one of claims 1 to 6 or the antenna device according to claim 7 is installed at a predetermined ground height to have a wide band, In addition, since the antenna has a wide band, it is possible to emit a radio wave at least maintaining the conventional antenna directivity.
[0030]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Preferred embodiments of an antenna unit, an antenna device, and a broadcast tower according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
[0031]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the antenna unit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the antenna unit 10 has a 2L antenna element 1 including two loop antenna elements LP1 and LP2. The circumference of each loop antenna element LP1, LP2 is set to the wavelength λ of the transmission frequency.
[0032]
A coaxial cable 4 having a characteristic impedance of 50Ω is connected to a feed point of the 2L antenna element 1. Here, in the conventional antenna unit shown in FIGS. 26 and 27, an impedance matching circuit or the like is provided on the coaxial cable 4 side of the feeding point. In the antenna unit 10, however, between the loop antenna elements LP1 and LP2. The parallel line portion 2 formed and formed by the parallel lines 2a and 2b connecting and holding the respective loop antenna elements LP1 and LP2 adjusts the impedance of the entire 2L antenna element 1 and adjusts the impedance Z of the entire 2L antenna element 1. ₀ Is set to about 50Ω. Note that the inner conductor 11a of the coaxial cable 4 is directly connected to one of the parallel lines 2a and 2b, and the outer conductor 4a is directly connected to the other of the parallel lines 2a and 2b.
[0033]
Next, the configuration of the antenna unit 10 will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a plan view illustrating the configuration of the antenna unit 10, and FIG. 3 is a right side view illustrating the configuration of the antenna unit 10. 2 and 3, the 2L antenna element 1 is bent at approximately 45 ° at both edges along the longitudinal direction, and is placed on a flat plate-like reflector 5 having a main surface in the shape of an arc having an approximate wavelength λ. This is a dual loop antenna having a loop antenna element. The 2L antenna element 1 is installed in parallel with the position of the height L3 with respect to the surface of the reflector 5. This height L3 is about λ / 4.
[0034]
The coaxial cable 4 has the inner conductor 11 a directly connected to one of the centers of the 2L antenna element 1. As described above, the characteristic impedance of the coaxial cable 4 is set to 50Ω. The outer conductor 4a of the coaxial cable 4 is connected to the antenna end of the 2L antenna element 1 via the reflector 5 shown in FIG.
[0035]
Here, the parallel line section 2 is designed to match the impedance Z of the 2L antenna element 1 so that the impedance matches the impedance of the coaxial cable 4 to 50Ω. ₀ Is adjusted to be 50Ω. The parallel lines 2a and 2b are formed by prisms, and the impedance is adjusted by adjusting the distance d between the parallel lines 2a and 2b.
[0036]
FIGS. 4 to 7 are diagrams showing impedance characteristics of the 2L antenna element 1 when the distance d between the parallel lines 2a and 2b is changed. 4 to 7, the distance d is changed to 18 mm, 27 mm, 40 mm, and 61 mm, respectively. The distance between the two loop antenna elements LP1 and LP2 is 327 mm, the distance L3 between the reflector 5 and each loop antenna element LP1 and LP2 is 150 mm, and the diameter of each loop antenna element LP1 and LP2 is 200 mmφ. Each of the loop antenna elements LP1 and LP2 and the parallel lines 2a and 2b are prisms and are 10 mm square.
[0037]
According to the results of the impedance characteristics shown in FIGS. 4 to 7, as the distance d increases, the resistance (ReZ) increases, and the reactance component (ImZ) hardly changes. Here, the resistance increases from about 50Ω to about 150Ω, and the reactance does not change at several tens of Ω. That is, in a relatively wide band (450 to 750 MHz), the impedance of the 2L antenna element 1 can be increased by increasing the interval d. In the first embodiment, when changing the impedance of the parallel lines 2a and 2b, the capacitance C between the parallel lines 2a and 2b is changed by changing the distance d between the parallel lines 2a and 2b. . The capacitance C is approximately represented by C = ε (S / d) by an opposing portion where the electric field concentrates and greatly contributes to the value of the impedance. Since the resistance component and the conductance component are negligibly small in a high-frequency circuit. , Characteristic impedance Z = √ (L / C). Here, ε is a dielectric constant, S is an area of the parallel lines 2a, 2b facing each other, and L indicates an inductance component here. That is, as the distance d increases, the capacitance C decreases, and as the capacitance C decreases, the characteristic impedance Z increases. Therefore, as the distance d increases, the impedance increases.
