JP2003032181A

JP2003032181A - アンテナアレーと空間処理を使用した通信システムのパラメータを見積もるための方法

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Publication number: JP2003032181A
Application number: JP2002116717A
Authority: JP
Inventors: David M Parish; ディヴィッドエムパリッシュ; Alain M Chiodini; アランエムシオディーニ; Craig H Barratt; クレイグエイチバーラット; Kamaraj Karuppiah; カマラジカルッピアー
Original assignee: Arraycomm LLC
Current assignee: Arraycomm LLC
Priority date: 1996-10-11
Filing date: 2002-04-18
Publication date: 2003-01-31
Also published as: EP0947107A4; CN1233374A; WO1998017071A1; CA2268260A1; AU4756497A; US5930243A; JP2001502500A; BR9711895B1; EP0947107A1; CN1201602C; BR9711895A

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】少なくとも１つの基地局と少なくとも１つの
遠隔ターミナルとを含むワイヤレス通信システムのパラ
メータを見積もる。【解決手段】前記基地局の各々はｍ個のアンテナ要素
（１０１）を有し、前記パラメータは時整列、周波数オ
フセット、空間処理のための重みベクトルの内１つ又は
それ以上である、そのような方法と装置。何れの段階に
おいても、パラメータの幾つかは既に見積もられていて
もよい。１つの既知の特性の信号が送信され、アンテナ
要素（１０１）において、ｍ個の受信信号（１０３）と
して受信される。第２セットの少なくとも１つ又はそれ
以上のパラメータに関係する費用関数は、受信された信
号（１０３）のサンプル、１つ又はそれ以上のパラメー
タの見積もり値、利用できるならば送信された第１信号
の既知の特性から求められるコピー信号を使って決めら
れる。決められるパラメータの見積もり値は、費用関数
を最小にすることによって求められる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の背景】Ａ．発明の属する技術的分野本発明の分野はワイヤレス（無線）通信である。厳密に
は、本分野では、周波数オフセット、時整列、空間処理
のための初期重みベクトルの様な通信システムのパラメ
ータを決めるために、ワイヤレス通信システムにおいて
アンテナアレーと空間信号処理を使用する。Ｂ．背景ワイヤレス通信システムワイヤレス通信システムのユーザーは通常、無線トラン
シーバーを装備したセルラー電話やデータモデムのよう
な遠隔ターミナルを使用してシステムにアクセスする。
このようなシステムは、一般的には１つ又はそれ以上の
無線基地局を有し、各局は「セル」として知られる地理
的な区域を対象範囲としている。遠隔ターミナル及び基
地局は、通話の開始、通話の受信、及び情報の一般伝送
のためのプロトコルを有している。

【０００２】このようなシステムでは、スペクトルの割
り当てられた部分は周波数、時間、コード、又はそれら
の組み合わせによって区別することのできる通信チャン
ネルに分割される。これら通信チャンネルの各々を、本
願では「従来型チャンネル」と呼ぶことにする。完全２
重化通信リンクを提供するためには、通常、いくつかの
通信チャンネルを基地局からユーザーの遠隔ターミナル
への通信（ダウンリンク）用に使用し、他のチャンネル
をユーザーの遠隔ターミナルから基地局への通信（アッ
プリンク）用に使用する。そのセル内では、無線基地局
は、各遠隔ターミナル毎に異なる従来型チャンネルを使
用することにより、多数の遠隔ターミナルと同時に通信
することができる。

【０００３】我々は、先に、このようなシステムのスペ
クトル効率性を上げるために、アンテナアレーを伴う空
間処理について開示している。１９９１年１２月１２日
出願の「多数アクセスワイヤレス通信システム」と題す
る米国特許出願番号第０７／８０６，６９５号（１９９
６年５月７日発行の米国特許第５，５１５，３７８
号）、１９９４年４月２８日出願の「アンテナアレーを
校正するための方法及び装置」と題する米国特許出願番
号第０８／２３４，７４７号（１９９６年８月１３日発
行の米国特許５，５４６，９０９号）、１９９４年８月
１日出願の「高スペクトル効率高容量アクノレジメント
無線ページングシステム」と題する米国特許出願番号第
０８／２８３，４７０号、１９９５年１月２０日出願の
「高スペクトル効率高容量のワイヤレス通信システム」
と題する米国特許出願番号第０８／３７５，８４８号
（ひとまとめにして「我々の審査中の特許出願」）を参
照されたい。ここでの概念は、単一のアンテナではなく
てアンテナアレーを使用し、その上でアンテナで受信す
る信号を処理することにより通信の質を上げることであ
る。アンテナレーは又、従来型チャンネルに対して空間
的な多重化を加えることによりスペクトル効率を上げる
あげるために使用することができ、これにより数人のユ
ーザーが同時に同じ従来型チャンネル上で通信を行うこ
とが可能となる。我々は、これを空間分割多数アクセス
という意味でＳＤＭＡと呼んでいる。このように、周波
数分割多重化（ＦＤＭＡ）を例にとれば、ＳＤＭＡを用
いれば、数カ所の遠隔ターミナルが同一周波数のチャン
ネルすなわち同じ従来型のチャンネル上で、単一セルの
１カ所以上の基地局と交信可能となる。同様に、時分割
多重化（ＴＤＭＡ）とＳＤＭＡでは、数カ所の遠隔ター
ミナルが、同一周波数のチャンネルでしかも同一タイム
スロットすなわち同じ従来型のチャンネル上で、単一セ
ルの１カ所以上の基地局と交信可能となる。ＳＤＭＡは
同様にコード分割多重化アクセス（ＣＤＭＡ）とも併用
することができる。通信システムのパラメータ周波数オフセットと時整列しばしば、周波数オフセット及び時整列の様な通信シス
テムの特定のパラメータを見積もる必要がでてくる。周
波数オフセットの問題については、以下のように説明で
きる。一般的な無線周波数（ＲＦ）受信機では、元のＲ
Ｆ信号は、通常クリスタル発振器及び／又は周波数シン
セサイダーにより生成されるローカル周波数基準を使用
して混ぜ合わされ、その位相と振幅が変調フォーマット
により設定されている予測可能なパターン周りに変化す
る基本帯域信号を生成する。信号には周波数オフセット
要素が残留しないことが理想的であり、このようなオフ
セットは、例えば、ローカル発振器の周波数が信号を発
信するのに使用される発振器の周波数と微妙に異なるこ
とに起因するものである。ハンドセットから基地局へ送
信する移動体通信においては、無線信号の周波数はハン
ドセットのローカル発振器により生成され、一方信号を
ダウンコンバートするために使用される周波数基準は基
地局の別のローカル発振器により生成される。基地局の
ローカル発振器は通常かなり性能がよいが、残留信号の
中には依然周波数オフセットがあるのが常である。シス
テム性能を高めるために、この周波数オフセットを見積
もり、例えば、復調で修正する事が望ましい。周波数見
積もりのための先行技術には入信信号の簡単なＤＣろ過
が含まれる。他の先行技術は、入信信号のある高累乗、
例えば４乗を使うことを含んでいる。例として、π／４
微分横軸位相偏移キーイング（π／４ＤＱＰＳＫ）で
は、入信信号を４乗に指数関数化すると、配置における
複素点は互いに位相平面上まで後退し、こうして信号の
４乗のＤＣ値は、周波数オフセットの見積もり値を与え
る。これら及び他の同様の技術の問題点は、ノイズが生
じた場合、或いは信号入力にかなりの量の干渉が存在す
る場合には十分に強力ではないことである。多くの場
合、とりわけセルラー通信システムの場合、干渉は同じ
通信システムにあるほかのソースからの信号であり、そ
のため同じ変調フォーマットを有する。その様な干渉
は、同じチャネル上の他の信号から起こりうる種々の干
渉の一つであり、いわゆる同一チャネル干渉である。周
波数オフセットパラメータを推定するための先行技術
は、通常、強い同一チャネル干渉がある場合の様に、搬
送波対干渉比（Ｃ／Ｉ）が低い場合良好に機能しない。

【０００４】デジタル方式で変調された信号を最良に復
調するためには、入信信号の時整列パラメータを見積も
る必要のあることが知られている。これは、入信信号
が、複素平面上で、何時配座点を通り抜けるかを正確に
決めることを含んでいる。即ちそれは、受信された信号
の記号の初期タイミングを送信された信号のタイミング
と同期化することを含んでいる。先行技術には時整列見
積もりを行うための多くの技術がある。その様な技術は
しばしば、対象となるバーストに組み込まれている既知
のトレーニングシーケンスを使う。これらトレーニング
シーケンスは特別の相関（又は、コンボリューション）
特性を有するように選択される。相関（又は、コンボリ
ューション）演算は次に、当該技術で知られる様にタイ
ミングオフセットを決めるために使われる。そのような
先行技術の問題点は、高い同一チャネル干渉では良好に
機能しないことである。時整列と周波数オフセット修正
／見積もりにおける先行技術の二つの参考文献は、１）
Ｅ．Ａ．リー、Ｄ．Ｇ．メッサーシュミット共著「デジ
タル通信」第２版の１６章「搬送波回復」と１７章「タ
イミング回復」（クルワーアカデミック出版社、１９９
４年）、２）Ｋ．フェハー編集「デジタル通信：衛星／
地上局技術」の中のＬ．Ｅ．フランク著「同期化サブシ
ステム：分析と設計」（プレンチスホール社、１９８３
年）である。

