JP2003033013A - 共振形双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ、及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ソフトスイッチングによりノイズや熱の発生
を押さえ、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧、
または降圧する共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供する。 【解決手段】 直列に接続したＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２
の接続点に平滑用インダクタンスＬと、ＭＯＳＦＥＴＱ
１、Ｑ２の両端にそれぞれ緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２
とを接続した共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、平滑用インダクタンスＬの両端に、緩衝用コンデン
サＣ１、Ｃ２に共振電流を流すための、ＭＯＳＦＥＴＱ
ｒ１、Ｑｒ２を用いた双方向スイッチ回路とそれに直列
に接続された共振用インダクタンスＬｒとを有する補助
回路Ｈ１を接続する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの
昇圧、降圧動作の両方において、緩衝用コンデンサＣ
１、Ｃ２の充放電を、共振用インダクタンスＬｒに流れ
る共振電流により制御し、特にＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２
のソフトスイッチングを実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電圧を、異な
る電圧の直流電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、例えば自動車等車両装置におけ
る、１２Ｖ系の車両用電源装置の負荷増加に伴い、新し
い電源系統として、４２Ｖ系の車両用電源装置が提案さ
れつつある。しかし、完全に車両用電源装置が１２Ｖ系
から４２Ｖ系へ移行するまでには、インフラ整備の問題
等も含め時間がかかると思われるため、これまでの車両
用の電装部品の流用などを考慮すると、これら１２Ｖ系
と４２Ｖ系の２つの電源系統が存在するのが好ましい。
また、これら１２Ｖ系と４２Ｖ系の車両用電源装置を併
用したとき、どちらかのバッテリー残量が少ない場合
に、４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したり、
逆に４２Ｖ系から１２Ｖ系へエネルギーを供給したりで
きる方が好ましい。このため、２つの電源系統の電力
を、お互い相互補完する電力変換装置が必要になる。

【０００３】従来、このような直流電圧を、異なる電圧
の直流電圧へ変換する電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ）には、例えば特開平８−８００３８号公報に記載
されたものがある。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧
をスイッチングして断続的にコイルやトランス等の誘導
性の負荷に供給し、この誘導性の負荷に励振される電気
エネルギーを整流して異なる電圧の直流電圧として取り
出す。このようなＤＣ−ＤＣコンバータを２個並列に接
続することで、前述の１２Ｖ系と４２Ｖ系の相互補完の
ように、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧する
場合と降圧する場合とに対応する手法も考えられるが、
回路規模やコストの面で無駄が多い。

【０００４】そこで、図１９に示すように、１２Ｖ系と
４２Ｖ系とを相互補完するために、直流電圧を、異なる
電圧の直流電圧へ昇圧する場合と降圧する場合の両方に
対応した、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが用いら
れている。この非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置
Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用
電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギー
を断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的に
は、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング
制御により導通または遮断されるドレイン端子ＤＣ１と
ソース端子ＳＣ２を直列に接続した第１、第２の主スイ
ッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semico
nductor Field Effect Transistor）Ｑ１、及びＭＯＳ
ＦＥＴＱ２を備えている。更に、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭ
ＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続され、１２Ｖ
車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続された、電圧変換
に利用する電気エネルギーを蓄えるための平滑用インダ
クタンスＬを備えている。

【０００５】また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２のドレイン
端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、またはＤＣ２
とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダ
イオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。また、１２Ｖ
車両用電源装置Ｖ１の両端には、電圧平滑用の平滑用コ
ンデンサＣ３が接続され、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の
両端には、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ４が接続さ
れている。

【０００６】次に、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作を簡単に説明する。まず、非絶縁双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気
エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動
作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子ＤＣ１とソー
ス端子ＳＣ１間の導通と遮断を断続的に繰り返すスイッ
チング動作を行う。そして、これにより平滑用インダク
タンスＬに誘起される電圧を、整流用ダイオードＤ２に
より整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４
２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系
の負荷Ｒ２に供給したりする。

【０００７】また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
が４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用し
て１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２とソース端子ＳＣ２間の導
通と遮断を断続的に繰り返すスイッチング動作を行う。
そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起され
る電圧を、整流用ダイオードＤ１により整流し、更に平
滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置
Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給し
たりする。

【０００８】なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧
比は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によるＭ
ＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端
子とソース端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチン
グ信号のデューティー比）で決定される。また、図１９
に示したダイオードＱＤ１、ＱＤ２は、それぞれＭＯＳ
ＦＥＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードであって、実際はＭ
ＯＳＦＥＴの素子内部にあり、実際の部品としては存在
しない要素である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の非絶縁
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その主スイッチング
素子のスイッチング動作が、スイッチング素子に電圧が
印加され、電流が流れたままのハードスイッチングであ
るため、サージ電圧などのスイッチングによって発生す
るノイズに対する特別な対策が不可欠であるという問題
があった。また、スイッチング素子で発生するスイッチ
ング損失の割合が高い為、ヒートシンクが小型化でき
ず、結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化するこ
とが難しいという問題があった。

【００１０】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
で、ソフトスイッチングによりノイズや熱の発生を押さ
え、直流電圧を、異なる電圧の直流電圧へ昇圧、または
降圧する共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１に記載の発明は、ダイオードを逆並列に接
続した第１、第２の主スイッチング素子（例えば実施の
形態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２、またはＩ
ＧＢＴＱ３とダイオードＤ１の組み合わせとＩＧＢＴＱ
４とダイオードＤ２の組み合わせ）と、前記第１、第２
の主スイッチング素子の接続点に、一方の端を接続され
た平滑用インダクタンス（例えば実施の形態の平滑用イ
ンダクタンスＬ）と、前記第１、第２の主スイッチング
素子と並列に接続された緩衝用コンデンサ（例えば実施
の形態の緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２）と、前記緩衝用
コンデンサに共振電流を流すために、前記平滑用インダ
クタンスの両端に並列に接続された補助回路（例えば実
施の形態の補助回路Ｈ１、または補助回路Ｈ２）とを備
えた共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
補助回路は、双方向スイッチ回路と、該双方向スイッチ
回路に直列に接続されるとともに前記２個の緩衝用コン
デンサと共振する共振用インダクタンス（例えば実施の
形態の共振用インダクタンスＬｒ）とを有することを特
徴とする。以上の構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータの
昇圧動作と降圧動作の両方において、第１、第２の主ス
イッチング素子に並列に接続された２個の緩衝用コンデ
ンサの充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成
する共振用インダクタンスに流れる共振電流により制御
し、これにより、特に第１、第２の主スイッチング素子
のゼロ電圧及びゼロ電流でのスイッチング動作（いわゆ
る「ソフトスイッチング動作」）を実現し、ＤＣ−ＤＣ
コンバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえ
た効率的な動作をさせることができる。