[0038]
In the first embodiment, a 2L antenna having an impedance of about 50Ω is used in order to make effective use of the parallel line section 2 for holding and connecting the loop antenna elements LP1 and LP2 and to match the impedance to a 50Ω coaxial cable 4 which is a feed line. Since adjustment is made to the elements, impedance matching between the 2L antenna element and the feed system can be performed with a simple and flexible configuration.
[0039]
Of course, impedance matching according to a conventional method using a connection portion between the reflection plate 5 and the parallel line portion 2 may be performed. For example, as shown in FIG. 8 (a), the inner conductor 11a passes between the parallel lines at the center of the 2L antenna element 1, and the end between the inner line 11b and the parallel line 2b is formed in an L-shape by the conductive member 1c. It is bridged and conductive, while the outer conductor is connected to the other parallel line 2a. Here, a ring member 11c is mounted around the inner conductor 11a so as to finely adjust the impedance between the 2L antenna element 1 and the coaxial cable 4. Then, coarse adjustment of the impedance is performed by the parallel line section 2. Further, as shown in FIG. 8B, a conductor 11d for balun adjustment may be provided.
[0040]
Further, the impedance of the 2L antenna element 1 itself is assumed to be approximately 50Ω. For example, when the impedance of the 2L antenna element 1 itself is approximately 100Ω, approximately 150Ω, or approximately 200Ω, the impedance between the parallel lines 2a and 2b is reduced. Can be matched by further increasing the distance d. Further, when the characteristic impedance of the coaxial cable 4 is 75Ω, the distance d between the parallel lines 2a and 2b is adjusted to be narrowed, whereby impedance matching between the 2L antenna element and the feed system can be performed.
[0041]
Furthermore, in the above-described first embodiment, the parallel lines 2a and 2b and the loop antenna elements LP1 and LP2 are prismatic and have a rectangular cross-sectional shape. However, the present invention is not limited to this. When the cross section is circular, the characteristic impedance Z0 of the parallel line is
Z0 = 120 ・ cosh ^-1 (D / d)
Can be obtained by Therefore, when a square has a cross section of which one side is length x as shown in FIG. 9, the diameter of the inscribed circle of this square is x, and the diameter D of the circle having the same area as the square shown by the broken line is
D = (2 / √ (π)) · x
It becomes. Therefore, when a cylinder having the value of the diameter D is used, the impedance is substantially the same as that of a prism having a square cross section with one side length x.
[0042]
It is preferable that the above-described antenna unit 10 be provided with a radome so as to have strength against wind and rain.
[0043]
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the above-described first embodiment, the impedance of the 2L antenna element 1 itself is changed by changing the distance d between the parallel lines 2a and 2b of the parallel line portion 2. In No. 2, parallel plates 22a and 22b are provided along the parallel lines 2a and 2b of the parallel line portion 2, and the capacitance C is actively adjusted.
[0044]
FIG. 10 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the antenna unit according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 10, the antenna unit 20 has parallel flat plates 22a and 22b along the inside of the parallel lines 2a and 2b of the parallel line portion 2. Other configurations are the same as those of the first embodiment, and the same portions are denoted by the same reference numerals.
[0045]
FIG. 11 is a longitudinal sectional view of the parallel line section 2. As shown in FIG. 11A, the parallel flat plates 22a and 22b are fixed inside the parallel lines 2a and 2b, respectively, have a height h from the upper surface of the parallel lines 2a and 2b, and extend in a longitudinal direction. Cu) a flat plate. As described above, the capacitance C is approximately represented by C = ε (S / d) by the facing portion where the electric field concentrates and greatly contributes to the value of the impedance, and the distance d and the dielectric constant are constant. By increasing the area S where the parallel plates 22a and 22b face each other, the capacitance C increases and the characteristic impedance Z = √ (L / C) decreases. Note that, as in the case of the parallel plates 22c and 22d shown in FIG. 11B, a parallel plate may be provided so as to extend below the parallel lines 2a and 2b.
[0046]
FIGS. 12 to 15 are diagrams showing impedance characteristics of the 2L antenna element 1 when the height h of the parallel plates 22a and 22b is changed. 12 to 15, the height h is changed to 0 mm, 5 mm, 10 mm, and 20 mm, respectively. However, the length of one side of the parallel lines 2a and 2b is 10 mm, which is substantially higher. Contribute to the amount. As in the first embodiment, the distance between the two loop antenna elements LP1 and LP2 is 327 mm, the distance L3 between the reflector 5 and each of the loop antenna elements LP1 and LP2 is 150 mm, and The diameter of LP1 and LP2 is 200 mmφ. Note that, as described above, each of the loop antenna elements LP1 and LP2 and the parallel lines 2a and 2b are prisms and 10 mm square. The distance d between the parallel lines 2a and 2b is 27 mm.
