JP2002528950A - Ｃｄｍａシステムにおけるパイロット信号および不要トラヒック信号の消去 - Google Patents
Ｃｄｍａシステムにおけるパイロット信号および不要トラヒック信号の消去Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数の雑音要因を復号化前に除去することによって符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムの性能を改善する。
【解決方法】寄与雑音効果を減らすスペクトラム拡散通信システム受信機用のグローバルパイロット信号およびトラヒック信号の消去装置。この発明は受信機においてグローバルパイロット信号および不要な活性状態のトラヒック信号を所望のトラヒック信号の復号化の前に実効的に消去する。このシステムおよび方法はビット誤り率（ＢＥＲ）を低減して信号対雑音比を高める。
Description
【０００１】
本発明は、概括的にはディジタル通信に関する。本発明は、特に、受信符号分
割多元接続信号からグローバルパイロット信号と不要なトラヒック信号を除去す
ることによって、復号化の前に干渉成分であるそれらの信号を除去するシステム
と方法に関する。
割多元接続信号からグローバルパイロット信号と不要なトラヒック信号を除去す
ることによって、復号化の前に干渉成分であるそれらの信号を除去するシステム
と方法に関する。
【０００２】
今日の高度先進通信技術は、伝送すべきデータを擬似雑音（ｐｎ）信号で変調
することにより拡大帯域でデータを伝送する通信法を利用している。この技術は
ディジタルスペクトラム拡散、すなわち、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）として
知られる。ＣＤＭＡでは、信号帯域幅よりもはるかに大きい帯域幅で信号を伝送
することにより、伝送路内の信号歪や干渉周波数に影響を受けることなくデータ
を伝送できる。
することにより拡大帯域でデータを伝送する通信法を利用している。この技術は
ディジタルスペクトラム拡散、すなわち、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）として
知られる。ＣＤＭＡでは、信号帯域幅よりもはるかに大きい帯域幅で信号を伝送
することにより、伝送路内の信号歪や干渉周波数に影響を受けることなくデータ
を伝送できる。
【０００３】 図１に単純化した単一チャネルＣＤＭＡ通信システムを示す。任意の帯域幅の
データ信号は、ディジタルスペクトラム拡散信号を発生するｐｎ系列すなわちｐ
ｎシーケンス発生器により作成した拡散符号と混合される。特定チャネルのデー
タを搬送する信号はトラヒック信号として知られている。受信されると、このデ
ータは当該データの伝送に使用されたものと同じｐｎシーケンスと相関させてか
ら再生される。伝送帯域幅内の１つおきの信号が、逆拡散される信号に対して雑
音として現れる。
データ信号は、ディジタルスペクトラム拡散信号を発生するｐｎ系列すなわちｐ
ｎシーケンス発生器により作成した拡散符号と混合される。特定チャネルのデー
タを搬送する信号はトラヒック信号として知られている。受信されると、このデ
ータは当該データの伝送に使用されたものと同じｐｎシーケンスと相関させてか
ら再生される。伝送帯域幅内の１つおきの信号が、逆拡散される信号に対して雑
音として現れる。
【０００４】 受信機とのタイミングの同期を図るために、各送信機は、パイロット信号とし
て知られている非変調トラヒック信号を必要とする。パイロット信号は各々の受
信機を所定の送信機に同期させ、受信機におけるトラヒック信号の逆拡散を可能
にする。
て知られている非変調トラヒック信号を必要とする。パイロット信号は各々の受
信機を所定の送信機に同期させ、受信機におけるトラヒック信号の逆拡散を可能
にする。
【０００５】 一般の通信システムでは、基地局が複数の固定または移動加入者と個別に交信
する。多くの信号を伝送する基地局は、その特定基地局のサービスを受けている
、複数の利用者に共通のグローバルパイロット信号をより高い電力レベルで伝送
する。グローバルパイロットは、個々の利用者の初期捕捉、ユーザによる干渉性
受信の信号評価の取得、および受信中のマルチパス成分の合成に利用される。同
じく、各加入者局は固有割当パイロットを逆方向に伝送して基地局と交信する。
する。多くの信号を伝送する基地局は、その特定基地局のサービスを受けている
、複数の利用者に共通のグローバルパイロット信号をより高い電力レベルで伝送
する。グローバルパイロットは、個々の利用者の初期捕捉、ユーザによる干渉性
受信の信号評価の取得、および受信中のマルチパス成分の合成に利用される。同
じく、各加入者局は固有割当パイロットを逆方向に伝送して基地局と交信する。
【０００６】 ｐｎシーケンスが合致した場合だけ信号を復号化できるが、全ての信号が雑音
や干渉として作用する。グローバルパイロット信号およびトラヒック信号は逆拡
散されるトラヒック信号に対する雑音である。所望の信号を逆拡散する前にグロ
ーバルパイロット信号と全ての不要なトラヒック信号を除去できれば、雑音全体
の多くを減らすことになり、ビット誤り率を減少させ、その結果として逆拡散信
号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善される。
や干渉として作用する。グローバルパイロット信号およびトラヒック信号は逆拡
散されるトラヒック信号に対する雑音である。所望の信号を逆拡散する前にグロ
ーバルパイロット信号と全ての不要なトラヒック信号を除去できれば、雑音全体
の多くを減らすことになり、ビット誤り率を減少させ、その結果として逆拡散信
号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善される。
【０００７】 受信機のパイロット信号の相対強度に基づいて受信信号からパイロット信号を
減算するいくつかの試みがなされてきた。しかし、この強度値は、地表反射によ
り互いに異なる遅延を受ける複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確
な指標にならない。マルチパス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくな
るのである。
減算するいくつかの試みがなされてきた。しかし、この強度値は、地表反射によ
り互いに異なる遅延を受ける複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確
な指標にならない。マルチパス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくな
るのである。
【０００８】 復号化の前に信号から複数の雑音寄与因を除去することによりシステム全体の
性能を改善する必要がある。
性能を改善する必要がある。
【０００９】
本発明は、スペクトラム拡散通信システムで伝送されるグローバルパイロット
信号と不要なトラヒック信号の及ぼす雑音を減少させるものである。本発明は、
復号化の前に受信機で所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号およ
び不要トラヒック信号とを実効的に除去するものである。そのようにして得られ
た信号は信号／雑音比が増加している。
信号と不要なトラヒック信号の及ぼす雑音を減少させるものである。本発明は、
復号化の前に受信機で所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号およ
び不要トラヒック信号とを実効的に除去するものである。そのようにして得られ
た信号は信号／雑音比が増加している。
【００１０】 従って、本発明の目的は、パイロット信号および不要な有効トラヒック信号の
及ぼす雑音を減らす符号分割多元接続通信システム受信機を提供することである
。
及ぼす雑音を減らす符号分割多元接続通信システム受信機を提供することである
。
【００１１】 本発明の別の目的は、グローバルパイロット信号および活性状態のトラヒック
信号の雑音効果を解消することによって所望のトラヒック信号ＳＮＲを改善する
ことである。
信号の雑音効果を解消することによって所望のトラヒック信号ＳＮＲを改善する
ことである。
【００１２】 高度電気通信の当業者には、好適な実施例の詳細な説明を読めば当該システム
および方法の上記以外の目的と利点が明らかになるであろう。
および方法の上記以外の目的と利点が明らかになるであろう。
【００１３】
全体を通して同じ数字で同じ構成要素を示した図面を参照しながら実施例を説
明する。
明する。
【００１４】 第２図に示すようにＢ−ＣＤＭＡ通信システム１７は、基地局または利用者の
移動受信機のどちらに属してもよい送信機１９と受信機２１とを含む。送信機１
９は音声信号および非音声信号２５を種々のビットレートでデータに符号化する
信号プロセッサ２３を備える。
移動受信機のどちらに属してもよい送信機１９と受信機２１とを含む。送信機１
９は音声信号および非音声信号２５を種々のビットレートでデータに符号化する
信号プロセッサ２３を備える。
【００１５】 背景として、多元接続環境における伝送信号の生成には二つのステップが必要
とされる。第一に、二相変調信号と見なされる入力データを前向き誤り訂正符号
化（ＦＥＣ）２７により符号化する。一方の信号を同相チャネルＩ３３ｘで示し
、他方の信号を直交位相チャネルＱ３３ｙで示す。二相変調ＩおよびＱ信号は通
常には４相偏移変調（ＱＰＳＫ）と呼ぶ。
とされる。第一に、二相変調信号と見なされる入力データを前向き誤り訂正符号
化（ＦＥＣ）２７により符号化する。一方の信号を同相チャネルＩ３３ｘで示し
、他方の信号を直交位相チャネルＱ３３ｙで示す。二相変調ＩおよびＱ信号は通
常には４相偏移変調（ＱＰＳＫ）と呼ぶ。
【００１６】 第二ステップでは、二つの二相変調データ、すなわちシンボル３３ｘ、３３ｙ
は複素乗算器３９を用いて複素擬似雑音（ｐｎ）系列３５Ｉ，３５Ｑで拡散され
る。複素数乗算器３９の動作は第２Ｂ図に示され、当該技術分野において周知で
ある。拡散動作は次のように表すことができる。
は複素乗算器３９を用いて複素擬似雑音（ｐｎ）系列３５Ｉ，３５Ｑで拡散され
る。複素数乗算器３９の動作は第２Ｂ図に示され、当該技術分野において周知で
ある。拡散動作は次のように表すことができる。
【００１７】 （ｘ＋ｊｙ）＋（Ｉ＋ｊＱ）＝（ｘＩ−ｙＱ）＋ｊ（ｘＱ＋ｙＩ） ＝ａ＋ｊｂ （式１） 複素数はａ＋ｊｂの形式であり、式中、ａとｂは実数で、ｊ２＝−１である。
図２Ａに戻って、結果として得られるＩ３７ａとＱ３７ｂの拡散信号は種々の拡
散符号を有する他の拡散信号（チャネル）と合成され４５ａ、４５ｂ、搬送波信
号４３と乗算（混合）されて伝送される４７。この伝送４７は複数の個別の信号
を含む。
図２Ａに戻って、結果として得られるＩ３７ａとＱ３７ｂの拡散信号は種々の拡
散符号を有する他の拡散信号（チャネル）と合成され４５ａ、４５ｂ、搬送波信
号４３と乗算（混合）されて伝送される４７。この伝送４７は複数の個別の信号
を含む。
【００１８】 受信機２１は、伝送されてきた広帯域信号４７を伝送搬送波４３と混合して中
間周波数５１ａ、５１ｂにする復調器４９ａ、４９ｂを含んでいる。第２の周波
数逓減によりこの信号をベースバンドに下げる。次にＱＰＳＫ信号５５ａ、５５
ｂをフィルタにかけ５３、共役の伝送複素符号に一致する局部発生複素ｐｎシー
ケンス３５Ｉ，３５Ｑと混合する５６。同一符号により拡散された原信号だけが
逆拡散されることになる。他の全ての信号は受信機２１に雑音として現れる。デ
ータ５７ｘ、５７ｙは、たたみ込み符号化データに対してＦＥＣ復号化を行う信
号プロセッサ５９に結合される。
間周波数５１ａ、５１ｂにする復調器４９ａ、４９ｂを含んでいる。第２の周波
数逓減によりこの信号をベースバンドに下げる。次にＱＰＳＫ信号５５ａ、５５
ｂをフィルタにかけ５３、共役の伝送複素符号に一致する局部発生複素ｐｎシー
ケンス３５Ｉ，３５Ｑと混合する５６。同一符号により拡散された原信号だけが
逆拡散されることになる。他の全ての信号は受信機２１に雑音として現れる。デ
ータ５７ｘ、５７ｙは、たたみ込み符号化データに対してＦＥＣ復号化を行う信
号プロセッサ５９に結合される。
【００１９】 図３Ａと図３Ｂに示すとおり、ＱＰＳＫシンボルは同相（Ｉ）信号および直交
位相（Ｑ）信号の双方各々の１ビットから成る。これらのビットはアナログサン
プルまたは、ディジタルデータを量子化したものを表す。シンボル持続時間ｔｓ
はビット持続時間に等しいことが分かる。
位相（Ｑ）信号の双方各々の１ビットから成る。これらのビットはアナログサン
プルまたは、ディジタルデータを量子化したものを表す。シンボル持続時間ｔｓ
はビット持続時間に等しいことが分かる。
【００２０】 伝送されてきたシンボルは複素ｐｎシーケンスをＱＰＳＫシンボルストリーム