【００１２】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であっ
て、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、
前記第１、または第２の主スイッチング素子と逆並列に
設けられたダイオード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥ
ＴＱ１、Ｑ２の寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２、または
整流用ダイオードＤ１、Ｄ２）を経由して流れている状
態において、前記補助回路の共振用インダクタンスを通
電状態にし、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての
電流が、前記第１、または第２の主スイッチング素子
（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、または
ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４）を経由して流れている状態におい
て、前記補助回路の共振用インダクタンスを非通電状態
としたことを特徴とする。以上の制御により、一方の電
源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気エネル
ギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の電源に
供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑用イン
ダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移行する
までの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各スイッ
チング素子の補助回路を利用したソフトスイッチングを
実現する。

【００１３】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの第１、第２の主
スイッチング素子がスイッチング制御により導通または
遮断される第１、第２のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形
態のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２）で構成さ
れ、前記ダイオードがＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイ
オード（例えば実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２の
寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２）で構成されている場合
に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であっ
て、前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、
前記第１、または第２のＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダ
イオードを経由して流れ始める時に、電流の流れる該寄
生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴを同時に導通させるこ
とを特徴とする。以上の構成及び制御により、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの双方向の電圧変換動作において、整流機
能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることにより、Ｍ
ＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下の少な
いＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現する。

【００１４】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ
回路が、ソース端子同士またはドレイン端子同士を接続
した第３、第４のＭＯＳＦＥＴ（例えば実施の形態のＭ
ＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２）で構成されて
いる場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方
法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流
すために、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴを同時に導通
させ、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼ
ロになる寸前に、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴの内、
共振電流がソース端子からドレイン端子に流れる一方の
ＭＯＳＦＥＴを遮断させ、前記共振用インダクタンスに
流れる共振電流がゼロになった後に、他方のＭＯＳＦＥ
Ｔを遮断させることを特徴とする。以上の構成及び制御
により、共振電流を流すための双方向スイッチ回路にお
いて、双方向スイッチ回路のＭＯＳＦＥＴを２個同時に
導通させるので、ダイオードでの電圧降下が無くなり導
通損失が少なくなる。また、共振電流がゼロになっても
遮断したＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにより共振イン
ダクタンスの電流が逆方向に流れることがない。

【００１５】請求項５に記載の発明は、請求項１に記載
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向スイッチ
回路が、スイッチング制御により導通または遮断され導
通方向を逆向きに接続した第１、第２の補助スイッチン
グ素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱｒ３とＩＧＢＴ
Ｑｒ４）と、前記第１、第２の補助スイッチング素子の
それぞれと逆並列に接続された第１、第２の方向制御用
ダイオード（例えば実施の形態の方向制御用ダイオード
Ｄｒ１と方向制御用ダイオードＤｒ２）とで構成されて
いる場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方
法であって、前記共振用インダクタンスに共振電流を流
すために、前記共振用インダクタンスに流れる共振電流
の方向と前記第１、第２の方向制御用ダイオードの導通
方向に対応して、前記第１、第２の補助スイッチング素
子のいずれか一方を導通させ、該導通させた前記補助ス
イッチング素子を、前記共振用インダクタンスに流れる
共振電流がゼロになった後に遮断させることを特徴とす
る。以上の構成及び制御により、双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作と降圧動作とで変化する共振電流の方
向に対応した補助スイッチング素子の交互の導通、遮断
動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチ
ング動作を実現する。

【００１６】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、図面
を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１
は、本発明の第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを示す回路図である。図１において、第１
の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
１２Ｖ系の負荷Ｒ１に接続された１２Ｖ車両用電源装置
Ｖ１と、４２Ｖ系の負荷Ｒ２に接続された４２Ｖ車両用
電源装置Ｖ２との間に配置され、一方の電気エネルギー
を断続的にスイッチングして他方へ供給する。具体的に
は、４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端に、スイッチング
制御により導通または遮断されるＭＯＳＦＥＴＱ１、及
びＭＯＳＦＥＴＱ２を備えており、ＭＯＳＦＥＴＱ１の
ドレイン端子ＤＣ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子Ｓ
Ｃ２が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端子ＳＣ１
とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子ＤＣ２が４２Ｖ車両
用電源装置Ｖ２の両端に接続されている。更にＭＯＳＦ
ＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２の接続点に一方の端を接続
され、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１に他方の端を接続され
た、電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄えるための
平滑用インダクタンスＬを備えている。なお、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ１、Ｑ２が第１、第２の主スイッチング素子を構
成する。

【００１７】また、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子Ｄ
Ｃ１とソース端子ＳＣ１間には、並列に緩衝用コンデン
サＣ１が接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子Ｄ
Ｃ２とソース端子ＳＣ２間には、並列に緩衝用コンデン
サＣ２が接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ
２のドレイン端子とソース端子間（ＤＣ１とＳＣ１間、
ＤＣ２とＳＣ２間）には並列にＭＯＳＦＥＴに含まれる
寄生ダイオードＱＤ１、ＱＤ２が存在している。更に、
緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２に共振電流を流すために、
平滑用インダクタンスＬの両端に、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１
とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用インダクタンスＬｒ
からなる補助回路Ｈ１が並列に接続されている。ここ
で、補助回路Ｈ１は、ソース端子同士（ＳＣｒ１、ＳＣ
ｒ２）を接続した２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２
に、共振用インダクタンスＬｒを直列に接続して構成す
る。なお、２個のＭＯＳＦＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、寄生
ダイオードＱＤｒ１、ＱＤｒ２が逆向きになるよう接続
されれば良く、ドレイン端子同士（ＤＣｒ１、ＤＣｒ
２）を接続した構成であっても良い。