[0047]
The impedance characteristic results shown in FIGS. 12 to 15 indicate that as the height h increases, the resistance (ReZ) decreases and the reactance component (ImZ) hardly changes. Here, the resistance decreases from about 75Ω to about 50Ω, and the reactance hardly changes at several tens of Ω. That is, in a relatively wide band (450 to 750 MHz), by increasing the height h, the area S is increased and the impedance on the 2L antenna element 1 side can be reduced. In the first embodiment, when the impedance of the parallel line portion 2 is changed, the area S is changed by changing the height of the parallel flat plates 22a and 22b provided between the parallel lines 2a and 2b. , 2b is changed.
[0048]
In the second embodiment, the parallel line portions 2 that hold and connect the loop antenna elements LP1 and LP2 are effectively used, and the parallel flat plates 22a and 22b having various mountable areas S are provided. Since the entire impedance is adjusted so as to match the impedance (50Ω) of the coaxial cable 4 as the feed line, the impedance matching between the 2L antenna element and the feed system can be performed with a simple and flexible configuration.
[0049]
The above-mentioned parallel flat plates 22a and 22b are strip-shaped parallel flat plates. However, the present invention is not limited to this, and any shape may be used as long as the opposing area can be changed. Further, the material of the parallel plates 22a and 22b is made of Cu, but the material is not limited to this, and any material having conductivity may be used.
[0050]
(Embodiment 3)
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the above-described second embodiment, the parallel plates 22a and 22b are provided along the parallel lines 2a and 2b of the parallel line portion 2, and the impedance is adjusted by changing the capacitance C. In this embodiment, the dielectric member 32 is provided between the parallel flat plates 22a and 22b, and the change in the capacitance C can be greatly changed.
[0051]
FIG. 16 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of the antenna unit according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 16, in the antenna unit 30, a dielectric member 32 is further provided between parallel flat plates 22a and 22b provided along the inside of the parallel lines 2a and 2b of the parallel line portion 2. Other configurations are the same as those of the second embodiment, and the same portions are denoted by the same reference numerals.
[0052]
As described above, the capacitance C is approximately represented by C = ε (S / d) by the opposing portion where the electric field concentrates and greatly contributes to the value of the impedance, and the distance d and the area S (height h). Is constant, when the material of the dielectric member 32 is changed to increase the dielectric constant, the capacitance C increases and the characteristic impedance Z = √ (L / C) decreases. Thus, the impedance of the entire 2L antenna element 1 can be adjusted.
[0053]
In the third embodiment, the dielectric member 32 is provided between the parallel plates 22a and 22b by effectively utilizing the parallel line portion 2 that holds and connects the loop antenna elements LP1 and LP2, and the material of the dielectric member 32 is changed. As a result, the dielectric constant is changed, and the impedance of the 2L antenna element 1 can be adjusted to 50Ω, which is the same as the impedance of the coaxial cable 4 serving as a feed line. Can be matched. Moreover, in the third embodiment, since the dielectric member 32 also has a function of holding and fixing between the parallel lines 2a and 2b, it is possible to form the antenna unit 30 with higher mechanical strength.
[0054]
By appropriately combining the above-described first to third embodiments, a more compact parallel line portion 2 can be obtained, and a larger impedance matching can be performed.
[0055]
In the first to third embodiments, the capacitance C is changed. However, the inductance L for the parallel lines 2a and 2b may be changed.
[0056]
(Embodiment 4)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. In the fourth embodiment, a 6L loop antenna formed by combining three 2L antenna elements 1 described above is formed, and these 2L antenna elements 1 are simultaneously fed in parallel.
[0057]
FIG. 17 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the antenna unit according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 17, antenna unit 40 has three 2L antenna elements 1A to 1C corresponding to 2L antenna element 1 described in the first to third embodiments. Each of the 2L antenna elements 1A to 1C has parallel line portions 42A to 42C corresponding to the parallel line portion 2, and has parallel lines 42a and 42b corresponding to the parallel lines 2a and 2b. Here, as described in the first to third embodiments, each of the parallel line portions 42A to 42C has any one of the distance d, the height h of the parallel plates 22a and 22b, that is, the facing area S, and the dielectric constant of the dielectric member 32. May be changed, or these changes may be combined.