に乗算することによって拡散される。ＩおよびＱｐｎシーケンスは一般にシンボ
ルレートの１００〜２００倍という非常に高い周波数で生成されたビットストリ
ームで構成される。このようなｐｎシーケンスの一つを図３Ｃに示す。（上述の
とおり）複素ｐｎシーケンスはシンボルビットストリームと混合され、ディジタ
ル拡散信号を生成する。この拡散信号の構成要素は非常に小さな持続時間ｔｃを
有するチップとして知られる。
に乗算することによって拡散される。ＩおよびＱｐｎシーケンスは一般にシンボ
ルレートの１００〜２００倍という非常に高い周波数で生成されたビットストリ
ームで構成される。このようなｐｎシーケンスの一つを図３Ｃに示す。（上述の
とおり）複素ｐｎシーケンスはシンボルビットストリームと混合され、ディジタ
ル拡散信号を生成する。この拡散信号の構成要素は非常に小さな持続時間ｔｃを
有するチップとして知られる。
【００２１】 この信号が受信されて復調されるとき、ベースバンド信号はチップレベルであ
る。拡散中に使用される共役ｐｎシーケンスにより、この信号のＩおよびＱ成分
が逆拡散されると、この信号はシンボルレベルに戻る。
る。拡散中に使用される共役ｐｎシーケンスにより、この信号のＩおよびＱ成分
が逆拡散されると、この信号はシンボルレベルに戻る。
【００２２】 本発明の実施例を図４、図５および図７に示す。グローバルパイロット信号消
去システム６１の実施例を図４に示す。受信信号ｒは次のように表される。
去システム６１の実施例を図４に示す。受信信号ｒは次のように表される。
【００２３】 ｒ＝αｃｐ＋βｃｔ＋ｎ （式２） ここで、受信信号ｒは複素数で、パイロット強度αとパイロット符号ｃｐを乗算
したものに、トラヒック強度βとトラヒック符号ｃｔを乗算したものとランダム
雑音ｎとを加算したものである。この雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉は他の全
てのトラヒック信号を含む。受信信号ｒからグローバルパイロット信号を削除す
るために、このシステム６１はパイロット符号αの信号強度を導き出す必要があ
る。
したものに、トラヒック強度βとトラヒック符号ｃｔを乗算したものとランダム
雑音ｎとを加算したものである。この雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉は他の全
てのトラヒック信号を含む。受信信号ｒからグローバルパイロット信号を削除す
るために、このシステム６１はパイロット符号αの信号強度を導き出す必要があ
る。
【００２４】 α≠β （式３） これは、グローバルパイロットがトラヒック信号よりも高い電力レベルで伝送さ
れるからである。
れるからである。
【００２５】 ある時間にわたって受信信号ｒを加算すると、式（２）は次のようになる。
【００２６】 Σｒ＝αΣｃｐ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式４） 図４で、受信ベースバンド信号ｒはパイロット信号消去システム６１と、受信
信号ｒからパイロット信号を逆拡散するパイロット逆拡散器６５に入力６３され
る。第一のミキサ６７は、拡散が生じている間に使用されるパイロットｐｎ符号
の複素共役値Ｃｐ＊６９を乗算することにより受信信号ｒを逆拡散する。
信号ｒからパイロット信号を逆拡散するパイロット逆拡散器６５に入力６３され
る。第一のミキサ６７は、拡散が生じている間に使用されるパイロットｐｎ符号
の複素共役値Ｃｐ＊６９を乗算することにより受信信号ｒを逆拡散する。
【００２７】 Σｒｃｐ＊＝αΣｃｐｃｐ＊＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式５
） 複素共役値は符号のみが異なる互いに等しい実数部と虚数部とを持つ一対の複素
数の一つである。
） 複素共役値は符号のみが異なる互いに等しい実数部と虚数部とを持つ一対の複素
数の一つである。
【００２８】 逆拡散ずみのパイロット信号７１は第一の加算およびダンププロセッサ７３に
結合され、この信号をある時間にわたって加算する。第一の加算／ダンププロセ
ッサ７３の出力Ｑｓｄｌは次のようになる。
結合され、この信号をある時間にわたって加算する。第一の加算／ダンププロセ
ッサ７３の出力Ｑｓｄｌは次のようになる。
【００２９】 Ｏｓｄｌ＝αＬ＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式６） ここで、Ｌはパイロット拡散符号ｃｐとＬチップに対して加算されたパイロット
拡散符号の複素共役値ｃｐ＊との積である。
拡散符号の複素共役値ｃｐ＊との積である。
【００３０】 加算／ダンププロセッサ７３の出力Ｄｓｄｌは低域フィルタ７５に結合される
。低域フィルタ７５は各信号成分の平均値を決める。パイロット・トラヒック交
差相関の平均値はゼロであり、雑音ｎの平均値である。それゆえ、フィルタ処理
７５の後に、式（６）内の第２および第３項はゼロになる。ある時間にわたる低
域フィルタ７５の出力Ｑｓｄｌは次のようになる。
。低域フィルタ７５は各信号成分の平均値を決める。パイロット・トラヒック交
差相関の平均値はゼロであり、雑音ｎの平均値である。それゆえ、フィルタ処理
７５の後に、式（６）内の第２および第３項はゼロになる。ある時間にわたる低
域フィルタ７５の出力Ｑｓｄｌは次のようになる。
【００３１】 Ｏｌｐｆ＝αＬ （式７） 低域フィルタ７５の出力Ｑｌｐｆは処理手段７７に結合され、パイロット符 号強度αを得る。処理手段７７は低域フィルタ７９の出力ＱｌｐｆをＬ分割する
ことによりαを計算する。したがって、処理手段７７の出力Ｏｐｍは次のように
なる。
ことによりαを計算する。したがって、処理手段７７の出力Ｏｐｍは次のように
なる。
【００３２】 Ｏｐｍ＝α （式８） パイロット拡散符号ｃｐ＊複素共役発生器６９はパイロット拡散符号ｃｐを生
じる複素共役プロセッサ７９に結合される。パイロット拡散符号ｃｐは第二のミ
キサ８１に入力され、トラヒック拡散符号ｃｔ＊複素共役発生器８３の出力と混
合される。この第二のミキサ８１の出力から得られる積は第二の加算／ダンププ
ロセッサ８５に結合される。第二の加算／ダンププロセッサ８５の出力Ｏｓｄ２
はΣｃｐｃｔ＊であり、第三のミキサ８７でαと結合される。第三のミキサ８７
の出力８９はαΣｃｐｃｔ＊である。
じる複素共役プロセッサ７９に結合される。パイロット拡散符号ｃｐは第二のミ
キサ８１に入力され、トラヒック拡散符号ｃｔ＊複素共役発生器８３の出力と混
合される。この第二のミキサ８１の出力から得られる積は第二の加算／ダンププ
ロセッサ８５に結合される。第二の加算／ダンププロセッサ８５の出力Ｏｓｄ２
はΣｃｐｃｔ＊であり、第三のミキサ８７でαと結合される。第三のミキサ８７
の出力８９はαΣｃｐｃｔ＊である。
【００３３】 受信信号ｒもトラヒック逆拡散器９１により逆拡散される。トラヒック逆拡散
器９１は第四のミキサ９３を用いて受信信号ｒを発生器８３のトラヒック符号複
素共役値ｃｔ＊と混合することにより受信信号ｒを逆拡散し、次の式を生じる。
器９１は第四のミキサ９３を用いて受信信号ｒを発生器８３のトラヒック符号複
素共役値ｃｔ＊と混合することにより受信信号ｒを逆拡散し、次の式を生じる。
【００３４】 Σｒｃｔ＊＝αΣｃｐｃｔ＊＋βΣｃｔｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式９
） トラヒック逆拡散器９１の出力９５は第三の加算／ダンプ９７に結合される。第
三の加算／ダンプ９７の時間に対する出力Ｏｓｄ３は次のようになる。
） トラヒック逆拡散器９１の出力９５は第三の加算／ダンプ９７に結合される。第
三の加算／ダンプ９７の時間に対する出力Ｏｓｄ３は次のようになる。
【００３５】 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式１
０） ここで、Ｌはトラヒック拡散符号ｃｔとＬチップに対して加算したトラヒック拡
散符号の複素共役値ｃｔ＊との積である。
０） ここで、Ｌはトラヒック拡散符号ｃｔとＬチップに対して加算したトラヒック拡
散符号の複素共役値ｃｔ＊との積である。
【００３６】 第三の加算／ダンプ９７の出力Ｏｓｄｌは、第三のミキサ８７の出力８９を減
算する加算器９９に結合される。加算器９９の出力Ｏａｄｄは次のようになる。
算する加算器９９に結合される。加算器９９の出力Ｏａｄｄは次のようになる。
【００３７】 Ｏａｄｄ＝βＬ＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−αΣｃｐｃｔ＊ （式
１１） それゆえ、パイロットキャンセラー６１の出力Ｏａｄｄは以下に簡素化したよう
に受信信号マイナスパイロット信号に等しい。
１１） それゆえ、パイロットキャンセラー６１の出力Ｏａｄｄは以下に簡素化したよう
に受信信号マイナスパイロット信号に等しい。
【００３８】 Ｏａｄｄ＝βＬ＋Σｎｃｔ＊ （式１２） 本発明は、所望トラヒック信号から不要なトラヒック信号（ｓ）を削除する
のと類似手法を使う。トラヒック信号はグローバルパイロット信号のように他の
トラヒック信号にとって干渉であるが、トラヒック信号がデータにより変調され
、それゆえ性格的にダイナミックであるので、不要なトラヒック信号の除去はグ
ローバルパイロット信号の除去と異なる。グローバルパイロット信号は一定の位
相を持つが、トラヒック信号はデータ変調により絶えず位相を変える。
のと類似手法を使う。トラヒック信号はグローバルパイロット信号のように他の
トラヒック信号にとって干渉であるが、トラヒック信号がデータにより変調され
、それゆえ性格的にダイナミックであるので、不要なトラヒック信号の除去はグ
ローバルパイロット信号の除去と異なる。グローバルパイロット信号は一定の位
相を持つが、トラヒック信号はデータ変調により絶えず位相を変える。
【００３９】 トラヒック信号キャンセルシステム１０１の実施例を図５に示す。上述のよう
に、受信信号ｒはこのシステムに入力１０３される。
に、受信信号ｒはこのシステムに入力１０３される。
【００４０】 ｒ＝ψｄｃｄ＋βｃｔ＋ｎ （式１３） ここで、受信信号ｒは複素数であり、削除される不要トラヒック信号に対するト
ラヒック符号ｃｄとトラヒック信号データｄとを乗算したトラヒック符号信号強
度Ψと、所望のトラヒック符号ｃｔを乗算した所望のトラヒック符号強度βと、
雑音ｎを加算したものである。雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉は他の全てのト
ラヒック信号とグローバルパイロット信号を含む。受信信号ｒから不要なトラヒ
ック信号（ｓ）を削除するには、システム１０１は減算される不要トラヒック符
号Ψの信号強度を導き出してデータｄを推定する必要がある。
ラヒック符号ｃｄとトラヒック信号データｄとを乗算したトラヒック符号信号強
度Ψと、所望のトラヒック符号ｃｔを乗算した所望のトラヒック符号強度βと、
雑音ｎを加算したものである。雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉は他の全てのト
ラヒック信号とグローバルパイロット信号を含む。受信信号ｒから不要なトラヒ
ック信号（ｓ）を削除するには、システム１０１は減算される不要トラヒック符
号Ψの信号強度を導き出してデータｄを推定する必要がある。
【００４１】 ψ≠ｄ≠β （式１４） 受信信号ｒはある時間にわたって加算され、式１３は次のように表される。
【００４２】 Σｒ＝ψｄΣｃｄ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式１５） 第５図で、受信ベースバンド信号ｒは受信信号ｒから所望トラヒック信号を逆
拡散する所望トラヒック信号逆拡散器９１に入力１０３される。所望トラヒック
信号ミキサ９３は受信信号ｒと、拡散中に使用される所望トラヒックｐｎ符号の
複素共役値ｃｔ＊とを混合する。逆拡散トラヒック信号は加算／ダンププロセッ
サ９７に結合され、ある時間にわたって加算される。加算／ダンプ９７の出力Ｏ
ｓｄ３は次のようになる。
拡散する所望トラヒック信号逆拡散器９１に入力１０３される。所望トラヒック
信号ミキサ９３は受信信号ｒと、拡散中に使用される所望トラヒックｐｎ符号の
複素共役値ｃｔ＊とを混合する。逆拡散トラヒック信号は加算／ダンププロセッ
サ９７に結合され、ある時間にわたって加算される。加算／ダンプ９７の出力Ｏ
ｓｄ３は次のようになる。
【００４３】 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式１
６） 図５に示したトラヒック信号キャンセルシステム１０１はｎ個の不要トラヒッ
ク信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎを含む。実例として示した実施形態は１