【００１８】また、１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の両端に
は、電圧平滑用の平滑用コンデンサＣ３が接続され、４
２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の両端には、電圧平滑用の平滑
用コンデンサＣ４が接続されている。なお、図１に示し
たダイオードＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２は、
それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２の寄
生ダイオードであって、実際はＭＯＳＦＥＴの素子内部
にあり、実際の部品としては存在しない要素である。

【００１９】次に、上述の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作を簡単に説明する。まず、非絶縁双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータが１２Ｖ車両用電源装置Ｖ１の電気
エネルギーを利用して４２Ｖ系へ電圧を供給する昇圧動
作では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイ
ン端子とソース端子間の導通と遮断を交互に繰り返すス
イッチング動作を行う。そして、これにより平滑用イン
ダクタンスＬに誘起される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ２に
より整流し、更に平滑用コンデンサＣ４で平滑化して４
２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の充電に利用したり、４２Ｖ系
の負荷Ｒ２に供給したりする。このとき、特にＭＯＳＦ
ＥＴＱ１を遮断状態から導通状態に切り替える際に、緩
衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒ
との共振電流によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１に印加される
電圧と流れる電流とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソフ
トスイッチングを実現する。

【００２０】また、非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
が４２Ｖ車両用電源装置Ｖ２の電気エネルギーを利用し
て１２Ｖ系へ電圧を供給する降圧動作では、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子
間の導通と遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行
う。そして、これにより平滑用インダクタンスＬに誘起
される電圧を、ＭＯＳＦＥＴＱ１により整流し、更に平
滑用コンデンサＣ３で平滑化して１２Ｖ車両用電源装置
Ｖ１の充電に利用したり、１２Ｖ系の負荷Ｒ１に供給し
たりする。このとき、特にＭＯＳＦＥＴＱ２を遮断状態
から導通状態に切り替える際に、緩衝用コンデンサＣ
１、Ｃ２と共振用インダクタンスＬｒとの共振電流によ
って、ＭＯＳＦＥＴＱ２に印加される電圧と流れる電流
とを制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソフトスイッチングを
実現する。

【００２１】なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧
比は、ＰＷＭ制御によるＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯ
ＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子間の導通と遮
断の時間比率（スイッチング信号のデューティー比）で
決定される。また、主スイッチング素子や補助スイッチ
ング素子には、ＭＯＳＦＥＴの他、逆阻止サイリスタ、
ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトラ
ンジスタ、ＩＧＢＴ等を用いても良く、逆阻止サイリス
タ、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを用い
た例は、ＩＧＢＴを用いた場合を代表に、第２の実施の
形態として詳細を後述する。

【００２２】次に、図面を用いて、第１の実施の形態の
共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の
詳細を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、
図１の回路図における各部分の電圧や電流の表記を先に
定義する。まず、電圧の定義は、緩衝用コンデンサＣ１
の両端にかかる、共振用インダクタンスＬと接続される
側を正方向として表した電圧をＶｃ１、緩衝用コンデン
サＣ２の両端にかかる、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と
接続される側を正方向として表した電圧をＶｃ２とす
る。また、電流の定義は、平滑用インダクタンスＬを流
れる電流をＩＬとする。ここで、電流ＩＬの流れる向き
は昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動作
時は、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１からＭＯＳＦＥＴＱ
１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２へ向かって流れる方向を正
方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。

【００２３】同様に、共振用インダクタンスＬｒを流れ
る電流をＩＬｒとする。ここで、電流ＩＬｒの流れる向
きは昇圧動作時と降圧動作時で反対になるので、昇圧動
作時は、ＭＯＳＦＥＴＱ１、またはＭＯＳＦＥＴＱ２か
ら１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ向かって流れる方向を
正方向とし、降圧動作時は、その逆を正方向とする。

【００２４】また、共振用インダクタンスＬと接続され
る側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きを正方向とし
て表した電流をＩＱ１、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と
接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きを正
方向として表した電流をＩＱ２とする。

【００２５】次に、上記で定義した各部分の電圧と電流
の表記に基づいて、まず、図２から図４に示す（ａ）モ
ードａ−１から（ｉ）モードａ−９までの各状態を示し
た図と、図５に示す波形図を用いて、第１の実施の形態
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を説明
する。なお、図２から図４では導通状態を分りやすく説
明するため、非導通状態の回路要素を省略して説明して
いる。図５の波形図では、最下段に示したモード番号が
上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記の各
モードに対応した信号波形を示す。まず、（ａ）モード
ａ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータは、昇圧動作の定常状態にあり、１２
Ｖ系車両用電源装置Ｖ１が平滑用インダクタンスＬへの
電気エネルギーの蓄積を行っている。このとき、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１は導通状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は遮断状態に
あり、従って、平滑用インダクタンスＬを流れる電流Ｉ
Ｌは、全てＭＯＳＦＥＴＱ１を流れている。

【００２６】次に、（ｂ）モードａ−２において、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタ
ンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を充
電し、緩衝用コンデンサＣ２を放電する。この状態は、
平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２
とが共振している状態である。また、このとき、共振状
態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＮ状態にあり、電圧
が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｃ１は上昇する。しかし、両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用
コンデンサＣ１が与える時定数のため急速には上昇でき
ず、ＭＯＳＦＥＴＱ１は、緩衝用コンデンサＣ１の両端
電圧、すなわちその両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態で
ターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Ze
ro Voltage Switching）となる。図５の波形図には、こ
のゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ａ）ＺＶＳ」
として示している。