【０００５】この様に、この技術分野では、強い同一チ
ャネル干渉が存在する中で良好に機能する、通信システ
ムの時整列及び周波数オフセットパラメータを見つける
技法が必要とされている。

【０００６】我々の復調発明は、ワイヤレス通信システ
ムに多数のアンテナでを増強することによって受信と復
調を改善し、それによって、各々のバージョンが干渉及
びノイズと共に全ての同一チャネル信号の複合物を含
む、各信号の複数のバージョンを導入するための方法と
装置を開示している。我々の復調発明は、対象となる信
号が、対象となる信号の見積もりを特別の変調フォーマ
ットにより近く合わせるようにすることにより、特別の
変調フォーマットを有するようになるという事実を利用
する。この特性の技術は、時には、デシジョン有向又は
特性復元と呼ばれる。加えて我々の復調発明は、進行ベ
ースで周波数オフセットと時整列を修正する。全体的
に、この発明は強い同一チャネル干渉の存在する中で良
好に機能するように設計されている。通信を確立する
間、我々の復調発明は、周波数オフセットと時整列の初
期見積もりを使う。アレーを使う他の通信システムも、
周波数オフセットと時整列の初期見積もりを必要とす
る。

【０００７】このように、当該技術では、強い同一チャ
ネル干渉が存在する中で良好に機能し、アンテナのアレ
ーを使う通信システムに適用できる、初期時整列と初期
周波数オフセットの様な通信システムのパラメータの初
期値を見積もるための技術が必要である。初期重みベクトル計算アンテナのアレーを使う通信システムにおいて、見積も
る必要のあるもう一つのパラメータは、以下に定義する
初期重みベクトルである。我々の同時係属出願である我
々の復調発明及び他の「高性能アンテナ」技術は、ワイ
ヤレス通信システムに多数のアンテナを増強する。通
常、ｍ個の信号はｍ機のアンテナで受信される。ｍ機の
アンテナにおける（複素数値の）ｍ個の信号を空間処理
することには、対象の各信号毎に、アンテナ信号の重み
付けした合計を求めることが含まれる。複素数値の重み
はここで「重みベクトル」と呼ぶベクトルにより表され
る。より一般的な場合として、受信アンテナ信号を一時
的に等化することが必要となることもあるが、その場合
には対象の各信号毎の重み付き合計よりもむしろアンテ
ナ信号のコンボリューションの合計を求める。即ち、重
み付きベクトルは、線形時間不変等化状態に対し、複素
数値のインパルス応答のベクトルに一般化される。本発
明の目的に合わせて、「重み付きベクトル」という用語
は、一時的な等化を含んでいるかどうかによって、複素
重みのベクトル又はインパルス応答のベクトルの何れか
に対して用いる。

【０００８】我々の同時係属出願である我々の復調発明
及び他の「高性能アンテナ」技術は進行ベースで重みベ
クトルを求めるための様々な方法を使う。いづれの方法
においても、初期重みベクトル、システムのパラメータ
を決める必要があり、先行技術において幾つかの方法が
その様な初期重みを求めるために提案されている。これ
らは、空間サインを決めるためにＥＳＰＲＩＴ又はＭＵ
ＳＩＣを使い、次にこれらを初期重みを決めるために使
うことを含んでいる。それは又、最大比連結と（３）主
成分コピー技術を含んでおり、そのような技術を使え
ば、最も強い信号上に収束するような開始重みを求める
ことができる。この様に、常に最も強い信号を一連の干
渉から選ぶ事が目標である場合には、そのような技術は
良好に機能する。しかし、強い同一チャネル干渉がある
場合の様な搬送波対干渉比（Ｃ／Ｉ）が低い場合には、
その様な先行技術は通常、良好に機能しない。

【０００９】この様に、当該技術では、強い同一チャネ
ル干渉が存在する中で良好に機能するアンテナアレーを
持つ通信システムの初期重みベクトルパラメータの初期
値を見積もるための技術が必要とされている。

【００１０】

【発明の概要】Ａ．発明の目的本発明の目的は、強い同一チャネル干渉が存在する中で
良好に機能するアンテナアレーベースの通信システムの
時整列と周波数オフセットパラメータを見積もるための
方法と装置を提供することである。

【００１１】本発明のもう一つの目的は、強い同一チャ
ネル干渉が存在する中で良好に機能し、アンテナのアレ
ーを使う通信システムに適用できる、初期時整列と初期
周波数オフセットの様な、通信システムのパラメータの
初期値を推定するための方法と装置を提供することであ
る。

【００１２】本発明のもう一つの目的は、強い同一チャ
ネル干渉が存在する中で良好に機能するアンテナアレー
のある通信システムの初期重みベクトルパラメータの初
期値を見積もるための方法（及び装置）を提供すること
である。Ｂ．発明の概観本発明の上記及び他の目的は、少なくとも一つの遠隔タ
ーミナルと、各々がｍ個のアンテナ要素を有する少なく
とも一つの基地局とを含む通信システムで作動する方法
において提供される。パラメータ見積もり過程のどの段
階でも通信システムのパラメータの幾つかは既に決めら
れており、一方他のものはこれから決定されるというの
が一般的考え方である。既に見積もられたパラメータ
は、既知の特性を有する発信された信号の結果としての
アンテナで受信された信号と共にこれから見積もられる
パラメータを決める過程で使われる。この様に、二セッ
トのパラメータがあり、第一のセットは既に決められた
パラメータの見積もり値を含んでおり、パラメータの第
二のセットはこれから決められる。最初は、第一のセッ
トは空である。どれかの段階で、求められるべき次のパ
ラメータが第二のセットから選択され、受信された信号
と送信された信号の既知の特性が、第一セットにあるパ
ラメータ見積もり値とおそらく共に、次のパラメータを
見積もる時点で使われる。

【００１３】本方法の好適第一実施例は、完全に既知の
ビットシーケンスから成るＳＹＮＣＨバーストが送信さ
れる場合、アンテナで受信された信号を使う。即ち、既
知の特性は、ＳＹＮＣＨバーストの既知のビットシーケ
ンスである。見積もられる第一パラメータ（第一セット
が空の場合）は、時整列である。次の段階で、この見積
もり値（現在はパラメータの第一セットである）は、他
の知られていないパラメータ、即ち、周波数オフセット
と初期空間処理重みベクトル、を推定するために、再度
ＳＹＮＣＨバーストの既知の特性を使いながら使われ
る。

【００１４】特に、本方法は、既知の特性の第一信号を
送信し、信号をｍ個の対応するアンテナ要素における複
数のｍ個の受信される信号として受信し、第二セットの
少なくとも一つ又はそれ以上のパラメータに関係する費
用関数を決定し、費用関数は（ｉ）第一の複数の受信さ
れた信号の信号のサンプルからコピー重みベクトルを使
って決定されたコピー信号と、（ｉｉ）第一セットが空
でない場合、第一セットの一つ又はそれ以上のパラメー
タの見積もり値と、（ｉｉｉ）第一信号の既知の特性と
を使って決めることを含む。第二セットのパラメータの
見積もりは、費用関数を最小にするものとして選択され
る。

【００１５】装置も、通信システムのパラメータを決め
るための装置部分として説明されている。本装置は、既
知の特性の信号を送信するための手段を含み、それは好
適実施例では遠隔ターミナルに含まれる。第二セットの
前記少なくとも一つ又はそれ以上のパラメータに関係す
る費用関数を決定するための方法が含まれている。好適
実施例では、費用関数決定手段は基地局にある。決定手
段は、コピー信号を第一の複数の受信された信号の信号
のサンプルからコピー重みベクトルを使って求めるため
の基地局の受信機に連結された信号コピー手段と、全て
の既に決められたパラメータを記憶するための手段、第
一信号の既知の特性を記憶するための手段とを含む。本
装置は又、決められるパラメータの見積もり値として費
用関数を最小にするそれらのパラメータの値を選択する
ための費用関数決定手段に連結された計算手段を含む。

【００１６】特定のやり方においては、本装置は、重み
行列、周波数オフセット、時整列パラメータ決定のため
の装置を含む。

【００１７】

【好適実施例の説明】Ａ．システムのアーキテクチャ本発明の様々な好適及び代替実施例は、「パーソナル携
帯電話システム」（ＰＨＳ）、ＡＲＩＢ標準、バージョ
ン２（ＲＣＲＳＴＤ−２８）を使用するセルラーシス
テムに組み込むためのものである。厳密には、本発明の
様々な好適及び代替実施例は、「我々の復調発明」の好
適実施例と組み合わせて取り入れられるものである。

【００１８】ＰＨＳシステムは、真時分割２重化（ＴＤ
Ｄ）を伴う８スロット時分割多元アクセスシステム（Ｔ
ＤＭＡ）である。このように、８タイムスロットは、４
送信（ＴＸ）タイムスロットと４受信（ＲＸ）タイムス
ロットに分けられている。好適実施例で使用されるＰＨ
Ｓシステムの周波数帯は１９８５−１９１８．１ＭＨｚ
である。８タイムスロットの各々は６２５マイクロ秒の
長さである。ＰＨＳシステムは、呼び出し開始が起こる
制御チャンネル用に専用の周波数とタイムスロットを持
っている。一旦リンクが確立されると、呼び出しは標準
通信用のサービスチャンネルに渡される。通信は、フル
レートと呼ばれる毎秒３２ｋビット（ｋｂｐｓ）の速さ
で何れのチャンネルでも発生する。ＰＨＳは、またハー
フレート（１６ｋｂｐｓ）及びクォーターレート（８ｋ
ｂｐｓ）通信もサポートする。