[0058]
In FIG. 17, a coaxial cable 4 having a characteristic impedance of 50Ω branches into three via a branch point D <b> 1 and supplies power to each of the 2L antenna elements 1 </ b> A to 1 </ b> C via a coaxial tube 3. That is, power is supplied to the 2L antenna elements 1A to 1C via the coaxial tubes 3a to 3c, respectively. Here, the length of the coaxial tube 3a is L1 + ΔL, the length of the coaxial tube 3b is ΔL, and the length of the coaxial tube 3c is L2 + ΔL. Further, the length L1 is equal to the length L2. Accordingly, by setting the lengths L1 and L2 to be integral multiples of the wavelength λ, the phases at the respective feeding points of the 2L antenna elements 1A to 1C can be made the same.
[0059]
Here, at the branch point D1, the characteristic impedance of each of the coaxial waveguides 3a to 3c becomes 150Ω. That is, the impedance seen from the side of each of the 2L antenna elements 1A to 1C is 150Ω. Therefore, regardless of the impedances of the loop antenna elements LP1 and LP2 constituting the 2L antenna elements 1A to 1C, impedance matching is performed by adjusting the impedance to approximately 150Ω, and efficient power supply is performed. Become. Therefore, the impedance adjustment of the parallel line portions 42A to 42C is performed, and the impedance Z of each of the 2L antenna elements 1A to 1C itself is adjusted. ₁ ~ Z ₃ Is set to 150Ω. In this case, since the impedances of the coaxial tubes 3a to 3c are the same, the power P input from the coaxial cable 4 is equally distributed.
[0060]
In the fourth embodiment, a 6L loop antenna is configured by using three 2L antenna elements 1A to 1C. In this case, however, it is not necessary to provide impedance matching means such as a multi-stage transformer, so that the configuration is simple. An antenna unit having a 6L loop antenna can be realized.
[0061]
(Embodiment 5)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. In Embodiment 4 described above, when realizing a 6L loop antenna, the lengths L1 and L2 are set to integral multiples of the wavelength λ. However, in the present embodiment, the lengths L1 and L2 are set to integral multiples of the wavelength λ. Even if it is not possible, the phases of the 2L antenna elements 1A to 1C with respect to the feeding point are the same.
[0062]
FIG. 18 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the antenna unit according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 18, this antenna unit 50 has three 2L antenna elements 41A, 51B and 41C corresponding to 2L antenna element 1 shown in the first to third embodiments. Each of the 2L antenna elements 41A and 41C is the same as the 2L antenna element shown in Embodiment 4, but the 2L antenna element 51B has a parallel line section 52B different from the parallel line sections 42A and 42C. That is, the 2L antenna element 51B is set to have a longer inter-loop distance LB than the inter-loop distance LA of the other 2L antenna elements 41A and 41C, and therefore, the parallel lines 52a and 52b of the parallel line portion 52B. Are different from the parallel lines 42a and 42b.
[0063]
On the other hand, the coaxial cable 4 having a characteristic impedance of 50Ω is branched into three at the branch point D1, and supplies power to the respective 2L antenna elements 41A, 53A, 41C via the coaxial tube 3, as in the fourth embodiment. That is, power is supplied to the 2L antenna elements 41A, 53A, 41C via the coaxial tubes 3a, 53b, 3c, respectively. Here, the length of the coaxial tube 3a is L11 + ΔL, the length of the coaxial tube 53b is ΔL, the length of the coaxial tube 3c is L12 + ΔL, and the length L11 is equal to the length L12. Here, a dielectric member 54 having a relative permittivity εr is provided between the parallel lines 52a and 52b to substantially increase the electrical length. This electrical length has an electrical length of √ (εr) times that of air having a relative dielectric constant of “1”. That is, the distance LB between the loops is increased, and a dielectric is provided between the parallel lines 52a and 52b to increase the substantial electrical length, thereby increasing the length of the power supply line. As a result, the electrical length from the branch point D1 to each of the loop antenna elements LP1 and LP2 constituting each of the 2L antenna elements 41A, 51B and 41C is set to be the same, and the feed phases of the loop antenna elements LP1 and LP2 are the same. Become. In this case, by satisfying the following expression, the electrical length from the branch point D1 to each of the loop antenna elements LP1 and LP2 becomes the same.
