JP2003088182A - コンプレッサの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コンプレッサの制御方法において、ＰＷＭ制
御時のインバータのスイッチングロスを低減する一方、
高調波電流も低減することを目的とする。 【解決手段】 交流電源を整流部で直流電圧に変換し、
直流電圧をアクティブフィルタで所定直流電圧としてイ
ンバータに供給し、インバータによって任意の交流電圧
としてコンプレッサのモータに印加して同モータを運転
する際、ＰＷＭ制御時に当該入力交流電流を検出する一
方、検出した入力交流電流が第１の設定値未満であると
きにはアクティブフィルタの設定出力直流電圧の上昇割
合を１０Ｖに、また、入力交流電流が第１の設定値以上
で第２の設定値未満であるときには上昇割合を５Ｖに、
さらに、入力交流電流が第２の設定値以上であるときに
は上昇割合を３Ｖにそれぞれ設定し、それら１０Ｖ、５
Ｖ、３Ｖを現設定出力直流電圧に加算してアクティブフ
ィルタを制御し、アクティブフィルタのスイッチング手
段を入力交流電流のピーク付近で停止させ、アクティブ
フィルタの動作範囲を可変する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、家電機器（空気調
和機）等に用いるコンプレッサのモータ（ブラシレスＤ
Ｃモータ）をインバータ制御する制御技術に係り、特に
詳しくは、力率改善電源回路（アクティブフィルタ）の
出力直流電圧を制御するコンプレッサの制御方法に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】最近の家電機器（空気調和機）等にあっ
ては、コンプレッサのモータにインバータ制御を採用し
ている。インバータ制御では、交流電源を直流電源に変
換し、変換された直流電圧をインバータ手段で任意の交
流電圧に変換してモータに印加する。

【０００３】上記交流電源を直流電源に変換する手段と
して、一般的なコンデンサ入力型電源回路を用いると、
交流電源からの入力交流電流波形が歪波となり、高調波
電流が発生する。そこで、入力交流電流波形をほぼ正弦
波（正弦波状）とするために、例えば図６に示すよう
に、昇圧コンバータ型アクティブフィルタを含む電源回
路を備えた制御装置が提案されている。

【０００４】図６において、この制御装置は、入力交流
電源（商用電源）１を全波整流して直流電圧に変換する
整流部２と、この直流電圧を所定電圧に昇圧するととも
に、入力交流電流波形を正弦波状に制御するためのアク
ティブフィルタ部３と、アクティブフィルタ部３の出力
直流電圧を三相の交流電圧に変換してコンプレッサのモ
ータ４に印加するインバータ部５と、アクティブフィル
タ部３を制御するアクティブフィルタ制御部６と、アク
ティブフィルタ制御部６の制御信号（起動、設定出力直
流電圧の値）およびインバータ部５のスイッチング素子
の制御信号（ＰＷＭ波形を含む）を出力する制御回路
（マイクロコンピュータ）７と、その制御信号によりイ
ンバータ部５のスイッチング素子を駆動するドライバ部
８とを備えている。

【０００５】上記アクティブフィルタ部３は、整流部２
の正端子側に直列に接続した昇圧チョークコイル３ａ
と、昇圧チョークコイル３ａに直列に接続した逆阻止ダ
イオード３ｂと、昇圧チョークコイル３ａと逆阻止ダイ
オード３ｂの間で整流部２の負端子側に接続したスイッ
チング素子（ＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３
ｃと、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄと、入
力電圧を検出する入力電圧検出回路３ｅと、当該電流を
検出する電流検出回路（シャント抵抗）３ｆと、出力電
圧を検出する出力電圧検出回路３ｇとを備えている。

【０００６】上記制御装置によると、モータ４の回転速
度を当該制御（室温コントロール）に必要とされるコン
プレッサの目標運転周波数とするため、アクティブフィ
ルタ部３を制御するとともに、インバータ部５のスイッ
チング素子をオン、オフ駆動する。この場合、制御回路
７は、コンプレッサの現運転周波数を目標運転周波数と
するため、アクティブフィルタ制御部６に必要な制御信
号（起動、設定出力直流電圧の値；設定値）を出力す
る。また、制御回路７は、モータ４をＰＷＭ制御し、こ
のＰＷＭ制御からＰＡＭ制御に切り替える。