【００１９】好適実施例におけるＰＨＳでは、「バース
ト」は単一のタイムスロット期間中に空中を越えて送受
信される有限持続時間ＲＦ信号と定義される。「グルー
プ」は４ＴＸと４ＲＸタイムスロットの１セットと定義
される。グループは、常に第１ＴＸタイムスロットで始
まり、その持続時間は８ｘ０．６２５＝５マイクロ秒で
ある。ハーフレートやクォーターレート通信をサポート
するために、ＰＨＳ規格は「ＰＨＳフレーム」を４グル
ープとして定義しており、それは即ち、８タイムスロッ
トの４完全周期である。ここに述べる実施例では、フル
レート通信のみがサポートされており、従ってこの説明
中では、「フレーム」という語はＰＨＳ用語のグループ
と同じである。即ち、フレームとは４ＴＸ及び４ＲＸタ
イムスロットで５マイクロ秒長ということである。フル
レート未満の通信を組み込むために本願で述べる実施例
をどのように変更するのかについての詳細は、当業者に
は明らかであろう。

【００２０】論理チャンネルは、遠隔ターミナルと基地
局との間で、それを通してメッセージが交換される概念
的なパイプである。２タイプの論理チャンネル、即ち通
信リンクの開始を担当する論理制御チャンネル（ＬＣＣ
Ｈ）と進行中の通信を担当するサービスチャンネル（Ｓ
ＣＨ）が存在する。本発明の好適実施例は、サービスチ
ャンネルの通信に適用される。ここでは、何れであって
も特定遠隔ターミナルと基地局は別個のフレームである
タイムスロットのバーストで通信を行う。

【００２１】フレームタイミングとはフレームの開始と
停止タイミングである。呼び出し開始中に、遠隔ターミ
ナルは、基地局の同報通信制御チャンネル（ＢＣＣＨ）
と呼ばれる制御チャンネルを聴いて、基地局のフレーム
タイミングに自身を同調させる。通話を開始するに当た
って、基地局と遠隔ターミナルは、制御チャンネル上で
通信して、サービスチャンネル用のタイムスロットと周
波数を確立する。一旦特定のサービスチャンネルが承認
を得ると、基地局と遠隔ターミナルはそのサービスチャ
ンネルにつき同期作動（“ＳＹＮＣＨ”）モードに入
り、その間に各々は相手に既知の同期作動バースト
（“ＳＹＮＣＨ”バースト）を送る。

【００２２】一旦初期整列と周波数オフセットが見積も
られると、通信用の「ノーマル」モードに入る。

【００２３】ＰＨＳシステムは、基本帯域信号に対して
π／４差分横軸位相偏移キーイング（π／４ＤＱＰＳ
Ｋ）変調を使用する。ボーレートは１９２キロボーであ
る。即ち、毎秒１９２，０００の記号がある。

【００２４】配置空間は、複素数値（同相成分Ｉと直角
位相成分Ｑ）の基本帯域信号によってスウィープアウト
された複素配置である。π／４ＤＱＰＳＫについては、
信号配置空間は、便宜上、（１、０）として示されるＩ
＝１（正規化済み）及びＱ＝０で開始して単位円の周り
４５度毎の配座点から成る。実際には、配座点は、周波
数オフセットに起因する干渉、多重経路、追加ノイズ、
遅い回転によって、又システムの無線受信機や送信機の
周波数応答や非線形度により、理想のものから偏移して
いる。差分空間は記号から記号への位相の変化を示す複
素空間である。即ちそれは、先の配置空間点により各配
置空間点を割ることにより形成される差分信号によって
スウィープアウトされた複素空間である。π／４ＤＱＰ
ＳＫについて、理論上の差分空間信号は、＋π／４、−
π／４、＋３π／４、−３π／４の位相の４点のみから
成る。実のところ、実際の差分空間信号は干渉、ノイ
ズ、チャンネルのひずみ、周波数オフセット、時整列の
問題のせいで歪んでいる。

【００２５】好適実施例で使用されるＰＨＳシステムに
おいては、ＲＦ信号はスペクトル形状をとり、普通は累
乗余弦ろ過の形をとる。合成基本帯域信号は、各記号持
続時間中の瞬時の間に架空配座点のみを通過する。好適
実施例では、基本帯域信号はボーレートの８倍の速さで
サンプリングされる。即ち、サンプリングレートは、記
号毎に８サンプルにつき１．５３６ＭＨｚとなる。

【００２６】本発明の装置の好適実施例のアーキテクチ
ャを図１に示す。複数のｍ機のアンテナ、１０１．
１、．．．、１０１．ｍを使用するが、ここにｍは４で
ある。これらアンテナの出力は、搬送波周波数（約１．
９ＧＨｚ）から最終的な中間周波数（ＩＦ）３８４ｋＨ
ｚまで３段階で、ＲＸブロック１０５．１、．．．、１
０５．ｍによりアナログで混ぜ合わされて下げられる。
この信号は、次にアナログ対デジタル変換器１０９．
０、．．．、１０９．ｍにより１．５３６ＭＨｚでデジ
タル化（サンプル採取）される。信号の実数部分のみが
サンプリングされる。このように、複素フェーザー表記
法では、ディジタル信号は、−３８４ｋＨｚでの写像と
共に３８４ｋＨｚで複素数値のＩＦ信号を保有するもの
として視認化される。最終的な基本帯域までのダウンコ
ンバートは、毎秒１．５３６メガサンプルの実数のみの
信号に３８４ｋＨｚ複素フェーザーを掛けることにより
デジタル的に行われる。これは、複素数シーケンス１、
ｊ、−１、−ｊを掛けるのと同じことで、こちらは符号
変更とリバイニングを使用して簡単に実行される。その
結果は、複素数値の基本帯域信号プラス−２ｘ３８４＝
−７６８ｋＨｚでの写像を有する複素数信号となる。こ
の不本意な負の周波数写像はデジタル的にろ過され、
１．５３６ＭＨｚでサンプリングされた複素数値の基本
帯域信号を生成する。好適な実施例では、グレイチップ
インコーポレーション社のＧＣ２０１１Ａデジタルフィ
ルターデバイス１１３．１、．．．、１１３．ｍを各ア
ンテナ出力毎に１つ使用しており、ダウンコンバートと
デジタルろ過を実行するが、デジタルろ過は有限インパ
ルス応答（ＦＩＲ）ろ過手法を使用している。適切なＦ
ＩＲろ過係数を求めるのは、当業者には自明の標準的手
法を用いて行われる。

【００２７】各アンテナＧＣ２０１１Ａデジタルろ過装
置１１３からは、タイムスロット毎に１つの、４つのダ
ウンコンバートされた出力が出される。４タイムスロッ
トの各々毎に、４機のアンテナからの４つのダウンコン
バートされた出力が、本発明により、更に処理するため
のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）装置１１７に送ら
れる。好適実施例では、４機のモトローラＤＳＰ５６３
０１ＤＳＰを受信タイムスロット毎に１機使用してい
る。

【００２８】本願では以下の表記法を使用する。

【００２９】ｚ₁（ｔ）、ｚ₂（ｔ）、．．．、ｚ
_m（ｔ）はそれぞれ、ダウンコンバート後の、即ち基本
帯域の、第１、第２、．．．、第ｍアンテナ要素の複素
数応答とする。これらは、ｚ（ｔ）のｉ番目の行がｚ_i
（ｔ）であるｍ個のベクトルｚ（ｔ）で表される。ｚ
（ｔ）のＮ個のデジタルサンプルはｚ（Ｔ）、ｚ（２
Ｔ）、．．．、ｚ（ＮＴ）で示され、ここでＴはサンプ
リング周期である。簡略化及び便宜上、サンプル周期は
１に正規化され、ｚ（ｔ）（及び他の信号）は、継続時
間ｔの関数若しくはサンプリングされた信号の何れかを
示し、この場合については当業者の一般技術内容から明
らかであろう。ｚ（ｔ）のＮ通りのサンプルは、マトリ
ックスＺ＝［ｚ（１）｜ｚ（２）｜、．．．、｜ｚ
（Ｎ）］として表される。ｐ個の個別ソース（遠隔ター
ミナル）からのｐ通りの複素数値の同一チャンネル信号
ｓ₁（ｔ）、ｓ₂（ｔ）、．．、ｓ_p（ｔ）がアンテナア
レーに送信されるものと仮定する。この場合、ｍ個のア
ンテナアレー要素におけるｚ_i（ｔ）、ｉ＝
１、．．．、ｍは、それぞれ、ノイズや他の干渉を含め
たこれらｐ個の信号のある組み合わせである。特定の組
み合わせは幾何学形状と伝播によって決まる。同一チャ
ンネル信号はｐ個のベクトルｓ（ｔ）で表され、そのｋ
番目の要素は複素数ｓ_k（ｔ）となる。