０個の（ｎ＝１０）不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５１０を備
えている。
６） 図５に示したトラヒック信号キャンセルシステム１０１はｎ個の不要トラヒッ
ク信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎを含む。実例として示した実施形態は１
０個の（ｎ＝１０）不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５１０を備
えている。
【００４４】 各不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎは、第一のミキサ１１
７１〜１１７ｎと不要トラヒック信号符号発生器１１９１〜１１９ｎを含む不要
トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎ、第二のミキサ１３３１〜１３３ｎ
、第一および第二の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎと１２３１〜１
２３ｎ、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎ、低域フィルタ１２７１〜１２７
ｎ、処理手段１２９１〜１２９ｎ、第三のミキサ１３１１〜１３１ｎ、および所
望トラヒック信号符号発生器８３を具備している。
７１〜１１７ｎと不要トラヒック信号符号発生器１１９１〜１１９ｎを含む不要
トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎ、第二のミキサ１３３１〜１３３ｎ
、第一および第二の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎと１２３１〜１
２３ｎ、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎ、低域フィルタ１２７１〜１２７
ｎ、処理手段１２９１〜１２９ｎ、第三のミキサ１３１１〜１３１ｎ、および所
望トラヒック信号符号発生器８３を具備している。
【００４５】 上述のように、受信信号ｒは各不要トラヒックキャンセラー１１５１〜１１５
ｎに入力１０３される。不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎは、受
信信号ｒと各不要信号に対するトラヒックｐｎシーケンスの複素共役値ｃｄｌ＊
―ｃｄｎ＊とを混合１１７１〜１１７ｎする入力１０３に結合される。逆拡散１
３９１〜１３９ｎトラヒック信号は、この信号を時間に対して加算する第一の加
算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎに結合される。第一の加算／ダンプ１
２１１〜１２１ｎの出力Ｏｓｄｌは次のようになる。
ｎに入力１０３される。不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎは、受
信信号ｒと各不要信号に対するトラヒックｐｎシーケンスの複素共役値ｃｄｌ＊
―ｃｄｎ＊とを混合１１７１〜１１７ｎする入力１０３に結合される。逆拡散１
３９１〜１３９ｎトラヒック信号は、この信号を時間に対して加算する第一の加
算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎに結合される。第一の加算／ダンプ１
２１１〜１２１ｎの出力Ｏｓｄｌは次のようになる。
【００４６】 Ｏｓｄ１ｎ＝Σｒｃｄｎ＊＝ψｄＬ＋βΣｃｔｃｄｎ＊＋Σｎｃｄｎ＊ （式１７） ここで、Ｌは不要トラヒック信号拡散符号ｃｄｎとｃｄｎ＊との積であり、不要
トラヒック信号拡散符号の複素共役値である。
トラヒック信号拡散符号の複素共役値である。
【００４７】 第一の加算／ダンプ１２１１〜１２１ｎの出力ＯｓｄＩｎが難判定プロセッサ
１２５１〜１２５ｎに結合される。この難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは
変調によるデータの位相シフトΦを求める。難判定プロセッサ１２５１〜１２５
ｎは逆拡散シンボル値に最近接するＱＰＳＫコンステレーション位置ｄも求める
。
１２５１〜１２５ｎに結合される。この難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは
変調によるデータの位相シフトΦを求める。難判定プロセッサ１２５１〜１２５
ｎは逆拡散シンボル値に最近接するＱＰＳＫコンステレーション位置ｄも求める
。
【００４８】 図６に示すように、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは信号の受信シンボ
ルｐ０を四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１、１、ｘ−１、１、ｘ−１、
−１、ｘ１、−１と比較する。マルチパスであれ、高周波であれ、雑音や歪みに
よる伝送４７中の劣化があるので、各受信シンボルｐ０を調べる必要がある。難
判定プロセッサは受信シンボルｐ０から各象限までの四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ
３、ｄ４を計算し、最短距離ｄ２を選び、そのシンボルｄを位置ｘ−１、１に割
当てる。また、難判定プロセッサは選択シンボル位置ｘ−１、１に対応する位相
に等しい位相量Φだけ当初の信号座標ｐ０を位相逆回転（逆回転）する。当初の
シンボル座標ｐ０は放棄する。
ルｐ０を四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１、１、ｘ−１、１、ｘ−１、
−１、ｘ１、−１と比較する。マルチパスであれ、高周波であれ、雑音や歪みに
よる伝送４７中の劣化があるので、各受信シンボルｐ０を調べる必要がある。難
判定プロセッサは受信シンボルｐ０から各象限までの四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ
３、ｄ４を計算し、最短距離ｄ２を選び、そのシンボルｄを位置ｘ−１、１に割
当てる。また、難判定プロセッサは選択シンボル位置ｘ−１、１に対応する位相
に等しい位相量Φだけ当初の信号座標ｐ０を位相逆回転（逆回転）する。当初の
シンボル座標ｐ０は放棄する。
【００４９】 難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎの位相出力Φは低域フィルタ１２７１〜
１２７ｎに結合される。この低域フィルタ１２７１〜１２７ｎはある時間にわた
って各信号成分の平均値を決める。トラヒック間交差相関の平均値と雑音ｎの平
均値はゼロである。それゆえ、ある時間にわたる低域フィルタ１２７１〜１２７
ｎの出力Ｑｌｐｆｎは次のようである。
１２７ｎに結合される。この低域フィルタ１２７１〜１２７ｎはある時間にわた
って各信号成分の平均値を決める。トラヒック間交差相関の平均値と雑音ｎの平
均値はゼロである。それゆえ、ある時間にわたる低域フィルタ１２７１〜１２７
ｎの出力Ｑｌｐｆｎは次のようである。
【００５０】 Ｏｌｐｆｎ＝ψＬ （式１８） 低域フィルタ１２７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは処理手段１２９１〜１２
９ｎに結合され、不要トラヒック信号符号強度Ψを得る。処理手段１２９１〜１
２９ｎはフィルタ１２７１〜１２７ｎの出力ＱｌｐｆｎをＬ分割することにより
Φを推定する。
９ｎに結合され、不要トラヒック信号符号強度Ψを得る。処理手段１２９１〜１
２９ｎはフィルタ１２７１〜１２７ｎの出力ＱｌｐｆｎをＬ分割することにより
Φを推定する。
【００５１】 他の難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎの出力はデータｄである。これは図
６に示すように距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４の最小値に対応するデータ点ｄであ
る。第三のミキサ１３１１〜１３１ｎは不要トラヒック信号強度Ψを各データ値
ｄと混合する。
６に示すように距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４の最小値に対応するデータ点ｄであ
る。第三のミキサ１３１１〜１３１ｎは不要トラヒック信号強度Ψを各データ値
ｄと混合する。
【００５２】 不要トラヒック信号拡散符号複素共役発生器ｃｄｌ＊〜ｃｄｎ＊は不要トラヒ
ック信号拡散符号ｃｄｌ〜ｃｄｎを生じる複素共役プロセッサ１３５１〜１３５
ｎに結合され、第二のミキサ１３３１〜１３３ｎに入力され、所望のトラヒック
信号拡散符号複素共役発生器ｃｔ＊の出力と混合される。この積は第二の加算／
ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎに結合される。第二の加算／ダンププロセ
ッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎはΣｃｄｎｃｔ＊であり、可変増幅器
１３７１〜１３７ｎに結合される。可変増幅器１３７１〜１３７ｎは、確定利得
である第三のミキサ１３１１〜１３１ｎの出力に従って第二の加算／ダンププロ
セッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎを増幅する。
ック信号拡散符号ｃｄｌ〜ｃｄｎを生じる複素共役プロセッサ１３５１〜１３５
ｎに結合され、第二のミキサ１３３１〜１３３ｎに入力され、所望のトラヒック
信号拡散符号複素共役発生器ｃｔ＊の出力と混合される。この積は第二の加算／
ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎに結合される。第二の加算／ダンププロセ
ッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎはΣｃｄｎｃｔ＊であり、可変増幅器
１３７１〜１３７ｎに結合される。可変増幅器１３７１〜１３７ｎは、確定利得
である第三のミキサ１３１１〜１３１ｎの出力に従って第二の加算／ダンププロ
セッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎを増幅する。
【００５３】 可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力１４１１〜１４１ｎは、所望のトラヒッ
ク信号逆拡散器１０５の出力から各可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力を減算
する加算器１４３に結合される。この出力Ｏは次の通りである。
ク信号逆拡散器１０５の出力から各可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力を減算
する加算器１４３に結合される。この出力Ｏは次の通りである。
【００５４】 Ｏ＝βＬ＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−ψｄΣｃｄｃｔ＊ （式
１９） 加算器１４３の出力Ｏ（また、不要トラヒックキャンセラーシステム１０１の出
力でもある）は受信信号ｒマイナス不要トラヒック信号に等しく、次のように簡
略化される。
１９） 加算器１４３の出力Ｏ（また、不要トラヒックキャンセラーシステム１０１の出
力でもある）は受信信号ｒマイナス不要トラヒック信号に等しく、次のように簡
略化される。
【００５５】 Ｏ＝βＬ＋Σｎｃｔ＊ （式２０） ここで、雑音ｎは受信信号から減算したトラヒック信号量に依存して変化する。
【００５６】 グローバルパイロット信号と不要トラヒック信号を除去するさらに別の実施例
１４５を図７に示す。前述のように、不要トラヒック消去システム１０１は所望
トラヒック信号逆拡散器９１と複数の不要トラヒック信号キャンセラー１１５１
〜１１５ｎを含む。このトラヒック消去システムは前述のパイロット消去システ
ム６１に並列に結合されるが、所望のトラヒック信号逆拡散器を持たない。共通
入力１４７が両方のシステム１０１、６１に結合され、この両システム１０１、
６１からの出力Ｏ、Ｏａｄｄに結合される加算器１４９を共有する。パイロット
信号および不要トラヒック信号を所望のトラヒック信号から減算することによっ
て、パイロット信号や複数の送信トラヒック信号による干渉寄与のない出力１５
１が得られる。
１４５を図７に示す。前述のように、不要トラヒック消去システム１０１は所望
トラヒック信号逆拡散器９１と複数の不要トラヒック信号キャンセラー１１５１
〜１１５ｎを含む。このトラヒック消去システムは前述のパイロット消去システ
ム６１に並列に結合されるが、所望のトラヒック信号逆拡散器を持たない。共通