【００２７】ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすること
により、緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼ
ロ”に達すると、（ｃ）モードａ−３において、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通状態になり、
平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生
ダイオードＱＤ２を流れるようになるが、この寄生ダイ
オードＱＤ２が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２を同
時にターンＯＮする。すると、平滑用インダクタンスＬ
を流れる電流ＩＬはダイオードＱＤ２を通過させること
無く、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子Ｓ
Ｃ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れるようになり、ダイ
オードＱＤ２に電流を導通させる場合よりも導通損失を
少なくし、効率良く電力を４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２
へ伝えることができ、ＭＯＳＦＥＴの同期整流が実現す
る。従って、このＭＯＳＦＥＴＱ２の整流作用により、
１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１から昇圧されて平滑用イン
ダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、４２Ｖ系
車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第１の実施の形態の共
振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作となる。

【００２８】また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする
場合、その両端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流
れ始める前のためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ２のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero current Switchin
g）となる。図５の波形図には、このゼロ電圧スイッチ
ング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｂ）ＺＶ
Ｓ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示している。

【００２９】次に、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦ
し、定常状態の（ａ）モードａ−１に戻る準備として、
（ｄ）モードａ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２をタ
ーンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ１もターンＯＮす
る。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、４
２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源
装置Ｖ１の電圧の差の電圧が印加されることになるの
で、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒ
は直線的に上昇する。また、このとき、ＭＯＳＦＥＴＱ
ｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でターンＯＮ
されるのでゼロ電流スイッチングとなる。図５の波形図
には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｄ）
ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示している。このと
き、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１はターンＯＮしなくても寄生ダ
イオードＱＤｒ１により共振電流ＩＬｒを導通させるこ
とができるが、寄生ダイオードＱＤｒ１の導通損失の方
が多く発生するので、これを回避するために、オン抵抗
の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ１をターンＯＮすることで寄
生ダイオードＱＤｒ１を導通させるときよりも導通時の
損失が低減される。

【００３０】この状態で共振用インダクタンスＬｒを流
れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れ
る電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードａ−５にお
いて、ＭＯＳＦＥＴＱ２に４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２
と接続される側からＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの
電流が流れはじめる。次に、（ｆ）モードａ−６におい
て、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、共振用イ
ンダクタンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共
振が発生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電
流ＩＬｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を放電し、緩
衝用コンデンサＣ２を充電する。また、このとき、緩衝
用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、緩衝用コンデン
サＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ２は両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”の状態でター
ンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチングとなる。図５の波
形図には、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を
「（ｆ）ＺＶＳ」として示している。

【００３１】そして、（ｇ）モードａ−７において、緩
衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”になる
と、ＭＯＳＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通可
能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期
させてＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮすると、寄生ダイ
オードＱＤ１には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソ
ース端子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１間を流れる同期整
流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ１が導通状
態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮさせ
なくても寄生ダイオードＱＤ１により整流させることは
できるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ１
をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通さ
せるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする場合、その両
端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前の
ためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ１の
ターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッ
チングとなる。図５の波形図には、このゼロ電圧スイッ
チング、ゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）Ｚ
ＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。

【００３２】また、このとき、共振用インダクタンスＬ
ｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、１２Ｖ系
車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されるので、共振用イ
ンダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少
する。この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共
振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流
ＩＬよりも小さくなり始めると、（ｈ）モードａ−８に
おいて、ＭＯＳＦＥＴＱ１に（ｇ）モードａ−７のとき
とは反対の、平滑用インダクタンスＬと接続される側か
らＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れる向きの電流が流れ始める。
更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬ
ｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モード
ａ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１を先にターンＯＦ
Ｆする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ１の寄生ダイ
オードＱＤｒ１を流れるようになる。

【００３３】また、共振用インダクタンスＬｒを流れる
共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常
状態の（ａ）モードａ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ
２をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２
は、電流が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるのでゼ
ロ電流スイッチングとなる。図５の波形図には、このゼ
ロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）ＺＣＳ」とし
て示している。

【００３４】なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２のターンＯＦＦ
は、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いの
で、定常状態の（ａ）モードａ−１の間にターンＯＦＦ
するようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少し
てゼロになっても寄生ダイオードＤｒ１により逆方向の
共振電流ＩＬｒが流れることは阻止される。以上によ
り、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの昇圧動作の一周期の動作が完了する。また、ＤＣ
−ＤＣコンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モード
ａ−１と（ｃ）モードａ−３の状態を保つ時間比率を、
ＰＷＭにより制御することで決定される。

【００３５】次に、図６から図８に示す（ａ）モードｂ
−１から（ｉ）モードｂ−９までの各状態を示した図
と、図９に示す波形図を用いて、第１の実施の形態の共
振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明す
る。なお、図９の波形図では、最下段に示したモード番
号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形は上記
の各モードに対応した信号波形を示す。まず、（ａ）モ
ードｂ−１において、第１の実施の形態の共振形双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧動作の定常状態にあり、
４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２が平滑用インダクタンスＬ
への電気エネルギーの蓄積を行っているとする。このと
き、ＭＯＳＦＥＴＱ１は遮断状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２は
導通状態にあり、従って、平滑用インダクタンスＬを流
れる電流ＩＬは、全てＭＯＳＦＥＴＱ２を流れている。

【００３６】次に、（ｂ）モードｂ−２において、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすると、平滑用インダクタ
ンスＬを流れる電流ＩＬは、緩衝用コンデンサＣ１を放
電し、緩衝用コンデンサＣ２を充電する。この状態は、
平滑用インダクタンスＬと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２
とが共振している状態である。また、このとき、共振状
態になるまでＭＯＳＦＥＴＱ２がＯＮ状態にあり、電圧
が加わっていなかった緩衝用コンデンサＣ２の両端電圧
Ｖｃ２は上昇する。しかし、電圧Ｖｃ２は、緩衝用コン
デンサＣ２が与える時定数のため急速には上昇できず、
ＭＯＳＦＥＴＱ２は、緩衝用コンデンサＣ２の両端電
圧、すなわちＭＯＳＦＥＴＱ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼ
ロ”の状態でターンＯＦＦされるゼロ電圧スイッチング
となる。図９の波形図には、このゼロ電圧スイッチング
となる部分を「（ａ）ＺＶＳ」として示している。