【０００７】アクティブフィルタ制御部６は、アクティ
ブフィルタ部３における検出入力電圧、電流および出力
電圧を入力し、入力交流電流波形が正弦波状になるよう
に、かつ、出力直流電圧が設定値になるように、ＩＧＢ
Ｔ３ｃを所定にスイッチングする。なお、アクティブフ
ィルタ部３の動作については既に公知であることから、
その説明を省略する。この場合、上記制御によって入力
交流電流波形は図７（ａ）に示す波形と、また、チョー
クコイル電流波形は図７（ｂ）に示す波形となる。

【０００８】このように、入力交流電流波形を正弦波状
とすることにより、入力交流電流波形の歪波が小さくな
ることから、高調波電流を低減することができ、力率の
向上を図ることができる。

【０００９】また、アクティブフィルタ制御部６は制御
回路７からの制御信号（起動、出力直流電圧の設定値）
にしたがってアクティブフィルタ部３を起動するととも
に、出力直流電圧をその設定値に昇圧する。例えば、空
気調和機の場合では、その出力直流電圧の設定値は入力
電圧変動の動作保証範囲を考慮して、（平方根２）×入
力電圧×１．２（入力電圧変動分）＋１０Ｖとしてい
る。具体的には、ＡＣ１００Ｖを定格としている場合、
起動時の出力直流電圧の設定値が１８０Ｖとなる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記コンプレッサの制
御方法においては、ＰＷＭ制御、ＰＡＭ制御を行い、Ｐ
ＷＭ駆動時は、インバータ部５の複数スイッチング素子
をＰＷＭ波形に応じてオン、オフすることから、ＰＡＭ
駆動時と比較してスイッチングロスが大きくなり、当該
空気調和機の電力損失が増加してしまい、省エネルギの
観点から好ましくない。

【００１１】そこで、例えばモータ４をＰＷＭ駆動し、
アクティブフィルタ部３の出力を一定（ＰＡＭ駆動を一
定）としている場合では、上記損失の増加分を補うため
にアクティブフィルタ部３の制御を停止する。つまり、
ＩＧＢＴ３ｃのスイッチングを停止し、ＩＧＢＴ３ｃに
よるスイッチングロスを無くすことが考えられる。しか
し、アクティブフィルタ部３の制御を停止すると、当該
電源回路が当然にコンデンサ入力型電源回路となり、入
力交流電流波形が歪んで高調波電流が増加して好ましく
ない。

【００１２】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、コンプレッサのＰＷＭ制御時にアク
ティブフィルタのスイッチング動作を部分的に停止し、
アクティブフィルタのスイッチングロスを抑えて空気調
和機等の電力損失を減らすとともに、高調波電流を抑制
することができるようにしたコンプレッサの制御方法を
提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換
し、この直流電圧をアクティブフィルタで所定直流電圧
としてインバータ手段に供給し、このインバータ手段に
よって任意の交流電圧としてコンプレッサのモータに印
加して同モータを運転する際、少なくとも入力交流電流
波形が正弦波状となるように上記アクティブフィルタの
スイッチング手段を所定に駆動する一方、上記モータの
駆動にＰＷＭ制御やＰＡＭ制御を行うコンプレッサの制
御方法において、ＰＷＭ制御時に当該入力交流電流を検
出してこの検出入力交流電流と複数の設定値とを比較
し、この比較結果に応じて上記アクティブフィルタの設
定出力直流電圧の上昇割合を決定し、この決定上昇割合
を現設定出力直流電圧に加えて上記アクティブフィルタ
を制御するとともに、上記アクティブフィルタのスイッ
チング手段を入力交流電流のピーク付近で停止し、か
つ、上記アクティブフィルタの動作範囲を可変すること
を特徴としている。

【００１４】上記複数の設定値は、第１の設定値と同第
１の設定値より所定に高い第２の設定値とからなり、上
記入力交流電流を一定時間毎に検出してこの検出入力交
流電流とそれら設定値とを比較し、この比較結果におい
てその入力交流電流が大きいほど、上記上昇割合を小さ
い値に決定するとよい。これにより、入力交流電流が上
昇するにしたがって、設定出力直流電圧の変化が小さく
なり、アクティブフィルタの出力直流電圧を大きく変化
させることがなく、モータの回転制御が滑らかに行え
る。

【００１５】上記入力交流電流を当該入力交流電源の周
期毎に検出するとよい。これにより、アクティブフィル
タの制御が滑らかに行われ、ひいては当該モータの制御
が滑らかに行われる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
ないし図５を参照して詳しく説明する。なお、図４中、
図６と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略す
る。