√ (εr) · (LB / 2) = (LA / 2) + L11
[0064]
Here, the characteristic impedance of each of the coaxial tubes 3a, 53b, 3c branched from the 50Ω coaxial cable 4 at the branch point D1 becomes 150Ω. That is, the impedance seen from the side of each of the 2L antenna elements 41A, 53A, and 41C is 150Ω. Therefore, the 2L antenna elements 41A, 51B, 41C themselves are impedance-matched by adjusting the impedance to approximately 150Ω regardless of the impedance of the loop antenna elements LP1, LP2 themselves constituting them, and efficient power supply is performed. Will be. Therefore, the impedance of the parallel line portions 42A, 52B, 42C is adjusted, and the impedance Z of each of the 2L antenna elements 41A, 51B, 41C itself is adjusted. ₁ ~ Z ₃ Is set to 150Ω. In this case, since the impedances of the coaxial tubes 3a, 53b, 3c are the same, the power P input from the coaxial cable 4 is equally distributed.
[0065]
The impedance adjustment of the parallel line portions 42A, 52B, and 42C is performed by adjusting the distance d, the height h of the parallel plate (that is, the facing area S), and the dielectric constant of the dielectric member 32 as described in the first to third embodiments. May be changed, or these changes may be combined.
[0066]
Here, the length of the parallel lines 52a and 52b of the 2L antenna element 51B is increased, and the impedance is adjusted by providing the dielectric member 54. Since the impedance is also adjusted together with the impedance adjustment, The lengths L11 and L12 need not necessarily be integral multiples of the wavelength λ.
[0067]
In the fifth embodiment, a 6L loop antenna is configured by using three 2L antenna elements 41A, 51B, and 41C. In this case, however, it is not necessary to provide an impedance matching unit such as a multi-stage transformer, so that a simple structure is provided. With this configuration, an antenna unit having a 6L loop antenna can be realized.
[0068]
In the above-described fifth embodiment, the distance between the loops LB of the 2L antenna element 51B is lengthened and the dielectric member 54 is provided, so that the feeding phases to the loop antenna elements LP1 and LP2 are the same. The electrical length may be increased by providing a dielectric member having a high relative permittivity εr between the outer conductor and the inner conductor of the feeder line 3b from the point D1 to the 2L antenna element 1B.
[0069]
FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a modification of the antenna unit according to the fifth embodiment of the present invention. 19, each of the 2L antenna elements 1A to 1C is a 2L antenna element having the same inter-loop distance, and is the same as the 2L antenna element shown in FIG. However, the partial lengths L3, L4 (= L3) of the coaxial waveguides 3a, 3c need not be integral multiples of the wavelength. The space between the outer conductor and the inner conductor of the coaxial waveguide 3b is filled with a dielectric member 43 having a relative permittivity ｒr. In this case,
L3 + ΔL = √ (εr) · ΔL
Needs to be satisfied. The characteristic impedance ZA of the coaxial tube having the outer diameter D and the inner diameter d is
ZA = (60 / √ (εr)) · ln (D / d)
By appropriately setting the ratio of the outer diameter to the inner diameter of the coaxial tube and the relative permittivity εr, the electrical length from the branch point D1 to each of the 2L antenna elements 1A to 1C can be made the same, The feed phases can be the same.
[0070]
Note that the configuration of the above-described 2L antenna element 51B and the configuration of the coaxial waveguide shown in the above-described modification may be combined so that the electrical length is the same.
[0071]
(Embodiment 6)
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. In the above-described fourth and fifth embodiments, the feed system is branched into three at the branch point D1 to attempt to feed three 2L antenna elements in parallel. In the sixth embodiment, a tree structure is used. The two bifurcations are repeated in multiple stages to feed three 3L antenna elements in parallel.
[0072]
FIG. 20 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the antenna unit according to the sixth embodiment of the present invention. 20, this antenna unit 60 has three 2L antenna elements 1A to 1C corresponding to 2L antenna element 1 shown in the first to third embodiments. Each of the 2L antenna elements 1A to 1C has parallel line portions 62A to 62C corresponding to the parallel line portion 2, and has parallel lines 62a and 62b corresponding to the parallel lines 2a and 2b.