【００３７】ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＦＦすること
により、緩衝用コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が”ゼ
ロ”に達すると、（ｃ）モードｂ−３において、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１の寄生ダイオードＱＤ１が導通状態になり、
平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬは、全て寄生
ダイオードＱＤ１を流れるようになるが、この寄生ダイ
オードＱＤ１が導通するときに、ＭＯＳＦＥＴＱ１を同
時にターンＯＮする。すると、平滑用インダクタンスＬ
を流れる電流ＩＬはＭＯＳＦＥＴＱ１を流れるようにな
り、平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギ
ーは、寄生ダイオードＱＤ１を通過することなくオン抵
抗が低く導通損失の少ないＭＯＳＦＥＴＱ１のソース端
子ＳＣ１とドレイン端子ＤＣ１の間を通過して１２Ｖ系
車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、ＭＯＳＦＥＴの同期整
流が実現する。従って、このＭＯＳＦＥＴＱ１の整流作
用により、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２の電源電圧から
降圧されて平滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エ
ネルギーが、１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、
第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
の降圧動作となる。

【００３８】また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＮする
場合、その両端電圧Ｖｃ１は”ゼロ”であり、電流も流
れ始める前のためＩＱ１は”ゼロ”であるので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１のターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼ
ロ電流スイッチングとなる。図９の波形図には、このゼ
ロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッチング、となる部
分を「（ｂ）ＺＶＳ」、「（ｃ）ＺＣＳ」として示して
いる。

【００３９】次に、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦ
し、定常状態の（ａ）モードｂ−１に戻る準備として、
（ｄ）モードｂ−４において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１をタ
ーンＯＮし、同時にＭＯＳＦＥＴＱｒ２もターンＯＮす
る。すると、共振用インダクタンスＬｒの両端には、１
２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の電圧が印加されることにな
るので、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流Ｉ
Ｌｒは直線的に上昇する。 また、このとき、ＭＯＳＦ
ＥＴＱｒ１、Ｑｒ２は、電流が流れていない状態でター
ンＯＮされるのでゼロ電流スイッチングとなる。図９の
波形図には、このゼロ電流スイッチングとなる部分を
「（ｄ）ＺＣＳ」、「（ｅ）ＺＣＳ」として示してい
る。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２はターンＯＮしなく
ても寄生ダイオードＱＤｒ２により共振電流ＩＬｒを導
通させることができるが、寄生ダイオードＱＤｒ２での
導通損失により電圧降下が発生するので、これを回避す
るために、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱｒ２をター
ンＯＮすることで寄生ダイオードＱＤｒ２を導通させる
ときよりも導通時の損失が低減される。

【００４０】この状態で共振用インダクタンスＬｒを流
れる共振電流ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れ
る電流ＩＬより大きくなると、（ｅ）モードｂ−５にお
いて、ＭＯＳＦＥＴＱ１に共振用インダクタンスＬと接
続される側からＭＯＳＦＥＴＱ１へ流れこむ向きの電流
が流れ始める。次に、（ｆ）モードｂ−６において、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ１をターンＯＦＦすると、共振用インダク
タンスＬｒと緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２との共振が発
生し、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流ＩＬ
ｒの一部は、緩衝用コンデンサＣ１を充電し、緩衝用コ
ンデンサＣ２を放電する。また、このとき、緩衝用コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、緩衝用コンデンサＣ１
が与える時定数のため急速には上昇できず、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１は両端電圧Ｖｃ１が”ゼロ”の状態でターンＯＦ
Ｆされるゼロ電圧スイッチングとなる。図９の波形図に
は、このゼロ電圧スイッチングとなる部分を「（ｆ）Ｚ
ＶＳ」として示している。

【００４１】そして、（ｇ）モードｂ−７において、緩
衝用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が”ゼロ”になる
と、ＭＯＳＦＥＴＱ２の寄生ダイオードＱＤ２が導通可
能な状態となるが、この状態への転移タイミングと同期
させてＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮすると、寄生ダイ
オードＱＤ２には電流は流れず、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソ
ース端子ＳＣ２とドレイン端子ＤＣ２間を流れる同期整
流が行われる。尚、上記寄生ダイオードＱＤ２が導通状
態になったときに、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮさせ
なくても寄生ダイオードＱＤ２により整流させることは
できるが、強制的にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴＱ２
をターンＯＮすることで寄生ダイオードに電流を導通さ
せるときよりも導通時の損失を低減することができる。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンＯＮする場合、その両
端電圧Ｖｃ２は”ゼロ”であり、電流も流れ始める前の
ためＩＱ２は”ゼロ”であるので、ＭＯＳＦＥＴＱ２の
ターンＯＮは、ゼロ電圧スイッチングとゼロ電流スイッ
チングとなる。図９の波形図には、このゼロ電圧スイッ
チングとゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｇ）Ｚ
ＶＳ」、「（ｈ）ＺＣＳ」として示している。

【００４２】また、このとき、共振用インダクタンスＬ
ｒには、共振電流ＩＬｒを減少させる向きに、４２Ｖ系
車両用電源装置Ｖ２の電圧と１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ
１の電圧の差の電圧が印加されるので、共振用インダク
タンスＬｒを流れる共振電流ＩＬｒは次第に減少する。
この状態で共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流
ＩＬｒが、平滑用インダクタンスＬを流れる電流ＩＬよ
りも小さくなり始めると、（ｈ）モードｂ−８におい
て、ＭＯＳＦＥＴＱ２に（ｇ）モードｂ−７のときとは
反対の、４２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側か
らＭＯＳＦＥＴＱ２へ流れこむ向きの電流が流れ始め
る。更に、共振用インダクタンスＬｒを流れる共振電流
ＩＬｒが減少して”ゼロ”に近づいたときに、（ｉ）モ
ードｂ−９において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ２を先にターン
ＯＦＦする。すると、電流はＭＯＳＦＥＴＱｒ２の寄生
ダイオードＱＤｒ２を流れるようになる。