【００１７】図４において、このコンプレッサの制御方
法が適用される制御装置は、入力交流電流Ｉａｃを検出
するための電流センサ（ＣＴ）１０および電流検出回路
１１と、ＰＷＭ制御時に一定時間ｔ毎に入力交流電流Ｉ
ａｃを検出するとともに、検出入力交流電流Ｉａｃと少
なくとも２つの設定値（第１および第２の設定値；第１
の設定値＜第２の設定値）とを比較し、この比較結果に
応じてアクティブフィルタ部３の設定出力直流電圧の上
昇割合を決定し、この決定上昇割合を現設定出力直流電
圧に加えてアクティブフィルタ部３を制御し、アクティ
ブフィルタ部３のＩＧＢＴ３ｃのスイッチングを入力交
流電流波形のピーク付近で停止する制御回路（マイクロ
コンピュータ）１２を備えている。

【００１８】なお、上記第１の設定値は例えば５Ａと
し、第２の設定値は例えば７Ａとし、上記設定出力直流
電圧の上昇割合は入力交流電流が大きくなるほど小さい
値とし、当該制御対象に応じた設定値および上昇割合を
決めればよい。また、上記制御装置の他の部分は、図６
に示す制御装置と同じであり、制御回路１２は図６に示
す制御回路７の機能も備えている。

【００１９】次に、上記構成の制御装置の動作を図１の
タイムチャート図と、図２および図３の波形図と、図５
のフローチャート図とを参照して説明する。まず、制御
回路１２はモータ４を起動してＰＷＭ制御を行い、ＰＷ
Ｍ制御時において所定時間ｔ毎に入力交流電流Ｉａｃを
検出する一方、アクティブフィルタ部３の最初の設定出
力直流電圧を通常に用いる値より低い値（例えば無負荷
出力直流電圧が１４０Ｖであれば９０Ｖ）をアクティブ
フィルタ制御部６に出力するとともに、通電切り替え信
号にＰＷＭ信号を重畳した信号をドライバ部８を介して
インバータ部５に出力する。

【００２０】この場合、モータ４の起動時（ｔ１タイミ
ング）には、現設定出力直流電圧が９０Ｖと低いため、
アクティブフィルタ部３の出力直流電圧Ｖｄｃは低下
し、一方、入力交流電流Ｉａｃは上昇する（図１参
照）。

【００２１】上記ｔ１タイミングから所定時間ｔ経過後
のｔ２タイミングにおいて、入力交流電流Ｉａｃを検出
し（ステップＳＴ１）、検出入力交流電流Ｉａｃと第１
の設定値（例えば５Ａ）とを比較する（ステップＳＴ
２）。入力交流電流Ｉａｃが５Ａより低いときには、ス
テップＳＴ２からＳＴ３に進み、設定出力直流電圧の上
昇割合を１０Ｖに決定し、この１０Ｖを現設定出力直流
電圧（９０Ｖ）に加算して加算結果の１００Ｖを設定出
力直流電圧としてアクティブフィルタ制御部６に出力す
る。

【００２２】そして、図５に示すルーチンを所定時間ｔ
毎に繰り返し実行することから、ｔ３タイミングにおい
ては、入力交流電流Ｉａｃを再度検出し（ステップＳＴ
１）、検出入力交流電流Ｉａｃと第１の設定値とを比較
する（ステップＳＴ２）。この場合、入力交流電流Ｉａ
ｃがまだ５Ａより低いことから（図１参照）、設定出力
直流電圧の上昇割合を１０Ｖに決定し、この１０Ｖを現
設定出力直流電圧（１００Ｖ）に加算して加算結果の１
１０Ｖを設定出力直流電圧としてアクティブフィルタ制
御部６に出力する（ステップＳＴ３）。

【００２３】続いて、ｔ４タイミングにおいては、入力
交流電流Ｉａｃが第１の設定値と第２の設定値（７Ａ）
に上昇していることから、ステップＳＴ１，ＳＴ２の処
理を経て入力交流電流Ｉａｃが７Ａより低いと判断し
（ステップＳＴ４）、設定出力直流電圧の上昇割合を５
Ｖに決定し、この５Ｖを現設定出力直流電圧（１１０
Ｖ）に加算して加算結果の１１５Ｖを設定出力直流電圧
としてアクティブフィルタ制御部６に出力する（ステッ
プＳＴ５）。