[0073]
In FIG. 20, a coaxial cable 4 having a characteristic impedance of 50Ω is bifurcated into coaxial tubes 3c and 3d via a branch point D11. The coaxial tube 3c is connected to a feed point of the 2L antenna element 1C. The coaxial tube 3d is further branched into two coaxial tubes 3a and 3b via a branch point D12. The coaxial tube 3a is connected to a feed point of the 2L antenna element 1A, and the coaxial tube 3b is connected to a feed point of the 2L antenna element 1B. Is done. Here, the length of the coaxial tube 3c is 2L + ΔL, the length of the coaxial tube 3d is L, and the length of the coaxial tubes 3a and 3b is L + ΔL. Therefore, the length from the branch point D11 to which the coaxial cable 4 is connected to each of the 2L antenna elements 1A to 1C is 2L + ΔL. For this reason, the phase at each feeding point of each of the 2L antenna elements 1A to 1C can be made the same.
[0074]
Here, at a branch point D11, the 50Ω coaxial cable 4 is branched into a 75Ω coaxial tube 3d and a 150Ω coaxial tube 3c. At a branch point D12, the 75Ω coaxial tube 3d is converted into a 150Ω coaxial tube 3a. , 3b. As a result, each of the 2L antenna elements 1A to 1C is adjusted to have an impedance of 150Ω, and the impedance is adjusted by the parallel line portions 62A to 62C, respectively. Thereby, the radiated power from each of the 2L antenna elements 1A to 1C becomes equal, and equal power distribution is realized. Here, as shown in the first to third embodiments, each of the parallel line portions 62A to 62C changes any of the interval d, the height h of the parallel plates 22a and 22b, and the dielectric constant of the dielectric member 32. Alternatively, these changes may be combined.
[0075]
In the sixth embodiment, a 6L loop antenna is configured using three 2L antenna elements 1A to 1C. In this case, however, it is not necessary to provide impedance matching means such as a multi-stage transformer. An antenna unit having a 6L loop antenna can be realized. Further, even when each of the loop antenna elements LP1 and LP2 constituting each of the 2L antenna elements 1A to 1C has a different impedance with respect to the feed system as shown in the sixth embodiment, the first embodiment described above. By applying the parallel line sections 2 shown in FIGS. 1 to 3, impedance matching can be performed easily and flexibly, and a versatile 2L antenna element can be manufactured.
[0076]
In Embodiment 6 described above, the radiated power of each of the loop antenna elements 1A to 1C is set to be equal. However, the present invention is not limited to this, and different power distribution can be realized. For example, FIG. 21 shows that a 50Ω coaxial cable 4 is branched into a 100Ω coaxial tube 3d and a 100Ω coaxial tube 3c at a branch point D11, and the coaxial tube 3d is further branched into a 200Ω coaxial tube 3a at a branch point D12. It is bifurcated into a 200Ω coaxial tube 3b. As a result, the impedance of the 2L antenna elements 1A to 1C is adjusted by adjusting the impedance to 200Ω, 200Ω, and 100Ω, respectively. For this reason, the parallel line portions 62A to 62C adjust the impedance so that the respective 2L antenna elements 1A to 1C become 200Ω, 200Ω, and 100Ω, respectively. Thereby, each of the 2L antenna elements 1A to 1C can radiate a radio wave with radiation power of 1: 1: 2 in order.
[0077]
In the first to sixth embodiments, the 2L antenna elements 1A to 1C have been described as constituent elements. However, the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 22, four loop antenna elements LP71 to LP74 are provided. The present invention can be applied to the 4L antenna element described above, and the parallel line section 72 corresponding to the parallel line section 2 may be provided between the loop antenna elements LP72 and LP73. Further, by using the 4L antenna element shown in FIG. 22 in the form described in Embodiments 4 to 6, an antenna unit having 12 loop antenna elements can be realized.
[0078]
Further, in Embodiments 4 to 6, the connection mode of each of 2L antenna elements 1A to 1C may be such that respective 2L antenna elements 81A to 81C are arranged in parallel as shown in FIG. Thus, the plane of polarization of the radio wave radiated from the antenna unit can be set flexibly. Note that the polarization direction of the radio waves shown in FIG.
[0079]
(Embodiment 7)
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described. In the seventh embodiment, an antenna device and a broadcast tower using the antenna units described in the first to sixth embodiments are realized.
[0080]
FIG. 24 is a diagram showing a schematic configuration of a broadcast tower including the antenna device according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 24, the broadcast tower has a tower-like frame body 91 formed by assembling steel members, and a pole portion 92 provided vertically at the upper end thereof. For example, antenna units 93 and 94 corresponding to the above-described antenna unit 40 are attached to the pole portion 92 and the cylindrical portion 95 having a relatively small cross section of the skeleton frame body 91.