【００４３】また、共振用インダクタンスＬｒを流れる
共振電流ＩＬｒが減少して”ゼロ”になると、次の定常
状態の（ａ）モードｂ−１へ移る前にＭＯＳＦＥＴＱｒ
１をターンＯＦＦする。このとき、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１
は、共振電流ＩＬｒが”ゼロ”の状態でターンＯＦＦさ
れるのでゼロ電流スイッチングとなる。図９の波形図に
は、このゼロ電流スイッチングとなる部分を「（ｉ）Ｚ
ＣＳ」として示している。

【００４４】なお、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１のターンＯＦＦ
は、共振電流が流れていない状態のうちに行えば良いの
で、定常状態の（ａ）モードｂ−１の間にターンＯＦＦ
するようにしても良い。また、共振電流ＩＬｒが減少し
てゼロになっても寄生ダイオードＤｒ２により逆方向の
共振電流ＩＬｒが流れることはない。以上により、第１
の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降
圧動作の一周期の動作が完了する。また、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電圧変換の電圧比は、（ａ）モードｂ−１と
（ｃ）モードｂ−３の状態を保つ時間比率を、ＰＷＭに
より制御することで決定される。

【００４５】（第２の実施の形態）次に、図面を参照し
て本発明の第２の実施の形態について説明する。図１０
は、本発明の第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを示す回路図である。図１０に示す、第２
の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１の実施の形態のＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が、ス
イッチング制御により導通または遮断されるコレクタ端
子とエミッタ端子を直列に接続したＩＧＢＴＱ３及びＩ
ＧＢＴＱ４、更にＩＧＢＴＱ３のコレクタ端子とエミッ
タ端子間に逆並列に接続された整流用ダイオードＤ１と
ＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子とエミッタ端子間に逆並列
に接続された整流用ダイオードＤ２に変更されている。

【００４６】また、同様に、前記第１の実施の形態のＭ
ＯＳＦＥＴＱｒ１とＭＯＳＦＥＴＱｒ２、及び共振用イ
ンダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ１が、ＩＧＢＴＱ
ｒ３、Ｑｒ４と方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２、
及び共振用インダクタンスＬｒからなる補助回路Ｈ２に
変更されている。ここで、補助回路Ｈ２は、エミッタ端
子同士を接続した２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に、そ
れぞれ逆並列に方向制御用ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２を
接続し、更に、共振用インダクタンスＬｒを２個のＩＧ
ＢＴＱｒ３、Ｑｒ４に直列に接続して構成する。なお、
２個のＩＧＢＴＱｒ３、Ｑｒ４は、コレクタ端子同士を
接続した構成であっても良い。

【００４７】このように、図１０に示す本発明の第２の
実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、主
スイッチング素子、または補助回路のスイッチング素子
がＭＯＳＦＥＴからＩＧＢＴと整流用ダイオードの逆並
列接続によるスイッチング回路に変更されただけで、他
の部分は、図１に示す本発明の第１の実施の形態の共振
形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと変わりはなく、その基
本的な動作は第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと変わりはない。従って、昇圧動作では、
特にＩＧＢＴＱ３を遮断状態から導通状態に切り替える
際に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタ
ンスＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ３に印加さ
れる電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ３のソフ
トスイッチングを実現する。一方、降圧動作では、特に
ＩＧＢＴＱ４を遮断状態から導通状態に切り替える際
に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振用インダクタン
スＬｒとの共振電流によって、ＩＧＢＴＱ４に印加され
る電圧と流れる電流とを制御し、ＩＧＢＴＱ４のソフト
スイッチングを実現する。

【００４８】なお、上述の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧
比は、平滑用インダクタンスＬの大きさと、ＰＷＭ制御
によるＩＧＢＴＱ３、またはＩＧＢＴＱ４のコレクタ端
子とエミッタ端子間の導通と遮断の時間比率（スイッチ
ング信号のデューティー比）で決定される。

【００４９】次に、図面を用いて、第２の実施の形態の
共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順と動作の
詳細を説明する。第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータの制御手順と動作は、第１の実施の形
態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順及び
動作と、基本的な部分は変わらないので、説明は異なる
部分のみを中心に行う。他の部分は、第１の実施の形態
の説明において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をＩＧＢＴＱ３、寄
生ダイオードＱＤ１を整流用ダイオードＤ１、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ２をＩＧＢＴＱ４、寄生ダイオードＱＤ２を整流
用ダイオードＤ２と読み替え、また、補助回路において
ＭＯＳＦＥＴＱｒ１をＩＧＢＴＱｒ３、寄生ダイオード
ＱＤｒ１を方向制御用ダイオードＤｒ１、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑｒ２をＩＧＢＴＱｒ４、寄生ダイオードＱＤｒ２を方
向制御用ダイオードＤｒ２と読み替えることで説明でき
る。

【００５０】まず、スイッチング素子が変更されている
ので、図１０の回路図において、図１の回路図に示した
ものと異なる各部分の電圧や電流の表記を先に定義す
る。電圧の定義は、第１の実施の形態と同様で何も変わ
らない。また、電流の定義も、平滑用インダクタンスＬ
や共振用インダクタンスＬｒを流れる電流に関しては変
わらない。一方、共振用インダクタンスＬと接続される
側からＩＧＢＴＱ３と整流用ダイオードＤ１との並列回
路へ流れる向きを正方向として表した電流をＩＱ３、４
２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２と接続される側からＩＧＢＴ
Ｑ４と整流用ダイオードＤ２との並列回路へ流れる向き
を正方向として表した電流をＩＱ４とする。