入力１４７が両方のシステム１０１、６１に結合され、この両システム１０１、
６１からの出力Ｏ、Ｏａｄｄに結合される加算器１４９を共有する。パイロット
信号および不要トラヒック信号を所望のトラヒック信号から減算することによっ
て、パイロット信号や複数の送信トラヒック信号による干渉寄与のない出力１５
１が得られる。
【００５７】 以上、本発明の特定の実施形態を示して説明したが、当業者には本発明の真意
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
【図１】従来技術のＣＤＭＡ通信システムの単純化したブロック図。
【図２Ａ】Ｂ−ＣＤＭＡ通信システムの詳細なブロック図。
【図２Ｂ】複素乗算器の詳細な構成図。
【図３Ａ】同相ビットストリームの図。
【図３Ｂ】直交位相ビットストリームの図。
【図３Ｃ】擬似雑音（ｐｎ）ビット系列のパイロット。
【図４】本発明によるグローバルパイロット信号消去システムのブロック図。
【図５】本発明による不要トラヒック信号消去システムのブロック図。
【図６】難判定を示すＱＰＳＫコンステレーションに関する受信シンボルｐ０
の図。
の図。
【図７】本発明によるパイロット信号消去システムおよび不要トラヒック信号
消去システムの組合せのブロック図。
消去システムの組合せのブロック図。
１７ Ｂ−ＣＤＭＡ通信システム １９ 送信機 ２１ 受信機 ２３ シグナルプロセッサ ２５ 音声および非音声信号 ２７ 前向き誤り訂正符合器 ３３ｘ，３３ｙ シンボル ３９ 複素乗算器 ４３ 搬送波 ４５ａ，４５ｂ 合成器 ４７ 受信広帯域信号 ４９ａ，４９ｂ 復調器 ５５ａ，５５ｂ ＱＰＳＫ信号 ５３ フィルタ ５６ 複素乗算器 ５７ｘ，５７ｙ データ信号 ５９ シグナルプロセッサ ６１ パイロット信号消去システム ６３ システム入力 ６５ パイロット信号逆拡散器 ６７，９３，８７ ミキサ ７３ 加算／ダンププロセッサ ７５ 低域フィルタ ９１ トラヒック逆拡散器 ９３ 所望トラヒック信号ミキサ １０１ トラヒック信号逆拡散器 １１５１・・・１１５ｎ 不要トラヒック信号キャンセラ １４５ 複素共役値発生器
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１２月２０日（２０００．１２．２０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】 受信機のパイロット信号の相対強度に基づいて受信信号からパイロット信号を
減算するいくつかの試みがなされてきた。Brackert 名義の米国特許第５，２２
４，１２２号は、受信信号の中のスペクトラム拡散雑音信号の一部を既知の信号
の拡散による評価信号の発生により消去するスペクトラム拡散雑音消去装置を開
示している。受信スペクトラム拡散信号の復調出力からその評価信号を減算する
ことによって、上記既知の信号を受信スペクトラム拡散信号から処理で除くので
ある。その場合は、主稼動セル基地局からの上記既知の信号の振幅情報および位
相情報、マルチパス信号の雑音からの振幅情報および従稼動セルからの雑音の振
幅に基づいてそれら評価信号を発生する。Yellin ほか名義のＰＣＴ国際出願公
開第ＷＯ ９８ ４３３６２号は、スペクトラム拡散信号から少なくとも一つの雑
音含有ユーザ信号を検出するとともにパイロット信号の雑音およびその特定のユ
ーザ信号への干渉の影響を除去することによって構成したＣＤＭＡ雑音消去装置
を開示している。しかし、信号強度値は地表反射により互いに異なる遅延を受け
る複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確な指標にならない。マルチ
パス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくなるのである。
減算するいくつかの試みがなされてきた。Brackert 名義の米国特許第５，２２
４，１２２号は、受信信号の中のスペクトラム拡散雑音信号の一部を既知の信号
の拡散による評価信号の発生により消去するスペクトラム拡散雑音消去装置を開
示している。受信スペクトラム拡散信号の復調出力からその評価信号を減算する
ことによって、上記既知の信号を受信スペクトラム拡散信号から処理で除くので
ある。その場合は、主稼動セル基地局からの上記既知の信号の振幅情報および位
相情報、マルチパス信号の雑音からの振幅情報および従稼動セルからの雑音の振
幅に基づいてそれら評価信号を発生する。Yellin ほか名義のＰＣＴ国際出願公
開第ＷＯ ９８ ４３３６２号は、スペクトラム拡散信号から少なくとも一つの雑
音含有ユーザ信号を検出するとともにパイロット信号の雑音およびその特定のユ
ーザ信号への干渉の影響を除去することによって構成したＣＤＭＡ雑音消去装置
を開示している。しかし、信号強度値は地表反射により互いに異なる遅延を受け
る複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確な指標にならない。マルチ
パス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくなるのである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５７】 以上、本発明の特定の実施形態を示して説明したが、当業者には本発明の原理
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１３】ＣＤＭＡ無線インタフェース経由で送信機（１９）から通信
信号を受信する受信機用のグローバルパイロット信号消去システム（６１）であ
って復号化の前に所望のトラヒック信号から少なくとも一つの不要トラヒック信
号を除去するグローバルパイロット信号消去システムにおいて、 前記通信信号およびシステム出力を受ける入力（１０３）を含み、 加算出力を備える所望のトラヒック信号逆拡散器（９１）に前記入力（１０３
）が接続されており、 少なくとも一つの不要信号キャンセラプロセッサ（１２５１−ｎ）を有する不
要トラヒック信号キャンセラ（１１５１−ｎ）を含み、 前記不要トラヒック信号キャンセラプロセッサが、 前記第１の加算出力および第２の加算出力に接続した入力を有する不要トラヒ
ック信号逆拡散器（１３９１−ｎ）をさらに含み、 前記不要トラヒック信号逆拡散器（１３９１−ｎ）出力を位相出力およびデー
タ出力を有する難判定プロセッサ（１２５１−ｎ）に接続し、 出力を有する低域フィルタ（１２７１−ｎ）に前記難判定プロセッサ（１２５
１−ｎ）の前記位相出力を接続し、 前記低域フィルタ（１２７１−ｎ）出力をプロセッサ（１２９１−ｎ）、すな
わち前記不要トラヒック信号・所望トラヒック信号間交差相関の積をフィルタ処
理して除去し不要トラヒック信号強度を出力するプロセッサに接続し、 前記プロセッサ（１２９１−ｎ）の出力を出力を有する乗算器で前記難判定デ
ータ出力と乗算し、 前記不要トラヒック符号発生器（１３９１−ｎ）出力を出力を有する複素共役
値プロセッサ（１３５１−ｎ）の入力に接続し、 前記複素共役値出力を出力を有するミキサで前記所望のトラヒック信号符号の
複素共役値と混合し、 前記ミキサの出力を出力を有する第１の加算／ダンププロセッサ（１２３１−
ｎ）の入力に接続し、 前記第２の加算／ダンププロセッサ（１２３１−ｎ）を前記乗算器の出力によ
る制御を受ける可変利得増幅器（１３７１−ｎ）の入力に接続し、 前記増幅器（１３７１−ｎ）の前記出力が前記不要トラヒック信号強度である
グローバルパイロット信号消去システム。
信号を受信する受信機用のグローバルパイロット信号消去システム（６１）であ
って復号化の前に所望のトラヒック信号から少なくとも一つの不要トラヒック信
号を除去するグローバルパイロット信号消去システムにおいて、 前記通信信号およびシステム出力を受ける入力（１０３）を含み、 加算出力を備える所望のトラヒック信号逆拡散器（９１）に前記入力（１０３
）が接続されており、 少なくとも一つの不要信号キャンセラプロセッサ（１２５１−ｎ）を有する不
要トラヒック信号キャンセラ（１１５１−ｎ）を含み、 前記不要トラヒック信号キャンセラプロセッサが、 前記第１の加算出力および第２の加算出力に接続した入力を有する不要トラヒ
ック信号逆拡散器（１３９１−ｎ）をさらに含み、 前記不要トラヒック信号逆拡散器（１３９１−ｎ）出力を位相出力およびデー
タ出力を有する難判定プロセッサ（１２５１−ｎ）に接続し、 出力を有する低域フィルタ（１２７１−ｎ）に前記難判定プロセッサ（１２５
１−ｎ）の前記位相出力を接続し、 前記低域フィルタ（１２７１−ｎ）出力をプロセッサ（１２９１−ｎ）、すな
わち前記不要トラヒック信号・所望トラヒック信号間交差相関の積をフィルタ処
理して除去し不要トラヒック信号強度を出力するプロセッサに接続し、 前記プロセッサ（１２９１−ｎ）の出力を出力を有する乗算器で前記難判定デ
ータ出力と乗算し、 前記不要トラヒック符号発生器（１３９１−ｎ）出力を出力を有する複素共役
値プロセッサ（１３５１−ｎ）の入力に接続し、 前記複素共役値出力を出力を有するミキサで前記所望のトラヒック信号符号の
複素共役値と混合し、 前記ミキサの出力を出力を有する第１の加算／ダンププロセッサ（１２３１−
ｎ）の入力に接続し、 前記第２の加算／ダンププロセッサ（１２３１−ｎ）を前記乗算器の出力によ
る制御を受ける可変利得増幅器（１３７１−ｎ）の入力に接続し、 前記増幅器（１３７１−ｎ）の前記出力が前記不要トラヒック信号強度である
グローバルパイロット信号消去システム。
【手続補正書】
【提出日】平成１３年５月１１日（２００１．５．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【発明の分野】 本発明は、概括的にはディジタル通信に関する。より詳しくいうと、本発明は
受信した符号分割多元接続信号からグローバルパイロット信号と不要なトラヒッ
ク信号とを除去し、それによって干渉成分であるそれらの信号を復号化の前に除
去するシステムと方法に関する。
受信した符号分割多元接続信号からグローバルパイロット信号と不要なトラヒッ
ク信号とを除去し、それによって干渉成分であるそれらの信号を復号化の前に除
去するシステムと方法に関する。
【従来技術の説明】 今日の高度先進通信技術は、伝送すべきデータを擬似雑音（ｐｎ）信号で変調
することによりそのデータを拡大帯域で伝送する通信手法を利用している。この
技術はディジタルスペクトラム拡散、すなわち、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）
として知られる。ＣＤＭＡは、信号帯域幅よりもはるかに広い帯域幅で信号を伝
送することにより、伝送路内の信号歪や干渉周波数に影響を受けることなくデー
タを伝送できる。 図１に単純化した単一チャネルＣＤＭＡ通信システムを示す。ある帯域幅のデ
ータ信号をｐｎ系列発生器からの拡散符号と混合してディジタルスペクトラム拡
散信号を発生する。特定チャネルのデータを搬送する信号はトラヒック信号と呼
ぶ。受信ののち、このデータを当該データの送信に用いたのと同じｐｎ系列と相
関をとって再生する。伝送帯域幅内の１つおきの信号が、逆拡散中の信号に対し
雑音として現れる。 受信機との同期を図るために、各送信機はパイロット信号と称する非変調トラ
ヒック信号を必要とする。このパイロット信号は受信機の各々が所定の送信機と
同期をとれるようにし、受信機におけるトラヒック信号の逆拡散を可能にする。 通常の通信システムでは、基地局は複数の固定または移動加入者と個別に交信
する。多くの信号を送信する基地局は、その基地局と交信する複数のユーザに共
通のグローバルパイロット信号をより高い電力レベルで送信する。グローバルパ
イロット信号は、個々のユーザの初期捕捉、ユーザによるコヒーレント受信のた
めの信号評価の達成、および受信中におけるマルチパス成分の合成に利用される
。同様に、逆方向では各加入者局が固有割当パイロット信号を伝送して基地局と
交信する。 ｐｎ系列が合致した場合だけ信号を復号化できるが、全ての信号が雑音や干渉
成分として作用する。グローバルパイロット信号およびトラヒック信号は逆拡散
中のトラヒック信号に対して雑音となる。所望の信号を逆拡散する前にグローバ
ルパイロット信号および全ての不要なトラヒック信号を除去できれば、雑音全体
の大部分を減らすことになり、ビット誤り率を減少させ、その結果として逆拡散
ずみ信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善される。 受信機のパイロット信号の相対強度に基づいて受信信号からパイロット信号を
減算するいくつかの試みがなされてきた。Brackert 名義の米国特許第５，２２
４，１２２号は、受信信号の中のスペクトラム拡散雑音信号の一部を既知の信号
の拡散による評価信号の発生により消去するスペクトラム拡散雑音消去装置を開
示している。受信スペクトラム拡散信号の復調出力からその評価信号を減算する