【００３０】信号ｓ_k（ｔ）を模範に採ると、ｓ_k（ｔ）
＝Σ_nｂ_k（ｎ）ｇ（ｔ−ｎＴ_S）となり、ここに、合計
Σ_nは、データバッチ又はバーストの全ｎ値に対するイ
ンデクスｎに亘り、｛ｂ_k（ｎ）｝はｋ番ｍの遠隔ター
ミナルより送信される記号シーケンスであり、Ｔ_Sは記
号周期、そしてｇ（ｔ）は使用される全ての送信フィル
タ（複数の場合もある）、伝播チャンネル、全ての受信
フィルタ（複数の場合もある）の効果を組み合わせたイ
ンパルス応答を表す。通常、ｇ（ｔ）の持続時間はＴ _S
より長い。ｇ（ｔ）は便宜上単位エネルギーとされる。
好適実施例では、記号周期Ｔ_Sは、サンプリング周期Ｔ
の整数倍数Ｌとされ、ここに、Ｌ＝８である。Ｔは１に
対して正規化されるので、Ｔ_S＝Ｌ＝８である。複素数
値の記号ｂ_k（ｎ）はある有限アルファベットΩに属す
る。ＰＨＳ実施例のπ／４ＤＱＰＳＫ変調に対して、Ω
＝｛１、ｅｘｐ±ｊπ／４、ｅｘｐ±ｊπ／２、ｅｘｐ
ｊπ、ｅｘｐ±ｊ３π／４｝であり、何れのｋ若しくは
ｎについても、差分信号ｄ_k（ｎ）＝ｂ_k（ｎ）／ｂ
_k（ｎ−１）の位相は、有限アルファベット｛±π／
４、±３π／４｝に属する。

【００３１】マトリックスＳがＺにおけるｓ（ｔ）の同
一のＮ個のサンプルに対応する列を有するものとして表
すと、多重分離の目的はある見積もりＳを生成すること
である。線形見積もりが行われる。即ち、となり、ここにＷ_rは「重みマトリックス」と呼ばれる
ｍｘｐのマトリックスであり、Ｗ_r ^Hは複素共役転置行
列、即ちＷ_rのエルミート転置行列である。Ｗ_rにおける
添え字rは「受信機」を意味し、送信ではなくて受信を
扱っていることを表す。Ｗ_rのｋ番目の列、ｍ個のベク
トルｗ_rkはｋ番目の信号ｓ_k（ｔ）に対する「重みベク
トル」と呼ばれる。このように、ｓ_k（ｔ）の見積もり
は、となる。

【００３２】我々の復調発明は、ｊ≠ｋとして、遠隔タ
ーミナルｊからの他の信号が存在する、即ち同一チャン
ネル干渉が存在する状況において、ある特定の遠隔ター
ミナルｋから送信される信号をどのように復調するかに
ついて説明する。便宜上、表記法は簡略化しており、記
号ｋは暗示的である。当業者には、この１つの信号につ
いての演算を、上記のマトリックス方程式に示す一式の
演算を使用して、他の（ｐ−１）信号からの信号に対し
て繰り返せることは自明であろう。

【００３３】我々が言う「信号コピー」演算とは、を意味しており、重みベクトルｗ_rを使用しながら、ｍ
個の受信信号ｚ（ｔ）の（ｔ中の）サンプルからの特定
の信号の特定サンプルを見積もるためのものである。

【００３４】「基準信号」は、必要条件とされる変調構
造を有する信号である。即ち、その信号構造とは、ｓ_R（ｔ）＝Σ_nｂ（ｎ）ｇ（ｔ＋ε−ｎＴ_S）であり、ここにεはタイミングエラーである。好適実施
例の場合には、ｓ_R（ｔ）はπ／４ＤＱＰＳＫ波形であ
る。Ｂ．一般的方法パラメータ見積もり過程のどの段階でも、パラメータの
幾つかは既に決定されており、一方、他のパラメータは
これから決定されるというのが一般的考えである。既に
見積もられたパラメータは、既知の特性を有する送信さ
れた信号の結果としてのアンテナで受信された信号と共
に、これから見積もられるパラメータを求める過程で使
われる。この様に、二セットのパラメータがあり、第一
のセットは、既に決定されたパラメータの見積もりを含
み、パラメータの第二のセットはこれから決定される。
最初は第一のセットは空である。何れの段階でも、これ
から決定される次のパラメータが第二のセットから選択
され、受信された信号と送信された信号の既知の特性と
が、おそらくは第一セットにあるパラメータ見積もり値
と組み合わせて、次のパラメータを見積もる時に使われ
る。

【００３５】本発明の方法と装置の第一の好適実施例
は、完全に既知のビットシーケンスから成るＳＹＮＣＨ
バーストが送信される時に受信される信号を使う。即
ち、既知の特性は、ＳＹＮＣＨバーストの既知のビット
シーケンスである。見積もられる第一パラメータ（第一
セットが空の場合）は、時整列である。次の段階で、こ
の見積もり値（今は、パラメータの第一セットである）
は、再度ＳＹＮＣＨバーストの既知の特性を使いなが
ら、他の知られていないパラメータ、即ち周波数オフセ
ット、初期空間処理重みベクトルを推定するために使わ
れる。我々の復調発明の好適実施例では、これらの見積
もり値はそれぞれ時整列、周波数オフセット、空間処理
重みベクトルパラメータの初期見積もり値として使わ
れ、一旦、これらパラメータの初期見積もり値が決めら
れると、通信のための「ノーマル」モードに入る。

【００３６】ノーマルモードの間、我々の復調発明の方
法と装置は、アンテナのアレーを使い、そして進行ベー
スで、ｗ_rを既知の交代射影法の改良を使って復調し決
定する。空間処理重みのセットを複素ベクトルｗ_rと考
えれば、交代射影法は、ｗ_rに対する見積もりで始ま
り、これを標準信号空間に標準信号のより良い見積もり
値を得るために射影し、標準信号のより良い見積もり値
をｗ_r空間へｗ_rのより良い見積もり値をえるために射影
し、標準信号の「非常に良い」見積もり値を作る「非常
に良い」ｗ_rを得るまでｗ_r空間と標準信号空間の間でや
り取りを繰り返す、と記述できる。我々の復調発明で
は、周波数オフセットと時整列パラメータの進行中の見
積もり値は、標準信号の一部であるｗ_rと記号をこのオ
フセットと整列に対して確実に訂正するために使われ
る。本発明の第二好適実施例は、周波数オフセットと時
整列パラメータのこれら進行中の見積もり値を提供する
ために使われる。Ｃ．第一好適実施例本発明の第一好適実施例では、既知の特性が既知のフォ
ーマットであるバースト、即ちＳＹＮＣＨバーストを、
時整列、周波数オフセット、初期重みベクトルｗ_rパラ
メータを見積もるために使う。図２は、同期化を行うた
めに使用されるバーストの図解である。尚、ＳＹＮＣＨ
バーストはいくつかのフィールドを有しており、バース
トの全フィールドでもその何れかのフィールドでも、或
いはフィールドの一部でも自由に使用してよい。第１フ
ィールドはプリアンブルと呼ばれ特定周期のビットシー
ケンスである。この特定フィールドのフーリエ変換（Ｆ
ＦＴ計算を用いて見積もられる）は、３つの強い正弦波
成分があることを示しており、ある代わりの実施例では
この事実を使用している。好適実施例は、費用関数特に
２次費用関数（二乗エラー）を求め、最適化法、特に最
小二乗最適化を使用して、費用関数を最小化するパラメ
ータ値を求める。他の費用関数と最適化方法も本発明の
範囲を逸脱することなく使用できる。このようにして求
められる第１パラメータは時整列、即ち最小の費用関数
を出す（サンプル数で表される）タイムシフトである。
一旦時整列が見積もられると、それを用いて初期ｗ_rと
周波数オフセットに関係する費用関数を求め、次に最適
化方法を使用して初期ｗ_rと周波数オフセット見積もり
値を求める。

【００３７】時における位置は大凡知ることができる。
第１好適実施例では、最初は、バーストの時における位
置は±２記号（±１６サンプル）内であることが知られ
ていると仮定され、整列はバーストの位置をこの３２サ
ンプルのウインドウ内で見積もっている。単一のＳＹＮ
ＣＨが整列に使用され、第１に時における大まかな位置
を見積もり、次に時におけるより正確な位置を見積も
る。一旦整列が確定すると、同一のＳＹＮＣＨバースト
を使用して周波数オフセット及び初期重みベクトルｗ_r
を見積もる。代わりの実施例では、より遅いプロセッサ
が見積もりに使用され、従って計算の時間がより際ど
く、合わせて３つのバーストが使用される。２つのバー
ストが整列に関して使用され、第１に時における大まか
な位置を見積もり、第２に時におけるより正確な位置を
見積もる。一旦整列が確定すると、遅いプロセッサを用
いた第３実施例では、第３のＳＹＮＣＨバーストを使用
して、周波数オフセトと初期の重みベクトルｗ_rを見積
もる。

【００３８】時整列評価について、これより更に詳しく
説明する。複素数値のデータではなくて、振幅のみをこ
のために使用する。図３は、ＳＹＮＣＨバーストの振幅
（大きさ）を示している。予測されるように、異なる周
波数オフセットを有するいくつかのこのようなＳＹＮＣ
Ｈバーストを見ると、この振幅信号（振幅対時間）は異
なる周波数オフセットを持つＳＹＮＣＨ信号バースト間
で、著しく変わるわけではないことが観察される。広義
においては、この実施例で用いられる既知の特性はＳＹ
ＮＣＨバーストの既知のビットシーケンスであるが、狭
義においては、振幅信号が特定の実行における時整列を
求める際に利用される周波数オフセットで著しく変化す
るものではないというのは既知の特性である。振幅特性
が周波数オフセットと共に変わる場合に対して、他の方
法の変形例は当業者にとっては明らかであろう。