[0081]
The mounting of the antenna units 93 and 94 is realized by horizontally and evenly disposing them around the pole portion 92 or the cylindrical portion 95. However, the number of antenna units 93 and 94 to be attached is determined by the size of the cross section of the pole portion 92 or the cylindrical portion 95, that is, the length of the circumference, so that a portion having a drop in transmission gain in the horizontal direction is not formed. Place densely. Therefore, the pole portion 92 requires a small number of antenna units 93, and the cylindrical portion 95 requires a relatively large number of antenna units 94.
[0082]
Here, an example of an antenna device installed in a broadcasting tower will be described with reference to FIG. 25A and 25B are diagrams showing a configuration of the antenna device installed on the pole portion 92, FIG. 25A is a front view of the antenna device, and FIG. 25B is a sectional view taken along line BB. is there. In FIG. 25, the four antenna units 93-1 to 93-4 are provided on the same circumference on the periphery of the pole portion 92, and the antenna units 93-1 to 93-4 are equally spaced by 90 °. Be placed. Each of the antenna units 93-1 to 93-4 is the antenna unit shown in FIG.
[0083]
Each of the antenna units 93-1 to 93-4 is collectively supplied with power by a power supply device 96 arranged on the inner edge of the pole portion 92. In addition, other antenna devices provided with the pole portion 92 and antenna devices provided in the cylindrical portion 95 may be collectively fed by the feeding device 96.
[0084]
Further, the above-described antenna device is not limited to the broadcasting tower of the master station shown in FIG. 24, and can be applied to the broadcasting tower of a slave station having a relay function. In this broadcasting tower, a receiving antenna device for receiving a radio wave from the broadcasting tower of the master station or a broadcasting tower as a higher order slave station shown in FIG. 24 and a transmitting antenna device as the above-described antenna device are installed. A receiving antenna device is provided at a lower portion of the tower, and a transmitting antenna device is provided at an upper portion of the broadcasting tower so as not to interfere with each other.
[0085]
It is preferable that each antenna unit be provided with a radome so as to have strength against wind and rain.
[0086]
According to the seventh embodiment, the antenna units shown in the first to sixth embodiments are used, so that the antenna device or the broadcasting tower can be easily assembled. In addition, since a 6L-type antenna unit can be used, the arrangement combination of the antenna units can be flexibly and efficiently performed.
[0087]
Note that the coaxial tubes and the like described in the above-described first to seventh embodiments may be flexible cables such as the coaxial cable 4. By replacing the cable with a flexible cable, it is possible to flexibly arrange the feeder line in the antenna unit.
[0088]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the impedance matching between the plurality of loop antenna elements and the parallel line connecting the feed line is changed to perform impedance matching with the feed line, a multi-stage transformer is provided. Since there is no need to provide a special part at the connection part of the feeder line, it is possible to perform simple and flexible impedance matching over a wide band, and to improve the attachment of the antenna unit.
[0089]
Further, according to the present invention, a parallel plate is provided between the plurality of loop antenna elements and connecting the feeder line, and a parallel plate fixed along the parallel line is provided, and an area facing the parallel plate is changed. Since the impedance matching with the feeder is performed, it is not necessary to specially provide a multi-stage transformer or the like at the connection part of the feeder, so that simple and flexible impedance matching can be performed in a wide band. This has the effect of improving the mountability of the antenna unit.
[0090]
Further, according to the present invention, there is provided a parallel line connecting a plurality of loop antenna elements and a feed line, a dielectric member is provided between the parallel lines, and the feed line is changed by changing the dielectric constant of the dielectric member. Since the impedance matching between the antenna units is performed, there is no need to provide a multi-stage transformer or the like at the connection part of the feeder line, so that simple and flexible impedance matching can be performed in a wide band and the antenna unit An effect of improving the attachment is exerted.
[0091]
In particular, when a plurality of feed points are provided for a plurality of loop antenna elements, the impedance mismatch at each feed point may be different. The effect is obtained that the impedance can be easily and flexibly adjusted for each of the adjustments.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of an antenna unit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a plan view of the antenna unit shown in FIG.
FIG. 3 is a right side view of the antenna unit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing impedance characteristics when the interval between parallel lines is set to 18 mm.
FIG. 5 is a diagram showing impedance characteristics when the interval between parallel lines is set to 27 mm.
