JP2004040915A - 高電圧発生用電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の極性の異なる２つのＤＣ−ＤＣコンバータの出力を切り替える際に発生するスパイク状の電圧を軽減する。
【解決手段】２つのトランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１の一部を短絡するためのリレーＲ３、Ｒ４を設け、出力電圧の極性の切替え用のリレーＲ１、Ｒ２と連動して、出力が選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータ１０又は２０のトランス１２、２２の巻線を短絡させる。これにより、２個のトランス１２、２２間での磁気結合による電圧の誘起作用が抑制され、動作していないＤＣ−ＤＣコンバータ側の整流回路１３又は２３のコンデンサに電荷が貯まることを防止できる。そのため、リレーＲ２を切り替えた瞬間に、不所望のスパイク状の電圧が出力されることがなくなる。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた高電圧発生用の電源回路に関し、更に詳しくは、質量分析計の検出器の電源として好適な電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、質量分析計において高い感度でイオンを検出するために、コンバージョンダイノードと二次電子増倍管とを組み合わせたイオン検出器が利用されている。こうしたイオン検出器では、正イオンと負イオンとを選択的に検出するために、そのイオンの極性に応じて負極性又は正極性の高電圧（例えば最大で±１０ｋＶ程度）をコンバージョンダイノードに印加する必要がある。こうした高電圧発生用の電源回路としては、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたものが利用されている。
【０００３】
従来のイオン検出器用の電源回路は、正負の高電圧を切り替えて出力するために、正極性の高電圧を出力する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、負極性の高電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、両ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を切り替えるリレーと、を備える。第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータはそれぞれ、昇圧用のトランスと、該トランスの１次側に設けられたレギュレータ回路と、トランスの２次側に設けられた整流回路とを含み、各整流回路でそれぞれ正極性、負極性の電圧を取り出す構成となっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
こうした構成の電源回路では、出力が選択される側のＤＣ−ＤＣコンバータにのみ選択的に入力電力を供給し、選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータには入力電力を供給しないことによってその動作を停止させるようにしている。しかしながら、２つのＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる２つのトランスは近接して配置されているため、このトランス同士の磁気結合が生じる。そのため、選択されていない側、つまり昇圧動作が停止されている筈のＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの２次側巻線にも電圧が発生し、その電圧が後段の整流回路のコンデンサを充電する。このコンデンサに貯まった電荷は出力切替え用のリレーが切り替わるまで放電経路を持たないため、該リレーを切り替えた瞬間に、出力端に意図せぬ大きな電圧が発生する恐れがある。この電圧はスパイク状の高電圧であり、出力端に接続されている機器（例えば上記イオン検出器）の故障の原因となり得る。
【０００５】
本発明はかかる課題を解決するために成されたものであり、その目的とするところは、上述したような意図しない電荷の蓄積によるリレー切替え時の瞬間的な電圧発生を防止することができる高電圧発生用の電源回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために成された本発明は、第１のトランスを含む第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、第２のトランスを含み第１のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる極性の電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のいずれか一方を選択して出力する出力切替え手段と、を具備する電源回路において、
ａ）第１及び第２のトランスの１次側巻線の少なくとも一部分をそれぞれ短絡するための第１及び第２のスイッチ手段と、
ｂ）前記出力切替え手段の切替え動作に連動して、出力が選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記トランスの１次側巻線を短絡するべく第１又は第２のスイッチ手段を作動させる制御手段と、
を備えることを特徴としている。
【０００７】
【発明の実施の形態、及び効果】
例えば、第１のＤＣ−ＤＣコンバータにより発生させた正極性の高電圧を出力したい場合、第１のＤＣ−ＤＣコンバータに入力電力が供給され、その出力電圧を出力端に導くように出力切替え手段は設定される。このとき、制御手段は、出力が選択されていない側、つまり第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの１次側巻線の少なくとも一部を短絡するように第２のスイッチ手段を作動させる。上記のような入力電力によって第１のトランスが駆動されるとき、第１のトランスと第２のトランスとの磁気結合によって、第２のトランスにも電圧を誘起させるような作用が生じる。
【０００８】