【００３９】図４は、第１好適実施例による方法のフロ
ーチャートを示している。この方法はダウンコンバート
されたｍ個の信号のバーストｚ₁（ｔ）、．．．、ｚ
_m（ｔ）と共にステップ４０１で開始し、ここにｍ＝
４．９６０複素数値のサンプルが各アンテナでとられ
る。信号はボーレートの８倍でオーバーサンプリングさ
れるので、ステップ４０３では、因数４でデシメートさ
れ記号毎に２サンプルの周波数までに落とされる。

【００４０】この方法ではバーストの一部分のみが使用
される。本好適実施例では、図３に示す典型的なバース
トの振幅について述べると、ＳＹＮＣＨバーストのＰＲ
ＥＡＭＢＬＥフィールド（サンプル番号６−６７）の中
間当たりで始まる単一区域を使用して、バーストのサブ
セットを形成する。図４のフローチャートでは、ステッ
プ４０５がサブセットの入手である。サブセット構造の
他の変形例では、区域数は何れでもよく、実際に、サブ
セットとしてバースト全体を使用してもよい。

【００４１】重みベクトルと整列を求めるためのループ
が、ここステップ４０７で開始されるが、ここでは時間
オフセット以内であると仮定している。このループにお
ける重みベクトルは、ステップ４０９でウインドウ内の
時間オフセットを求める目的で計算される。各アンテナ
毎に１つとして、４コピーの入信信号（及びサブセッ
ト）がある。これら信号の「サブセット」を複素数値の
行ベクトルで示すが、各行ベクトルは特定のアンテナに
するサブセットの時間サンプルである。ｍｘＮマトリッ
クス｜Ｚ｜² が、ｍ機のアンテナでの信号のそれぞれの
サブセットに対応する時間サンプルの二乗振幅であると
しよう。即ち、｜Ｚ｜²（ｔ）はｍ個のベクトルであっ
て、そのｉ番目の要素は｜Ｚ_i（ｔ）｜²で、時間サンプ
ルｔでのｉ番目のアンテナでの信号サブセットの二乗振
幅であると定義され、ここにｔは考えられているサブセ
ットより大きい。そこで、｜Ｚ｜²＝［｜ｚ｜²（１）｜ｚ｜²（２）．．．｜ｚ｜²
（Ｎ）］と定義する。これら｜ｚ（ｔ）｜²の線形組み合わせを
「実数値の」重みｗ₁、w₂、．．．ｗ_mで考えて、この線
形組み合わせを既知のＳＹＮＣＨバーストにおける同一
のサブセットの「既知の」二乗振幅に対して比較する費
用関数を形成する。図５は、ウインドウ５０１内のＳＹ
ＮＣＨバースト５０３に対する区域５１１から成るサブ
セットと、基準ＳＹＮＣＨバースト５０５に対して対応
する区域５０７のサブセットを示している。基準ＳＹＮ
ＣＨバースト、即ち信号は、読み出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）に保存される。サブセット５０７における基準ＳＹ
ＮＣＨバーストの二乗振幅を｜ｓ_r｜²（ｔ）で表し、行
ベクトル｜ｓ_r｜²を区域５０７の基準バースト５０５の
二乗振幅のサンプルとする。即ち、｜ｓ_r｜²＝［｜ｓ_r（１）｜²｜ｓ_r（２）｜²．．．｜ｓ
_r（Ｎ）｜²］である。

【００４２】ｍ個の列ベクトルｗ_rを、その要素として
実数値の重みｗ₁、ｗ₂、．．．ｗ_mを持つものとして定
義する。｜ｚ｜²（ｔ）に関する「信号コピー」演算を
「コピー信号」ｗ_r ^T｜ｚ｜²（ｔ）を確定するものと定
義する。そうすると、ステップ４０９での最適化は、既
知の｜ｓ_r｜²（ｔ）に対して（あるノルムにおいて）で
きる限り接近したコピー信号ｗ_r ^T｜ｚ｜²（ｔ）を生み
出すｗ_rを見つけることである。好適実施例において
は、費用関数Ｊ＝‖｜ｓ_r｜²−ｗ_r ^T|Ｚ|²‖² は最小化される。このようなＪを最小化するｗ_rを見い
だす最適化技法は、当業者にはよく知られている。例え
ば、Ｇ．Ｈ．ゴラブとＣ．Ｆ．バンローンによる「マト
リックス計算」（バルチモア第２版、ジョン・ホプキン
ズ大学出版、１９８９年）、Ｂ．Ｎ．ダタによる「数値
線形代数学及び応用例」（カリフォルニア州パシフィッ
クグローブ、ブックス／コール１９９５年（６．１０
節））、又はＷ．Ｈ．プレス他による「Ｃにおける数の
レシピ」（第２版、イギリス、ケンブリッジのケンブリ
ッジ大学出版、１９９２年（１０章））を参照された
い。

【００４３】このような方法に関する文献は、式Ｊ＝
（ｂ−Ａx）^H（ｂ−Ａx）という費用関数を用いてマト
リックス最適化の問題を解いている。本事例に対する適
合化に当たっては、ｂ^T＝｜ｓ_r｜²、Ａ^T＝｜ｚ｜²、ｘ^T
＝ｗ_rの置換を行う。ここで「一般的」ベクトルという
意味で用いられる表記法ｂ（及びＡとｘ）は、本願の他
の箇所で使用される記号ｂ_k（ｎ）、ｂ（ｎ），ｂ
₀（ｎ）等とは全く関係がない。

【００４４】２通りの代わりの方法が、最適化の問題を
解決するための２通りの異なる実行例で使用される。第
１番目の方法は、共役傾斜法である。これは、ｆ（ｘ）
＝１／２ｘ^HＡｘ−ｘ^Hｂを最小化する。その関数はｘ＝
ｉｎｖ（Ａ）ｂに対し−１／２ｘ^Hｉｎｖ（Ａ）ｂ＝ｉ
ｎｖ（Ａ）ｂという最小値を有し、ここにｉｎｖ（Ａ）
はＡの一般逆行列である。最小化はサーチ方向ｐ_kのセ
ットを生成することにより行われる。インデクスｋで示
される各段階において、量ａ_kはｆ（ｘ＋ａ_kｐ _k）を最
小化するものと分かり、ｘ_k+1はｘ_k＋ａ_kｐ_kに等しく設
定される。ベクトルｐ_kは、関数ｆ（．）が｛ｐ₁、
ｐ₂、．．．ｐ_k｝により範囲を定められるベクトル空間
全体に亘り最小化されるように選定される。

【００４５】以下は、共役傾斜を使用しながら一般逆行
列を見いだすための手順である。

【００４６】ｘ＝０；ｓ_k＝ｂ；ｋ＝１：４に対しｒ_k＝ｓ_kＡ^H；もし（ｋ−１）ならｐ_k＝ｒ_k；ｌ＿ｒ＝ｒ_k（：）^Hｒ_k（：）；でなければｒ_kＯｌｄＬｅｎ２＝ｌ＿ｒ；ｌ＿ｒ＝ｒ_k（：）^Hｒ_k（：）；ｂ_k＝ｌ＿ｒ／ｒ_kＯｌｄＬｅｎ２；ｐ_k＝ｒ_k＋ｐ_kｂ_k；終了ｑ_k＝ｐ_kＡ；ａ_k＝ｌ＿ｒ／ｑ_k（：）^Hｑ_k（：）；ｘ＝ｘ＋ａ_kｐ_k；ｓ_k＝ｓ_k−ａ_kｑ_k；終了一般逆行列を見いだすために使われる第２の方法は、方
程式Ａｘ−ｂのシステムのＬ２ノルムを最小化する、即
ちＪ＝（ｂ−Ａｘ）^H（ｂ−Ａｘ）を最小化する一般逆行列を正式に計算することによるも
のである。

【００４７】Ｊを最小化するｘの値は、（Ａ^HＡ）^-1Ａ^H
ｂであり、Ｊの最小値はｂ^Hbｂ−ｂ ^H（Ｐ−Ｉ）ｂであ
るが、ここにＰ＝Ａ（Ａ^HＡ）^-1Ａ^HはＡの射影マトリッ
クスと呼ばれ、（Ａ^HＡ）^-1Ａ^HはＡの一般逆行列であ
る。

【００４８】共役傾斜法についてのこの手法の利点は、
この最適化が、ｂの異なる値（この発明においてはｓ
_ref）につき幾度も計算する必要が生じた場合でも、Ａ
の一般逆行列（Ａ^HＡ）^-1Ａ^Hの計算はｂに依存せず、従
って何れのＡについても１度だけ行えばよく、本発明の
場合で言えば受信信号ｚにつき１度だけでよいというこ
とである。共役傾斜を使用する場合に、各最小化は、Ａ
とｂ双方を含む同一の計算が必要になる。