FIG. 6 is a diagram illustrating impedance characteristics when a distance between parallel lines is set to 40 mm.
FIG. 7 is a diagram showing impedance characteristics when the interval between parallel lines is set to 61 mm.
FIG. 8 is a sectional view taken along line AA of the antenna unit shown in FIG.
FIG. 9 is a diagram showing a cross section of a prism and a cylinder having equivalent impedance.
FIG. 10 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an antenna unit according to a second embodiment of the present invention.
11 is a diagram showing a cross-sectional structure of the parallel line portion shown in FIG.
FIG. 12 is a diagram illustrating impedance characteristics when the height of a parallel plate is set to 0 mm.
FIG. 13 is a diagram showing impedance characteristics when the height of a parallel plate is set to 5 mm.
FIG. 14 is a diagram showing impedance characteristics when the height of a parallel plate is set to 10 mm.
FIG. 15 is a diagram showing impedance characteristics when the height of the parallel plate is set to 20 mm.
FIG. 16 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an antenna unit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an antenna unit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an antenna unit according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna unit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an antenna unit according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna unit according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna unit according to the first to sixth embodiments of the present invention.
FIG. 23 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a modification of the antenna unit according to the fourth to sixth embodiments of the present invention.
FIG. 24 is a diagram illustrating a schematic configuration of a broadcast tower including an antenna device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a diagram illustrating an example of the antenna device illustrated in FIG. 24;
FIG. 26 is a front view showing a configuration of a conventional antenna unit.
FIG. 27 is a right side view showing the configuration of the antenna unit shown in FIG. 26.
FIG. 28 is a diagram showing a schematic circuit configuration of the antenna unit shown in FIG. 26;
FIG. 29 is a cross-sectional view taken along line CC, showing the vicinity of a power supply connection point of the antenna unit shown in FIG.
30 is a diagram illustrating impedance characteristics of a 2L antenna element itself of the antenna unit illustrated in FIG. 26;
FIG. 31 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of an antenna unit that is a 4L loop antenna in which two 2L antenna elements are directly connected to a bifurcated feed line.
[Explanation of symbols]
1,1A-1C, 51B, 81A-81C 2L antenna element
2, 42A to 42C, 52B, 62A to 62C, 72, 82A to 82C Parallel line section
2a, 2b, 42a, 42b, 52a, 52b, 62a, 62b, 72a, 72b, 82a, 82b Parallel line
3,3a-3d coaxial tube
4 Coaxial cable
5 Reflector
10, 20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 93, 93-1 to 93-4, 94 Antenna unit
11a-11c inner conductor
22a, 22b Parallel plate
32 dielectric member
71 4L antenna element
91 Skeletal Frame
92 pole section
95 cylindrical part
96 Power supply device
LP1, LP2, LP71-LP74 loop antenna element
D1, D11, D12 branch point

Claims

In an antenna unit having a plurality of loop antenna elements each forming a loop,
An antenna, comprising: a parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and a feeder line; and a parallel line unit that changes an interval between the parallel lines to perform impedance matching with the feeder line. unit.

In an antenna unit having a plurality of loop antenna elements each forming a loop,
A parallel line is provided between the plurality of loop antenna elements and connecting the feed line, and a parallel plate fixed along the parallel line is provided. An antenna unit comprising a parallel line section for performing impedance matching.

3. The antenna unit according to claim 2, wherein the parallel line portion performs impedance matching with a feeder line by changing a facing area of the parallel plate and changing an interval between the parallel lines. 4.

In an antenna unit having a plurality of loop antenna elements each forming a loop,
A parallel line connecting the plurality of loop antenna elements and the feed line; a dielectric member provided between the parallel lines; impedance matching with the feed line is performed by changing a dielectric constant of the dielectric member; An antenna unit comprising a parallel line section.

The parallel line portion is provided with a parallel flat plate fixed along the parallel line, the area facing the parallel flat plate, the dielectric constant of the dielectric member, or any one or more of the spacing between the parallel lines The antenna unit according to claim 4, wherein impedance matching with the power supply line is performed by changing the combination setting.

It further includes a reflector,
The antenna unit according to claim 1, wherein the plurality of loop antenna elements are arranged on the reflector at a predetermined distance.

An antenna device, wherein the antenna units according to any one of claims 1 to 6 are uniformly arranged in a ring shape.

A broadcasting tower, wherein the antenna unit according to any one of claims 1 to 6 or the antenna device according to claim 7 is installed at a predetermined ground height.