【００５１】次に、上記で定義した各部分の電圧と電流
の表記に基づいて、まず、図１１から図１３に示す
（ａ）モードｃ−１から（ｈ）モードｃ−８までの各状
態を示した図と、図１４に示す波形図を用いて、第２の
実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧
動作を説明する。なお、図１４の波形図では、最下段に
示したモード番号が上記のモード番号に対応し、それぞ
れの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示
す。

【００５２】ここで、第２の実施の形態の共振形双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作にお
いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作の制御手順及び動作と異なるところ
は、まず、（ｃ）モードｃ−３において、整流用ダイオ
ードＤ２が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電
流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ２を流れるようにな
るところで、ＩＧＢＴＱ４を同時にターンＯＮしても、
ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。従
って、この整流用ダイオードＤ２の整流作用により、平
滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、
１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１の発生する電圧とともに４
２Ｖ系車両用電源装置Ｖ２へ伝えられ、第２の実施の形
態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作とな
る。

【００５３】また、ＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦし、定
常状態の（ａ）モードｃ−１に戻る準備を始める（ｄ）
モードｃ−４において、ＩＧＢＴＱｒ４のみをターンＯ
Ｎし、同時にＩＧＢＴＱｒ３をターンＯＮする必要はな
い。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢ
ＴＱｒ４を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ
１を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ３を導通させてもＩＧ
ＢＴＱｒ３を流れることはなく、ＩＧＢＴでは同期整流
ができないからである。従って、昇圧動作中にＩＧＢＴ
Ｑｒ３がターンＯＮ、ターンＯＦＦされることはなく、
共振用インダクタンスＬｒに共振電流を流すために、共
振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流の方向と方向
制御用ダイオードＤｒ１の導通方向に対応して、ＩＧＢ
ＴＱ４をターンＯＮして導通させ、共振電流がゼロにな
った後にＩＧＢＴＱ４をターンＯＦＦして遮断させる。
以上の２点が、第２の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−
ＤＣコンバータの昇圧動作の制御手順と動作の中で、第
１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの
昇圧動作の制御手順及び動作と異なる部分である。

【００５４】次に、図１５から図１７に示す（ａ）モー
ドｄ−１から（ｉ）モードｄ−８までの各状態を示した
図と、図１８に示す波形図を用いて、第２の実施の形態
の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を説明
する。なお、図１８の波形図では、最下段に示したモー
ド番号が上記のモード番号に対応し、それぞれの波形
は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。

【００５５】ここで、第２の実施の形態の共振形双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動作にお
いて、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの降圧動作の制御手順及び動作と異なるところ
は、まず、（ｃ）モードｄ−３において、整流用ダイオ
ードＤ１が導通し、平滑用インダクタンスＬを流れる電
流ＩＬが、全て整流用ダイオードＤ１を流れるようにな
るところで、ＩＧＢＴＱ３を同時にターンＯＮしても、
ＩＧＢＴでは同期整流ができないということである。従
って、この整流用ダイオードＤ１の整流作用により、平
滑用インダクタンスＬに蓄えられた電気エネルギーが、
１２Ｖ系車両用電源装置Ｖ１へ伝えられ、第２の実施の
形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作と
なる。

【００５６】また、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＦＦし、定
常状態の（ａ）モードｄ−１に戻る準備を始める（ｄ）
モードｄ−４において、ＩＧＢＴＱｒ３のみをターンＯ
Ｎし、同時にＩＧＢＴＱｒ４をターンＯＮする必要はな
い。なぜならば、補助回路Ｈ２を流れる電流は、ＩＧＢ
ＴＱｒ３を導通させた場合、方向制御用ダイオードＤｒ
２を流れるのみで、ＩＧＢＴＱｒ４を導通させてもＩＧ
ＢＴＱｒ４を流れることはなく、ＭＯＳＦＥＴと同じよ
うな導通損失を低減する効果がないためである。従っ
て、降圧動作中にＩＧＢＴＱｒ４がターンＯＮ、ターン
ＯＦＦされることはなく、共振用インダクタンスＬｒに
共振電流を流すために、共振用インダクタンスＬｒに流
れる共振電流の方向と方向制御用ダイオードＤｒ２の導
通方向に対応して、ＩＧＢＴＱ３をターンＯＮして導通
させ、共振電流がゼロになった後にＩＧＢＴＱ３をター
ンＯＦＦして遮断させる。

【００５７】以上の２点が、第２の実施の形態の共振形
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作の制御手順と動
作の中で、第１の実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータの降圧動作の制御手順及び動作と異なる部分
である。以上説明したように、本発明の第１、第２の実
施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、例
えば一方が１２Ｖ系、他方が４２Ｖ系のような電源の間
で双方向で電力を効率よく交換することができるので、
昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧用ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの２個のＤＣ−ＤＣコンバータを用いる必要がな
く、不要な部品が少なくなり小型化できる。従って、車
両装置へ搭載する場合などに設置に必要な空間が少なく
て済むという効果が得られる。

【００５８】

【発明の効果】以上の如く、本発明の請求項１に記載の
発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧
動作の両方において、第１、第２の主スイッチング素子
に並列に接続された２個の緩衝用コンデンサの充放電
を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する共振用イ
ンダクタンスに流れる共振電流により制御し、これによ
り、特に第１、第２の主スイッチング素子のソフトスイ
ッチングを実現し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチン
グにおける損失の発生を押さえた効率的な動作をさせる
ことができる。従って、昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータと
降圧用ＤＣ−ＤＣコンバータの２個のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを利用することなく、１個のＤＣ−ＤＣコンバータ
で２種類の電圧を得ることができ、更に、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおけるスイッチング損失を削減し、熱の発生
を押さえることで、回路の小型化することができるとい
う効果が得られる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけ
るスイッチングによって発生するノイズを削減したＤＣ
−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られる。

【００５９】また、請求項２に記載の発明によれば、一
方の電源により平滑用インダクタンスに蓄積された電気
エネルギーを昇圧、または降圧された電圧として他方の
電源に供給し、次に、上述の一方の電源により再度平滑
用インダクタンスに電気エネルギーを蓄積する状態へ移
行するまでの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各
スイッチング素子の補助回路を利用したソフトスイッチ
ングを実現する。従って、必要なときだけ補助回路を動
作させ、無駄のない制御によりＤＣ−ＤＣコンバータの
ソフトスイッチングを実現することができるという効果
が得られる。