【００４９】好適実施例では、適合的正規化が計算の各
段階で用いられる。これにつき、正規化された誤差項
（ｂ^Hｂにより正規化）が使用される。これは費用関数
を正規化し、Ｊ’を使って表すと、Ｊ’＝Ｊ／ｂ^Hｂ＝１−ｂ^H（Ｐ−Ｉ）ｂ／ｂ^Hｂとなるので、Ｊ’を最小化することは、ｂ^H（Ｐ−
Ｉ）ｂ／ｂ^Hｂを最大化することに等しい。数値的及び
安定性の理由から、本発明の好適実施例では、一般逆行
列の確定はスケールファクター内に対して実施される。
Ｐと、ひいては（Ｐ−Ｉ）は、このようなスケールファ
クターに対しては不変である。このようなスケールファ
クターを計算する必要を回避するために、好適実施例で
は、比較の理由からＪの計算の必要性が生じたならいつ
でも、Ｊ’の値を代わりに求めて比較する。例えば、以
下のステップ４１１と４２１を参照されたい。

【００５０】一般逆行列の計算においてこのようなスケ
ールファクターが使用される結果として、ベクトルｘと
ひいては重みベクトルがこのスケールファクターに対し
て定められる。このスケールファクターを明示的に計算
する必要を回避するため、全基準信号、この場合には｜
ｓ_r｜がこのスケールファクターに対し定義される。本
発明の特定のアプリケーションは、信号コピー演算に使
用するために求められる重みベクトル用であり、基準信
号を確定し比較するために、全基準信号及び信号コピー
演算は矛盾の無い結果を出すためにこのスケールファク
ターに対して正規化される。

【００５１】フローチャートに戻るが、一旦重みが計算
されると、Ｊ’の式での見積もり二乗エラーがステップ
４１１で計算される。このエラーは、ステップ４１３で
このｗ_rについてのタイミングオフセットと共に格納さ
れる。またステップ４１５では、エラーがこのループの
全オフセットにつき計算されたかどうかを判断するため
にチェックが行われるが、これはデシメーションのせい
で４サンプル毎に行われる。結果が否なら、ステップ４
１７で、決められたオフセットにデシメーションファク
ター４が加えられる。即ち、ウインドウ５０７が４でシ
フトされ、ステップ４１９及び４０９で、新しい重みの
セットが再度確定される。ステップ４１１では、新たな
オフセットについての新たなエラーが求められる。この
ようにして、合計９回のトライアルが繰り返される。こ
のように、４サンプルで分割される９個のオフセットの
関数としてエラーが確定すると終了となる。ステップ４
２１では、最小二乗Ｊ’を算出するオフセットｗ_rが選
択されコースオフセット見積もりが出される。

【００５２】方法は次に、粗見積もりの４個のサンプル
内での整列見積もりを求める第２ループに移る。好適実
施例では、同一のＳＹＮＣＨバーストを使用する（ステ
ップ４２３）。代わりのやり方では、第２のＳＹＮＣＨ
バーストが、必要となる計算能力を抑制するために使用
される。

【００５３】求められた粗整列をステップ４２５で使用
して、ＳＹＮＣＨバースト期間中にアンテナに受信され
るデータを修正する。受信されたデータはステップ４２
７で再びデシメートされて、区域５１１に対応してサブ
セットが求められる。これよりループが再び開始される
が、これは粗整列選択用に４サンプル毎に考えたのとは
異なり、ここでは精密な整列を確定する４サンプル内を
当たるということ以外は上記の粗整列確定ループと同様
である。最終的な整列は、粗整列と精密整列見積もりを
加えることによって、ステップ４４７で確定する。

【００５４】この段階では、１つのパラメータ、時整列
は既に見積もられており、第１セットとなる。今度はこ
れを使用して第２セットのパラメータ、即ち、周波数オ
フセット及び重みベクトルパラメータを見積もる。再
度、同じＳＹＮＣＨバーストが使用される。利用できる
計算能力が制限される代わりの実施例では、周波数オフ
セットと重みベクトルｗ_rを見積もるために、追加のＳ
ＹＮＣＨバーストを使用することができる。

【００５５】整列｜Ｚ_i（ｔ）｜²、i＝１、．．．、ｍ
を求める際には、アンテナでの信号のサブセットの二乗
振幅が使用され、ｗ_rは実数値要素を持っていた。周波
数オフセット見積もり及びｗ_r確定には、アンテナ信号
のサブセットの完全複素数値のデータｚ_i（ｔ）、i＝
１、．．．、ｍが使用され、ｗ_rは複素数値となる。バ
ーストはステップ４４９で受信され、ステップ４４７で
確定した整列見積もりを使用して、ステップ４５１で整
列タイミングオフセットに対し修正される。信号は４の
因数でデシメートされ、サブセットはステップ４５３で
抽出される。主要な見積もりループがこれより開始され
る。周波数オフセットにつき５つの値がループの初期に
使用される。５つのポイントそれぞれの間の差がデルタ
と称され、開始時には２０４８Ｈｚに設定される。５つ
のポイントは、−４０９６Ｈｚ、−２０４８Ｈｚ、０、
＋２０４８Ｈｚ、＋４０９６Ｈｚである。異なるやり方
では異なる値を使用してもよい。主要ループは、最小二
乗エラーを与える周波数シフトが算出される点を除け
ば、時整列見積もりについての上記の説明と全く同じで
ある。ｚ（ｔ）＝［ｚ₁（ｔ）ｚ₂（ｔ）．．．ｚ
_m（ｔ）］^Tと定義すると、Ｚ＝［ｚ（１）ｚ（２）．．．ｚ（Ｎ）］となる。これらｚ_i（ｔ）’と複素数値の重みｗ₁、
ｗ₂、．．．、ｗ_mの組み合わせを考えてみる。周波数オ
フセット修正後のサブセット５０７における基準ＳＹＮ
ＣＨバーストをｓ_r（ｔ）と表し、行ベクトルｓ_rを周波
数オフセットにより修正された区域５０７における基準
バースト５０５の大きさのサンプルとする。即ち、ｓ_r＝［ｓ_r（１）ｓ_r（２）．．．ｓ_r（Ｎ）］である。周波数シフトは、各複素数値のサンプルを周波
数オフセットに対応する位相シフトを掛けることにより
適用される。ｍ個の複素列ベクトルはｗ_r＝［ｗ
₁ｗ₂．．．ｗ_m］と定義する。次のステップ４５７での
最適化は、既知及び修正された周波数オフセットｓ
_r（ｔ）に（あるノルムで）できる限り近いコピー信号
ｗ_r ^Hｚ（ｔ）を算出するｗ_rを見い出すことである。好
適実施例では、費用関数Ｊ＝‖ｓ_r−ｗ_r ^HＺ‖² は、最小化される。このようにして、５つの周波数オフ
セットのそれぞれにつきこの費用関数を最小化する重み
ｗ_rが求められる。前のように、一般逆行列法が使用さ
れるとき、重みｗ_rは定数内で求められる。当業者に
は、この場合ｓ_r （ｔ）も又一貫性の精神に則りそのス
ケーリングで定義されることは明らかであろう。これら
重みベクトルｗ_rのそれぞれに対し（Ｊ’として正規化
された）二乗見積もりエラーがステップ４６１で求めら
れ、次に最小エラーを出す周波数オフセットが選択され
る。これをＣｏａｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑと呼
ぶ。中央付近にあり、１０２４ヘルツのデルタでの最後
の再帰において最小エラーを与えたＣｏａｒｓｅ＿Ｏｆ
ｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑを含んでいる３つの値につき２等分
探索が行なわれる。即ち、重みとエラーは（Ｃｏａｒｓ
ｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ−ｄｅｌｔａ）と（Ｃｏａ
ｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ＋ｄｅｌｔａ）、即ち
Ｃｏａｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ周りの２つの追
加的な周波数オフセット値に対し求められ、２等分探索
を使用して、最小二乗エラーを与える周波数オフセット
が｛（Ｃｏａｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ−ｄｅｌ
ｔａ）、Ｃｏａｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ、（Ｃ
ｏａｒｓｅ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿Ｆｒｅｑ＋ｄｅｌｔａ）｝
のセットから選択される。デルタはこれより２等分さ
れ、新たな２等分探索が開始される。デルタを２等分に
するというこの２等分探索ループは、デルタが周波数オ
フセットに対して必要とされる精密度より小さくなるま
で続けられる。好適実施例ではこれは１６Ｈｚである。

【００５６】２通りの代わりの方法を用いて周波数オフ
セットを求めることもできる。これらの技法、傾斜法並
びに補間法は、計算上より効率的であると言える。傾斜
法では、エラー関数曲線対周波数オフセットがスムーズ
でしかも典型的に２つまたは場合によっては３つの極小
値を表していることを利用する。従って、主要な極小値
を見つけるのは、良く知られた傾斜最小化技法を使用す
ると非常に簡単で、１〜２回の反復しか必要としない。
２等分探索法で使用されたものと同一の主要な見積もり
ループを使用して、傾斜探索ループを開始する前に最小
値を概算する。補間法は４次多項式を使用する。最も小
さい平方という意味で、主要な極小値の付近のエラー関
数曲線に「最も」合う多項式を求めることにより周波数
オフセットを求める。この方法には２つのループを含
む。第１のループは大凡の最小値を確定する。この際、
−４０００Ｈｚ、−２０００Ｈｚ、０Ｈｚ、２０００Ｈ
ｚ、４，０００Ｈｚに対応して５つのエラーポイントが
計算され、最小エラーを出すオフセットとなる大凡の見
積もりが出される。第２ループでは、大凡の見積もり値
周りの４つの正確なエラー値が、大凡の見積もり値±１
５００Ｈｚ及び大凡の見積もり値±７５０Ｈｚとして大
凡の見積もり値の周りに確定される。これら４つの値は
大凡の見積もり値と共に４次多項式に合うように使用さ
れる。導関数及び多項式に対する３つの根が次に求めら
れる。周波数オフセットパラメータの見積もり値は、大
凡の見積もり値に最も接近している非複素数根である。