ことによって、上記既知の信号を受信スペクトラム拡散信号から処理で除くので
ある。その場合は、主稼動セル基地局からの上記既知の信号の振幅情報および位
相情報、マルチパス信号の雑音からの振幅情報および従稼動セルからの雑音の振
幅に基づいてそれら評価信号を発生する。Yellin ほか名義のＰＣＴ国際出願公
開第ＷＯ ９８ ４３３６２号は、スペクトラム拡散信号から少なくとも一つの雑
音含有ユーザ信号を検出するとともにパイロット信号の雑音およびその特定のユ
ーザ信号への干渉の影響を除去することによって構成したＣＤＭＡ雑音消去装置
を開示している。しかし、信号強度値は地表反射により互いに異なる遅延を受け
る複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確な指標にならない。マルチ
パス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくなるのである。 復号化の前に信号から複数の雑音要因を除去することによりシステム全体の性
能を改善する必要がある。
することによりそのデータを拡大帯域で伝送する通信手法を利用している。この
技術はディジタルスペクトラム拡散、すなわち、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）
として知られる。ＣＤＭＡは、信号帯域幅よりもはるかに広い帯域幅で信号を伝
送することにより、伝送路内の信号歪や干渉周波数に影響を受けることなくデー
タを伝送できる。 図１に単純化した単一チャネルＣＤＭＡ通信システムを示す。ある帯域幅のデ
ータ信号をｐｎ系列発生器からの拡散符号と混合してディジタルスペクトラム拡
散信号を発生する。特定チャネルのデータを搬送する信号はトラヒック信号と呼
ぶ。受信ののち、このデータを当該データの送信に用いたのと同じｐｎ系列と相
関をとって再生する。伝送帯域幅内の１つおきの信号が、逆拡散中の信号に対し
雑音として現れる。 受信機との同期を図るために、各送信機はパイロット信号と称する非変調トラ
ヒック信号を必要とする。このパイロット信号は受信機の各々が所定の送信機と
同期をとれるようにし、受信機におけるトラヒック信号の逆拡散を可能にする。 通常の通信システムでは、基地局は複数の固定または移動加入者と個別に交信
する。多くの信号を送信する基地局は、その基地局と交信する複数のユーザに共
通のグローバルパイロット信号をより高い電力レベルで送信する。グローバルパ
イロット信号は、個々のユーザの初期捕捉、ユーザによるコヒーレント受信のた
めの信号評価の達成、および受信中におけるマルチパス成分の合成に利用される
。同様に、逆方向では各加入者局が固有割当パイロット信号を伝送して基地局と
交信する。 ｐｎ系列が合致した場合だけ信号を復号化できるが、全ての信号が雑音や干渉
成分として作用する。グローバルパイロット信号およびトラヒック信号は逆拡散
中のトラヒック信号に対して雑音となる。所望の信号を逆拡散する前にグローバ
ルパイロット信号および全ての不要なトラヒック信号を除去できれば、雑音全体
の大部分を減らすことになり、ビット誤り率を減少させ、その結果として逆拡散
ずみ信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が改善される。 受信機のパイロット信号の相対強度に基づいて受信信号からパイロット信号を
減算するいくつかの試みがなされてきた。Brackert 名義の米国特許第５，２２
４，１２２号は、受信信号の中のスペクトラム拡散雑音信号の一部を既知の信号
の拡散による評価信号の発生により消去するスペクトラム拡散雑音消去装置を開
示している。受信スペクトラム拡散信号の復調出力からその評価信号を減算する
ことによって、上記既知の信号を受信スペクトラム拡散信号から処理で除くので
ある。その場合は、主稼動セル基地局からの上記既知の信号の振幅情報および位
相情報、マルチパス信号の雑音からの振幅情報および従稼動セルからの雑音の振
幅に基づいてそれら評価信号を発生する。Yellin ほか名義のＰＣＴ国際出願公
開第ＷＯ ９８ ４３３６２号は、スペクトラム拡散信号から少なくとも一つの雑
音含有ユーザ信号を検出するとともにパイロット信号の雑音およびその特定のユ
ーザ信号への干渉の影響を除去することによって構成したＣＤＭＡ雑音消去装置
を開示している。しかし、信号強度値は地表反射により互いに異なる遅延を受け
る複数の受信信号のために、干渉の計算のための正確な指標にならない。マルチ
パス伝搬のために電力レベルの評価の信頼性がなくなるのである。 復号化の前に信号から複数の雑音要因を除去することによりシステム全体の性
能を改善する必要がある。
【発明の概要】 本発明は、スペクトラム拡散通信システムで伝送されるグローバルパイロット
信号および不要トラヒック信号の及ぼす雑音を減少させるものである。本発明は
、復号化の前に受信機で所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号お
よび不要トラヒック信号を実効的に除去するものである。そのようにして得られ
た信号では信号対雑音比が改善される。 従って、本発明の目的は、パイロット信号および不要な活性状態のトラヒック
信号の及ぼす雑音を減らす符号分割多元接続通信システム用受信機を提供するこ
とである。 本発明のもう一つの目的は、グローバルパイロット信号および活性状態のトラ
ヒック信号の雑音効果を解消することによって所望のトラヒック信号のＳＮＲを
改善することである。 高度電気通信の当業者には、好適な実施例の詳細な説明を読めばこの発明のシ
ステムおよび方法の上記以外の目的と利点が明らかになるであろう。
信号および不要トラヒック信号の及ぼす雑音を減少させるものである。本発明は
、復号化の前に受信機で所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号お
よび不要トラヒック信号を実効的に除去するものである。そのようにして得られ
た信号では信号対雑音比が改善される。 従って、本発明の目的は、パイロット信号および不要な活性状態のトラヒック
信号の及ぼす雑音を減らす符号分割多元接続通信システム用受信機を提供するこ
とである。 本発明のもう一つの目的は、グローバルパイロット信号および活性状態のトラ
ヒック信号の雑音効果を解消することによって所望のトラヒック信号のＳＮＲを
改善することである。 高度電気通信の当業者には、好適な実施例の詳細な説明を読めばこの発明のシ
ステムおよび方法の上記以外の目的と利点が明らかになるであろう。
【好適な実施例の説明】 全体を通して同じ参照数字で同じ構成要素を示した図面を参照しながら実施例
を説明する。 第２図に示すとおり、Ｂ−ＣＤＭＡＴＭ通信システム１７は、基地局または移
動加入者局受信機のどちらにも配置できる送信機１９と受信機２１とを含む。送
信機１９は音声信号および非音声信号２５を種々のビットレートでデータに符号
化する信号プロセッサ２３を備える。 背景として、多元接続環境における伝送信号の生成には二つのステップが必要
とされる。第１のステップでは、２相位相偏移変調信号と見なされ得る入力デー
タを前向き誤り訂正符号化（ＦＥＣ）２７により符号化する。一方の信号を同相
チャネル信号Ｉ３３ｘで示し、他方の信号を直交位相チャネル信号Ｑ３３ｙで示
す。２相位相偏移変調信号ＩおよびＱは通常は４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）と
呼ぶ。 第２のステップでは、二つの２相位相偏移変調データ、すなわちシンボル３３
ｘ、３３ｙを複素乗算器３９により複素擬似雑音（ｐｎ）系列３５Ｉ，３５Ｑで
拡散する。複素数乗算器３９の動作は図２Ｂに示してあり、当該技術分野におい
て周知である。拡散動作は次のとおり表すことができる。 （ｘ＋ｊｙ）＋（Ｉ＋ｊＱ）＝（ｘＩ−ｙＱ）＋ｊ（ｘＱ＋ｙＩ） ＝ａ＋ｊｂ （式１） 複素数はａ＋ｊｂの形式であり、この式においてａとｂは実数であり、ｊ２＝
−１である。図２Ａを再び参照すると、結果として得られる拡散ずみ信号Ｉ３７
ａとＱ３７ｂは互いに異なる拡散符号を有する他の拡散ずみ信号（チャネル）と
合成され４５ａ、４５ｂ、搬送波信号４３と乗算（混合）されて送信される４７
。この送信４７は複数の個別の信号を含む。 受信機２１は、伝送されてきた広帯域信号４７を伝送搬送波４３と混合して中
間周波数５１ａ、５１ｂにする復調器４９ａ、４９ｂを含んでいる。第２の周波
数逓減によりこの信号をベースバンドに下げる。次にＱＰＳＫ信号５５ａ、５５
ｂをフィルタにかけ５３、伝送されてきた複素符号の共役値に一致する局部発生
複素ｐｎ系列３５Ｉ，３５Ｑと混合する５６。同一符号により拡散された原信号
だけが逆拡散されることになる。他の全ての信号は受信機２１に雑音として現れ
る。データ５７ｘ、５７ｙは、たたみ込み符号化データに対してＦＥＣ復号化を
行う信号プロセッサ５９に供給される。 図３Ａと図３Ｂに示すとおり、ＱＰＳＫシンボルは同相（Ｉ）信号および直交
位相（Ｑ）信号の各々の１ビットから成る。これらのビットはアナログサンプル
または、ディジタルデータを量子化したものを表す。シンボル持続時間ｔｓはビ
ット持続時間に等しいことが分かる。 伝送されてきたシンボルは複素ｐｎ系列をＱＰＳＫシンボルストリームに乗算
することによって拡散される。Ｉチャネルｐｎ系列およびＱチャネルｐｎ系列は
一般にシンボルレートの１００〜２００倍という非常に高い周波数で生成された
ビットストリームで構成される。このようなｐｎ系列の一つを図３Ｃに示す。（
上述のとおり）複素ｐｎ系列はシンボルビットストリームと混合され、ディジタ
ル拡散信号を生成する。この拡散信号の成分は非常に小さい持続時間ｔｃを有す
るチップとして知られる。 この信号を受信して復調すると、ベースバンド信号はチップレベルになる。拡
散中に使用するｐｎ系列の共役値により、この信号のＩ成分およびＱ成分を逆拡
散すると、この信号はシンボルレベルに戻る。 本発明の実施例を図４、図５および図７に示す。グローバルパイロット信号消
去システム６１の実施例を図４に示す。受信信号ｒは次のように表される。 ｒ＝αｃｐ＋βｃｔ＋ｎ （式２） ここで、受信信号ｒは複素数であって、パイロット信号強度αとパイロット符号
ｃｐとを乗算したものに、トラヒック信号強度βとトラヒック符号ｃｔとの積お
よびランダム雑音ｎとを加算したものである。この雑音ｎは全受信雑音を含み、
干渉は他の全てのトラヒック信号を含む。受信信号ｒからグローバルパイロット
信号を消去するために、このシステム６１はパイロット符号α、すなわち α≠β （式３） の信号強度を導き出す必要がある。これは、グローバルパイロット信号がトラヒ
ック信号よりも高い電力レベルで伝送されるからである。 時間領域で受信信号ｒを加算すると、式（２）は次のようになる。 Σｒ＝αΣｃｐ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式４） 図４を参照すると、受信したベースバンド信号ｒは、パイロット信号消去シス
テム６１およびパイロット逆拡散器６５に入力６３され、この逆拡散器６５によ
り受信信号ｒからパイロット信号を逆拡散する。第１のミキサ６７は、拡散の際
に用いたパイロットｐｎ符号の複素共役値ｃｐ＊６９を乗算することにより受信
信号ｒを逆拡散し、次式の信号を生ずる。 Σｒｃｐ＊＝αΣｃｐｃｐ＊＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式５
） 複素共役値は符号のみが異なり互いに等しい実数部と虚数部とを有する一対の複
素数の一つである。 逆拡散ずみのパイロット信号７１は第１の加算／ダンププロセッサ７３に供給
され、この信号を時間領域にわたって加算する。第１の加算／ダンププロセッサ
７３の出力Ｑｓｄｌは次式で表される。 Ｏｓｄｌ＝αＬ１＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式６
） ここで、Ｌ１はパイロット拡散符号ｃｐとパイロット拡散符号の複素共役値ｃｐ
＊との積をＬチップにわたって加算した値である。 加算／ダンププロセッサ７３の出力Ｄｓｄｌは低域フィルタ７５に供給される
。低域フィルタ７５は各信号成分の平均値を算定する。パイロット・トラヒック
交差相関の平均値はゼロであり、したがって雑音ｎの平均値である。それゆえ、
フィルタ処理７５の後では、式（６）内の第２項および第３項はゼロになる。時
間領域にわたる低域フィルタ７５の出力Ｑｓｄｌは次の式で表される。 Ｏｌｐｆ＝αＬ （式７） 低域フィルタ７５の出力Ｑｌｐｆは処理手段７７に供給され、パイロット符号
強度αを生ずる。処理手段７７は低域フィルタ７９の出力ＱｌｐｆをＬで除算す
ることによりαを計算する。したがって、処理手段７７の出力Ｏｐｍは次の式で
表される。 Ｏｐｍ＝α （式８） パイロット拡散符号ｃｐ＊複素共役値発生器６９は複素共役値プロセッサ７９