しかしながら、上記第２のスイッチ手段によって第２のトランスの１次側巻線の少なくとも一部が短絡されているため、第１のトランスから見たとき、及び、第２のトランスの２次側巻線から見たときに、第２のトランスの１次側巻線には重い負荷が接続されていることになる。そのため、第２のトランスの２次側巻線には電圧が誘起されにくい。従って、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてトランスの２次側に設けられている整流回路などのコンデンサが充電されることがなくなり、又は充電されたとしてもごく僅かで済む。なお、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにより発生する負極性の高電圧を出力したい場合にも同様である。
【０００９】
従って、本発明に係る高電圧発生用電源回路によれば、出力切替え手段によって出力を切り替えた瞬間に、不所望のスパイク状の高電圧が出力されてしまうことを防止することができる。また、トランスに磁気シールドを施すことによって近接したトランス同士の磁気結合を回避することもできるが、その場合には形状が大きくなり、構造的な自由度が非常に小さくなる。その点、本発明に係る電源回路では、僅かな回路の追加のみでほぼ同等の効果を得ることができるので、構造的な自由度を損なわず、コストも小さくて済む。更にまた、電圧の高い２次側巻線を短絡するのでなく印加電圧の低い１次側巻線を短絡するようにしているため、第１及び第２のスイッチ手段として耐電圧特性が低いようなリレーを用いることができ、その点でもコスト的に有利である。
【００１０】
【実施例】
以下、本発明に係る高電圧発生用の電源回路の一実施例について、図１を参照して説明する。図１は本実施例の電源回路の構成図である。
【００１１】
本実施例の電源回路は、正極性の電圧を発生するための第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、負極性の電圧を発生するための第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とを含み、各ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０は、１次側巻線Ｌ１及び２次側巻線Ｌ２を有する昇圧用の第１及び第２トランス１２、２２と、その１次側巻線Ｌ１に印加する電圧を安定的に制御するための第１及び第２レギュレータ回路１１、１２と、２次側巻線Ｌ２に発生した電圧を整流する第１及び第２整流回路１３、２３と、をそれぞれ備える。
【００１２】
第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の第１及び第２レギュレータ回路１１、２１には、第１リレーＲ１により択一的に、給電用トランジスタ３５から入力電力が供給される。一方、第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の第１及び第２整流回路１３、２３の出力は、第２リレーＲ２により択一的に選択され、平滑回路３０を介して出力端から外部へ出力される。この出力電圧Ｖｏｕｔは分圧抵抗器３１により分圧され、そのごく一部が誤差アンプ３２の正端子に入力される。一方、誤差アンプ３２の負端子には基準電圧Ｖｒｅｆが制御回路３６より与えられ、誤差アンプ３２は正負端子間の電圧差に応じた電流信号を出力する。制御回路３６からの制御により開閉される、トランジスタから成るスイッチ３３が閉じた状態にあるときには、誤差アンプ３２の出力電流は極性反転部３４に入力される。出力電圧Ｖｏｕｔの極性に応じて誤差アンプ３２の出力の極性は反転するため、この極性反転部３４により給電用トランジスタ３５のベース端子に入力する電流の極性を揃える。
【００１３】
なお、本実施例の構成では、第１及び第２トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１は３つに分割されており、そのうちの上２つの分割巻線（端子Ｐ１〜Ｐ２と端子Ｐ３〜Ｐ４）には、第１及び第２レギュレータ回路１１、２１にそれぞれ含まれる２つのトランジスタによって、交互に逆方向に電圧が印加され、これによって２次側巻線Ｌ２の両端に正負両方向の振幅を有する交流電圧を発生させる。また、１次側巻線Ｌ１のうちの最も下の分割巻線（端子Ｐ５〜Ｐ６）は、上記トランジスタに制御信号を供給するために用いられている。但し、図１に記載しているＤＣ−ＤＣコンバータの構成は一例であって、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１４】
本実施例の特徴的な構成として、第１及び第２ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０の各トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１にあって端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡可能であるように、第３及び第４リレーＲ３、Ｒ４が設けられている。この第３、第４リレーＲ３、Ｒ４は上記第１、第２リレーＲ１、Ｒ２と同様に、制御回路３６から出力される切替信号〔＋ＨＶ〕及び〔−ＨＶ〕に応じて電流が流れる電磁コイル群ＲＹにより、その開閉が制御される。
【００１５】
本電源回路の動作の一例を説明する。いま、制御回路３６は、出力端における出力電圧Ｖｏｕｔ　を＋１０［ｋＶ］とするために、誤差アンプ３２に対する基準電圧Ｖｒｅｆを１０［Ｖ］に設定する。そして、切替信号〔＋ＨＶ〕を０［Ｖ］に、切替信号〔−ＨＶ〕を＋２４［Ｖ］に設定すると、第１及び第２リレーＲ１、Ｒ２はいずれも第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０側（つまり図１では下方側）に接続され、また第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０における第４リレーＲ４は導通して第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡する。一方、第３リレーＲ３は遮断したままであるので、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧動作には何ら影響を与えない。
【００１６】