【００６０】また、請求項３に記載の発明によれば、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの双方向の電圧変換動作において、
整流機能を担う側のＭＯＳＦＥＴを導通させることによ
り、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を利用して、電圧降下
の少ないＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換動作を実現す
る。従って、更にＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生す
るスイッチング損失やノイズを削減することができると
いう効果が得られる。

【００６１】また、請求項４に記載の発明によれば、共
振電流を流すための双方向スイッチ回路において、ＭＯ
ＳＦＥＴを２個同時に導通させるので、寄生ダイオード
導通時よりも導通損失を低く抑えることができる。従っ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチングを実現
する補助回路においても、発生するスイッチング損失や
ノイズを削減することができるという効果が得られる。

【００６２】また、請求項５に記載の発明によれば、双
方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とで変
化する共振電流の方向に対応した補助スイッチング素子
の交互の導通、遮断動作によって、ＤＣ−ＤＣコンバー
タのソフトスイッチング動作を実現する。従って、補助
スイッチング素子の簡単な制御で、効率の良く動作する
ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態の共振形双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

【図２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分の
波形を示す波形図である。

【図６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図で
ある。

【図９】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分の
波形を示す波形図である。

【図１０】 本発明の第２の実施の形態の共振形双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

【図１１】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１２】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１３】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１４】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの昇圧動作におけるモード毎に変化する各部分
の波形を示す波形図である。

【図１５】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１６】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１７】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの降圧動作における各モード毎の動作を示す図
である。

【図１８】 同実施の形態の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの降圧動作におけるモード毎に変化する各部分
の波形を示す波形図である。

【図１９】 従来例の非絶縁双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す回路図である。

【符号の説明】

Ｖ１ １２Ｖ車両等電源装置 Ｖ２ ＋４８Ｖ車両用電源装置 Ｑ１、Ｑ２、Ｑｒ１、Ｑｒ２ ＭＯＳＦＥＴ ＱＤ１、ＱＤ２、ＱＤｒ１、ＱＤｒ２ 寄生ダイオー
ド Ｑ３、Ｑ４、Ｑｒ３、Ｑｒ４ ＩＧＢＴ Ｄ１、Ｄ２ 整流用ダイオード Ｄｒ１、Ｄｒ２ 方向制御用ダイオード Ｃ１、Ｃ２ 緩衝用コンデンサ Ｃ３、Ｃ４ 平滑用コンデンサ Ｌ 平滑用インダクタンス Ｌｒ 共振用インダクタンス Ｈ１、Ｈ２ 補助回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ダイオードを逆並列に接続した第１、第
   ２の主スイッチング素子と、 前記第１、第２の主スイッチング素子の接続点に、一方
   の端を接続された平滑用インダクタンスと、 前記第１、第２の主スイッチング素子と並列に接続され
   た緩衝用コンデンサと、 前記緩衝用コンデンサに共振電流を流すために、前記平
   滑用インダクタンスの両端に並列に接続された補助回路
   と、 を備えた共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記補助回路は、 双方向スイッチ回路と、 該双方向スイッチ回路に直列に接続されるとともに前記
   ２個の緩衝用コンデンサと共振する共振用インダクタン
   スと、 を有することを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
   バータ。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの制御方法であって、 前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記
   第１、または第２の主スイッチング素子と逆並列に設け
   られたダイオードを経由して流れている状態において、
   前記補助回路の共振用インダクタンスを通電状態にし、 前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記
   第１、または第２の主スイッチング素子を経由して流れ
   ている状態において、前記補助回路の共振用インダクタ
   ンスを非通電状態としたことを特徴とする共振形双方向
   ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの第１、第２の主スイッチング素子がスイ
   ッチング制御により導通または遮断される第１、第２の
   ＭＯＳＦＥＴで構成され、 前記ダイオードがＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオー
   ドで構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを
   制御する制御方法であって、 前記平滑用インダクタンスに流れる全ての電流が、前記
   第１、または第２のＭＯＳＦＥＴに含まれる寄生ダイオ
   ードを経由して流れ始める時に、電流の流れる該寄生ダ
   イオードを含むＭＯＳＦＥＴを同時に導通させることを
   特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方
   法。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの双方向スイッチ回路が、 ソース端子同士またはドレイン端子同士を接続した第
   ３、第４のＭＯＳＦＥＴで構成されている場合に、該Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、 前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前
   記第３、第４のＭＯＳＦＥＴを同時に導通させ、 前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロにな
   る寸前に、前記第３、第４のＭＯＳＦＥＴの内、共振電
   流がソース端子からドレイン端子に流れる一方のＭＯＳ
   ＦＥＴを遮断させ、 前記共振用インダクタンスに流れる共振電流がゼロにな
   った後に、他方のＭＯＳＦＥＴを遮断させることを特徴
   とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の共振形双方向ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの双方向スイッチ回路が、 スイッチング制御により導通または遮断され導通方向を
   逆向きに接続した第１、第２の補助スイッチング素子
   と、 前記第１、第２の補助スイッチング素子のそれぞれと逆
   並列に接続された第１、第２の方向制御用ダイオード
   と、 で構成されている場合に、該ＤＣ−ＤＣコンバータを制
   御する制御方法であって、 前記共振用インダクタンスに共振電流を流すために、前
   記共振用インダクタンスに流れる共振電流の方向と前記
   第１、第２の方向制御用ダイオードの導通方向に対応し
   て、前記第１、第２の補助スイッチング素子のいずれか
   一方を導通させ、 該導通させた前記補助スイッチング素子を、前記共振用
   インダクタンスに流れる共振電流がゼロになった後に遮
   断させることを特徴とする共振形双方向ＤＣ−ＤＣコン
   バータの制御方法。