に結合され、パイロット拡散符号ｃｐを生じる。パイロット拡散符号ｃｐは第２
のミキサ８１に入力され、トラヒック拡散符号ｃｔ＊複素共役値発生器８３の出
力と混合される。この第２のミキサ８１の出力から得られる積は第２の加算／ダ
ンププロセッサ８５に供給される。第２の加算／ダンププロセッサ８５の出力Ｏ
ｓｄ２はΣｃｐｃｔ＊であり、第３のミキサ８７でαと合成される。第３のミキ
サ８７の出力８９はαΣｃｐｃｔ＊である。 受信信号ｒもトラヒック信号逆拡散器９１により逆拡散される。トラヒック信
号逆拡散器９１は、第４のミキサ９３を用いて、受信信号ｒを発生器８３からの
トラヒック符号複素共役値ｃｔ＊と混合することにより受信信号ｒを逆拡散し、
次の信号を生じる。 Σｒｃｔ＊＝αΣｃｐｃｔ＊＋βΣｃｔｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式９
） トラヒック信号逆拡散器９１の出力９５は第３の加算／ダンププロセッサ９７に
供給される。第３の加算／ダンププロセッサ９７の時間に対する出力Ｏｓｄ３は
次のようになる。 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式
１０） ここで、Ｌ２はトラヒック信号拡散符号ｃｔとトラヒック信号拡散符号の複素共
役値ｃｔ＊との積をＬチップにわたって加算した値である。 第３の加算／ダンププロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は、第３のミキサ８７の出
力８９を減算する加算器９９に供給される。加算器９９の出力Ｏａｄｄは次式で
与えられる。 Ｏａｄｄ＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−αΣｃｐｃｔ＊ （
式１１） したがって、パイロット信号消去システム６１の出力Ｏａｄｄは、下式で単純
化したとおり受信信号ｒマイナスパイロット信号に等しい。 Ｏａｄｄ＝βＬ２＋Σｎｃｔ＊ （式１２） 本発明は、所望トラヒック信号から不要なトラヒック信号（ｓ）を消去する
のに類似の手法を使う。トラヒック信号は他のトラヒック信号にとってはグロー
バルパイロット信号と同様に干渉となるが、トラヒック信号はデータで変調され
ており、したがって動的な性質を備えるので、不要トラヒック信号の消去はグロ
ーバルパイロット信号の消去とは異なる。グローバルパイロット信号が一定の位
相を備えるのに対して、トラヒック信号ではデータ変調により絶えず位相が変わ
る。 トラヒック信号消去システム１０１の実施例を図５に示す。上述のとおり、次
式の受信信号ｒがこのシステムに入力１０３される。 ｒ＝ψｄｃｄ＋βｃｔ＋ｎ （式１３） ここで、受信信号ｒは複素数であり、トラヒック符号信号強度Ψとトラヒック信
号データｄと消去すべき不要トラヒック信号のトラヒック符号ｃｄとの積に、所
望のトラヒック符号ｃｔを乗算した所望のトラヒック符号強度βと、雑音ｎとを
加算したものである。雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉成分は他の全てのトラヒ
ック信号とグローバルパイロット信号とを含む。受信信号ｒから不要なトラヒッ
ク信号（ｓ）を消去するには、システム１０１は減算すべき不要トラヒック符号
Ψの信号強度を導き出してデータｄを推算する必要がある。 ψ≠ｄ≠β （式１４） 受信信号ｒを時間領域にわたって加算すると、式１３は次式で表される。 Σｒ＝ψｄΣｃｄ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式１５） 図５を参照すると、受信ベースバンド信号ｒは、この受信信号ｒから所望トラ
ヒック信号を逆拡散する所望トラヒック信号逆拡散器９１に入力１０３される。
所望トラヒック信号ミキサ９３は受信信号ｒを、拡散の際に用いた所望トラヒッ
クｐｎ符号の複素共役値ｃｔ＊と混合する。逆拡散ずみのトラヒック信号を加算
／ダンププロセッサ９７に加え、時間領域にわたって加算する。加算／ダンププ
ロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は次式で与えられる。 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ２＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式
１６） 図５に示したトラヒック信号消去システム１０１はｎ個の不要トラヒック信号
キャンセラー１１５１〜１１５ｎを含む。この実施例は１０個の（ｎ＝１０）不
要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５１０を備えている。 不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎの各々は、第１のミキサ
１１７１〜１１７ｎおよび不要トラヒック信号符号発生器１１９１〜１１９ｎを
含む不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎと、第２のミキサ１３３１
〜１３３ｎと、第１および第２の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎお
よび１２３１〜１２３ｎと、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎと、低域フィ
ルタ１２７１〜１２７ｎと、処理手段１２９１〜１２９ｎと、第３のミキサ１３
１１〜１３１ｎと、共役値プロセッサ１３５１〜１３５ｎと、可調整増幅器１３
７１〜１３７ｎと、所望トラヒック信号符号発生器８３とを備える。 上述のとおり、受信信号ｒは不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１
５ｎの各々に入力１０３される。不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９
ｎはこの入力１０３に接続され、受信信号ｒを各不要信号対応のトラヒック信号
ｐｎ系列の複素共役値ｃｄｌ＊―ｃｄｎ＊と混合１１７１〜１１７ｎする。逆拡
散ずみのトラヒック信号１３９１〜１３９ｎは、この信号を時間領域で加算する
第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎに供給する。第１の加算／ダ
ンプ１２１１〜１２１ｎの出力Ｏｓｄｌは次式で表される。 Ｏｓｄ１ｎ＝Σｒｃｄｎ＊＝ψｄＬ３＋βΣｃｔｃｄｎ＊＋Σｎｃｄｎ＊ （式１７） ここで、Ｌ３は不要トラヒック信号拡散符号ｃｄｎとの積でありｃｄｎ＊は不要
トラヒック信号拡散符号の複素共役値である。 第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎの出力ＯｓｄＩｎは難判定
プロセッサ１２５１〜１２５ｎに供給する。この難判定プロセッサ１２５１〜１
２５ｎは変調によるデータの位相偏移Φを判定する。難判定プロセッサ１２５１
〜１２５ｎは逆拡散ずみシンボル値に最も近いＱＰＳＫコンステレーション位置
ｄも判定する。 図６に示すとおり、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは信号の受信シンボ
ルｐ０を四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１、１、ｘ−１、１、ｘ−１、
−１、ｘ１、−１と比較する。マルチパスに起因するか無線周波数に起因するか
に関わりなく、雑音や歪みによる伝送４７中の劣化があるので、各受信シンボル
ｐ０を調べる必要がある。難判定プロセッサは受信シンボルｐ０から各象限まで
の四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４を計算し、最短距離ｄ２を選び、そのシン
ボルｄに位置ｘ−１、１を割当てる。また、難判定プロセッサは選択ずみのシン
ボル位置ｘ−１、１に対応する位相に等しい位相量Φだけ当初の信号座標ｐ０を
位相逆回転（逆回転）する。当初のシンボル座標ｐ０は放棄する。 難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎの位相出力Φは低域フィルタ１２７１〜
１２７ｎに供給する。これら低域フィルタ１２７１〜１２７ｎは時間の経過とと
もに各信号成分の平均値を算定する。トラヒック信号相互間交差相関の平均値と
雑音ｎの平均値はゼロである。したがって、時間の経過に伴う低域フィルタ１２
７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは次式で与えられる。 Ｏｌｐｆｎ＝ψＬ （式１８） 低域フィルタ１２７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは処理手段１２９１〜１２
９ｎに供給され、不要トラヒック信号符号強度Ψを抽出する。処理手段１２９１
〜１２９ｎはフィルタ１２７１〜１２７ｎの出力ＱｌｐｆｎをＬで除算すること
によりΦを推算する。 難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎのもう一つの出力はデータｄである。こ
れは図６に示すとおり距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４の最小値に対応するデータ点
ｄである。第３のミキサ１３１１〜１３１ｎは不要トラヒック信号強度Ψを各デ
ータ値ｄと混合する。 不要トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｄｌ＊〜ｃｄｎ＊は複素共役
値プロセッサ１３５１〜１３５ｎに結合され、不要トラヒック信号拡散符号ｃｄ
ｌ〜ｃｄｎを生じ、これら信号は第２のミキサ１３３１〜１３３ｎに入力され、
所望トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｔ＊の出力と混合される。この
積は第２の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎに供給される。第２の加
算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎはΣｃｄｎｃｔ＊で
あり、可変増幅器１３７１〜１３７ｎに供給される。可変増幅器１３７１〜１３
７ｎは、決定ずみの利得である第３のミキサ１３１１〜１３１ｎの出力に従って
第３の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎを増幅する
。 可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力１４１１〜１４１ｎは、所望トラヒック
信号逆拡散器１０５の出力から可変増幅器１３７１〜１３７ｎの各々の出力を減
算する加算器１４３に供給される。この出力Ｏは次式で与えられる。 Ｏ＝βＬ＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−ψｄΣｃｄｃｔ＊ （式
１９） 加算器１４３の出力Ｏ（また、不要トラヒック信号消去システム１０１の出力で
もある）は受信信号ｒマイナス不要トラヒック信号に等しく、次のとおり簡略表
示される。 Ｏ＝βＬ＋Σｎｃｔ＊ （式２０） ここで、雑音ｎは受信信号から減算したトラヒック信号量に応じて変化する。 グローバルパイロット信号と不要トラヒック信号とを消去するもう一つの実施
例１４５を図７に示す。前述のとおり、不要トラヒック信号消去システム１０１
は所望トラヒック信号逆拡散器９１と複数の不要トラヒック信号キャンセラー１
１５１〜１１５ｎとを含む。このトラヒック信号消去システムは上述のパイロッ
ト信号消去システム６１と並列に結合してあるが、所望トラヒック信号逆拡散器
を備えていない。共通入力１４７をこれら両方のシステム１０１および６１に接
続し、これら両システム１０１および６１からの出力ＯおよびＯａｄｄに共通の
加算器１４９を接続してある。パイロット信号および不要トラヒック信号を所望
のトラヒック信号から減算することによって、パイロット信号や複数の送信トラ
ヒック信号による干渉のない出力１５１を生ずる。 以上、本発明の特定の実施形態を示して説明したが、当業者には本発明の原理
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
を説明する。 第２図に示すとおり、Ｂ−ＣＤＭＡＴＭ通信システム１７は、基地局または移
動加入者局受信機のどちらにも配置できる送信機１９と受信機２１とを含む。送
信機１９は音声信号および非音声信号２５を種々のビットレートでデータに符号
化する信号プロセッサ２３を備える。 背景として、多元接続環境における伝送信号の生成には二つのステップが必要