次いで、制御回路３６が切替信号〔ＨＶ〕をスイッチ３３に与え、スイッチ３３を導通させる。これにより、給電用トランジスタ３５のベース端子に電流が流れ、第１リレーＲ１を通して第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に入力電力が供給される。これに応じて第１レギュレータ回路１１は第１トランス１２の１次側巻線Ｌ１に所定の入力電圧を印加し、２次側巻線Ｌ２には昇圧された電圧が出力される。この電圧は第１整流回路１３で整流されて正極性の振幅の電圧のみが取り出され、第２リレーＲ２を通して平滑回路３０へと与えられる。平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔは分圧抵抗器３１により分圧され、出力電圧Ｖｏｕｔに比べて遙かに低い電圧が誤差アンプ３２の正端子に入力される。
【００１７】
誤差アンプ３２はその入力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆである１０［Ｖ］との差に応じた電流を出力することによって、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電力を調節する。従って、上記のように第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を通した帰還ループにより、出力端の出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧である＋１０［ｋＶ］に安定的に制御される。
【００１８】
ここで、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０における第１トランス１２と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０における第２トランス２２とは近接して配置されるため、第１トランス１２から発生する磁力線は第２トランス２２の巻線の中を通過する。つまり、第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１には外部（ここではレギュレータ回路２１）から入力電圧は印加されないものの、両トランス１２、２２の磁気結合によって、第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１及び２次側巻線Ｌ２には電圧の誘起作用が働く。しかしながら、上述したように、第４リレーＲ４によって第２トランス２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間は短絡しているため、第１トランス１２から見たとき、及び第２トランス２２の２次側巻線Ｌ２から見たときの負荷は非常に重くなる。そのため、上記のような電圧の誘起作用は抑制され、第２トランス２２の２次側巻線Ｌ２の両端には殆ど電圧は生じない。
【００１９】
そのため、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作している間に、第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の第２整流回路２３のコンデンサには電荷は殆ど貯まらない。そのため、出力電圧の極性を切り替えるために、制御回路３６が切替信号〔＋ＨＶ〕を０→＋２４［Ｖ］に、切替信号〔−ＨＶ〕を＋２４→０［Ｖ］に切り替え、それによって第２リレーＲ２が第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力を選択するように切り替わった瞬間においても、出力端には第２整流回路２３のコンデンサの放電によるスパイク状の高電圧は現れない。
【００２０】
また、上記説明は、出力端から正極性の高電圧を出力する場合の例であるが、負極性の高電圧を出力する場合には、第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と第２ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とが入れ替わるのみであって、基本的な動作は同じであって、このときにも、動作を行っていない第１ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の第１整流回路１３のコンデンサには電荷は殆ど貯まることがない。
【００２１】
なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の請求項に記載の範囲で、適宜変形や追加を行っても本発明に包含されることは当然である。例えば、上記実施例では、第３、第４リレーＲ３、Ｒ４により第１及び第２トランス１２、２２の１次側巻線Ｌ１の端子Ｐ１〜Ｐ４間を短絡するようにしていたが、原理的に２次側巻線や他のトランスから見たときの負荷が重くなるようにしさえすれば、他の部分を短絡してもよい。もちろん、レギュレータ回路の構成によっても効果が相違するから、その回路構成に応じて最も効果的な箇所を短絡することが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による電源回路の構成図。
【符号の説明】
１０、２０…ＤＣコンバータ
１１、２１…レギュレータ回路
１２、２２…トランス
Ｌ１…１次側巻線
Ｌ２…２次側巻線
１３、２３…整流回路
３０…平滑回路
３１…分圧抵抗器
３２…誤差アンプ
３３…スイッチ
３４…極性反転部
３５…給電用トランジスタ
３６…制御回路
Ｒ１〜Ｒ４…リレー

Claims (1)

1. 第１のトランスを含む第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、第２のトランスを含み第１のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる極性の電圧を出力する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のいずれか一方を選択して出力する出力切替え手段と、を具備する電源回路において、
   ａ）第１及び第２のトランスの１次側巻線の少なくとも一部分をそれぞれ短絡するための第１及び第２のスイッチ手段と、
   ｂ）前記出力切替え手段の切替え動作に連動して、出力が選択されていない側のＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記トランスの１次側巻線を短絡するべく第１又は第２のスイッチ手段を作動させる制御手段と、
   を備えることを特徴とする高電圧発生用電源回路。

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