【００２４】ｔ５タイミングにおいては、入力交流電流
Ｉａｃが第２の設定値以上に上昇していることから、ス
テップＳＴ１，ＳＴ２の処理を経て入力交流電流Ｉａｃ
が７Ａ以上であると判断し（ステップＳＴ４）、設定出
力直流電圧の上昇割合を３Ｖに決定し、この３Ｖを現設
定出力直流電圧（１１８Ｖ）に加算して加算結果の１１
８Ｖを設定出力直流電圧としてアクティブフィルタ制御
部６に出力する（ステップＳＴ６）。

【００２５】このように、アクティブフィルタ部３の設
定出力直流電圧を通常に用いる値よりも低い値にしてい
ることから、アクティブフィルタ制御部６によるＩＧＢ
Ｔ３ｃのスイッチングが入力交流電流波形のピーク付近
を含めて多くの部分で停止される。すなわち、入力交流
電流波形のピーク付近においては、アクティブフィルタ
部３の出力電圧が上記設定出力直流電圧を越えてしまう
からである。

【００２６】例えば、設定出力直流電圧が９０Ｖあるい
は１００Ｖ等と低いときには、図２に示すように、アク
ティブフィルタ部３は同図のＢ区間において停止し、同
図のＡ区間において動作する。この場合、Ｂ区間はＡ区
間より長く、つまり、ＩＧＢＴ３ｃのスイッチングの停
止区間が長い。したがって、アクティブフィルタ部３の
スイッチングロスをより抑制し、ＰＷＭ制御時の損失を
低減することができ、当該空気調和機の電力損失を抑え
ることができる。また、Ｂ区間では入力交流電流波形を
正弦波状とする制御を行っていることから（図１（ａ）
参照）、高調波電流も低減することができる。

【００２７】また、例えば設定出力直流電圧が１１８Ｖ
と高いときには、図３に示すように、入力交流電流波形
およびチョークコイル電流波形は図３に示す形状とな
り、アクティブフィルタ部３の動作範囲が図２に示す場
合よりも広くなる。このように、入力交流電流Ｉａｃの
上昇とともに、アクティブフィルタ部３の動作範囲が広
くなる一方、ＩＧＢＴ３ｃのスイッチングの停止区間が
狭くなる。

【００２８】したがって、アクティブフィルタ部３のス
イッチングロス抑制が入力交流電流Ｉａｃの上昇ととも
に、多少小さくなるものの、入力交流電流波形がより正
弦波形状に近くなり、その結果、高調波電流がより抑制
される。

【００２９】一方、上記モータ４の駆動にあってはＰＷ
Ｍ制御およびＰＡＭ制御を行うが、ＰＷＭ制御において
そのデューティ比が１００％になると、ＰＡＭ制御に切
り替えられることになる。上述したように、アクティブ
フィルタ部３のスイッチングロスを抑えるためには、Ｐ
ＷＭ制御のデューティ比は、どうしても従来よりも早い
タイミングで１００％になる。図１に示すように、その
デューティ比が同図のｔ６タイミングの時点で１００％
になったものとすると、この時点においてＰＷＭ制御か
らＰＡＭ制御に切り替えられることになる。

【００３０】上記ＰＡＭ制御においては、出力直流電圧
が設定出力直流電圧と等しくなり（図１参照）、また、
従来と同様に高調波電流が低減される。なお、上記実施
例では、アクティブフィルタ部３の出力直流電圧を所定
時間ｔ毎に検出し、この所定時間毎にアクティブフィル
タ部３の設定出力直流電圧を検出出力直流電圧よりも所
定値だけ低くしているが、入力交流電源１の周期（１周
期あるいは半周期）毎に出力直流電圧を検出するように
してもよい。この場合、アクティブフィルタ部３の設定
出力直流電圧がその周期毎に切り替えられることから、
当該制御を滑らかなものとすることができる。

【００３１】また、上記実施例では、入力交流電流Ｉａ
ｃと第１および第２の設定値とを比較し、この比較結果
に応じてアクティブフィルタ部３の設定出力直流電圧を
上昇させるようにしているが、より多段階的に設定値を
設定し、入力交流電流Ｉａｃとそれら多数の設定値との
比較結果に応じて設定出力直流電圧を徐々に上昇させる
ようにしてもよい。この場合、本発明の目的とするコン
プレッサ制御を滑らかに実行することができる。