とされる。第１のステップでは、２相位相偏移変調信号と見なされ得る入力デー
タを前向き誤り訂正符号化（ＦＥＣ）２７により符号化する。一方の信号を同相
チャネル信号Ｉ３３ｘで示し、他方の信号を直交位相チャネル信号Ｑ３３ｙで示
す。２相位相偏移変調信号ＩおよびＱは通常は４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）と
呼ぶ。 第２のステップでは、二つの２相位相偏移変調データ、すなわちシンボル３３
ｘ、３３ｙを複素乗算器３９により複素擬似雑音（ｐｎ）系列３５Ｉ，３５Ｑで
拡散する。複素数乗算器３９の動作は図２Ｂに示してあり、当該技術分野におい
て周知である。拡散動作は次のとおり表すことができる。 （ｘ＋ｊｙ）＋（Ｉ＋ｊＱ）＝（ｘＩ−ｙＱ）＋ｊ（ｘＱ＋ｙＩ） ＝ａ＋ｊｂ （式１） 複素数はａ＋ｊｂの形式であり、この式においてａとｂは実数であり、ｊ２＝
−１である。図２Ａを再び参照すると、結果として得られる拡散ずみ信号Ｉ３７
ａとＱ３７ｂは互いに異なる拡散符号を有する他の拡散ずみ信号（チャネル）と
合成され４５ａ、４５ｂ、搬送波信号４３と乗算（混合）されて送信される４７
。この送信４７は複数の個別の信号を含む。 受信機２１は、伝送されてきた広帯域信号４７を伝送搬送波４３と混合して中
間周波数５１ａ、５１ｂにする復調器４９ａ、４９ｂを含んでいる。第２の周波
数逓減によりこの信号をベースバンドに下げる。次にＱＰＳＫ信号５５ａ、５５
ｂをフィルタにかけ５３、伝送されてきた複素符号の共役値に一致する局部発生
複素ｐｎ系列３５Ｉ，３５Ｑと混合する５６。同一符号により拡散された原信号
だけが逆拡散されることになる。他の全ての信号は受信機２１に雑音として現れ
る。データ５７ｘ、５７ｙは、たたみ込み符号化データに対してＦＥＣ復号化を
行う信号プロセッサ５９に供給される。 図３Ａと図３Ｂに示すとおり、ＱＰＳＫシンボルは同相（Ｉ）信号および直交
位相（Ｑ）信号の各々の１ビットから成る。これらのビットはアナログサンプル
または、ディジタルデータを量子化したものを表す。シンボル持続時間ｔｓはビ
ット持続時間に等しいことが分かる。 伝送されてきたシンボルは複素ｐｎ系列をＱＰＳＫシンボルストリームに乗算
することによって拡散される。Ｉチャネルｐｎ系列およびＱチャネルｐｎ系列は
一般にシンボルレートの１００〜２００倍という非常に高い周波数で生成された
ビットストリームで構成される。このようなｐｎ系列の一つを図３Ｃに示す。（
上述のとおり）複素ｐｎ系列はシンボルビットストリームと混合され、ディジタ
ル拡散信号を生成する。この拡散信号の成分は非常に小さい持続時間ｔｃを有す
るチップとして知られる。 この信号を受信して復調すると、ベースバンド信号はチップレベルになる。拡
散中に使用するｐｎ系列の共役値により、この信号のＩ成分およびＱ成分を逆拡
散すると、この信号はシンボルレベルに戻る。 本発明の実施例を図４、図５および図７に示す。グローバルパイロット信号消
去システム６１の実施例を図４に示す。受信信号ｒは次のように表される。 ｒ＝αｃｐ＋βｃｔ＋ｎ （式２） ここで、受信信号ｒは複素数であって、パイロット信号強度αとパイロット符号
ｃｐとを乗算したものに、トラヒック信号強度βとトラヒック符号ｃｔとの積お
よびランダム雑音ｎとを加算したものである。この雑音ｎは全受信雑音を含み、
干渉は他の全てのトラヒック信号を含む。受信信号ｒからグローバルパイロット
信号を消去するために、このシステム６１はパイロット符号α、すなわち α≠β （式３） の信号強度を導き出す必要がある。これは、グローバルパイロット信号がトラヒ
ック信号よりも高い電力レベルで伝送されるからである。 時間領域で受信信号ｒを加算すると、式（２）は次のようになる。 Σｒ＝αΣｃｐ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式４） 図４を参照すると、受信したベースバンド信号ｒは、パイロット信号消去シス
テム６１およびパイロット逆拡散器６５に入力６３され、この逆拡散器６５によ
り受信信号ｒからパイロット信号を逆拡散する。第１のミキサ６７は、拡散の際
に用いたパイロットｐｎ符号の複素共役値ｃｐ＊６９を乗算することにより受信
信号ｒを逆拡散し、次式の信号を生ずる。 Σｒｃｐ＊＝αΣｃｐｃｐ＊＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式５
） 複素共役値は符号のみが異なり互いに等しい実数部と虚数部とを有する一対の複
素数の一つである。 逆拡散ずみのパイロット信号７１は第１の加算／ダンププロセッサ７３に供給
され、この信号を時間領域にわたって加算する。第１の加算／ダンププロセッサ
７３の出力Ｑｓｄｌは次式で表される。 Ｏｓｄｌ＝αＬ１＋βΣｃｔｃｐ＊＋Σｎｃｐ＊ （式６
） ここで、Ｌ１はパイロット拡散符号ｃｐとパイロット拡散符号の複素共役値ｃｐ
＊との積をＬチップにわたって加算した値である。 加算／ダンププロセッサ７３の出力Ｄｓｄｌは低域フィルタ７５に供給される
。低域フィルタ７５は各信号成分の平均値を算定する。パイロット・トラヒック
交差相関の平均値はゼロであり、したがって雑音ｎの平均値である。それゆえ、
フィルタ処理７５の後では、式（６）内の第２項および第３項はゼロになる。時
間領域にわたる低域フィルタ７５の出力Ｑｓｄｌは次の式で表される。 Ｏｌｐｆ＝αＬ （式７） 低域フィルタ７５の出力Ｑｌｐｆは処理手段７７に供給され、パイロット符号
強度αを生ずる。処理手段７７は低域フィルタ７９の出力ＱｌｐｆをＬで除算す
ることによりαを計算する。したがって、処理手段７７の出力Ｏｐｍは次の式で
表される。 Ｏｐｍ＝α （式８） パイロット拡散符号ｃｐ＊複素共役値発生器６９は複素共役値プロセッサ７９
に結合され、パイロット拡散符号ｃｐを生じる。パイロット拡散符号ｃｐは第２
のミキサ８１に入力され、トラヒック拡散符号ｃｔ＊複素共役値発生器８３の出
力と混合される。この第２のミキサ８１の出力から得られる積は第２の加算／ダ
ンププロセッサ８５に供給される。第２の加算／ダンププロセッサ８５の出力Ｏ
ｓｄ２はΣｃｐｃｔ＊であり、第３のミキサ８７でαと合成される。第３のミキ
サ８７の出力８９はαΣｃｐｃｔ＊である。 受信信号ｒもトラヒック信号逆拡散器９１により逆拡散される。トラヒック信
号逆拡散器９１は、第４のミキサ９３を用いて、受信信号ｒを発生器８３からの
トラヒック符号複素共役値ｃｔ＊と混合することにより受信信号ｒを逆拡散し、
次の信号を生じる。 Σｒｃｔ＊＝αΣｃｐｃｔ＊＋βΣｃｔｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式９
） トラヒック信号逆拡散器９１の出力９５は第３の加算／ダンププロセッサ９７に
供給される。第３の加算／ダンププロセッサ９７の時間に対する出力Ｏｓｄ３は
次のようになる。 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式
１０） ここで、Ｌ２はトラヒック信号拡散符号ｃｔとトラヒック信号拡散符号の複素共
役値ｃｔ＊との積をＬチップにわたって加算した値である。 第３の加算／ダンププロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は、第３のミキサ８７の出
力８９を減算する加算器９９に供給される。加算器９９の出力Ｏａｄｄは次式で
与えられる。 Ｏａｄｄ＝βＬ２＋αΣｃｐｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−αΣｃｐｃｔ＊ （
式１１） したがって、パイロット信号消去システム６１の出力Ｏａｄｄは、下式で単純
化したとおり受信信号ｒマイナスパイロット信号に等しい。 Ｏａｄｄ＝βＬ２＋Σｎｃｔ＊ （式１２） 本発明は、所望トラヒック信号から不要なトラヒック信号（ｓ）を消去する
のに類似の手法を使う。トラヒック信号は他のトラヒック信号にとってはグロー
バルパイロット信号と同様に干渉となるが、トラヒック信号はデータで変調され
ており、したがって動的な性質を備えるので、不要トラヒック信号の消去はグロ
ーバルパイロット信号の消去とは異なる。グローバルパイロット信号が一定の位
相を備えるのに対して、トラヒック信号ではデータ変調により絶えず位相が変わ
る。 トラヒック信号消去システム１０１の実施例を図５に示す。上述のとおり、次
式の受信信号ｒがこのシステムに入力１０３される。 ｒ＝ψｄｃｄ＋βｃｔ＋ｎ （式１３） ここで、受信信号ｒは複素数であり、トラヒック符号信号強度Ψとトラヒック信
号データｄと消去すべき不要トラヒック信号のトラヒック符号ｃｄとの積に、所
望のトラヒック符号ｃｔを乗算した所望のトラヒック符号強度βと、雑音ｎとを
加算したものである。雑音ｎは全受信雑音を含み、干渉成分は他の全てのトラヒ
ック信号とグローバルパイロット信号とを含む。受信信号ｒから不要なトラヒッ
ク信号（ｓ）を消去するには、システム１０１は減算すべき不要トラヒック符号
Ψの信号強度を導き出してデータｄを推算する必要がある。 ψ≠ｄ≠β （式１４） 受信信号ｒを時間領域にわたって加算すると、式１３は次式で表される。 Σｒ＝ψｄΣｃｄ＋βΣｃｔ＋Σｎ （式１５） 図５を参照すると、受信ベースバンド信号ｒは、この受信信号ｒから所望トラ
ヒック信号を逆拡散する所望トラヒック信号逆拡散器９１に入力１０３される。
所望トラヒック信号ミキサ９３は受信信号ｒを、拡散の際に用いた所望トラヒッ
クｐｎ符号の複素共役値ｃｔ＊と混合する。逆拡散ずみのトラヒック信号を加算
／ダンププロセッサ９７に加え、時間領域にわたって加算する。加算／ダンププ
ロセッサ９７の出力Ｏｓｄ３は次式で与えられる。 Ｏｓｄ３＝Σｒｃｔ＊＝βＬ２＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊ （式
１６） 図５に示したトラヒック信号消去システム１０１はｎ個の不要トラヒック信号
キャンセラー１１５１〜１１５ｎを含む。この実施例は１０個の（ｎ＝１０）不
要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５１０を備えている。 不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１５ｎの各々は、第１のミキサ
１１７１〜１１７ｎおよび不要トラヒック信号符号発生器１１９１〜１１９ｎを
含む不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９ｎと、第２のミキサ１３３１
〜１３３ｎと、第１および第２の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎお
よび１２３１〜１２３ｎと、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎと、低域フィ
ルタ１２７１〜１２７ｎと、処理手段１２９１〜１２９ｎと、第３のミキサ１３
１１〜１３１ｎと、共役値プロセッサ１３５１〜１３５ｎと、可調整増幅器１３
７１〜１３７ｎと、所望トラヒック信号符号発生器８３とを備える。 上述のとおり、受信信号ｒは不要トラヒック信号キャンセラー１１５１〜１１
５ｎの各々に入力１０３される。不要トラヒック信号逆拡散器１３９１〜１３９
ｎはこの入力１０３に接続され、受信信号ｒを各不要信号対応のトラヒック信号
ｐｎ系列の複素共役値ｃｄｌ＊―ｃｄｎ＊と混合１１７１〜１１７ｎする。逆拡
散ずみのトラヒック信号１３９１〜１３９ｎは、この信号を時間領域で加算する
第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎに供給する。第１の加算／ダ
ンプ１２１１〜１２１ｎの出力Ｏｓｄｌは次式で表される。 Ｏｓｄ１ｎ＝Σｒｃｄｎ＊＝ψｄＬ３＋βΣｃｔｃｄｎ＊＋Σｎｃｄｎ＊ （式１７） ここで、Ｌ３は不要トラヒック信号拡散符号ｃｄｎとの積でありｃｄｎ＊は不要
トラヒック信号拡散符号の複素共役値である。 第１の加算／ダンププロセッサ１２１１〜１２１ｎの出力ＯｓｄＩｎは難判定
プロセッサ１２５１〜１２５ｎに供給する。この難判定プロセッサ１２５１〜１
２５ｎは変調によるデータの位相偏移Φを判定する。難判定プロセッサ１２５１
〜１２５ｎは逆拡散ずみシンボル値に最も近いＱＰＳＫコンステレーション位置
ｄも判定する。 図６に示すとおり、難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎは信号の受信シンボ
ルｐ０を四つのＱＰＳＫコンステレーション点ｘ１、１、ｘ−１、１、ｘ−１、
−１、ｘ１、−１と比較する。マルチパスに起因するか無線周波数に起因するか
に関わりなく、雑音や歪みによる伝送４７中の劣化があるので、各受信シンボル
ｐ０を調べる必要がある。難判定プロセッサは受信シンボルｐ０から各象限まで