【００５７】このようにして、周波数オフセット及び重
みベクトル、即ち第２セットが求められる。こうして、
単一のＳＹＮＣＨバースト内で、整列、周波数オフセッ
ト、重みベクトルｗ_rという３つのパラメータの全てが
見積もられる。先に述べたように、十分な計算能力が無
い場合の代わりの実施例では、これらのパラメータは２
又は３個のＳＹＮＣＨバーストにおいて求めることもで
きる。Ｄ．第二好適実施例第二好適実施例は、送信された信号の既知の特性とし
て、周波数オフセットと時整列パラメータの見積もり値
を求めるためにノーマルモードの間に送信された信号の
既知の有限アルファベット特性を使う。このようにして
見積もられたパラメータは、我々の復調発明の一部とし
て進行中の周波数オフセット及び配列訂正のために使わ
れる。

【００５８】第二好敵実施例でも、まだ見積もられてお
らず空のセットであるパラメータの第一セットから始ま
る。これから推定されるパラメータの第二セットは、周
波数オフセットと時整列パラメータから成る。時整列パ
ラメータが最初に見積もられる。

【００５９】ここではｗ_r0と示されるｗ_rの初期値が仮
定される。ｗ_r0を決めるのに、どのような方法を使って
もよい。我々の復調発明の好適実施例では、このｗ_r0を
決定するために、本発明の第一好適実施例が使われる。
前と同じく、ｚ（ｔ）をダウンコンバートされた受信信
号ベクトルとする。先ず最初に、対象となる信号の見積
もり値を作るため、ｚ（ｔ）と共にこのｗ_r0を使いなが
ら簡単なコピー信号操作によってで表される信号の見積もり値を作る。 d₀(n)=b₀(n)/b₀(n−L)⇒∠d₀(n)=∠b₀(n)−∠b₀(n−L) 但し∠は位相、である。先行技術のπ／４ＤＱＰＳＫ復
調では、架空の差分配座点における複素数値ｄ₀（ｎ）
の４分円が復調デシジョンである。複素平面の４つの４
分円を第１、第２、第３、第４の４分円に対しそれぞれ
Φ1、Φ2、Φ3、Φ4とする。４分円は復調に十分用を足
すことが、π／４ＤＱＰＳＫ信号の有限アルファベット
特性の主要な意義であり、架空の場合では、ある架空の
差分配座点で∠d₀(n)=±π／４又は±３π／４である。
信号の有限アルファベット特性をこれより活用する。架
空の差分信号ｄ_0ideal（ｎ）を、最も近い架空差分配座
点に対して緩和されたｄ₀（ｎ）と定義する。即ち、 d₀(n) ∈Φ1 ⇒ ∠d_0ideal (n) = (2i-1) π／４但し、i=1,2,3又は4である。“ｆａ”（有限アルファベ
ットにつき）でｄ₀（ｎ）とｄ_0ideal（ｎ）の間の関係
を表す。即ちｄ_0ideal（ｎ）＝ｆａ｛ｄ₀（ｎ）｝であ
る。整列二乗エラーｅA²（ｎ）＝｜ｄ₀（ｎ）−ｄ
_0ideal（ｎ）｜²を差分点とその最も接近した架空差分
配座点の間の（複素平面における）距離の二乗と定義す
る。記号点に近くないサンプル点では、エラー「距離」
は比較的大きいであろう。

【００６０】本発明の実施例においては、｛ｄ
₀（ｎ）｝を明示的に決めるのではなく、むしろ各ｄ
₀（ｎ）の角度が、∠ｄ₀（ｎ）=∠［ｂ₀（ｎ）ｂ₀*（ｎ
−Ｌ）］であるという事実を使用する。

【００６１】複素平面（ｊ²＝−１）上で［ｂ₀（ｎ）ｂ
₀*（ｎ−Ｌ）］＝χ_Re（ｎ）＋ｊχ _Im（ｎ）とする。そ
うすると信号｜χ_Re（ｎ）｜＋ｊ｜χ_Im（ｎ）｜∈Φ1
即ち第１の４分円、はｄ_0ideal（ｎ）の場合に、正規化
されると、１／√２＋ｊ１／√２となる。好適実施例で
使用される整列二乗エラーｅA²（ｎ）は、ｅA²（ｎ）＝（｜χ_Re（ｎ）｜−１／√２）²＋（｜χ
_Im（ｎ）｜−１／√２）² である。

【００６２】これにより信号を復調する必要が回避され
る。これより、時整列パラメータに対応し且つ関連した
費用関数が形成される。この実施例では、この費用関数
は、となり、これは整列χの関数としての、バーストの全サ
ンプルに対しての全エラー距離の合計である。本発明の
本方法の第１好適実施例では、整列点χ_minとして最小
のＪχを有する点を選ぶことになる。中間絶対エラーの
ような他の費用関数を代わりに使用してもよい。

【００６３】この実施例では、χ_minはボー点付近のＬ
サンプル点内の整列であるが、ＳＹＮＣＨバーストを使
用する第１の実施例では、整列全体が求められる。整列
全体は、技術上良く知られている標準的な技法を使用し
てフレーミングビットを調べることによりχ_minから容
易に求められる。

【００６４】このように一旦χ_minが定まると、第１セ
ットが整列パラメータとなり、データを整列させるため
に整列パラメータ見積もりχ_minを使用して周波数オフ
セットパラメータの見積もりへと進む。ｄ’₀（ｎ）と
ｄ’_0ideal（ｎ）はそれぞれ、χ_minによる整列後の、
差分点ｄ₀（ｎ）とｄ_0ideal（ｎ）を示す。即ちｄ’
_c（ｎ）＝ｄ_c（ｎ＋χ_min）でｄ’_cideal（ｎ）＝ｄ
_cideal（ｎ＋χ_min）である。先に述べ、且つ以下に説
明するように、現実のやり方は、ｄ’₀（ｎ）とｄ’
_0ideal（ｎ）を明示的に求めることを含んでいない。位
相エラーを、ｅ_p（ｎ）＝∠ｄ’₀（ｎ）−∠ｄ’ _0ideal（ｎ）と示す。

【００６５】費用関数をサンプルに亘る位相エラーｅ_p
（ｎ）の平均として定義する。本発明の方法は、復調を
明示的に必要とせずにこれを求める。

【００６６】ｂ’₀（ｎ）をｂ₀（ｎ）の整列バージョン
と定義する。第１の段階は［ｂ’₀（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−
Ｌ）］を求めることである。これより、Φ_i即ち［ｂ’₀
（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−Ｌ）］が存する４分円を求める。次
に［ｂ’₀（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−Ｌ）］がどの４分円に存
するかによって、Φ１、２、３、４それぞれにつき−π
／４、−３π／４、３π／４、π／４だけ［ｂ’
₀（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−Ｌ）］を回転させる。これによ
り、∠［ｂ’₀（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−Ｌ）］は移動して−
π／４からπ／４の間の範囲内となる。この回転した
［ｂ’₀（ｎ）ｂ’₀*（ｎ−Ｌ）］を複素平面では、
Ｐ’（ｎ）＝Ｐ_Re’（ｎ）＋ｊＰ_Im’（ｎ）と示す。

【００６７】ｅ_p（ｎ）を計算するための方法は、フェ
ーザーを掛け算すると位相角度が加わるという事実を用
いる。合計位相を求めるためには、正位相寄与と負位相
寄与とを分ける必要がある。これらの各々につき、もし
そうしなければ結果は係数２πになってしまうので、フ
ェーザーを掛け算してカウンター経由で２πの倍数がい
くらあるかを記録する。最終的な合計位相は、正位相寄
与合計引く負位相寄与合計である。これについての手順
は以下の通りである。

【００６８】 a＿pos=1; a＿neg=1; c＿pos=0; c＿neg=0; n=1、...、N/LにつきもしP_Im'(n>0なら a''＿pos=a＿pos; a＿pos*=P'(n); もし((Re{a''＿pos}Re{a''＿pos})(Re{a＿pos}Im{a＿pos})<0) なら c＿pos+=1; でなければ a''＿neg=a＿neg; a＿neg*=P'(n) もし((Re{a''＿neg}Re{a''＿neg})(Re{a＿neg}Im{a＿neg})<0)なら c＿neg+=1; a＿tot=(a＿pos exp{-j( c＿pos mod 4)π/2}) ・( a＿neg exp{j( c＿neg＼ mod 4)π/2}); tot=2(Ｉｍ a＿tot>0)-1; Ave{ep(n)}=(∠(a＿tot exp{-j tot π/4}) +(c＿pos-c＿neg+tot/2)π/2)/(N/L); サンプリングレートの知識を使えば、この平均位相角度
エラーは、周波数オフセットの必要な見積もりへと変換
できる。これは位相（∠）計算の回数を最小限にするた
めに行うのであり、なぜなら逆タンジェント演算は好適
実施例で使用されるＤＳＰでは費用がかかるからであ
る。