【００３２】

【発明の効果】以上説明した本発明によれば、以下に述
べる効果を奏する。本発明は、アクティブフィルタを有
してインバータ手段によってコンプレッサのモータを運
転する際、少なくとも入力交流電流波形が正弦波状にな
るようにアクティブフィルタのスイッチング手段を所定
に駆動する一方、上記モータの駆動にＰＷＭ制御やＰＡ
Ｍ制御を行うコンプレッサの制御方法において、ＰＷＭ
制御時に当該入力交流電流を検出して検出入力交流電流
と複数の設定値とを比較し、この比較結果に応じてアク
ティブフィルタの設定出力直流電圧の上昇割合を決定
し、この決定上昇割合を現設定出力直流電圧に加えてそ
のアクティブフィルタを制御するとともに、アクティブ
フィルタのスイッチング手段を入力交流電流のピーク付
近で停止し、かつ、アクティブフィルタの動作範囲を可
変していることから、モータのＰＷＭ制御時にアクティ
ブフィルタのスイッチングロスを抑えて空気調和機の電
力損失を減らすことができる。しかも、高調波電流を抑
制するばかりでなく、例えば、アクティブフィルタの動
作範囲が可変し、入力交流電流が増加しても、高調波電
流をより抑制することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態を示し、コンプレッサの
制御方法を説明するための概略的タイムチャート図。

【図２】本発明の実施例のコンプレッサの制御方法を説
明するための概略的電流波形図。

【図３】本発明の実施例のコンプレッサの制御方法を説
明するための概略的電流波形図。

【図４】図１ないし図３に示すコンプレッサの制御方法
が適用される制御装置を説明するための概略的ブロック
線図。

【図５】図４に示す制御装置の動作を説明するために概
略的フローチャート図。

【図６】従来のモータの制御装置を説明するための概略
的ブロック線図。

【図７】図６に示す制御装置の動作を説明するための概
略的グラフ図。

【符号の説明】

１ 入力交流電源（商用電源） ２ 整流部 ３ アクティブフィルタ部 ３ａ 昇圧チョークコイル ３ｃ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） ３ｄ 平滑コンデンサ ４ モータ（コンプレッサの） ５ インバータ部 ６ アクティブフィルタ制御部 ７，１０ 制御回路（マイクロコンピュータ） ｔ 入力交流電流の検出間隔 Ｉａｃ 入力交流電流

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3L060 AA03 AA08 CC10 DD02 EE04 5H007 AA00 AA02 BB06 CA01 CB02 CB05 CC01 CC12 DA06 DB01 DB07 DC02 EA01 EA02 5H560 AA02 BB04 BB07 DC12 EB01 EC01 EC02 RR04 SS07 TT15 UA03 XA12 5H576 AA10 BB01 BB02 CC05 DD02 DD05 EE11 EE19 FF07 HA02 HB02 HB05 JJ03 LL22

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流手段で直流電圧に変換
   し、該直流電圧をアクティブフィルタで所定直流電圧と
   してインバータ手段に供給し、該インバータ手段によっ
   て任意の交流電圧としてコンプレッサのモータに印加し
   て同モータを運転する際、少なくとも入力交流電流波形
   が正弦波状となるように前記アクティブフィルタのスイ
   ッチング手段を所定に駆動する一方、前記モータの駆動
   にＰＷＭ制御やＰＡＭ制御を行うコンプレッサの制御方
   法において、ＰＷＭ制御時に当該入力交流電流を検出し
   て該検出入力交流電流と複数の設定値とを比較し、該比
   較結果に応じて前記アクティブフィルタの設定出力直流
   電圧の上昇割合を決定し、該決定上昇割合を現設定出力
   直流電圧に加えて前記アクティブフィルタを制御すると
   ともに、前記アクティブフィルタのスイッチング手段を
   入力交流電流のピーク付近で停止し、かつ、前記アクテ
   ィブフィルタの動作範囲を可変することを特徴とするコ
   ンプレッサの制御方法。
2. 【請求項２】 前記複数の設定値は、第１の設定値と同
   第１の設定値より所定に高い第２の設定値とからなり、
   前記入力交流電流を一定時間毎に検出して該検出入力交
   流電流とそれら設定値とを比較し、該比較結果において
   その入力交流電流が大きいほど、前記上昇割合を小さい
   値に決定するようにした請求項１に記載のコンプレッサ
   の制御方法。
3. 【請求項３】 前記入力交流電流を当該入力交流電源の
   周期毎に検出するようにした請求項２に記載のコンプレ
   ッサの制御方法。