の四つの距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４を計算し、最短距離ｄ２を選び、そのシン
ボルｄに位置ｘ−１、１を割当てる。また、難判定プロセッサは選択ずみのシン
ボル位置ｘ−１、１に対応する位相に等しい位相量Φだけ当初の信号座標ｐ０を
位相逆回転（逆回転）する。当初のシンボル座標ｐ０は放棄する。 難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎの位相出力Φは低域フィルタ１２７１〜
１２７ｎに供給する。これら低域フィルタ１２７１〜１２７ｎは時間の経過とと
もに各信号成分の平均値を算定する。トラヒック信号相互間交差相関の平均値と
雑音ｎの平均値はゼロである。したがって、時間の経過に伴う低域フィルタ１２
７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは次式で与えられる。 Ｏｌｐｆｎ＝ψＬ （式１８） 低域フィルタ１２７１〜１２７ｎの出力Ｑｌｐｆｎは処理手段１２９１〜１２
９ｎに供給され、不要トラヒック信号符号強度Ψを抽出する。処理手段１２９１
〜１２９ｎはフィルタ１２７１〜１２７ｎの出力ＱｌｐｆｎをＬで除算すること
によりΦを推算する。 難判定プロセッサ１２５１〜１２５ｎのもう一つの出力はデータｄである。こ
れは図６に示すとおり距離ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４の最小値に対応するデータ点
ｄである。第３のミキサ１３１１〜１３１ｎは不要トラヒック信号強度Ψを各デ
ータ値ｄと混合する。 不要トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｄｌ＊〜ｃｄｎ＊は複素共役
値プロセッサ１３５１〜１３５ｎに結合され、不要トラヒック信号拡散符号ｃｄ
ｌ〜ｃｄｎを生じ、これら信号は第２のミキサ１３３１〜１３３ｎに入力され、
所望トラヒック信号拡散符号複素共役値発生器ｃｔ＊の出力と混合される。この
積は第２の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎに供給される。第２の加
算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎはΣｃｄｎｃｔ＊で
あり、可変増幅器１３７１〜１３７ｎに供給される。可変増幅器１３７１〜１３
７ｎは、決定ずみの利得である第３のミキサ１３１１〜１３１ｎの出力に従って
第３の加算／ダンププロセッサ１２３１〜１２３ｎの出力Ｏｓｄ２ｎを増幅する
。 可変増幅器１３７１〜１３７ｎの出力１４１１〜１４１ｎは、所望トラヒック
信号逆拡散器１０５の出力から可変増幅器１３７１〜１３７ｎの各々の出力を減
算する加算器１４３に供給される。この出力Ｏは次式で与えられる。 Ｏ＝βＬ＋ψｄΣｃｄｃｔ＊＋Σｎｃｔ＊−ψｄΣｃｄｃｔ＊ （式
１９） 加算器１４３の出力Ｏ（また、不要トラヒック信号消去システム１０１の出力で
もある）は受信信号ｒマイナス不要トラヒック信号に等しく、次のとおり簡略表
示される。 Ｏ＝βＬ＋Σｎｃｔ＊ （式２０） ここで、雑音ｎは受信信号から減算したトラヒック信号量に応じて変化する。 グローバルパイロット信号と不要トラヒック信号とを消去するもう一つの実施
例１４５を図７に示す。前述のとおり、不要トラヒック信号消去システム１０１
は所望トラヒック信号逆拡散器９１と複数の不要トラヒック信号キャンセラー１
１５１〜１１５ｎとを含む。このトラヒック信号消去システムは上述のパイロッ
ト信号消去システム６１と並列に結合してあるが、所望トラヒック信号逆拡散器
を備えていない。共通入力１４７をこれら両方のシステム１０１および６１に接
続し、これら両システム１０１および６１からの出力ＯおよびＯａｄｄに共通の
加算器１４９を接続してある。パイロット信号および不要トラヒック信号を所望
のトラヒック信号から減算することによって、パイロット信号や複数の送信トラ
ヒック信号による干渉のない出力１５１を生ずる。 以上、本発明の特定の実施形態を示して説明したが、当業者には本発明の原理
や範囲を逸脱することなく多数の変更や修正が可能である。上述の説明は例示の
ためのものであって、特定の実施の態様に限定するものではない。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ
Claims (17)
- 【請求項１】ＣＤＭＡ無線インタフェース経由で送信機から通信信号を受信
する受信機用の消去システムであって復号化の前に所望のトラヒック信号から被
選択信号を除去する消去システムにおいて、 前記通信信号を受ける入力を含み、 出力を備える所望のトラヒック信号逆拡散器に前記入力が接続されており、 出力を備える被選択信号キャンセラに前記入力が接続されており、 前記被選択信号キャンセラ出力を前記所望のトラヒック信号出力から減算して
前記消去システム出力とし、 前記出力が前記被選択信号の影響を免れた前記所望のトラヒック信号である 消去システム。 - 【請求項２】前記被選択信号キャンセラが少なくとも一つの被選択信号キャ
ンセラを含む請求項１記載の消去システム。 - 【請求項３】前記被選択信号キャンセラが不要トラヒック信号キャンセラで
ある請求項２記載の消去システム。 - 【請求項４】前記不要トラヒック信号キャンセラが、 前記入力および加算出力に接続した入力を有する不要トラヒック信号逆拡散器
をさらに含み、 前記不要トラヒック信号キャンセラ出力を位相出力およびデータ出力を有する
難判定プロセッサに接続し、 出力を有する低域フィルタに前記難判定プロセッサの前記位相出力を接続し、 前記低域フィルタ出力をプロセッサ、すなわち前記不要トラヒック信号・所望
トラヒック信号間交差相関の積をフィルタ処理して除去し不要トラヒック信号強
度を出力するプロセッサに接続し、 前記プロセッサの出力を出力を有する第１の乗算器で前記難判定プロセッサの
前記データ出力と乗算し、 前記不要トラヒック符号発生器出力を出力を有する複素共役値プロセッサの入
力に接続し、 前記複素共役値出力を出力を有する第１のミキサで前記所望のトラヒック信号
符号の複素共役値と混合し、 前記第１のミキサの出力を出力を有する第１の加算／ダンププロセッサの入力
に接続し、 前記第１の加算／ダンププロセッサを前記第１の乗算器の出力による制御を受
ける可変利得増幅器の入力に接続し、 前記増幅器の前記出力が前記不要トラヒック信号強度である 請求項３記載の消去システム。 - 【請求項５】前記被選択信号キャンセラがグローバルパイロット信号キャン
セラをさらに含む請求項４記載の消去システム。 - 【請求項６】前記グローバルパイロット信号キャンセラが、 前記入力に接続され加算出力を有するグローバルパイロット逆拡散器と、 所望トラヒック信号・グローバルパイロット信号間交差相関手段と を含み、 前記グローバルパイロット逆拡散器の出力が出力を有するパイロット信号強度
算定手段に接続され、 前記パイロット信号強度算定手段の出力を前記交差相関手段の出力と乗算し、 前記乗算の出力が前記被選択信号キャンセラ出力である 請求項５記載の消去システム。 - 【請求項７】前記交差相関手段が、 グローバルパイロット信号符号発生器と、 所望トラヒック信号複素共役値符号発生器と、 前記グローバルパイロット信号符号と前記所望トラヒック信号複素共役符号と
の間の交差相関をとる第２のミキサと、 前記交差相関の積を時間にわたって加算する第２の加算／ダンププロセッサと
を含む請求項６記載の消去システム。 - 【請求項８】前記グローバルパイロット信号強度を抽出する手段が、 出力を有する低域フィルタと、 前記低域フィルタに接続され、前記グローバルパイロット信号強度を出力する
プロセッサと をさらに含む請求項７記載の消去システム。 - 【請求項９】前記被選択信号キャンセラがグローバルパイロット信号キャン
セラである請求項１記載の消去システム。 - 【請求項１０】前記グローバルパイロット信号キャンセラが、 前記入力に接続され加算出力を有するグローバルパイロット信号逆拡散器と、 所望トラヒック信号・グローバルパイロット信号間交差相関手段と を含み、 前記グローバルパイロット信号逆拡散器の出力を出力を有するパイロット信号
強度算定手段に接続し、 前記グローバルパイロット信号強度算定手段の出力を前記交差相関手段の出力
と乗算し、 前記乗算の出力が前記被選択信号キャンセラ出力である 請求項９記載の消去システム。 - 【請求項１１】前記交差相関手段が、 グローバルパイロット信号符号発生器と、 所望トラヒック信号複素共役値符号発生器と、 前記グローバルパイロット信号符号と前記所望トラヒック信号複素共役値符号
との交差相関をとるミキサと、 前記交差相関の積を時間について加算する加算／ダンププロセッサと を含む請求項１０記載の消去システム。 - 【請求項１２】前記グローバルパイロット信号強度を抽出する前記手段が、 出力を有する低域フィルタと、 前記低域フィルタに接続され前記グローバルパイロット信号強度を抽出し出力
するプロセッサと をさらに含む請求項１１記載の消去システム。 - 【請求項１３】ＣＤＭＡ無線インタフェース経由で送信機から通信信号を受
信する受信機用のグローバルパイロット信号消去システムであって復号化の前に
所望のトラヒック信号からグローバルパイロット信号を除去するグローバルパイ
ロット信号消去システムにおいて、 前記通信信号およびシステム出力を受ける入力を含み、 各々が加算出力を有するグローバルパイロット信号逆拡散器および所望トラヒ
ック信号逆拡散器に前記入力が接続されており、 出力を備える被選択信号キャンセラに前記入力が接続されており、 所望トラヒック信号・グローバルパイロット信号交差相関手段をさらに含み、 前記グローバルパイロット信号逆拡散器出力を出力を有するパイロット信号強
度算定手段に接続し、 前記パイロット信号強度算定手段の出力を前記交差相関手段の出力と乗算し、 前記乗算の積を前記所望トラヒック信号逆拡散器出力から減算して前記グロー
バルパイロット信号の影響を免れた前記所望のトラヒック信号を出力する グローバルパイロット信号消去システム。 - 【請求項１４】前記交差相関手段が、 グローバルパイロット信号符号発生器と、 所望トラヒック信号複素共役値符号発生器と、 前記グローバルパイロット信号符号と前記所望トラヒック信号複素共役値符号
との間の交差相関をとるミキサと、 前記交差相関の積を時間にわたって加算する加算／ダンププロセッサと を含む請求項１３記載のグローバルパイロット信号消去システム。 - 【請求項１５】前記グローバルパイロット信号強度を抽出する前記手段が、 出力を有する低域フィルタと、 前記低域フィルタに接続され前記グローバルパイロット信号強度を抽出し出力
するプロセッサと をさらに含む請求項１４記載のグローバルパイロット信号消去システム。 - 【請求項１６】ＣＤＭＡ無線インタフェース経由で送信機から通信信号を受
信する受信機用のトラヒック信号消去システムであって復号化の前に所望のトラ
ヒック信号から少なくとも一つの不要トラヒック信号を除去するトラヒック信号
消去システムにおいて、 前記通信信号およびシステム出力を受ける入力を含み、 加算出力を備える所望のトラヒック信号逆拡散器に前記入力が接続されており
、 前記入力に接続された入力を備え各々が出力を有する少なくとも一つの不要ト
ラヒック信号プロセッサを含み、 前記不要トラヒック信号プロセッサの各々の出力を前記所望のトラヒック信号
逆拡散器出力から減算して前記不要トラヒック信号の影響を免れた前記所望のト
ラヒック信号を出力する トラヒック信号消去システム。 - 【請求項１７】前記不要トラヒック信号プロセッサが、 前記入力および加算出力に接続した入力を有する不要トラヒック信号逆拡散器
をさらに含み、 前記不要トラヒック信号プロセッサ出力を位相出力およびデータ出力を有する
難判定プロセッサに接続し、 出力を有する低域フィルタに前記難判定プロセッサの前記位相出力を接続し、 前記低域フィルタ出力をプロセッサ、すなわち前記不要トラヒック信号・所望
トラヒック信号間交差相関の積をフィルタ処理して除去し不要トラヒック信号強
度を出力するプロセッサに接続し、 前記プロセッサの出力を出力を有する乗算器で前記難判定データ出力と乗算し
、 前記不要トラヒック符号発生器出力を出力を有する複素共役値プロセッサの入
力に接続し、 前記複素共役値出力を出力を有するミキサで前記所望のトラヒック信号符号の
複素共役値と混合し、 前記ミキサの出力を出力を有する第１の加算／ダンププロセッサの入力に接続
し、 前記第１の加算／ダンププロセッサを前記乗算器の出力による制御を受ける可
変利得増幅器の入力に接続し、 前記増幅器の前記出力が前記不要トラヒック信号強度である 請求項１６記載の消去システム。
Applications Claiming Priority (3)
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