【００６９】この様に、第二セットのパラメータ、即ち
周波数オフセットは、ｍ個の受信された信号、即ち、費
用関数Ｊを最小にすることによって送信された信号の既
知の有限アルファベット特性と共に第一セットのパラメ
ータの見積もり値から求められる。

【００７０】この見積もりが、復調の間に、周波数オフ
セット用の信号を修正するために使用されるときには、
周波数オフセット見積もりではなくて、むしろ平均位相
角度自身が使用される。

【００７１】以上の説明から、本発明がこの様に、一つ
又はそれ以上の周波数オフセット、時整列、空間処理重
みベクトルを含むパラメータの様な通信システムパラメ
ータを求めるための方法を提供することは明らかであろ
う。Ｅ．パラメータ決定のための装置図１に示す本発明の装置の好適実施例の構造について、
これよりより詳しく説明する。ｍ機のアンテナ１０１．
０、１０１．２、．．１０１．ｍのｍ個の出力１０３．
１、１０３．２、．．、１０３．ｍ（好適実施例ではｍ
＝４）が受信され、アナログで混ぜ合わされ、３段階
で、搬送波周波数（約１．９ＧＨｚ）から３８４ｋＨｚ
の最終中間周波数（ＩＦ）に下げられる。これはｍ個の
ＲＸブロック１０５．１、１０５．２、．．．１０５．
ｍで実行され、信号１０７．１、１０７．２、．．．１
０７．ｍを生成するが、これらが次に１．５３６ＭＨｚ
でＡ／Ｄ変換器１０９．１、１０９．２、．．．１０
９．ｍによりデジタル化（サンプリング）され実数値の
信号１１１．１、１１１．２、．．．１１１．ｍを生成
する。基本帯域への最終的なダウンコンバートは、グレ
イチッップ社製のＧＣ２０１１Ａデジタルフィルター装
置であるブロック１１３．１、１１３．２、．．１１
３．ｍによりデジタルで実行される。ダウンコンバータ
ーはまた時間多重分離を実行して４つの出力を生成す
る。例を揚げると、第１のダウンコンバーター１１３．
１は、その出力が１１５．１．０、１１５．１．１、１
１５．１．２、１１５．１．４であるが、受信タイムス
ロット０、１、２、３のそれぞれにつき１つとなってい
る。タイムスロット信号のそれぞれは、それぞれのダウ
ンコンバーターにより、以後の処理での必要に合わせて
スケール調整される。信号処理のためこのようなスケー
ル調整をどのように実行するかは当業者には自明であろ
う。このように、何れのタイムスロットについても、ｍ
個の信号が生成され、これらはｚ₁（ｔ）、ｚ
₂（ｔ）、．．．、ｚ_m（ｔ）であって、即ちそれぞれ第
１、第２、．．．、第ｍ番目のアンテナの複素数値の応
答である。０番目のタイムスロットについては、これら
は信号１１５．１．０、１１５．２．０、１１５．３．
０、１１５．４．０として示される。

【００７２】このように、何れのタイムスロットについ
ても、本装置はｍ機のアンテナのそれぞれに対し１つの
受信機を含み、各受信機はデジタイザーを含んでおり、
ｍ機の受信機の出力は対応するアンテナ要素の応答であ
る。ＲＸブロック１０３、Ａ／Ｄブロック１０９、そし
てダウンコンバーターブロック１１３は共に、特定実施
例においてｍ機の受信機となっているが、他の何れの受
信用装置を代用してもよい。

【００７３】装置が作動するためには、通信システム
に、既知の特性の信号を基地局に送信するための送信
機、例えばＳＹＮＣＨパルスが含まれている必要があ
る。システムの何れの遠隔ターミナルも、その様な信号
を基地局に送信する様にプログラムされる。

【００７４】何れのタイムスロットについても、１つの
モードで、初期重みマトリックス、周波数オフセット及
び時整列パラメータを求めるための処理が、そして第２
のモードで、周波数オフセット及び時整列確定、周波数
オフセット及び整列修正、及び復調を提供するための処
理が、タイムスロット毎に１つのディジタル信号プロセ
ッサーにより実行される。４つの受信タイムスロット
０、１、２、３用の４つのＤＳＰは、各々ブロック１１
７．０、１１７．１、１１７．２、１１７．３として示
されている。それぞれはモトローラ社のＤＳＰ５６３０
１である。結果として復調された信号は１１９．
０、．．．、１１９．３として示されている。

【００７５】このように本装置は、初期重みマトリック
ス、周波数オフセット及び時整列パラメータ確定用の装
置を含んでいる。

【００７６】本発明を費用関数を最小にするという観点
で説明してきたが、これが、他の関連する費用関数を最
大にすることと等しいことは当業者には明らかであろ
う。この様に、最小化ステップの説明は、一般的に、最
小化又は最大化何れのステップにでも解釈することがで
きる。

【００７７】本発明を好適実施例に関して説明してきた
が、これらの実施例は説明のためのものに過ぎない。好
適実施例に関してはいかなる制限を意図するものでも暗
示するものでもない。数多くの変更や修正が、本発明の
真の精神と際立ったコンセプトの範囲を逸脱することな
く行われるであろうことは予測されることであり、本発
明の範囲はここに添付する請求の範囲により定義づけら
れることを意図するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の装置の好適実施例のアーキテクチャを
示す。

【図２】本発明の好適実施例で同期化を実行するために
使われるバーストの線図を示す。

【図３】本発明の好適実施例で使われるＳＹＮＣＨバー
ストの振幅（大きさ）を示す。

【図４Ａ】本発明の好適実施例による整列方法のフロー
チャートを示す。

【図４Ｂ】本発明の好適実施例による整列方法のフロー
チャートを示す。

【図４Ｃ】本発明の好適実施例による整列方法のフロー
チャートを示す。

【図５】初期整列と周波数オフセット見積もり装置の好
適実施例で勘案される整列ウインドウとＳＹＮＣＨバー
ストのサブセットを示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シオディーニアランエムアメリカ合衆国カリフォルニア州 94040 マウンテンヴィュージャーディンドライヴ 2134 (72)発明者バーラットクレイグエイチアメリカ合衆国カリフォルニア州 94062 レッドウッドシティーレイクヴィューウェイ 1060 (72)発明者カルッピアーカマラジアメリカ合衆国カリフォルニア州 94089 サニーヴェイルワイルドウッドアベニュー 1235 アパートメント 401 Ｆターム(参考） 5K022 FF01 GG00 5K067 AA03 BB04 CC04 CC10 DD25 EE02 EE10 KK02 KK03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１ラジオから送信された信号を第２ラジ
オでの複数の対応するアンテナ要素における複数の受信
信号として受信する段階と、前記信号および前記受信信
号に基づいてコスト関数を生成する段階と、および、前記コスト関数を最小にするパラメータのため
の値を選択することによってパラメータを評定する段階
とを特徴とする方法。
【請求項２】前記信号に基づいてコスト関数を生成する
段階が、前記信号の既知の特性に基づいてコスト関数を
生成する段階を備えていることを特徴とする請求項１に
記載の方法。
【請求項３】前記信号に基づいてコスト関数を生成する
段階が前記信号の前記既知の特性に基づいて基準信号を
生成する段階と、および前記基準信号に基づいて前記コスト関数を生成す
る段階とを備えていることを特徴とする請求項２に記載
の方法。
【請求項４】前記基準信号に基づいてコスト関数を生成
する段階が、前記基準信号を修正する段階と、および前
記修正された信号に基づいて前記コスト関数を生成する
段階とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の
方法。
【請求項５】前記基準信号に基づいてコスト関数を生成
する段階が、時間で前記基準信号をシフトする段階と、
および前記時間シフトされた基準信号に基づいてコスト
信号を生成する段階とを備えたことを特徴とする請求項
３に記載の方法。
【請求項６】前記信号の前記既知の特性に基づいてコス
ト関数を生成する段階が、前記信号の既知のフォーマッ
トに基づいてコスト関数を生成する段階とを備えている
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項７】前記信号の既知の特性に基づいてコスト関
数を生成する段階が前記信号を用いて送信された既知の
データシーケンスに基づいてコスト関数を生成する段階
を備えていることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項８】前記信号の既知の特性に基づいてコスト関
数を生成する段階が前記信号を送信するために使用され
る変調スキームの既知の有限アルファベットに基づいて
コスト関数を生成する段階を備えていることを特徴とす
る請求項２に記載の方法。
【請求項９】前記パラメータを評定する段階が前記コス
ト関数を最小にする時間整列を選択することによって前
記複数の受信信号の時間整列を評定する段階を備えてい
ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】前記パラメータを評定する段階が前記コ
スト関数を最小にする周波数オフセットを選択すること
によって前記複数の受信信号の周波数オフセットを評定
する段階を備えていることを特徴とする請求項１に記載
の方法。
【請求項１１】前記パラメータを評定する段階が前記コ
スト関数を最小にする重みベクトルを選択することによ
って前記複数の受信信号の重みベクトルを評定する段階
を備えていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１２】前記関数を生成する段階が第２パラメー
タを評定する段階と、前記信号、前記複数の受信信号、
および前記第２パラメータを生成する段階とを備えてい
ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１３】前記コスト関数を生成する段階が前記信
号、前記複数の受信信号および、時間整列、周波数オフ
セット、および重みベクトルの内の１つに基づいてコス
ト関数を生成する段階を備えていることを特徴とする請
求項１に記載の方法。